JP3656694B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、太陽電池や燃料電池等の直流電源が発生する直流電力を交流電力に変換する単相３線出力形の電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１６、図１７は、太陽電池を電源とし、その直流電力を交流電力に変換して系統電源に連系する単相三線出力形電力変換装置の従来技術を示している。
図１６において、太陽電池１ａ，１ｂの直列回路の両端電圧はダイオード３７ａ，３７ｂを介してコンデンサ６，１５の直列回路に加えられ、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子３１及び逆並列接続されたダイオード３２からなるハーフブリッジインバータ３Ａ，３ＢによってＰＷＭ制御され、交流電圧に変換される。
この交流電圧は、リアクトル７ａ，７ｂ及びコンデンサ８ａ，８ｂからなるフィルタによってＰＷＭ制御による高周波成分が除去され、単相三線式の系統電源９に連系される。
【０００３】
一方、図１７において、太陽電池１の直流電圧はダイオード３７を介してリアクトル３３、半導体スイッチ素子３４及びダイオード３５からなる昇圧回路により昇圧され、コンデンサ６，１５の直列回路に加えられる。
そして、図１６と同様にハーフブリッジインバータ３Ａ，３ＢによってＰＷＭ制御され、交流電圧に変換された後、リアクトル７ａ，７ｂ及びコンデンサ８ａ，８ｂからなるフィルタによって高周波成分が除去され、単相三線式の系統電源９に連系される。
これら図１６、図１７の従来技術は何れも電圧形の電力変換装置であるため、交流出力側を系統電源９と切り離して交流電圧源として自立運転することが可能である。
【０００４】
次に、他の従来技術を説明する。図１８は、太陽電池を電源とし、その直流電力を交流電力に変換して系統電源に連系する太陽光発電インバータの全体構成を示すものである。
一般に系統連系用の太陽光発電インバータでは、太陽電池１を有効利用するために、インバータＩＮＶの出力電力Ｐを一定周期で変動・調節することにより、図１９に示す如く直流電圧Ｅdを太陽電池１が最大電力Ｐmaxを発生する電圧Ｅtに制御する、いわゆる最大電力追従制御を行っている。
また、図２０はピークカット運転等を行うためにインバータＩＮＶの直流側に蓄電池１０１を接続した従来技術である。この場合、蓄電池１０１の充放電電圧の範囲が決められているため、インバータＩＮＶは直流電圧一定制御により直流電圧Ｅdを蓄電池１０１で決まる電圧値に制御するか、もしくは図１９に示した最大電力追従制御により決められた直流電圧Ｅtと蓄電池１０１の充電電圧との整合をとるために、直流−直流変換器１０２を別途設置している。
【０００５】
次に、更に別の従来技術を説明する。図２１は、図１７に示した従来技術とほぼ同様の構成であり、直流電圧バランス回路３６を有しない例である。
単相３線式の電力系統は中性点が接地されているため、図２１の構成では、インバータの直列コンデンサ６，１５の接続点も接地されることになる。しかるに、直流回路側は直列コンデンサ６，１５の両端に接続されているので、半導体スイッチ素子３４とダイオード３５との接続点の対接地点電位Ｖnは、半導体スイッチ素子３４のスイッチング周波数によって正負に変動する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
前述した図１６の従来技術では、太陽電池１ａ，１ｂを直列接続しているため、接続が複雑である。また、各太陽電池１ａ，１ｂの発生電力の誤差や自立運転時の非対称負荷への電力供給等により、入力電圧（コンデンサ６，１５の電圧）のアンバランスが生じ、出力電圧の歪みや直流成分の系統への流出原因となる。更に、太陽電池１ａ，１ｂが二個直列に接続されるため、太陽電池の動作範囲を考慮した場合、電力変換装置に使用される半導体スイッチ素子３１として高耐圧のものが必要になり、スイッチング損失の増加による電力変換効率の低下に繋がる。
【０００７】
図１７の従来技術では、半導体スイッチ素子３４及びダイオード３５からなる昇圧回路によって電力変換段数が一段増加するので、変換効率の低下が避けられない。更に、直列接続されたコンデンサ６，１５の電圧をバランスさせる直流電圧バランス回路３６が新たに必要となり、回路構成が複雑になるという問題があった。
【０００８】
そこで請求項１〜請求項３記載の発明は、比較的簡単な回路構成により、入力電圧のアンバランスがなく、しかも高い電力変換効率を保てるようにした電力変換装置を提供しようとするものである。
また、請求項４記載の発明は、特に、スイッチング損失の増加による電力変換効率の低下を防止するようにした電力変換装置を提供しようとするものである。
【０００９】
一方、前述した図２０の太陽光発電インバータにおいて、インバータＩＮＶの直流電圧Ｅdを蓄電池１０１で決まる電圧値に制御する場合には、太陽電池１の最大電力を取り出すことができないため、システム効率が低くなる。
更に、直流−直流変換器１０２を別途設置すると変換段数が増加してシステムの複雑化、大型化、高価格化を招くといった問題がある。
【００１０】
そこで請求項５記載の発明は、１台のインバータで最大電力追従制御と蓄電池の充放電制御を同時に行うことにより、システム効率の低下を防ぎ、かつ、システムの複雑化、大型化等を防止するようにした電力変換装置を提供しようとするものである。
【００１１】
また、図２１の従来技術では、前述のごとく半導体スイッチ素子３４とダイオード３５との接続点の対接地点電位Ｖnが、半導体スイッチ素子３４のスイッチング周波数によって正負に振られる。このため、昇圧回路（昇圧チョッパ）のリアクトルと太陽電池１との接続線が持つリアクトル成分の比率により、直流入力端子に電位変動が発生し、その変化分（ｄＶ／ｄｔ）がノイズ発生・雑音端子電圧の増加要因となる。
この対策のためには、直流側にノイズフィルタを追加したりそのフィルタ機能を強化することが必要になり、装置の複雑化、大型化、高価格化を招いていた。
【００１２】
よって請求項６記載の発明は、上記対接地点電位Ｖnの変動を抑制し、直流側のノイズフィルタの追加等に起因するシステムのシステムの複雑化、大型化等を防ぐことができる電力変換装置を提供しようとするものである。
【００１３】
更に、請求項７記載の発明は、ハーフブリッジインバータの交流出力端子に負荷が接続される場合において、後述するように、負荷急変時に直流分圧回路の制御遅れやリアクトルの残留エネルギーに起因して直流電源が接続されていない方のコンデンサの電圧が過大になり、そのためにコンデンサの容量増加や高耐圧の半導体スイッチ素子の使用を余儀なくされることによる電力変換装置の大型化、コスト上昇を防止すると共に、コンデンサの過電圧検出時に電力変換装置の運転を強制的に停止する不都合を回避しようとするものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧に等しくなるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたものである。
【００１５】
請求項２記載の発明は、前記同様に直流分圧回路を形成し、直列接続された２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が一定値になるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたものである。
【００１６】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の制御手段を動作させることにより前記２個のコンデンサの電圧が等しくなくなったときに、これらのコンデンサの電圧検出値Ｖ１，Ｖ２、ハーフブリッジインバータの上アームの点弧時間Ｔon、下アームの点弧時間Ｔoff（＝Ｔ−Ｔon）及びキャリア周期Ｔを用いて、
λ＝１−（Ｖ１−Ｖout）／Ｅ0
（但し、
Ｖout（：出力電圧基準指令値）＝（Ｖ１×Ｔon／Ｔ）−（Ｖ２×Ｔoff／Ｔ）
なる式により求めた出力電圧指令値λに基づき、ハーフブリッジインバータの半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたものである。
【００１７】
請求項４記載の発明は、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、前記２個のコンデンサのうち一方のコンデンサの電圧検出値に基づき他方のコンデンサの電圧指令値を生成し、他方のコンデンサの電圧がこの電圧指令値に一致するように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御することにより、前記２個のコンデンサの電圧の合計値を前記ハーフブリッジインバータの半導体スイッチ素子の耐圧以下に抑制する制御手段を備えたものである。
【００１８】
請求項５記載の発明は、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの両端に直流遮断器と蓄電池との直列回路を接続し、直流電源が接続されているコンデンサの電圧がその電圧指令値に一致するように前記ハーフブリッジインバータの半導体スイッチ素子のオン、オフを制御することにより、直流電源の最大電力追従制御を行い、かつ、直流電源が接続されていないコンデンサの電圧がその電圧指令値に一致するように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御すると共に前記直流遮断器の開閉を制御することにより前記蓄電池の充放電制御を行う制御手段を備えたものである。
【００１９】
請求項６記載の発明は、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとを直列接続して直列スイッチ回路を形成し、この直列スイッチ回路を構成する半導体スイッチ素子とダイオードとの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成すると共に前記２個のコンデンサの相互接続点を系統電源の中性線に接続し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧に等しくなるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたものである。
【００２０】
請求項７記載の発明は、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとを直列接続して直列スイッチ回路を形成し、この直列スイッチ回路を構成する半導体スイッチ素子とダイオードとの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成すると共に前記２個のコンデンサの相互接続点を交流負荷の中性点に接続し、前記２個のコンデンサの電圧合計値に対して抑制電圧レベルと復旧電圧レベルとを設定し、前記電圧合計値が増加して抑制電圧レベルに到達したら前記直流分圧回路の動作を停止させ、前記電圧レベルが減少して復旧電圧レベルに到達したら前記直流分圧回路を再起動させる制御手段を備えたものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１（ａ）は請求項１に記載した発明の第１実施形態を示す回路図であり、図１６、図１７と同一の構成要素には同一符号を付してある。
図１（ａ）において２は直流分圧回路であり、本実施形態は、この直流分圧回路２と、太陽電池１や燃料電池等の直流電源と、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂと、２個の出力フィルタとから構成される。
ここで、直流分圧回路２は、太陽電池１の直流電圧を電力変換して直列接続された２個のコンデンサ６，１５の電圧が等しくなるように動作するものである。
【００２２】
以下に、直流分圧回路２の構成を説明する。
