JP3656694B2

JP3656694B2 - Power converter

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Publication number: JP3656694B2
Application number: JP26185897A
Authority: JP
Inventors: 久藤本
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1996-10-14
Filing date: 1997-09-26
Publication date: 2005-06-08
Anticipated expiration: 2017-09-26
Also published as: JPH10234185A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、太陽電池や燃料電池等の直流電源が発生する直流電力を交流電力に変換する単相３線出力形の電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１６、図１７は、太陽電池を電源とし、その直流電力を交流電力に変換して系統電源に連系する単相三線出力形電力変換装置の従来技術を示している。
図１６において、太陽電池１ａ，１ｂの直列回路の両端電圧はダイオード３７ａ，３７ｂを介してコンデンサ６，１５の直列回路に加えられ、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子３１及び逆並列接続されたダイオード３２からなるハーフブリッジインバータ３Ａ，３ＢによってＰＷＭ制御され、交流電圧に変換される。
この交流電圧は、リアクトル７ａ，７ｂ及びコンデンサ８ａ，８ｂからなるフィルタによってＰＷＭ制御による高周波成分が除去され、単相三線式の系統電源９に連系される。
【０００３】
一方、図１７において、太陽電池１の直流電圧はダイオード３７を介してリアクトル３３、半導体スイッチ素子３４及びダイオード３５からなる昇圧回路により昇圧され、コンデンサ６，１５の直列回路に加えられる。
そして、図１６と同様にハーフブリッジインバータ３Ａ，３ＢによってＰＷＭ制御され、交流電圧に変換された後、リアクトル７ａ，７ｂ及びコンデンサ８ａ，８ｂからなるフィルタによって高周波成分が除去され、単相三線式の系統電源９に連系される。
これら図１６、図１７の従来技術は何れも電圧形の電力変換装置であるため、交流出力側を系統電源９と切り離して交流電圧源として自立運転することが可能である。
【０００４】
次に、他の従来技術を説明する。図１８は、太陽電池を電源とし、その直流電力を交流電力に変換して系統電源に連系する太陽光発電インバータの全体構成を示すものである。
一般に系統連系用の太陽光発電インバータでは、太陽電池１を有効利用するために、インバータＩＮＶの出力電力Ｐを一定周期で変動・調節することにより、図１９に示す如く直流電圧Ｅ_dを太陽電池１が最大電力Ｐ_maxを発生する電圧Ｅ_tに制御する、いわゆる最大電力追従制御を行っている。
また、図２０はピークカット運転等を行うためにインバータＩＮＶの直流側に蓄電池１０１を接続した従来技術である。この場合、蓄電池１０１の充放電電圧の範囲が決められているため、インバータＩＮＶは直流電圧一定制御により直流電圧Ｅ_dを蓄電池１０１で決まる電圧値に制御するか、もしくは図１９に示した最大電力追従制御により決められた直流電圧Ｅ_tと蓄電池１０１の充電電圧との整合をとるために、直流−直流変換器１０２を別途設置している。
【０００５】
次に、更に別の従来技術を説明する。図２１は、図１７に示した従来技術とほぼ同様の構成であり、直流電圧バランス回路３６を有しない例である。
単相３線式の電力系統は中性点が接地されているため、図２１の構成では、インバータの直列コンデンサ６，１５の接続点も接地されることになる。しかるに、直流回路側は直列コンデンサ６，１５の両端に接続されているので、半導体スイッチ素子３４とダイオード３５との接続点の対接地点電位Ｖ_nは、半導体スイッチ素子３４のスイッチング周波数によって正負に変動する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
前述した図１６の従来技術では、太陽電池１ａ，１ｂを直列接続しているため、接続が複雑である。また、各太陽電池１ａ，１ｂの発生電力の誤差や自立運転時の非対称負荷への電力供給等により、入力電圧（コンデンサ６，１５の電圧）のアンバランスが生じ、出力電圧の歪みや直流成分の系統への流出原因となる。更に、太陽電池１ａ，１ｂが二個直列に接続されるため、太陽電池の動作範囲を考慮した場合、電力変換装置に使用される半導体スイッチ素子３１として高耐圧のものが必要になり、スイッチング損失の増加による電力変換効率の低下に繋がる。