図１（ａ）において、一方のコンデンサ６の両端にはダイオード３７を介して太陽電池１が接続されている。また、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子４及び逆並列接続されたダイオード５からなるスイッチアームと、同じくスイッチ素子１３及び逆並列接続されたダイオード１４からなるスイッチアームとを２個直列に接続して直列スイッチ回路３８を構成し、その両端をコンデンサ６の正極とコンデンサ１５の負極とに接続する。
更に、上記２個のスイッチアームの相互接続点とコンデンサ６，１５の相互接続点との間にリアクトル１０を接続することにより、直流分圧回路２が構成される。
【００２３】
この実施形態の動作を説明すると、太陽電池１が接続されたコンデンサ６の電圧（Ｖ１とする）は太陽電池１の電圧にクランプされるため、太陽電池１が接続されていないコンデンサ１５の電圧（Ｖ２とする）が上記電圧Ｖ１と等しくなるように直流分圧回路２を制御する。
この制御の具体的方法としては、各コンデンサ６，１５の電圧を検出し、Ｖ１，Ｖ２の偏差が零になるように直列スイッチ回路３８の各アームのスイッチ素子４，１３に対する点弧期間を制御する。
【００２４】
図２は、直流分圧回路２の動作を示したものである。
図２（ａ）はコンデンサ６からコンデンサ１５にエネルギーを供給する場合であり、スイッチ素子４を点弧することにより実線で示すスイッチ素子４→リアクトル１０→コンデンサ６のルートでリアクトル１０にエネルギーを蓄積し、このエネルギーを、スイッチ素子４の消弧によって破線のルートで他方のコンデンサ１５に供給する。
【００２５】
一方、図２（ｂ）はコンデンサ１５からコンデンサ６にエネルギーを供給する場合であり、スイッチ素子１３を点弧することにより実線で示すスイッチ素子１３→コンデンサ１５→リアクトル１０のルートでリアクトル１０にエネルギーを蓄積し、このエネルギーを、スイッチ素子１３の消弧によって破線のルートで他方のコンデンサ６に供給する。
従って、各スイッチ素子４，１３の点弧期間をコンデンサ電圧に応じて制御することで、電圧Ｖ１，Ｖ２を制御することが可能になる。
【００２６】
図３は、上記制御を行うための制御ブロック図である。図において、１６，１７はそれぞれコンデンサ６，１５の電圧Ｖ１（検出値）、Ｖ２（指令値）が入力される切替スイッチ、２０はこれらのスイッチ１６，１７の出力信号とコンデンサ１５の電圧Ｖ２（検出値）が図示の符号で入力される加算器、２２は加算器２０の出力が零になるように調節動作する調節器、２４は調節器２２の出力である電圧指令値とキャリア発生回路２３の出力信号（キャリア）とを比較するコンパレータ（ＰＷＭ信号発生回路）であり、このコンパレータ２４の出力信号及びその反転信号がスイッチ素子４，１３に対する点弧信号となる。
【００２７】
図４は、直流分圧回路２の点弧パターンを示している。図３における切替スイッチ１６をオンした場合に、Ｖ１＞Ｖ２であればスイッチ素子４のオンデューティは５０％以上となり、Ｖ１＜Ｖ２であれば５０％以下となる。
【００２８】
以上の方法により制御されたコンデンサ電圧Ｖ１，Ｖ２が、図１（ａ）における後段のハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂの電源となる。
なお、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂは、従来と同様にＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子３１と逆並列接続されたダイオード３２とから構成されており、そのＰＷＭ制御によってコンデンサ電圧Ｖ１，Ｖ２が交流電圧に変換された後、リアクトル７ａ，７ｂ及びコンデンサ８ａ，８ｂからなるフィルタによってＰＷＭ制御による高周波成分が除去され、単相三線式の系統電源９に連系される。ここで、フィルタの出力を系統電源９に連系させずにそのまま交流負荷に供給する自立運転を行っても良い。
【００２９】
図１（ｂ）は請求項１記載の発明の第２実施形態を示しており、太陽電池１がダイオード３７を介して他方のコンデンサ１５に接続されている点を除き、上記第１実施形態と構成上、同一である。
この実施形態では、太陽電池１が接続されていないコンデンサ６の電圧Ｖ１が他方のコンデンサの１５の電圧Ｖ２と等しくなるように制御を行う。直流分圧回路２における具体的制御方法は、上記第１実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００３０】
次に、請求項２記載の発明の実施形態を説明する。
請求項１の発明の実施形態では、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサの電圧（図１（ａ）ではＶ２、図１（ｂ）ではＶ１）が他方のコンデンサの電圧（図１（ａ）ではＶ１、図１（ｂ）ではＶ２）と等しくなるように制御を行っている。すなわち、図１（ａ）では図３に示したように直流電圧指令値をＶ１、図１（ｂ）では電圧指令値をＶ２としている。
【００３１】
請求項２記載の発明の実施形態ではこの直流電圧指令値を一定値とし、図１（ａ）ではＶ２、図１（ｂ）ではＶ１を常時一定に保つように制御する。
ここで、例えば電力変換装置の出力電圧としてＶSが要求される場合、直流電圧としては最低で√２倍の電圧が必要になる。例えば、出力が１００Ｖ（実効値）であれば１４１Ｖの電圧が直流電圧として必要になる。
従って、図１（ａ）の場合、Ｖ２の電圧指令値は１４１Ｖとなる。実際には、出力変動や変換装置の制御余裕等を考慮して、１７０Ｖ程度に設定するのが一般的である。
【００３２】
このように、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサの電圧を電力変換装置に要求される出力交流電圧で決まる最低値に制御すると、電力変換装置（ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂ）に使用される半導体スイッチ素子の耐圧としては太陽電池１の最大電圧Ｅmax＋Ｖ２（またはＶ１）を許容できれば良く、図１２のように太陽電池を２個直列にした場合に比べて、低耐圧のスイッチ素子を使用することが可能になる。
このような制御を行うためには、図３に示した切替スイッチ１７をオンし、電圧指令値Ｖ２*をＥmaxとして直流分圧回路を制御すればよい。
なお、図１（ｂ）の例では電圧指令値Ｖ１*をＥmaxとしてＶ１（検出値）との偏差が零になるように制御すればよい。
【００３３】
次いで、請求項３記載の発明の実施形態を説明する。
例えば、請求項２記載の発明によってコンデンサ電圧Ｖ２を一定に制御した場合、コンデンサ電圧Ｖ１とＶ２とは等しくならない。
請求項３の発明は、このようにハーフブリッジインバータの各入力電圧が等しくない場合に、ハーフブリッジインバータの出力電圧波形を正負対称にするための出力電圧補正制御方法を提案するものである。
【００３４】
まず、出力電圧基準指令値Ｖoutとコンデンサ電圧Ｖ１，Ｖ２との関係は次の数式１のようになる。但し、数式１において、Ｔon：ハーフブリッジインバータの上アームの点弧時間、Ｔoff：同じく下アームの点弧時間、Ｔ：キャリア周期である。
【００３５】
【数１】
Ｖout＝（Ｖ１×Ｔon／Ｔ）−（Ｖ２×Ｔoff／Ｔ）
【００３６】
いま、Ｔon／Ｔ＝ｋ１，Ｔoff＝ｋ２とおくと、数式２〜数式４が得られる。なお、数式３のλは出力電圧指令値である。
【００３７】
【数２】
ｋ１×Ｖ１−ｋ２×Ｖ２＝Ｖout
【００３８】
【数３】
λ＝ｋ１−ｋ２
【００３９】
【数４】
ｋ１＋ｋ２＝１
【００４０】
これらの数式２〜数式４を展開すると、数式５が得られる。
【００４１】
【数５】
λ＝１−（Ｖ１−Ｖout）／Ｅ0 但し、Ｅ0＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２
【００４２】
入力電圧（Ｖ１，Ｖ２）のアンバランス時の出力電圧補正制御は、上記数式５に従い、Ｖ１，Ｖ２，Ｖoutからλを算出し、このλとキャリアとを比較してハーフブリッジインバータの上下アームの点弧信号を発生させることにより実現可能である。
図５はこれを実現するための制御ブロック図であり、数式５を実現するべく加算器２０ａ，２０ｂ，２０ｃ、乗算器２５、除算器２６及びキャリア発生回路２７、コンパレータ２８により構成されている。
【００４３】
次に、請求項４に記載した発明の実施形態を説明する。図１の実施形態では、前述のごとく、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧と等しくなるように制御を行っている。
このような制御を行う場合、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂに使用される半導体スイッチ素子としては、Ｖ１またはＶ２の最大電圧Ｖmaxの２倍以上の耐圧を持つ必要がある。一般に半導体スイッチ素子の損失は、素子耐圧が高いほど大きいため、太陽電池１や燃料電池といった電圧変動の大きい電源を直流電源とした場合、半導体スイッチ素子の損失は他の同容量の変換装置に比べて大きくなる。
【００４４】
このため本実施形態では、半導体スイッチ素子の印加電圧を低く抑えてその発生損失を低減させるために、例えば、コンデンサ６に太陽電池１が接続され、コンデンサ１５に太陽電池１が接続されていない場合には、その接続されていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２*を数式６のように設定する。
【００４５】
【数６】
Ｖ２*＝Ｅmax−Ｖ１
【００４６】
なお、数式６において、Ｅmaxは半導体スイッチ素子の耐圧、Ｖ１はコンデンサ６の電圧である。
ここで、Ｖ２の最低値を電力変換装置に要求される出力交流電圧値で決まる電圧とすると、電力変換装置（ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂ）に使用されるスイッチ素子の耐圧は太陽電池１の最大電圧（半導体スイッチ素子の耐圧）Ｅmax＋Ｖ２の最低電圧を許容すれば良く、図１の実施形態のようにＶ１＝Ｖ２の制御を行う場合に比べて低耐圧のスイッチ素子を使用することが可能になる。
【００４７】
図６は本実施形態の構成を示すものである。いま、コンデンサ６に太陽電池１が接続され、コンデンサ１５に太陽電池１が接続されていない場合を例にとって動作を説明する。
まず、コンデンサ６の電圧（太陽電池１の電圧）Ｖ１を検出し、図６におけるコンパレータ４１により設定値Ｅ0と比較する。ここで、設定値Ｅ0は次のようにして決められる。Ｖ１の最大値をＶmax、Ｖ２の最小値をＶminとすると、スイッチ素子の耐圧Ｅmaxは数式７のようになる。
【００４８】
【数７】
Ｅmax＝Ｖmax＋Ｖmin
【００４９】
Ｖ１＝Ｖ２の制御が可能なＶ２の電圧範囲はＥmaxの１／２までであるから、その判断基準となる設定値Ｅ0は、数式８となる。
【００５０】
【数８】
Ｅ0＝Ｅmax／２
【００５１】
こうして決められた設定値Ｅ0とＶ１の検出値との大小関係により、電圧指令値Ｖ２*は次の数式９のようになる。
【００５２】
【数９】
Ｅ0＞Ｖ１→Ｖ２*＝Ｖ１
Ｅ0≦Ｖ１→Ｖ２*＝Ｅmax−Ｖ１
【００５３】
すなわち図６の構成において、Ｅ0＞Ｖ１の場合にはコンパレータ４１の出力信号が「Ｈ」レベルとなり、オン状態のアナログスイッチ４２を介してＶ１の検出値がそのまま指令値Ｖ２*として加算器４５に入力される。
また、Ｅ0≦Ｖ１の時にはコンパレータ４１の出力信号が「Ｌ」レベルとなり、アナログスイッチ４４の出力側が「Ｈ」レベルになってこのスイッチ４４がオンする。これにより、加算器４３から出力されるＥmax−Ｖ１の値が指令値Ｖ２*として次段の加算器４５に入力される。
加算器４５では指令値Ｖ２*と検出値Ｖ２との偏差が求められ、この偏差が調節器４６に入力される。そして、その出力信号とキャリア発生回路４７からのキャリアとがコンパレータ（ＰＷＭ信号発生回路）４８により比較され、直列スイッチ回路３８のスイッチ素子４，１３に対する点弧信号が出力される。
【００５４】
この実施形態では、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２*を設定値Ｅ0とＶ１の検出値との大小関係に応じて設定している。このため、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂを構成する半導体スイッチ素子の耐圧としては太陽電池１の最大電圧Ｅmax＋Ｖ２を許容すれば良く、低耐圧でスイッチング損失の小さい素子を使用することが可能になる。
なお、上記実施形態では、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２*を設定する場合につき説明したが、他方のコンデンサ６に太陽電池１が接続されておらず、その電圧指令値Ｖ１*を設定する場合にも、本発明は適用可能である。
【００５５】
次いで、請求項５に記載した発明の実施形態を説明する。
図７はこの実施形態の主回路を示しており、図１（ａ）と同一の構成要素には同一符号を付してある。図７において、４９は太陽電池１の出力電流ｉdを検出する変流器、５０は直流遮断器、５１は蓄電池である。なお、直流遮断器５０及び蓄電池５１の直列回路は太陽電池１が接続されていないコンデンサ１５に対し並列に接続されている。また、直流遮断器５０は、蓄電池５１の満充電時及び過放電時などに電力変換装置の主回路と蓄電池５１とを切り離すために、後述するように遮断器制御信号Ｓ１によって遮断されるものである。
【００５６】
図８は、この実施形態において最大電力追従制御を行うための制御ブロック図である。
まず、この実施形態では太陽電池１はコンデンサ６に接続されているため、コンデンサ６の電圧Ｖ１と太陽電池１の出力電流ｉdとを検出する。そして、電圧指令発生回路５２は、太陽電池１の現在の出力電力を検出してこの電力を前回の出力電力と比較し、コンデンサ６の次回の電圧指令値Ｖ１*を発生する。
電圧指令値は太陽電池１の特性から判断され、例えば現在の電力指令値を前回の電力指令値よりも大きくした結果、出力電力が増加したならば、図１９に示した太陽電池の特性から明らかなようにａの運転領域にあるため、次回の電圧指令値を現在の電圧指令値よりも大きくする。また、出力電力が減少したならば、図１９におけるｂの領域にあるため、次回の電圧指令値を現在の電圧指令値よりも小さくする。
【００５７】
このようにして発生させた電圧指令値Ｖ１*と検出値Ｖ１との偏差を加算器５３により求め、この偏差を調節器５４に入力してハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂの出力電流指令値ｉ*とする。
上記出力電流指令値ｉ*と検出値ｉとの偏差を加算器５５により求め、この偏差を調節器５６に入力してその出力とキャリア発生回路５７からのキャリアとをコンパレータ（ＰＷＭ信号発生回路）５８に入力し、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂのスイッチ素子３１に対する点弧信号を得る。
こうして太陽電池１が接続されている方のコンデンサ６の電圧Ｖ１を制御することにより、最大電力追従制御を行うものである。
【００５８】
次に、図９は蓄電池５１の充放電制御を行うための制御ブロック図である。
まず、充放電指令発生回路５９は、蓄電池５１の状態及び太陽電池１の発電運転状態から蓄電池５１の印加電圧指令値を算出する。この印加電圧指令値を太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２*とし、検出値Ｖ２との偏差を加算器６０により求めてその偏差を調節器５４に入力する。
そして調節器５４の出力とキャリアとをコンパレータ５８に入力し、スイッチ素子４，１３に対する点弧信号を得る。
こうして太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧Ｖ２を制御することにより、蓄電池５１の充放電制御を行う。
なお、蓄電池５１が満充電状態や過充電状態の時、あるいはシステムの運転状態に合わせて、充放電指令発生回路５９が遮断器制御信号Ｓ１を出力し、蓄電池５１に直列接続された直流遮断器５０を開放することにより、蓄電池５１やコンデンサ１５の電圧制御、保護を行う。
【００５９】
この実施形態によれば、図２０のように直流−直流変換器１０２を用いることなく、太陽電池１の最大電力追従制御を行いながら蓄電池５１の充放電制御を行うことが可能となる。
なお、図示しないが、太陽電池１がコンデンサ１５に接続され、コンデンサ６の両端に直流遮断器５０と蓄電池５１との直列回路が接続されている場合にも本発明は適用可能である。その場合には、コンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２*を生成してこの指令値Ｖ２*にＶ２が一致するように各スイッチ素子３１のオン、オフを制御して最大電力追従制御を行い、また、コンデンサ６の電圧指令値Ｖ１*を生成してこの指令値Ｖ１*にＶ１が一致するように各スイッチ素子４，１３のオン、オフ及び直流遮断器５０の開閉を制御して蓄電池５１の充放電制御を行う。
【００６０】
次いで、請求項６に記載した発明の実施形態を説明する。図１０（ａ）はこの発明の第１実施形態を示す回路図、図１０（ｂ）は第２実施形態を示す回路図であり、図１（ａ），（ｂ）と同一の構成要素には同一符号を付してある。
図１０（ａ）はコンデンサ６に太陽電池１が接続されている場合であり、回路構成上、図１（ａ）と異なるのは、直流分圧回路２０１内の直列スイッチ回路３８１の構成と図１（ａ）におけるダイオード３７が存在しない点である。すなわち、上記直列スイッチ回路３８１は、半導体スイッチ素子４とダイオード１４とを直列接続して構成されている。
同様に図１０（ｂ）はコンデンサ１５に太陽電池１が接続されている場合であり、回路構成上、図１（ｂ）と異なるのは、直流分圧回路２０２内の直列スイッチ回路３８２の構成と図１（ｂ）におけるダイオード３７が存在しない点である。すなわち、上記直列スイッチ回路３８２は、半導体スイッチ素子１３とダイオード５とを直列接続して構成されている。
【００６１】
次に、図１０（ａ），（ｂ）は動作的には互いに同様であるため、図１０（ａ）の第１実施形態につきその動作を説明する。
直流分圧回路２０１において、太陽電池１が接続されたコンデンサ６の電圧Ｖ１は太陽電池１の電圧にクランプされるため、太陽電池１が接続されていないコンデンサ１５の電圧Ｖ２がＶ１と等しくなるように制御を行う。制御は、各コンデンサ６，１５の電圧を検出してＶ１，Ｖ２の偏差が零になるように直列スイッチ回路３８１のスイッチ素子４の点弧期間を制御する。
【００６２】
図１１（ａ）は、太陽電池１からコンデンサ１５にエネルギーを供給するときの直流分圧回路２０１の動作を示したものである。スイッチ素子４を点弧することで、実線で示す太陽電池１→スイッチ素子４→リアクトル１０のルートでリアクトル１０にエネルギーを蓄積し、このエネルギーを、スイッチ素子４の消弧によって破線のルートでコンデンサ１５に供給する。
【００６３】
なお、図１１（ｂ）は、図１０（ｂ）の第２実施形態における直流分圧回路２０２の動作を示すもので、太陽電池１からコンデンサ６にエネルギーを供給するときの動作であり、スイッチ素子１３を点弧することで、実線で示す太陽電池１→リアクトル１０→スイッチ素子１３のルートでリアクトル１０にエネルギーを蓄積し、このエネルギーを、スイッチ素子１３の消弧によって破線のルートでコンデンサ６に供給する。
【００６４】
従って、スイッチ素子４または１３の点弧期間をコンデンサ電圧に応じて制御することにより、電圧Ｖ１，Ｖ２を制御することが可能になり、この電圧Ｖ１，Ｖ２がハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂの直流電源となる。
ここで、上記制御を行うための制御ブロック図は前述した図３と同様であり、図３におけるコンパレータ２４から出力される点弧信号がスイッチ素子４または１３に加えられることになる。
【００６５】
上述した動作により、２つのコンデンサ６，１５の電圧が制御され、このとき直流分圧回路２０１，２０２のスイッチ素子４とダイオード１４との接続点、またはスイッチ素子１３とダイオード５との接続点の電圧は図２１と同様に正負に振られることになる。
しかるに、図１０（ａ），（ｂ）における直流入力端子間電圧はコンデンサ６，１５により太陽電池１の電圧にクランプされ、しかも太陽電池１の正極または負極が系統電源９の中性線（接地線）に接続されているため、対接地電位も変動することなく安定している。
このため、ノイズ発生や雑音端子電圧の増加を抑制することができる。
【００６６】
次いで、請求項７に記載した発明の実施形態を説明する。
図１２は、先の請求項６に記載した発明の他の実施形態を示す主回路図であり、図１０（ａ）と同一の構成要素には同一の番号を付してある。なお、図において、６１はゲート点弧信号、６２は変流器、６３は遮断器、９１は交流負荷である。
この図１２の電力変換装置では、図１０（ａ）の実施形態と同様に、直流電源１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧Ｖ２を直流分圧回路２０１により制御し、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂの直流端子間電圧を制御している。そして、図１２では図１０（ａ）と異なり、２つの単相交流電圧を交流負荷９１に供給している。また、図１２では、リアクトル１０の電流を変流器６２により検出し、この電流の制御をマイナーループとしてコンデンサ１５の電圧Ｖ２を制御している。
【００６７】
いま、図１４に示すように、時刻Ｔ１において交流負荷９１が変動して重負荷から軽負荷になると、図１２の回路では、直流分圧回路２０１の制御系の遅れやリアクトル１０の残留エネルギーに起因してリアクトル１０の電流ｉ10が減少する。このため、負荷供給に不要な斜線部のエネルギーがコンデンサ１５に蓄積され、その結果コンデンサ１５の電圧Ｖ２が増加する。また、これに伴ってハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂの直流端子間電圧（すなわち電圧合計値ＶT＝Ｖ１＋Ｖ２）も増加する。
負荷変動が大きいほどコンデンサ１５に蓄積されるエネルギー（図１４における斜線部の面積）は多くなり、それによって半導体スイッチ素子を破壊するおそれがある。
【００６８】
これを防止するには、コンデンサ容量を増加させたり高耐圧スイッチ素子を使用する等の方法が考えられるが、これらの方法は電力変換装置の大型化、コスト増加に直結する。また、他の方法として、コンデンサの過電圧レベルを設定しておき、過電圧検出時に電力変換装置の運転を強制的に停止することも有効であるが、その場合には定格負荷範囲内での運転停止状態となるため、装置の信頼性を低下させることになる。
請求項７記載の発明は、上記問題点に鑑みてなされたものである。
【００６９】
図１３（ａ）は請求項７に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図、図１３（ｂ）はその動作説明図である。なお、電力変換装置の主回路は図１２と同様である。
図１３（ａ）において、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２*と検出値Ｖ２との偏差を加算器６４により求め、この偏差を調節器５４に入力してリアクトル１０を流れる電流の指令値ｉ10 *とする。
上記電流指令値ｉ10 *と検出値ｉ10との偏差を加算器６５により求め、この偏差を調節器５６に入力してその出力とキャリア発生回路５７からのキャリアとをコンパレータ（ＰＷＭ信号発生回路）５８に入力し、直列スイッチ回路３８１の半導体スイッチ素子４に対する点弧信号６１を得る。
【００７０】
さて、本実施形態では、図１３（ａ）の一点鎖線で囲んだブロック７０に特徴を有する。すなわち、コンデンサ６の電圧Ｖ１及びコンデンサ１５の電圧Ｖ２との合計値ＶTを加算器７１により求め、コンパレータ７４によってレベル設定器７２による抑制電圧レベルＶLIMと比較する。この抑制電圧レベルＶLIMは半導体スイッチ素子の耐圧から決まる最大印加電圧値であり、過電圧保護レベルに基づいて設定される。