【０００７】
図１７の従来技術では、半導体スイッチ素子３４及びダイオード３５からなる昇圧回路によって電力変換段数が一段増加するので、変換効率の低下が避けられない。更に、直列接続されたコンデンサ６，１５の電圧をバランスさせる直流電圧バランス回路３６が新たに必要となり、回路構成が複雑になるという問題があった。
【０００８】
そこで請求項１〜請求項３記載の発明は、比較的簡単な回路構成により、入力電圧のアンバランスがなく、しかも高い電力変換効率を保てるようにした電力変換装置を提供しようとするものである。
また、請求項４記載の発明は、特に、スイッチング損失の増加による電力変換効率の低下を防止するようにした電力変換装置を提供しようとするものである。
【０００９】
一方、前述した図２０の太陽光発電インバータにおいて、インバータＩＮＶの直流電圧Ｅ_dを蓄電池１０１で決まる電圧値に制御する場合には、太陽電池１の最大電力を取り出すことができないため、システム効率が低くなる。
更に、直流−直流変換器１０２を別途設置すると変換段数が増加してシステムの複雑化、大型化、高価格化を招くといった問題がある。
【００１０】
そこで請求項５記載の発明は、１台のインバータで最大電力追従制御と蓄電池の充放電制御を同時に行うことにより、システム効率の低下を防ぎ、かつ、システムの複雑化、大型化等を防止するようにした電力変換装置を提供しようとするものである。
【００１１】
また、図２１の従来技術では、前述のごとく半導体スイッチ素子３４とダイオード３５との接続点の対接地点電位Ｖ_nが、半導体スイッチ素子３４のスイッチング周波数によって正負に振られる。このため、昇圧回路（昇圧チョッパ）のリアクトルと太陽電池１との接続線が持つリアクトル成分の比率により、直流入力端子に電位変動が発生し、その変化分（ｄＶ／ｄｔ）がノイズ発生・雑音端子電圧の増加要因となる。
この対策のためには、直流側にノイズフィルタを追加したりそのフィルタ機能を強化することが必要になり、装置の複雑化、大型化、高価格化を招いていた。
【００１２】
よって請求項６記載の発明は、上記対接地点電位Ｖ_nの変動を抑制し、直流側のノイズフィルタの追加等に起因するシステムのシステムの複雑化、大型化等を防ぐことができる電力変換装置を提供しようとするものである。
【００１３】
更に、請求項７記載の発明は、ハーフブリッジインバータの交流出力端子に負荷が接続される場合において、後述するように、負荷急変時に直流分圧回路の制御遅れやリアクトルの残留エネルギーに起因して直流電源が接続されていない方のコンデンサの電圧が過大になり、そのためにコンデンサの容量増加や高耐圧の半導体スイッチ素子の使用を余儀なくされることによる電力変換装置の大型化、コスト上昇を防止すると共に、コンデンサの過電圧検出時に電力変換装置の運転を強制的に停止する不都合を回避しようとするものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧に等しくなるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたものである。
【００１５】
請求項２記載の発明は、前記同様に直流分圧回路を形成し、直列接続された２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が一定値になるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたものである。
【００１６】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の制御手段を動作させることにより前記２個のコンデンサの電圧が等しくなくなったときに、これらのコンデンサの電圧検出値Ｖ１，Ｖ２、ハーフブリッジインバータの上アームの点弧時間Ｔ_on、下アームの点弧時間Ｔ_off（＝Ｔ−Ｔ_on）及びキャリア周期Ｔを用いて、
λ＝１−（Ｖ１−Ｖ_out）／Ｅ₀
（但し、
Ｖ_out（：出力電圧基準指令値）＝（Ｖ１×Ｔ_on／Ｔ）−（Ｖ２×Ｔ_off／Ｔ）
なる式により求めた出力電圧指令値λに基づき、ハーフブリッジインバータの半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたものである。
【００１７】