ＶTがＶLIMに到達したことをコンパレータ７４により検出し、この検出信号をフリップフロップ７６のリセット端子Ｒに送って運転信号ＺＨをオフ（Ｌｏｗレベル）とし、アンド回路７７を介して点弧信号６１をオフする。これにより、運転信号ＺＨが加えられている調節器５４，５６はゼロホールドされ、直列スイッチ回路３８１のスイッチ素子４はパルスオフ状態となって直流分圧回路２０１の運転が停止する。
【００７１】
一方、ＶTが別のレベル設定器７３による復旧電圧レベルＶ（復旧）を下回ったことをコンパレータ７５により検出し、この検出信号をフリップフロップ７６のセット端子Ｓに送って運転信号ＺＨをオン（Ｈｉｇｈレベル）とし、アンド回路７７を介して点弧信号をオンする。すなわち、各調節器５４，５６を動作させて直流分圧回路２０１を再起動する。ここで、復旧電圧レベルＶ（復旧）は直流分圧回路２０１の正常動作可能なレベルに設定されるものである。
なお、図１３（ｂ）は、コンパレータ７４，７５、フリップフロップ７６によって得られる、ＶT，ＶLIM，Ｖ（復旧）と運転信号ＺＨとの関係を示している。
【００７２】
図１５は、本実施形態によるリアクトル１０の電流ｉ10、電圧合計値ＶT及び運転信号ＺＨの関係を示したものである。
図において、時刻Ｔ１における負荷変動によって電流ｉ10が減少していき、これに起因してコンデンサ１５の電圧Ｖ２は図示する如く上昇していく。そして、時刻Ｔ２で電圧合計値ＶT（＝Ｖ１＋Ｖ２）が抑制電圧レベルＶLIMに達すると、図１３（ａ）に示したコンパレータ７４以降の回路が働き、運転信号ＺＨをオフして直流分圧回路２０１を停止させる。この結果、太陽電池１からのエネルギー供給が絶たれ、直流分圧回路停止後の電圧上昇はリアクトル１０の残留エネルギーによる上昇分のみとなる。この値は、直流分圧回路２０１の制御遅れによる電圧上昇に比較して十分に小さい。
直流分圧回路２０１の停止後は、コンデンサ１５から交流負荷９１への電力供給が行われるので、コンデンサ１５の電圧Ｖ２は低下する。時刻Ｔ３において、電圧合計値ＶTが復旧電圧レベルＶ（復旧）に到達すると、図１３（ａ）に示したコンパレータ７５以降の回路が働き、運転信号ＺＨをオンして直流分圧回路２０１を再起動する。
【００７３】
以上が本実施形態の動作であるが、上記動作は直流分圧回路２０１のみに限定され、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂは通常の動作を継続する。従って、本発明の課題である負荷変動に伴うコンデンサ１５の過電圧の発生を防止し、コンデンサの容量増加や高耐圧スイッチ素子の使用、ならびに過電圧検出による電力変換装置の強制的な運転停止を回避することができる。
なお、本実施形態では太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の過電圧を防止する場合につき説明したが、他方のコンデンサ６に太陽電池１が接続されておらず、その過電圧を防止する場合にも、本発明は適用可能である。
【００７４】
上記各実施形態では、直流電源として太陽電池１を使用した場合につき説明したが、直流電源の種類はこれに限定されるものではなく、燃料電池や蓄電池であっても良い。
【００７５】
【発明の効果】
以上のように請求項１記載の発明によれば、直流分圧回路の動作により、１個の直流電源からハーフブリッジインバータの入力電圧である２つの相等しいコンデンサ電圧を得ることができる。従って、図６の従来技術のように２個の太陽電池による発生電力の誤差や自立運転時の非対称負荷への電力供給によるコンデンサ電圧のアンバランスが解消され、出力電圧の歪み発生や系統への直流成分の流出を阻止することができる。
また、直流電源の数が１個で済むため、配線の接続が複雑になることもない。更に、電力変換段数は２段になるが、直流分圧回路の変換電力は図７に示した昇圧チョッパの変換電力の１／２になるので、電力変換装置の小型化が可能である。
【００７６】
請求項２記載の発明によれば、直流電源が接続されていないコンデンサの電圧を電力変換装置に要求される出力交流電圧値で決まる最低電圧に制御することにより、半導体スイッチ素子の耐圧は、（直流電源の最大電圧＋上記コンデンサの一定電圧）を許容すれば良くなる。従って、直流電源を２個直列に接続した場合に比べて低耐圧のスイッチ素子を使用することができ、電力変換時のスイッチング損失の低減、変換効率の向上、製造コストの低減が可能になる。
【００７７】
請求項３記載の発明によれば、請求項２記載の発明によりハーフブリッジインバータの入力電圧が不均等になった場合における出力波形の補正が可能になり、連系される電力系統に対して安定した電力供給を行うことができる。
【００７８】
請求項４記載の発明によれば、直流分圧回路の２個のコンデンサの電圧の合計値をハーフブリッジインバータに使用している半導体スイッチ素子の耐圧以下に抑制する制御手段を設けることにより、太陽電池を２個直列に接続して使用する場合に比べて低耐圧のスイッチ素子を使用することができる。
このため電力変換時のスイッチング損失の低減、変換効率の向上が可能になる。
【００７９】
請求項５記載の発明によれば、従来のように直流−直流変換器を用いることなく太陽電池の最大電力追従制御を行いながら蓄電池の充放電制御を並列的に実行でき、システムの小型化、低価格化を図れると共に、最小限の変換段数による高効率化が可能である。
【００８０】
請求項６記載の発明によれば、直流入力端子間電圧が直流分圧回路のコンデンサにより直流電源電圧にクランプされ、しかも直流電源の正極または負極が系統電源の中性線（接地線）に接続されているので、対接地点電位が変動することなく安定する。
従って、ノイズ発生や雑音端子電圧の発生を抑制する効果があり、直流側のノイズフィルタの追加や強化に起因するシステムの複雑化、大型化、高価格化を防ぐことができる。
【００８１】
請求項７記載の発明によれば、コンデンサの電圧合計値と抑制電圧レベル及び復旧電圧レベルとを比較し、その結果に応じて直流分圧回路の動作停止または再起動を行わせるため、負荷変動に伴ってハーフブリッジインバータに過電圧が印加されるのを未然に防止することができる。これにより、コンデンサ容量の増加や高耐圧スイッチ素子の使用を回避して、装置の大型化、高コスト化を防ぐことができる。また、直流分圧回路の動作停止中でもハーフブリッジインバータは継続して電圧を発生するので、電力変換装置の信頼性向上が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１に記載した発明の実施形態を示す主回路構成図である。
【図２】図１の実施形態における直流分圧回路の動作説明図である。
【図３】請求項１，請求項２に記載した発明の実施形態における直流分圧回路の制御ブロック図である。
【図４】図１の実施形態における直流分圧回路の動作説明図である。
【図５】請求項３に記載した発明の実施形態における制御ブロック図である。
【図６】請求項４に記載した発明の実施形態における制御ブロック図である。
【図７】請求項５に記載した発明の実施形態を示す主回路構成図である。
【図８】図７の実施形態において最大電力追従制御を行うための制御ブロック図である。
【図９】図７の実施形態において蓄電池の充放電制御を行うための制御ブロック図である。
【図１０】請求項６に記載した発明の実施形態を示す主回路構成図である。
【図１１】図１０の実施形態における直流分圧回路の動作説明図である。
【図１２】請求項６に記載した発明の他の実施形態及び請求項７に記載した発明の実施形態を示す主回路構成図である。
【図１３】請求項７に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図及び動作説明図である。
【図１４】図１２の実施形態の動作説明図である。
【図１５】図１３の実施形態の動作説明図である。
【図１６】従来技術を示す回路図である。
【図１７】従来技術を示す回路図である。
【図１８】従来技術を示す概略的な回路図である。
【図１９】図１４における太陽電池の特性図である。
【図２０】従来技術を示す概略的な回路図である。
【図２１】従来技術を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 太陽電池
２，２０１，２０２ 直流分圧回路
３Ａ，３Ｂ ハーフブリッジインバータ
４，１３，３１ 半導体スイッチ素子
５，１４，３２，３７ ダイオード
６，８ａ，８ｂ，１５ コンデンサ
７ａ，７ｂ，１０ リアクトル
９ 系統電源
１６，１７ 電圧指令切替スイッチ
２０，２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，４３，４５，５３，５５，６０，６４，６５，７１ 加算器
２２，４６，５４，５６ 調節器
２３，２７，４７，５７ キャリア発生回路
２４，２８，４１，４８，５８，７４，７５ コンパレータ
２５ 増幅器
２６ 除算器
３８，３８１，３８２ 直列スイッチ回路
４２，４４ アナログスイッチ
５０ 直流遮断器
５１ 蓄電池
５２ 電圧指令発生回路
５９ 充放電指令発生回路
６１ 点弧信号
６２ 変流器
６３ 遮断器
７０ ブロック
７２，７３ レベル設定器
７６ フリップフロップ
７７ アンド回路
９１ 交流負荷
【発明の属する技術分野】
本発明は、太陽電池や燃料電池等の直流電源が発生する直流電力を交流電力に変換する単相３線出力形の電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１６、図１７は、太陽電池を電源とし、その直流電力を交流電力に変換して系統電源に連系する単相三線出力形電力変換装置の従来技術を示している。
図１６において、太陽電池１ａ，１ｂの直列回路の両端電圧はダイオード３７ａ，３７ｂを介してコンデンサ６，１５の直列回路に加えられ、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子３１及び逆並列接続されたダイオード３２からなるハーフブリッジインバータ３Ａ，３ＢによってＰＷＭ制御され、交流電圧に変換される。
この交流電圧は、リアクトル７ａ，７ｂ及びコンデンサ８ａ，８ｂからなるフィルタによってＰＷＭ制御による高周波成分が除去され、単相三線式の系統電源９に連系される。
【０００３】
一方、図１７において、太陽電池１の直流電圧はダイオード３７を介してリアクトル３３、半導体スイッチ素子３４及びダイオード３５からなる昇圧回路により昇圧され、コンデンサ６，１５の直列回路に加えられる。
そして、図１６と同様にハーフブリッジインバータ３Ａ，３ＢによってＰＷＭ制御され、交流電圧に変換された後、リアクトル７ａ，７ｂ及びコンデンサ８ａ，８ｂからなるフィルタによって高周波成分が除去され、単相三線式の系統電源９に連系される。
これら図１６、図１７の従来技術は何れも電圧形の電力変換装置であるため、交流出力側を系統電源９と切り離して交流電圧源として自立運転することが可能である。
【０００４】
次に、他の従来技術を説明する。図１８は、太陽電池を電源とし、その直流電力を交流電力に変換して系統電源に連系する太陽光発電インバータの全体構成を示すものである。
一般に系統連系用の太陽光発電インバータでは、太陽電池１を有効利用するために、インバータＩＮＶの出力電力Ｐを一定周期で変動・調節することにより、図１９に示す如く直流電圧Ｅdを太陽電池１が最大電力Ｐmaxを発生する電圧Ｅtに制御する、いわゆる最大電力追従制御を行っている。
また、図２０はピークカット運転等を行うためにインバータＩＮＶの直流側に蓄電池１０１を接続した従来技術である。この場合、蓄電池１０１の充放電電圧の範囲が決められているため、インバータＩＮＶは直流電圧一定制御により直流電圧Ｅdを蓄電池１０１で決まる電圧値に制御するか、もしくは図１９に示した最大電力追従制御により決められた直流電圧Ｅtと蓄電池１０１の充電電圧との整合をとるために、直流−直流変換器１０２を別途設置している。
【０００５】
次に、更に別の従来技術を説明する。図２１は、図１７に示した従来技術とほぼ同様の構成であり、直流電圧バランス回路３６を有しない例である。
単相３線式の電力系統は中性点が接地されているため、図２１の構成では、インバータの直列コンデンサ６，１５の接続点も接地されることになる。しかるに、直流回路側は直列コンデンサ６，１５の両端に接続されているので、半導体スイッチ素子３４とダイオード３５との接続点の対接地点電位Ｖnは、半導体スイッチ素子３４のスイッチング周波数によって正負に変動する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
前述した図１６の従来技術では、太陽電池１ａ，１ｂを直列接続しているため、接続が複雑である。また、各太陽電池１ａ，１ｂの発生電力の誤差や自立運転時の非対称負荷への電力供給等により、入力電圧（コンデンサ６，１５の電圧）のアンバランスが生じ、出力電圧の歪みや直流成分の系統への流出原因となる。更に、太陽電池１ａ，１ｂが二個直列に接続されるため、太陽電池の動作範囲を考慮した場合、電力変換装置に使用される半導体スイッチ素子３１として高耐圧のものが必要になり、スイッチング損失の増加による電力変換効率の低下に繋がる。
【０００７】
図１７の従来技術では、半導体スイッチ素子３４及びダイオード３５からなる昇圧回路によって電力変換段数が一段増加するので、変換効率の低下が避けられない。更に、直列接続されたコンデンサ６，１５の電圧をバランスさせる直流電圧バランス回路３６が新たに必要となり、回路構成が複雑になるという問題があった。
【０００８】
そこで請求項１〜請求項３記載の発明は、比較的簡単な回路構成により、入力電圧のアンバランスがなく、しかも高い電力変換効率を保てるようにした電力変換装置を提供しようとするものである。
また、請求項４記載の発明は、特に、スイッチング損失の増加による電力変換効率の低下を防止するようにした電力変換装置を提供しようとするものである。
【０００９】
一方、前述した図２０の太陽光発電インバータにおいて、インバータＩＮＶの直流電圧Ｅdを蓄電池１０１で決まる電圧値に制御する場合には、太陽電池１の最大電力を取り出すことができないため、システム効率が低くなる。
更に、直流−直流変換器１０２を別途設置すると変換段数が増加してシステムの複雑化、大型化、高価格化を招くといった問題がある。
【００１０】
そこで請求項５記載の発明は、１台のインバータで最大電力追従制御と蓄電池の充放電制御を同時に行うことにより、システム効率の低下を防ぎ、かつ、システムの複雑化、大型化等を防止するようにした電力変換装置を提供しようとするものである。
【００１１】
また、図２１の従来技術では、前述のごとく半導体スイッチ素子３４とダイオード３５との接続点の対接地点電位Ｖnが、半導体スイッチ素子３４のスイッチング周波数によって正負に振られる。このため、昇圧回路（昇圧チョッパ）のリアクトルと太陽電池１との接続線が持つリアクトル成分の比率により、直流入力端子に電位変動が発生し、その変化分（ｄＶ／ｄｔ）がノイズ発生・雑音端子電圧の増加要因となる。
この対策のためには、直流側にノイズフィルタを追加したりそのフィルタ機能を強化することが必要になり、装置の複雑化、大型化、高価格化を招いていた。
【００１２】
よって請求項６記載の発明は、上記対接地点電位Ｖnの変動を抑制し、直流側のノイズフィルタの追加等に起因するシステムのシステムの複雑化、大型化等を防ぐことができる電力変換装置を提供しようとするものである。
【００１３】
更に、請求項７記載の発明は、ハーフブリッジインバータの交流出力端子に負荷が接続される場合において、後述するように、負荷急変時に直流分圧回路の制御遅れやリアクトルの残留エネルギーに起因して直流電源が接続されていない方のコンデンサの電圧が過大になり、そのためにコンデンサの容量増加や高耐圧の半導体スイッチ素子の使用を余儀なくされることによる電力変換装置の大型化、コスト上昇を防止すると共に、コンデンサの過電圧検出時に電力変換装置の運転を強制的に停止する不都合を回避しようとするものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧に等しくなるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたものである。
【００１５】
請求項２記載の発明は、前記同様に直流分圧回路を形成し、直列接続された２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が一定値になるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたものである。
【００１６】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の制御手段を動作させることにより前記２個のコンデンサの電圧が等しくなくなったときに、これらのコンデンサの電圧検出値Ｖ１，Ｖ２、ハーフブリッジインバータの上アームの点弧時間Ｔon、下アームの点弧時間Ｔoff（＝Ｔ−Ｔon）及びキャリア周期Ｔを用いて、
λ＝１−（Ｖ１−Ｖout）／Ｅ0
（但し、
Ｖout（：出力電圧基準指令値）＝（Ｖ１×Ｔon／Ｔ）−（Ｖ２×Ｔoff／Ｔ）
なる式により求めた出力電圧指令値λに基づき、ハーフブリッジインバータの半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたものである。
【００１７】
請求項４記載の発明は、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、前記２個のコンデンサのうち一方のコンデンサの電圧検出値に基づき他方のコンデンサの電圧指令値を生成し、他方のコンデンサの電圧がこの電圧指令値に一致するように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御することにより、前記２個のコンデンサの電圧の合計値を前記ハーフブリッジインバータの半導体スイッチ素子の耐圧以下に抑制する制御手段を備えたものである。
【００１８】
請求項５記載の発明は、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの両端に直流遮断器と蓄電池との直列回路を接続し、直流電源が接続されているコンデンサの電圧がその電圧指令値に一致するように前記ハーフブリッジインバータの半導体スイッチ素子のオン、オフを制御することにより、直流電源の最大電力追従制御を行い、かつ、直流電源が接続されていないコンデンサの電圧がその電圧指令値に一致するように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御すると共に前記直流遮断器の開閉を制御することにより前記蓄電池の充放電制御を行う制御手段を備えたものである。
【００１９】
請求項６記載の発明は、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとを直列接続して直列スイッチ回路を形成し、この直列スイッチ回路を構成する半導体スイッチ素子とダイオードとの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成すると共に前記２個のコンデンサの相互接続点を系統電源の中性線に接続し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧に等しくなるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたものである。
【００２０】
請求項７記載の発明は、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとを直列接続して直列スイッチ回路を形成し、この直列スイッチ回路を構成する半導体スイッチ素子とダイオードとの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成すると共に前記２個のコンデンサの相互接続点を交流負荷の中性点に接続し、前記２個のコンデンサの電圧合計値に対して抑制電圧レベルと復旧電圧レベルとを設定し、前記電圧合計値が増加して抑制電圧レベルに到達したら前記直流分圧回路の動作を停止させ、前記電圧レベルが減少して復旧電圧レベルに到達したら前記直流分圧回路を再起動させる制御手段を備えたものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１（ａ）は請求項１に記載した発明の第１実施形態を示す回路図であり、図１６、図１７と同一の構成要素には同一符号を付してある。
図１（ａ）において２は直流分圧回路であり、本実施形態は、この直流分圧回路２と、太陽電池１や燃料電池等の直流電源と、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂと、２個の出力フィルタとから構成される。
ここで、直流分圧回路２は、太陽電池１の直流電圧を電力変換して直列接続された２個のコンデンサ６，１５の電圧が等しくなるように動作するものである。
【００２２】
以下に、直流分圧回路２の構成を説明する。
図１（ａ）において、一方のコンデンサ６の両端にはダイオード３７を介して太陽電池１が接続されている。また、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子４及び逆並列接続されたダイオード５からなるスイッチアームと、同じくスイッチ素子１３及び逆並列接続されたダイオード１４からなるスイッチアームとを２個直列に接続して直列スイッチ回路３８を構成し、その両端をコンデンサ６の正極とコンデンサ１５の負極とに接続する。
更に、上記２個のスイッチアームの相互接続点とコンデンサ６，１５の相互接続点との間にリアクトル１０を接続することにより、直流分圧回路２が構成される。
【００２３】
この実施形態の動作を説明すると、太陽電池１が接続されたコンデンサ６の電圧（Ｖ１とする）は太陽電池１の電圧にクランプされるため、太陽電池１が接続されていないコンデンサ１５の電圧（Ｖ２とする）が上記電圧Ｖ１と等しくなるように直流分圧回路２を制御する。
この制御の具体的方法としては、各コンデンサ６，１５の電圧を検出し、Ｖ１，Ｖ２の偏差が零になるように直列スイッチ回路３８の各アームのスイッチ素子４，１３に対する点弧期間を制御する。
【００２４】
図２は、直流分圧回路２の動作を示したものである。
図２（ａ）はコンデンサ６からコンデンサ１５にエネルギーを供給する場合であり、スイッチ素子４を点弧することにより実線で示すスイッチ素子４→リアクトル１０→コンデンサ６のルートでリアクトル１０にエネルギーを蓄積し、このエネルギーを、スイッチ素子４の消弧によって破線のルートで他方のコンデンサ１５に供給する。
【００２５】
一方、図２（ｂ）はコンデンサ１５からコンデンサ６にエネルギーを供給する場合であり、スイッチ素子１３を点弧することにより実線で示すスイッチ素子１３→コンデンサ１５→リアクトル１０のルートでリアクトル１０にエネルギーを蓄積し、このエネルギーを、スイッチ素子１３の消弧によって破線のルートで他方のコンデンサ６に供給する。
従って、各スイッチ素子４，１３の点弧期間をコンデンサ電圧に応じて制御することで、電圧Ｖ１，Ｖ２を制御することが可能になる。
【００２６】
図３は、上記制御を行うための制御ブロック図である。図において、１６，１７はそれぞれコンデンサ６，１５の電圧Ｖ１（検出値）、Ｖ２（指令値）が入力される切替スイッチ、２０はこれらのスイッチ１６，１７の出力信号とコンデンサ１５の電圧Ｖ２（検出値）が図示の符号で入力される加算器、２２は加算器２０の出力が零になるように調節動作する調節器、２４は調節器２２の出力である電圧指令値とキャリア発生回路２３の出力信号（キャリア）とを比較するコンパレータ（ＰＷＭ信号発生回路）であり、このコンパレータ２４の出力信号及びその反転信号がスイッチ素子４，１３に対する点弧信号となる。
【００２７】
図４は、直流分圧回路２の点弧パターンを示している。図３における切替スイッチ１６をオンした場合に、Ｖ１＞Ｖ２であればスイッチ素子４のオンデューティは５０％以上となり、Ｖ１＜Ｖ２であれば５０％以下となる。