請求項４記載の発明は、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、前記２個のコンデンサのうち一方のコンデンサの電圧検出値に基づき他方のコンデンサの電圧指令値を生成し、他方のコンデンサの電圧がこの電圧指令値に一致するように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御することにより、前記２個のコンデンサの電圧の合計値を前記ハーフブリッジインバータの半導体スイッチ素子の耐圧以下に抑制する制御手段を備えたものである。
【００１８】
請求項５記載の発明は、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの両端に直流遮断器と蓄電池との直列回路を接続し、直流電源が接続されているコンデンサの電圧がその電圧指令値に一致するように前記ハーフブリッジインバータの半導体スイッチ素子のオン、オフを制御することにより、直流電源の最大電力追従制御を行い、かつ、直流電源が接続されていないコンデンサの電圧がその電圧指令値に一致するように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御すると共に前記直流遮断器の開閉を制御することにより前記蓄電池の充放電制御を行う制御手段を備えたものである。
【００１９】
請求項６記載の発明は、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとを直列接続して直列スイッチ回路を形成し、この直列スイッチ回路を構成する半導体スイッチ素子とダイオードとの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成すると共に前記２個のコンデンサの相互接続点を系統電源の中性線に接続し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧に等しくなるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたものである。
【００２０】
請求項７記載の発明は、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとを直列接続して直列スイッチ回路を形成し、この直列スイッチ回路を構成する半導体スイッチ素子とダイオードとの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成すると共に前記２個のコンデンサの相互接続点を交流負荷の中性点に接続し、前記２個のコンデンサの電圧合計値に対して抑制電圧レベルと復旧電圧レベルとを設定し、前記電圧合計値が増加して抑制電圧レベルに到達したら前記直流分圧回路の動作を停止させ、前記電圧レベルが減少して復旧電圧レベルに到達したら前記直流分圧回路を再起動させる制御手段を備えたものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図１（ａ）は請求項１に記載した発明の第１実施形態を示す回路図であり、図１６、図１７と同一の構成要素には同一符号を付してある。
図１（ａ）において２は直流分圧回路であり、本実施形態は、この直流分圧回路２と、太陽電池１や燃料電池等の直流電源と、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂと、２個の出力フィルタとから構成される。
ここで、直流分圧回路２は、太陽電池１の直流電圧を電力変換して直列接続された２個のコンデンサ６，１５の電圧が等しくなるように動作するものである。
【００２２】
以下に、直流分圧回路２の構成を説明する。
図１（ａ）において、一方のコンデンサ６の両端にはダイオード３７を介して太陽電池１が接続されている。また、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子４及び逆並列接続されたダイオード５からなるスイッチアームと、同じくスイッチ素子１３及び逆並列接続されたダイオード１４からなるスイッチアームとを２個直列に接続して直列スイッチ回路３８を構成し、その両端をコンデンサ６の正極とコンデンサ１５の負極とに接続する。
更に、上記２個のスイッチアームの相互接続点とコンデンサ６，１５の相互接続点との間にリアクトル１０を接続することにより、直流分圧回路２が構成される。
【００２３】
この実施形態の動作を説明すると、太陽電池１が接続されたコンデンサ６の電圧（Ｖ１とする）は太陽電池１の電圧にクランプされるため、太陽電池１が接続されていないコンデンサ１５の電圧（Ｖ２とする）が上記電圧Ｖ１と等しくなるように直流分圧回路２を制御する。
この制御の具体的方法としては、各コンデンサ６，１５の電圧を検出し、Ｖ１，Ｖ２の偏差が零になるように直列スイッチ回路３８の各アームのスイッチ素子４，１３に対する点弧期間を制御する。