【００２８】
以上の方法により制御されたコンデンサ電圧Ｖ１，Ｖ２が、図１（ａ）における後段のハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂの電源となる。
なお、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂは、従来と同様にＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子３１と逆並列接続されたダイオード３２とから構成されており、そのＰＷＭ制御によってコンデンサ電圧Ｖ１，Ｖ２が交流電圧に変換された後、リアクトル７ａ，７ｂ及びコンデンサ８ａ，８ｂからなるフィルタによってＰＷＭ制御による高周波成分が除去され、単相三線式の系統電源９に連系される。ここで、フィルタの出力を系統電源９に連系させずにそのまま交流負荷に供給する自立運転を行っても良い。
【００２９】
図１（ｂ）は請求項１記載の発明の第２実施形態を示しており、太陽電池１がダイオード３７を介して他方のコンデンサ１５に接続されている点を除き、上記第１実施形態と構成上、同一である。
この実施形態では、太陽電池１が接続されていないコンデンサ６の電圧Ｖ１が他方のコンデンサの１５の電圧Ｖ２と等しくなるように制御を行う。直流分圧回路２における具体的制御方法は、上記第１実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００３０】
次に、請求項２記載の発明の実施形態を説明する。
請求項１の発明の実施形態では、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサの電圧（図１（ａ）ではＶ２、図１（ｂ）ではＶ１）が他方のコンデンサの電圧（図１（ａ）ではＶ１、図１（ｂ）ではＶ２）と等しくなるように制御を行っている。すなわち、図１（ａ）では図３に示したように直流電圧指令値をＶ１、図１（ｂ）では電圧指令値をＶ２としている。
【００３１】
請求項２記載の発明の実施形態ではこの直流電圧指令値を一定値とし、図１（ａ）ではＶ２、図１（ｂ）ではＶ１を常時一定に保つように制御する。
ここで、例えば電力変換装置の出力電圧としてＶSが要求される場合、直流電圧としては最低で√２倍の電圧が必要になる。例えば、出力が１００Ｖ（実効値）であれば１４１Ｖの電圧が直流電圧として必要になる。
従って、図１（ａ）の場合、Ｖ２の電圧指令値は１４１Ｖとなる。実際には、出力変動や変換装置の制御余裕等を考慮して、１７０Ｖ程度に設定するのが一般的である。
【００３２】
このように、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサの電圧を電力変換装置に要求される出力交流電圧で決まる最低値に制御すると、電力変換装置（ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂ）に使用される半導体スイッチ素子の耐圧としては太陽電池１の最大電圧Ｅmax＋Ｖ２（またはＶ１）を許容できれば良く、図１２のように太陽電池を２個直列にした場合に比べて、低耐圧のスイッチ素子を使用することが可能になる。
このような制御を行うためには、図３に示した切替スイッチ１７をオンし、電圧指令値Ｖ２*をＥmaxとして直流分圧回路を制御すればよい。
なお、図１（ｂ）の例では電圧指令値Ｖ１*をＥmaxとしてＶ１（検出値）との偏差が零になるように制御すればよい。
【００３３】
次いで、請求項３記載の発明の実施形態を説明する。
例えば、請求項２記載の発明によってコンデンサ電圧Ｖ２を一定に制御した場合、コンデンサ電圧Ｖ１とＶ２とは等しくならない。
請求項３の発明は、このようにハーフブリッジインバータの各入力電圧が等しくない場合に、ハーフブリッジインバータの出力電圧波形を正負対称にするための出力電圧補正制御方法を提案するものである。
【００３４】
まず、出力電圧基準指令値Ｖoutとコンデンサ電圧Ｖ１，Ｖ２との関係は次の数式１のようになる。但し、数式１において、Ｔon：ハーフブリッジインバータの上アームの点弧時間、Ｔoff：同じく下アームの点弧時間、Ｔ：キャリア周期である。
【００３５】
【数１】
Ｖout＝（Ｖ１×Ｔon／Ｔ）−（Ｖ２×Ｔoff／Ｔ）
【００３６】
いま、Ｔon／Ｔ＝ｋ１，Ｔoff＝ｋ２とおくと、数式２〜数式４が得られる。なお、数式３のλは出力電圧指令値である。
【００３７】
【数２】
ｋ１×Ｖ１−ｋ２×Ｖ２＝Ｖout
【００３８】
【数３】
λ＝ｋ１−ｋ２
【００３９】
【数４】
ｋ１＋ｋ２＝１
【００４０】
これらの数式２〜数式４を展開すると、数式５が得られる。
【００４１】
【数５】
λ＝１−（Ｖ１−Ｖout）／Ｅ0 但し、Ｅ0＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２
【００４２】
入力電圧（Ｖ１，Ｖ２）のアンバランス時の出力電圧補正制御は、上記数式５に従い、Ｖ１，Ｖ２，Ｖoutからλを算出し、このλとキャリアとを比較してハーフブリッジインバータの上下アームの点弧信号を発生させることにより実現可能である。
図５はこれを実現するための制御ブロック図であり、数式５を実現するべく加算器２０ａ，２０ｂ，２０ｃ、乗算器２５、除算器２６及びキャリア発生回路２７、コンパレータ２８により構成されている。
【００４３】
次に、請求項４に記載した発明の実施形態を説明する。図１の実施形態では、前述のごとく、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧と等しくなるように制御を行っている。
このような制御を行う場合、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂに使用される半導体スイッチ素子としては、Ｖ１またはＶ２の最大電圧Ｖmaxの２倍以上の耐圧を持つ必要がある。一般に半導体スイッチ素子の損失は、素子耐圧が高いほど大きいため、太陽電池１や燃料電池といった電圧変動の大きい電源を直流電源とした場合、半導体スイッチ素子の損失は他の同容量の変換装置に比べて大きくなる。
【００４４】
このため本実施形態では、半導体スイッチ素子の印加電圧を低く抑えてその発生損失を低減させるために、例えば、コンデンサ６に太陽電池１が接続され、コンデンサ１５に太陽電池１が接続されていない場合には、その接続されていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２*を数式６のように設定する。
【００４５】
【数６】
Ｖ２*＝Ｅmax−Ｖ１
【００４６】
なお、数式６において、Ｅmaxは半導体スイッチ素子の耐圧、Ｖ１はコンデンサ６の電圧である。
ここで、Ｖ２の最低値を電力変換装置に要求される出力交流電圧値で決まる電圧とすると、電力変換装置（ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂ）に使用されるスイッチ素子の耐圧は太陽電池１の最大電圧（半導体スイッチ素子の耐圧）Ｅmax＋Ｖ２の最低電圧を許容すれば良く、図１の実施形態のようにＶ１＝Ｖ２の制御を行う場合に比べて低耐圧のスイッチ素子を使用することが可能になる。
【００４７】
図６は本実施形態の構成を示すものである。いま、コンデンサ６に太陽電池１が接続され、コンデンサ１５に太陽電池１が接続されていない場合を例にとって動作を説明する。
まず、コンデンサ６の電圧（太陽電池１の電圧）Ｖ１を検出し、図６におけるコンパレータ４１により設定値Ｅ0と比較する。ここで、設定値Ｅ0は次のようにして決められる。Ｖ１の最大値をＶmax、Ｖ２の最小値をＶminとすると、スイッチ素子の耐圧Ｅmaxは数式７のようになる。
【００４８】
【数７】
Ｅmax＝Ｖmax＋Ｖmin
【００４９】
Ｖ１＝Ｖ２の制御が可能なＶ２の電圧範囲はＥmaxの１／２までであるから、その判断基準となる設定値Ｅ0は、数式８となる。
【００５０】
【数８】
Ｅ0＝Ｅmax／２
【００５１】
こうして決められた設定値Ｅ0とＶ１の検出値との大小関係により、電圧指令値Ｖ２*は次の数式９のようになる。
【００５２】
【数９】
Ｅ0＞Ｖ１→Ｖ２*＝Ｖ１
Ｅ0≦Ｖ１→Ｖ２*＝Ｅmax−Ｖ１
【００５３】
すなわち図６の構成において、Ｅ0＞Ｖ１の場合にはコンパレータ４１の出力信号が「Ｈ」レベルとなり、オン状態のアナログスイッチ４２を介してＶ１の検出値がそのまま指令値Ｖ２*として加算器４５に入力される。
また、Ｅ0≦Ｖ１の時にはコンパレータ４１の出力信号が「Ｌ」レベルとなり、アナログスイッチ４４の出力側が「Ｈ」レベルになってこのスイッチ４４がオンする。これにより、加算器４３から出力されるＥmax−Ｖ１の値が指令値Ｖ２*として次段の加算器４５に入力される。
加算器４５では指令値Ｖ２*と検出値Ｖ２との偏差が求められ、この偏差が調節器４６に入力される。そして、その出力信号とキャリア発生回路４７からのキャリアとがコンパレータ（ＰＷＭ信号発生回路）４８により比較され、直列スイッチ回路３８のスイッチ素子４，１３に対する点弧信号が出力される。
【００５４】
この実施形態では、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２*を設定値Ｅ0とＶ１の検出値との大小関係に応じて設定している。このため、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂを構成する半導体スイッチ素子の耐圧としては太陽電池１の最大電圧Ｅmax＋Ｖ２を許容すれば良く、低耐圧でスイッチング損失の小さい素子を使用することが可能になる。
なお、上記実施形態では、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２*を設定する場合につき説明したが、他方のコンデンサ６に太陽電池１が接続されておらず、その電圧指令値Ｖ１*を設定する場合にも、本発明は適用可能である。
【００５５】
次いで、請求項５に記載した発明の実施形態を説明する。
図７はこの実施形態の主回路を示しており、図１（ａ）と同一の構成要素には同一符号を付してある。図７において、４９は太陽電池１の出力電流ｉdを検出する変流器、５０は直流遮断器、５１は蓄電池である。なお、直流遮断器５０及び蓄電池５１の直列回路は太陽電池１が接続されていないコンデンサ１５に対し並列に接続されている。また、直流遮断器５０は、蓄電池５１の満充電時及び過放電時などに電力変換装置の主回路と蓄電池５１とを切り離すために、後述するように遮断器制御信号Ｓ１によって遮断されるものである。
【００５６】
図８は、この実施形態において最大電力追従制御を行うための制御ブロック図である。
まず、この実施形態では太陽電池１はコンデンサ６に接続されているため、コンデンサ６の電圧Ｖ１と太陽電池１の出力電流ｉdとを検出する。そして、電圧指令発生回路５２は、太陽電池１の現在の出力電力を検出してこの電力を前回の出力電力と比較し、コンデンサ６の次回の電圧指令値Ｖ１*を発生する。
電圧指令値は太陽電池１の特性から判断され、例えば現在の電力指令値を前回の電力指令値よりも大きくした結果、出力電力が増加したならば、図１９に示した太陽電池の特性から明らかなようにａの運転領域にあるため、次回の電圧指令値を現在の電圧指令値よりも大きくする。また、出力電力が減少したならば、図１９におけるｂの領域にあるため、次回の電圧指令値を現在の電圧指令値よりも小さくする。
【００５７】
このようにして発生させた電圧指令値Ｖ１*と検出値Ｖ１との偏差を加算器５３により求め、この偏差を調節器５４に入力してハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂの出力電流指令値ｉ*とする。
上記出力電流指令値ｉ*と検出値ｉとの偏差を加算器５５により求め、この偏差を調節器５６に入力してその出力とキャリア発生回路５７からのキャリアとをコンパレータ（ＰＷＭ信号発生回路）５８に入力し、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂのスイッチ素子３１に対する点弧信号を得る。