【００２４】
図２は、直流分圧回路２の動作を示したものである。
図２（ａ）はコンデンサ６からコンデンサ１５にエネルギーを供給する場合であり、スイッチ素子４を点弧することにより実線で示すスイッチ素子４→リアクトル１０→コンデンサ６のルートでリアクトル１０にエネルギーを蓄積し、このエネルギーを、スイッチ素子４の消弧によって破線のルートで他方のコンデンサ１５に供給する。
【００２５】
一方、図２（ｂ）はコンデンサ１５からコンデンサ６にエネルギーを供給する場合であり、スイッチ素子１３を点弧することにより実線で示すスイッチ素子１３→コンデンサ１５→リアクトル１０のルートでリアクトル１０にエネルギーを蓄積し、このエネルギーを、スイッチ素子１３の消弧によって破線のルートで他方のコンデンサ６に供給する。
従って、各スイッチ素子４，１３の点弧期間をコンデンサ電圧に応じて制御することで、電圧Ｖ１，Ｖ２を制御することが可能になる。
【００２６】
図３は、上記制御を行うための制御ブロック図である。図において、１６，１７はそれぞれコンデンサ６，１５の電圧Ｖ１（検出値）、Ｖ２（指令値）が入力される切替スイッチ、２０はこれらのスイッチ１６，１７の出力信号とコンデンサ１５の電圧Ｖ２（検出値）が図示の符号で入力される加算器、２２は加算器２０の出力が零になるように調節動作する調節器、２４は調節器２２の出力である電圧指令値とキャリア発生回路２３の出力信号（キャリア）とを比較するコンパレータ（ＰＷＭ信号発生回路）であり、このコンパレータ２４の出力信号及びその反転信号がスイッチ素子４，１３に対する点弧信号となる。
【００２７】
図４は、直流分圧回路２の点弧パターンを示している。図３における切替スイッチ１６をオンした場合に、Ｖ１＞Ｖ２であればスイッチ素子４のオンデューティは５０％以上となり、Ｖ１＜Ｖ２であれば５０％以下となる。
【００２８】
以上の方法により制御されたコンデンサ電圧Ｖ１，Ｖ２が、図１（ａ）における後段のハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂの電源となる。
なお、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂは、従来と同様にＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子３１と逆並列接続されたダイオード３２とから構成されており、そのＰＷＭ制御によってコンデンサ電圧Ｖ１，Ｖ２が交流電圧に変換された後、リアクトル７ａ，７ｂ及びコンデンサ８ａ，８ｂからなるフィルタによってＰＷＭ制御による高周波成分が除去され、単相三線式の系統電源９に連系される。ここで、フィルタの出力を系統電源９に連系させずにそのまま交流負荷に供給する自立運転を行っても良い。
【００２９】
図１（ｂ）は請求項１記載の発明の第２実施形態を示しており、太陽電池１がダイオード３７を介して他方のコンデンサ１５に接続されている点を除き、上記第１実施形態と構成上、同一である。
この実施形態では、太陽電池１が接続されていないコンデンサ６の電圧Ｖ１が他方のコンデンサの１５の電圧Ｖ２と等しくなるように制御を行う。直流分圧回路２における具体的制御方法は、上記第１実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００３０】
次に、請求項２記載の発明の実施形態を説明する。
請求項１の発明の実施形態では、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサの電圧（図１（ａ）ではＶ２、図１（ｂ）ではＶ１）が他方のコンデンサの電圧（図１（ａ）ではＶ１、図１（ｂ）ではＶ２）と等しくなるように制御を行っている。すなわち、図１（ａ）では図３に示したように直流電圧指令値をＶ１、図１（ｂ）では電圧指令値をＶ２としている。
【００３１】
請求項２記載の発明の実施形態ではこの直流電圧指令値を一定値とし、図１（ａ）ではＶ２、図１（ｂ）ではＶ１を常時一定に保つように制御する。
ここで、例えば電力変換装置の出力電圧としてＶ_Sが要求される場合、直流電圧としては最低で√２倍の電圧が必要になる。例えば、出力が１００Ｖ（実効値）であれば１４１Ｖの電圧が直流電圧として必要になる。
従って、図１（ａ）の場合、Ｖ２の電圧指令値は１４１Ｖとなる。実際には、出力変動や変換装置の制御余裕等を考慮して、１７０Ｖ程度に設定するのが一般的である。
【００３２】
このように、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサの電圧を電力変換装置に要求される出力交流電圧で決まる最低値に制御すると、電力変換装置（ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂ）に使用される半導体スイッチ素子の耐圧としては太陽電池１の最大電圧Ｅ_max＋Ｖ２（またはＶ１）を許容できれば良く、図１２のように太陽電池を２個直列にした場合に比べて、低耐圧のスイッチ素子を使用することが可能になる。
このような制御を行うためには、図３に示した切替スイッチ１７をオンし、電圧指令値Ｖ２^*をＥ_maxとして直流分圧回路を制御すればよい。
なお、図１（ｂ）の例では電圧指令値Ｖ１^*をＥ_maxとしてＶ１（検出値）との偏差が零になるように制御すればよい。
【００３３】
次いで、請求項３記載の発明の実施形態を説明する。
例えば、請求項２記載の発明によってコンデンサ電圧Ｖ２を一定に制御した場合、コンデンサ電圧Ｖ１とＶ２とは等しくならない。
請求項３の発明は、このようにハーフブリッジインバータの各入力電圧が等しくない場合に、ハーフブリッジインバータの出力電圧波形を正負対称にするための出力電圧補正制御方法を提案するものである。
【００３４】
まず、出力電圧基準指令値Ｖ_outとコンデンサ電圧Ｖ１，Ｖ２との関係は次の数式１のようになる。但し、数式１において、Ｔ_on：ハーフブリッジインバータの上アームの点弧時間、Ｔ_off：同じく下アームの点弧時間、Ｔ：キャリア周期である。
【００３５】
【数１】
Ｖ_out＝（Ｖ１×Ｔ_on／Ｔ）−（Ｖ２×Ｔ_off／Ｔ）
【００３６】
いま、Ｔ_on／Ｔ＝ｋ１，Ｔ_off＝ｋ２とおくと、数式２〜数式４が得られる。なお、数式３のλは出力電圧指令値である。
【００３７】
【数２】
ｋ１×Ｖ１−ｋ２×Ｖ２＝Ｖ_out
【００３８】
【数３】
λ＝ｋ１−ｋ２
【００３９】
【数４】
ｋ１＋ｋ２＝１
【００４０】
これらの数式２〜数式４を展開すると、数式５が得られる。
【００４１】
【数５】
λ＝１−（Ｖ１−Ｖ_out）／Ｅ₀ 但し、Ｅ₀＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２
【００４２】
入力電圧（Ｖ１，Ｖ２）のアンバランス時の出力電圧補正制御は、上記数式５に従い、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ_outからλを算出し、このλとキャリアとを比較してハーフブリッジインバータの上下アームの点弧信号を発生させることにより実現可能である。
図５はこれを実現するための制御ブロック図であり、数式５を実現するべく加算器２０ａ，２０ｂ，２０ｃ、乗算器２５、除算器２６及びキャリア発生回路２７、コンパレータ２８により構成されている。
【００４３】
次に、請求項４に記載した発明の実施形態を説明する。図１の実施形態では、前述のごとく、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧と等しくなるように制御を行っている。
このような制御を行う場合、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂに使用される半導体スイッチ素子としては、Ｖ１またはＶ２の最大電圧Ｖ_maxの２倍以上の耐圧を持つ必要がある。一般に半導体スイッチ素子の損失は、素子耐圧が高いほど大きいため、太陽電池１や燃料電池といった電圧変動の大きい電源を直流電源とした場合、半導体スイッチ素子の損失は他の同容量の変換装置に比べて大きくなる。
【００４４】
このため本実施形態では、半導体スイッチ素子の印加電圧を低く抑えてその発生損失を低減させるために、例えば、コンデンサ６に太陽電池１が接続され、コンデンサ１５に太陽電池１が接続されていない場合には、その接続されていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２^*を数式６のように設定する。
【００４５】
【数６】
Ｖ２^*＝Ｅ_max−Ｖ１
【００４６】
なお、数式６において、Ｅ_maxは半導体スイッチ素子の耐圧、Ｖ１はコンデンサ６の電圧である。
ここで、Ｖ２の最低値を電力変換装置に要求される出力交流電圧値で決まる電圧とすると、電力変換装置（ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂ）に使用されるスイッチ素子の耐圧は太陽電池１の最大電圧（半導体スイッチ素子の耐圧）Ｅ_max＋Ｖ２の最低電圧を許容すれば良く、図１の実施形態のようにＶ１＝Ｖ２の制御を行う場合に比べて低耐圧のスイッチ素子を使用することが可能になる。
【００４７】
図６は本実施形態の構成を示すものである。いま、コンデンサ６に太陽電池１が接続され、コンデンサ１５に太陽電池１が接続されていない場合を例にとって動作を説明する。