こうして太陽電池１が接続されている方のコンデンサ６の電圧Ｖ１を制御することにより、最大電力追従制御を行うものである。
【００５８】
次に、図９は蓄電池５１の充放電制御を行うための制御ブロック図である。
まず、充放電指令発生回路５９は、蓄電池５１の状態及び太陽電池１の発電運転状態から蓄電池５１の印加電圧指令値を算出する。この印加電圧指令値を太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２*とし、検出値Ｖ２との偏差を加算器６０により求めてその偏差を調節器５４に入力する。
そして調節器５４の出力とキャリアとをコンパレータ５８に入力し、スイッチ素子４，１３に対する点弧信号を得る。
こうして太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧Ｖ２を制御することにより、蓄電池５１の充放電制御を行う。
なお、蓄電池５１が満充電状態や過充電状態の時、あるいはシステムの運転状態に合わせて、充放電指令発生回路５９が遮断器制御信号Ｓ１を出力し、蓄電池５１に直列接続された直流遮断器５０を開放することにより、蓄電池５１やコンデンサ１５の電圧制御、保護を行う。
【００５９】
この実施形態によれば、図２０のように直流−直流変換器１０２を用いることなく、太陽電池１の最大電力追従制御を行いながら蓄電池５１の充放電制御を行うことが可能となる。
なお、図示しないが、太陽電池１がコンデンサ１５に接続され、コンデンサ６の両端に直流遮断器５０と蓄電池５１との直列回路が接続されている場合にも本発明は適用可能である。その場合には、コンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２*を生成してこの指令値Ｖ２*にＶ２が一致するように各スイッチ素子３１のオン、オフを制御して最大電力追従制御を行い、また、コンデンサ６の電圧指令値Ｖ１*を生成してこの指令値Ｖ１*にＶ１が一致するように各スイッチ素子４，１３のオン、オフ及び直流遮断器５０の開閉を制御して蓄電池５１の充放電制御を行う。
【００６０】
次いで、請求項６に記載した発明の実施形態を説明する。図１０（ａ）はこの発明の第１実施形態を示す回路図、図１０（ｂ）は第２実施形態を示す回路図であり、図１（ａ），（ｂ）と同一の構成要素には同一符号を付してある。
図１０（ａ）はコンデンサ６に太陽電池１が接続されている場合であり、回路構成上、図１（ａ）と異なるのは、直流分圧回路２０１内の直列スイッチ回路３８１の構成と図１（ａ）におけるダイオード３７が存在しない点である。すなわち、上記直列スイッチ回路３８１は、半導体スイッチ素子４とダイオード１４とを直列接続して構成されている。
同様に図１０（ｂ）はコンデンサ１５に太陽電池１が接続されている場合であり、回路構成上、図１（ｂ）と異なるのは、直流分圧回路２０２内の直列スイッチ回路３８２の構成と図１（ｂ）におけるダイオード３７が存在しない点である。すなわち、上記直列スイッチ回路３８２は、半導体スイッチ素子１３とダイオード５とを直列接続して構成されている。
【００６１】
次に、図１０（ａ），（ｂ）は動作的には互いに同様であるため、図１０（ａ）の第１実施形態につきその動作を説明する。
直流分圧回路２０１において、太陽電池１が接続されたコンデンサ６の電圧Ｖ１は太陽電池１の電圧にクランプされるため、太陽電池１が接続されていないコンデンサ１５の電圧Ｖ２がＶ１と等しくなるように制御を行う。制御は、各コンデンサ６，１５の電圧を検出してＶ１，Ｖ２の偏差が零になるように直列スイッチ回路３８１のスイッチ素子４の点弧期間を制御する。
【００６２】
図１１（ａ）は、太陽電池１からコンデンサ１５にエネルギーを供給するときの直流分圧回路２０１の動作を示したものである。スイッチ素子４を点弧することで、実線で示す太陽電池１→スイッチ素子４→リアクトル１０のルートでリアクトル１０にエネルギーを蓄積し、このエネルギーを、スイッチ素子４の消弧によって破線のルートでコンデンサ１５に供給する。
【００６３】
なお、図１１（ｂ）は、図１０（ｂ）の第２実施形態における直流分圧回路２０２の動作を示すもので、太陽電池１からコンデンサ６にエネルギーを供給するときの動作であり、スイッチ素子１３を点弧することで、実線で示す太陽電池１→リアクトル１０→スイッチ素子１３のルートでリアクトル１０にエネルギーを蓄積し、このエネルギーを、スイッチ素子１３の消弧によって破線のルートでコンデンサ６に供給する。
【００６４】
従って、スイッチ素子４または１３の点弧期間をコンデンサ電圧に応じて制御することにより、電圧Ｖ１，Ｖ２を制御することが可能になり、この電圧Ｖ１，Ｖ２がハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂの直流電源となる。
ここで、上記制御を行うための制御ブロック図は前述した図３と同様であり、図３におけるコンパレータ２４から出力される点弧信号がスイッチ素子４または１３に加えられることになる。
【００６５】
上述した動作により、２つのコンデンサ６，１５の電圧が制御され、このとき直流分圧回路２０１，２０２のスイッチ素子４とダイオード１４との接続点、またはスイッチ素子１３とダイオード５との接続点の電圧は図２１と同様に正負に振られることになる。
しかるに、図１０（ａ），（ｂ）における直流入力端子間電圧はコンデンサ６，１５により太陽電池１の電圧にクランプされ、しかも太陽電池１の正極または負極が系統電源９の中性線（接地線）に接続されているため、対接地電位も変動することなく安定している。
このため、ノイズ発生や雑音端子電圧の増加を抑制することができる。
【００６６】
次いで、請求項７に記載した発明の実施形態を説明する。
図１２は、先の請求項６に記載した発明の他の実施形態を示す主回路図であり、図１０（ａ）と同一の構成要素には同一の番号を付してある。なお、図において、６１はゲート点弧信号、６２は変流器、６３は遮断器、９１は交流負荷である。
この図１２の電力変換装置では、図１０（ａ）の実施形態と同様に、直流電源１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧Ｖ２を直流分圧回路２０１により制御し、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂの直流端子間電圧を制御している。そして、図１２では図１０（ａ）と異なり、２つの単相交流電圧を交流負荷９１に供給している。また、図１２では、リアクトル１０の電流を変流器６２により検出し、この電流の制御をマイナーループとしてコンデンサ１５の電圧Ｖ２を制御している。
【００６７】
いま、図１４に示すように、時刻Ｔ１において交流負荷９１が変動して重負荷から軽負荷になると、図１２の回路では、直流分圧回路２０１の制御系の遅れやリアクトル１０の残留エネルギーに起因してリアクトル１０の電流ｉ10が減少する。このため、負荷供給に不要な斜線部のエネルギーがコンデンサ１５に蓄積され、その結果コンデンサ１５の電圧Ｖ２が増加する。また、これに伴ってハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂの直流端子間電圧（すなわち電圧合計値ＶT＝Ｖ１＋Ｖ２）も増加する。
負荷変動が大きいほどコンデンサ１５に蓄積されるエネルギー（図１４における斜線部の面積）は多くなり、それによって半導体スイッチ素子を破壊するおそれがある。
【００６８】
これを防止するには、コンデンサ容量を増加させたり高耐圧スイッチ素子を使用する等の方法が考えられるが、これらの方法は電力変換装置の大型化、コスト増加に直結する。また、他の方法として、コンデンサの過電圧レベルを設定しておき、過電圧検出時に電力変換装置の運転を強制的に停止することも有効であるが、その場合には定格負荷範囲内での運転停止状態となるため、装置の信頼性を低下させることになる。
請求項７記載の発明は、上記問題点に鑑みてなされたものである。
【００６９】
図１３（ａ）は請求項７に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図、図１３（ｂ）はその動作説明図である。なお、電力変換装置の主回路は図１２と同様である。
図１３（ａ）において、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２*と検出値Ｖ２との偏差を加算器６４により求め、この偏差を調節器５４に入力してリアクトル１０を流れる電流の指令値ｉ10 *とする。
上記電流指令値ｉ10 *と検出値ｉ10との偏差を加算器６５により求め、この偏差を調節器５６に入力してその出力とキャリア発生回路５７からのキャリアとをコンパレータ（ＰＷＭ信号発生回路）５８に入力し、直列スイッチ回路３８１の半導体スイッチ素子４に対する点弧信号６１を得る。
【００７０】
さて、本実施形態では、図１３（ａ）の一点鎖線で囲んだブロック７０に特徴を有する。すなわち、コンデンサ６の電圧Ｖ１及びコンデンサ１５の電圧Ｖ２との合計値ＶTを加算器７１により求め、コンパレータ７４によってレベル設定器７２による抑制電圧レベルＶLIMと比較する。この抑制電圧レベルＶLIMは半導体スイッチ素子の耐圧から決まる最大印加電圧値であり、過電圧保護レベルに基づいて設定される。
ＶTがＶLIMに到達したことをコンパレータ７４により検出し、この検出信号をフリップフロップ７６のリセット端子Ｒに送って運転信号ＺＨをオフ（Ｌｏｗレベル）とし、アンド回路７７を介して点弧信号６１をオフする。これにより、運転信号ＺＨが加えられている調節器５４，５６はゼロホールドされ、直列スイッチ回路３８１のスイッチ素子４はパルスオフ状態となって直流分圧回路２０１の運転が停止する。
【００７１】
一方、ＶTが別のレベル設定器７３による復旧電圧レベルＶ（復旧）を下回ったことをコンパレータ７５により検出し、この検出信号をフリップフロップ７６のセット端子Ｓに送って運転信号ＺＨをオン（Ｈｉｇｈレベル）とし、アンド回路７７を介して点弧信号をオンする。すなわち、各調節器５４，５６を動作させて直流分圧回路２０１を再起動する。ここで、復旧電圧レベルＶ（復旧）は直流分圧回路２０１の正常動作可能なレベルに設定されるものである。
なお、図１３（ｂ）は、コンパレータ７４，７５、フリップフロップ７６によって得られる、ＶT，ＶLIM，Ｖ（復旧）と運転信号ＺＨとの関係を示している。
【００７２】
図１５は、本実施形態によるリアクトル１０の電流ｉ10、電圧合計値ＶT及び運転信号ＺＨの関係を示したものである。
図において、時刻Ｔ１における負荷変動によって電流ｉ10が減少していき、これに起因してコンデンサ１５の電圧Ｖ２は図示する如く上昇していく。そして、時刻Ｔ２で電圧合計値ＶT（＝Ｖ１＋Ｖ２）が抑制電圧レベルＶLIMに達すると、図１３（ａ）に示したコンパレータ７４以降の回路が働き、運転信号ＺＨをオフして直流分圧回路２０１を停止させる。この結果、太陽電池１からのエネルギー供給が絶たれ、直流分圧回路停止後の電圧上昇はリアクトル１０の残留エネルギーによる上昇分のみとなる。この値は、直流分圧回路２０１の制御遅れによる電圧上昇に比較して十分に小さい。
直流分圧回路２０１の停止後は、コンデンサ１５から交流負荷９１への電力供給が行われるので、コンデンサ１５の電圧Ｖ２は低下する。時刻Ｔ３において、電圧合計値ＶTが復旧電圧レベルＶ（復旧）に到達すると、図１３（ａ）に示したコンパレータ７５以降の回路が働き、運転信号ＺＨをオンして直流分圧回路２０１を再起動する。
【００７３】
以上が本実施形態の動作であるが、上記動作は直流分圧回路２０１のみに限定され、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂは通常の動作を継続する。従って、本発明の課題である負荷変動に伴うコンデンサ１５の過電圧の発生を防止し、コンデンサの容量増加や高耐圧スイッチ素子の使用、ならびに過電圧検出による電力変換装置の強制的な運転停止を回避することができる。