まず、コンデンサ６の電圧（太陽電池１の電圧）Ｖ１を検出し、図６におけるコンパレータ４１により設定値Ｅ₀と比較する。ここで、設定値Ｅ₀は次のようにして決められる。Ｖ１の最大値をＶ_max、Ｖ２の最小値をＶ_minとすると、スイッチ素子の耐圧Ｅ_maxは数式７のようになる。
【００４８】
【数７】
Ｅ_max＝Ｖ_max＋Ｖ_min
【００４９】
Ｖ１＝Ｖ２の制御が可能なＶ２の電圧範囲はＥ_maxの１／２までであるから、その判断基準となる設定値Ｅ₀は、数式８となる。
【００５０】
【数８】
Ｅ₀＝Ｅ_max／２
【００５１】
こうして決められた設定値Ｅ₀とＶ１の検出値との大小関係により、電圧指令値Ｖ２^*は次の数式９のようになる。
【００５２】
【数９】
Ｅ₀＞Ｖ１→Ｖ２^*＝Ｖ１
Ｅ₀≦Ｖ１→Ｖ２^*＝Ｅ_max−Ｖ１
【００５３】
すなわち図６の構成において、Ｅ₀＞Ｖ１の場合にはコンパレータ４１の出力信号が「Ｈ」レベルとなり、オン状態のアナログスイッチ４２を介してＶ１の検出値がそのまま指令値Ｖ２^*として加算器４５に入力される。
また、Ｅ₀≦Ｖ１の時にはコンパレータ４１の出力信号が「Ｌ」レベルとなり、アナログスイッチ４４の出力側が「Ｈ」レベルになってこのスイッチ４４がオンする。これにより、加算器４３から出力されるＥ_max−Ｖ１の値が指令値Ｖ２^*として次段の加算器４５に入力される。
加算器４５では指令値Ｖ２^*と検出値Ｖ２との偏差が求められ、この偏差が調節器４６に入力される。そして、その出力信号とキャリア発生回路４７からのキャリアとがコンパレータ（ＰＷＭ信号発生回路）４８により比較され、直列スイッチ回路３８のスイッチ素子４，１３に対する点弧信号が出力される。
【００５４】
この実施形態では、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２^*を設定値Ｅ₀とＶ１の検出値との大小関係に応じて設定している。このため、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂを構成する半導体スイッチ素子の耐圧としては太陽電池１の最大電圧Ｅ_max＋Ｖ２を許容すれば良く、低耐圧でスイッチング損失の小さい素子を使用することが可能になる。
なお、上記実施形態では、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２^*を設定する場合につき説明したが、他方のコンデンサ６に太陽電池１が接続されておらず、その電圧指令値Ｖ１^*を設定する場合にも、本発明は適用可能である。
【００５５】
次いで、請求項５に記載した発明の実施形態を説明する。
図７はこの実施形態の主回路を示しており、図１（ａ）と同一の構成要素には同一符号を付してある。図７において、４９は太陽電池１の出力電流ｉ_dを検出する変流器、５０は直流遮断器、５１は蓄電池である。なお、直流遮断器５０及び蓄電池５１の直列回路は太陽電池１が接続されていないコンデンサ１５に対し並列に接続されている。また、直流遮断器５０は、蓄電池５１の満充電時及び過放電時などに電力変換装置の主回路と蓄電池５１とを切り離すために、後述するように遮断器制御信号Ｓ１によって遮断されるものである。
【００５６】
図８は、この実施形態において最大電力追従制御を行うための制御ブロック図である。
まず、この実施形態では太陽電池１はコンデンサ６に接続されているため、コンデンサ６の電圧Ｖ１と太陽電池１の出力電流ｉ_dとを検出する。そして、電圧指令発生回路５２は、太陽電池１の現在の出力電力を検出してこの電力を前回の出力電力と比較し、コンデンサ６の次回の電圧指令値Ｖ１^*を発生する。
電圧指令値は太陽電池１の特性から判断され、例えば現在の電力指令値を前回の電力指令値よりも大きくした結果、出力電力が増加したならば、図１９に示した太陽電池の特性から明らかなようにａの運転領域にあるため、次回の電圧指令値を現在の電圧指令値よりも大きくする。また、出力電力が減少したならば、図１９におけるｂの領域にあるため、次回の電圧指令値を現在の電圧指令値よりも小さくする。
【００５７】
このようにして発生させた電圧指令値Ｖ１^*と検出値Ｖ１との偏差を加算器５３により求め、この偏差を調節器５４に入力してハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂの出力電流指令値ｉ^*とする。
上記出力電流指令値ｉ^*と検出値ｉとの偏差を加算器５５により求め、この偏差を調節器５６に入力してその出力とキャリア発生回路５７からのキャリアとをコンパレータ（ＰＷＭ信号発生回路）５８に入力し、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂのスイッチ素子３１に対する点弧信号を得る。