なお、本実施形態では太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の過電圧を防止する場合につき説明したが、他方のコンデンサ６に太陽電池１が接続されておらず、その過電圧を防止する場合にも、本発明は適用可能である。
【００７４】
上記各実施形態では、直流電源として太陽電池１を使用した場合につき説明したが、直流電源の種類はこれに限定されるものではなく、燃料電池や蓄電池であっても良い。
【００７５】
【発明の効果】
以上のように請求項１記載の発明によれば、直流分圧回路の動作により、１個の直流電源からハーフブリッジインバータの入力電圧である２つの相等しいコンデンサ電圧を得ることができる。従って、図６の従来技術のように２個の太陽電池による発生電力の誤差や自立運転時の非対称負荷への電力供給によるコンデンサ電圧のアンバランスが解消され、出力電圧の歪み発生や系統への直流成分の流出を阻止することができる。
また、直流電源の数が１個で済むため、配線の接続が複雑になることもない。更に、電力変換段数は２段になるが、直流分圧回路の変換電力は図７に示した昇圧チョッパの変換電力の１／２になるので、電力変換装置の小型化が可能である。
【００７６】
請求項２記載の発明によれば、直流電源が接続されていないコンデンサの電圧を電力変換装置に要求される出力交流電圧値で決まる最低電圧に制御することにより、半導体スイッチ素子の耐圧は、（直流電源の最大電圧＋上記コンデンサの一定電圧）を許容すれば良くなる。従って、直流電源を２個直列に接続した場合に比べて低耐圧のスイッチ素子を使用することができ、電力変換時のスイッチング損失の低減、変換効率の向上、製造コストの低減が可能になる。
【００７７】
請求項３記載の発明によれば、請求項２記載の発明によりハーフブリッジインバータの入力電圧が不均等になった場合における出力波形の補正が可能になり、連系される電力系統に対して安定した電力供給を行うことができる。
【００７８】
請求項４記載の発明によれば、直流分圧回路の２個のコンデンサの電圧の合計値をハーフブリッジインバータに使用している半導体スイッチ素子の耐圧以下に抑制する制御手段を設けることにより、太陽電池を２個直列に接続して使用する場合に比べて低耐圧のスイッチ素子を使用することができる。
このため電力変換時のスイッチング損失の低減、変換効率の向上が可能になる。
【００７９】
請求項５記載の発明によれば、従来のように直流−直流変換器を用いることなく太陽電池の最大電力追従制御を行いながら蓄電池の充放電制御を並列的に実行でき、システムの小型化、低価格化を図れると共に、最小限の変換段数による高効率化が可能である。
【００８０】
請求項６記載の発明によれば、直流入力端子間電圧が直流分圧回路のコンデンサにより直流電源電圧にクランプされ、しかも直流電源の正極または負極が系統電源の中性線（接地線）に接続されているので、対接地点電位が変動することなく安定する。
従って、ノイズ発生や雑音端子電圧の発生を抑制する効果があり、直流側のノイズフィルタの追加や強化に起因するシステムの複雑化、大型化、高価格化を防ぐことができる。
【００８１】
請求項７記載の発明によれば、コンデンサの電圧合計値と抑制電圧レベル及び復旧電圧レベルとを比較し、その結果に応じて直流分圧回路の動作停止または再起動を行わせるため、負荷変動に伴ってハーフブリッジインバータに過電圧が印加されるのを未然に防止することができる。これにより、コンデンサ容量の増加や高耐圧スイッチ素子の使用を回避して、装置の大型化、高コスト化を防ぐことができる。また、直流分圧回路の動作停止中でもハーフブリッジインバータは継続して電圧を発生するので、電力変換装置の信頼性向上が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１に記載した発明の実施形態を示す主回路構成図である。
【図２】図１の実施形態における直流分圧回路の動作説明図である。
【図３】請求項１，請求項２に記載した発明の実施形態における直流分圧回路の制御ブロック図である。
【図４】図１の実施形態における直流分圧回路の動作説明図である。
【図５】請求項３に記載した発明の実施形態における制御ブロック図である。
【図６】請求項４に記載した発明の実施形態における制御ブロック図である。
【図７】請求項５に記載した発明の実施形態を示す主回路構成図である。
【図８】図７の実施形態において最大電力追従制御を行うための制御ブロック図である。
【図９】図７の実施形態において蓄電池の充放電制御を行うための制御ブロック図である。
【図１０】請求項６に記載した発明の実施形態を示す主回路構成図である。
【図１１】図１０の実施形態における直流分圧回路の動作説明図である。
【図１２】請求項６に記載した発明の他の実施形態及び請求項７に記載した発明の実施形態を示す主回路構成図である。
【図１３】請求項７に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図及び動作説明図である。
【図１４】図１２の実施形態の動作説明図である。
【図１５】図１３の実施形態の動作説明図である。
【図１６】従来技術を示す回路図である。
【図１７】従来技術を示す回路図である。
【図１８】従来技術を示す概略的な回路図である。
【図１９】図１４における太陽電池の特性図である。
【図２０】従来技術を示す概略的な回路図である。
【図２１】従来技術を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 太陽電池
２，２０１，２０２ 直流分圧回路
３Ａ，３Ｂ ハーフブリッジインバータ
４，１３，３１ 半導体スイッチ素子
５，１４，３２，３７ ダイオード
６，８ａ，８ｂ，１５ コンデンサ
７ａ，７ｂ，１０ リアクトル
９ 系統電源
１６，１７ 電圧指令切替スイッチ
２０，２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，４３，４５，５３，５５，６０，６４，６５，７１ 加算器
２２，４６，５４，５６ 調節器
２３，２７，４７，５７ キャリア発生回路
２４，２８，４１，４８，５８，７４，７５ コンパレータ
２５ 増幅器
２６ 除算器
３８，３８１，３８２ 直列スイッチ回路
４２，４４ アナログスイッチ
５０ 直流遮断器
５１ 蓄電池
５２ 電圧指令発生回路
５９ 充放電指令発生回路
６１ 点弧信号
６２ 変流器
６３ 遮断器
７０ ブロック
７２，７３ レベル設定器
７６ フリップフロップ
７７ アンド回路
９１ 交流負荷
Claims (7)
- 半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、
前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、
前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧に等しくなるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、
前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、
前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が一定値になるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置であって、
前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して形成した直流分圧回路と、
前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が一定値になるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段と、
を備えた電力変換装置において、
前記制御手段を動作させることにより前記２個のコンデンサの電圧が等しくなくなったときに、これらのコンデンサの電圧検出値Ｖ１，Ｖ２、ハーフブリッジインバータの上アームの点弧時間Ｔon、下アームの点弧時間Ｔoff（＝Ｔ−Ｔon）及びキャリア周期Ｔを用いて以下の式により求めた出力電圧指令値λに基づき前記ハーフブリッジインバータの半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
λ＝１−（Ｖ１−Ｖout）／Ｅ0
（但し、
Ｖout(：出力電圧基準指令値）＝（Ｖ１×Ｔon／Ｔ）−（Ｖ２×Ｔoff／Ｔ)，
Ｅ0＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２）） - 半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、
前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、
前記２個のコンデンサのうち一方のコンデンサの電圧検出値に基づき他方のコンデンサの電圧指令値を生成し、他方のコンデンサの電圧がこの電圧指令値に一致するように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御することにより、前記２個のコンデンサの電圧の合計値を前記ハーフブリッジインバータの半導体スイッチ素子の耐圧以下に抑制する制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、
前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、
前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの両端に直流遮断器と蓄電池との直列回路を接続し、
直流電源が接続されているコンデンサの電圧がその電圧指令値に一致するように前記ハーフブリッジインバータの半導体スイッチ素子のオン、オフを制御することにより、直流電源の最大電力追従制御を行い、かつ、
直流電源が接続されていないコンデンサの電圧がその電圧指令値に一致するように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御すると共に前記直流遮断器の開閉を制御することにより前記蓄電池の充放電制御を行う制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、
前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとを直列接続して直列スイッチ回路を形成し、この直列スイッチ回路を構成する半導体スイッチ素子とダイオードとの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成すると共に前記２個のコンデンサの相互接続点を系統電源の中性線に接続し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧に等しくなるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、
前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとを直列接続して直列スイッチ回路を形成し、この直列スイッチ回路を構成する半導体スイッチ素子とダイオードとの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成すると共に前記２個のコンデンサの相互接続点を交流負荷の中性点に接続し、前記２個のコンデンサの電圧合計値に対して抑制電圧レベルと復旧電圧レベルとを設定し、前記電圧合計値が増加して抑制電圧レベルに到達したら前記直流分圧回路の動作を停止させ、前記電圧レベルが減少して復旧電圧レベルに到達したら前記直流分圧回路を再起動させる制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
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