こうして太陽電池１が接続されている方のコンデンサ６の電圧Ｖ１を制御することにより、最大電力追従制御を行うものである。
【００５８】
次に、図９は蓄電池５１の充放電制御を行うための制御ブロック図である。
まず、充放電指令発生回路５９は、蓄電池５１の状態及び太陽電池１の発電運転状態から蓄電池５１の印加電圧指令値を算出する。この印加電圧指令値を太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２^*とし、検出値Ｖ２との偏差を加算器６０により求めてその偏差を調節器５４に入力する。
そして調節器５４の出力とキャリアとをコンパレータ５８に入力し、スイッチ素子４，１３に対する点弧信号を得る。
こうして太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧Ｖ２を制御することにより、蓄電池５１の充放電制御を行う。
なお、蓄電池５１が満充電状態や過充電状態の時、あるいはシステムの運転状態に合わせて、充放電指令発生回路５９が遮断器制御信号Ｓ１を出力し、蓄電池５１に直列接続された直流遮断器５０を開放することにより、蓄電池５１やコンデンサ１５の電圧制御、保護を行う。
【００５９】
この実施形態によれば、図２０のように直流−直流変換器１０２を用いることなく、太陽電池１の最大電力追従制御を行いながら蓄電池５１の充放電制御を行うことが可能となる。
なお、図示しないが、太陽電池１がコンデンサ１５に接続され、コンデンサ６の両端に直流遮断器５０と蓄電池５１との直列回路が接続されている場合にも本発明は適用可能である。その場合には、コンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２^*を生成してこの指令値Ｖ２^*にＶ２が一致するように各スイッチ素子３１のオン、オフを制御して最大電力追従制御を行い、また、コンデンサ６の電圧指令値Ｖ１^*を生成してこの指令値Ｖ１^*にＶ１が一致するように各スイッチ素子４，１３のオン、オフ及び直流遮断器５０の開閉を制御して蓄電池５１の充放電制御を行う。
【００６０】
次いで、請求項６に記載した発明の実施形態を説明する。図１０（ａ）はこの発明の第１実施形態を示す回路図、図１０（ｂ）は第２実施形態を示す回路図であり、図１（ａ），（ｂ）と同一の構成要素には同一符号を付してある。
図１０（ａ）はコンデンサ６に太陽電池１が接続されている場合であり、回路構成上、図１（ａ）と異なるのは、直流分圧回路２０１内の直列スイッチ回路３８１の構成と図１（ａ）におけるダイオード３７が存在しない点である。すなわち、上記直列スイッチ回路３８１は、半導体スイッチ素子４とダイオード１４とを直列接続して構成されている。
同様に図１０（ｂ）はコンデンサ１５に太陽電池１が接続されている場合であり、回路構成上、図１（ｂ）と異なるのは、直流分圧回路２０２内の直列スイッチ回路３８２の構成と図１（ｂ）におけるダイオード３７が存在しない点である。すなわち、上記直列スイッチ回路３８２は、半導体スイッチ素子１３とダイオード５とを直列接続して構成されている。
【００６１】
次に、図１０（ａ），（ｂ）は動作的には互いに同様であるため、図１０（ａ）の第１実施形態につきその動作を説明する。
直流分圧回路２０１において、太陽電池１が接続されたコンデンサ６の電圧Ｖ１は太陽電池１の電圧にクランプされるため、太陽電池１が接続されていないコンデンサ１５の電圧Ｖ２がＶ１と等しくなるように制御を行う。制御は、各コンデンサ６，１５の電圧を検出してＶ１，Ｖ２の偏差が零になるように直列スイッチ回路３８１のスイッチ素子４の点弧期間を制御する。
【００６２】
図１１（ａ）は、太陽電池１からコンデンサ１５にエネルギーを供給するときの直流分圧回路２０１の動作を示したものである。スイッチ素子４を点弧することで、実線で示す太陽電池１→スイッチ素子４→リアクトル１０のルートでリアクトル１０にエネルギーを蓄積し、このエネルギーを、スイッチ素子４の消弧によって破線のルートでコンデンサ１５に供給する。
【００６３】
なお、図１１（ｂ）は、図１０（ｂ）の第２実施形態における直流分圧回路２０２の動作を示すもので、太陽電池１からコンデンサ６にエネルギーを供給するときの動作であり、スイッチ素子１３を点弧することで、実線で示す太陽電池１→リアクトル１０→スイッチ素子１３のルートでリアクトル１０にエネルギーを蓄積し、このエネルギーを、スイッチ素子１３の消弧によって破線のルートでコンデンサ６に供給する。
【００６４】
従って、スイッチ素子４または１３の点弧期間をコンデンサ電圧に応じて制御することにより、電圧Ｖ１，Ｖ２を制御することが可能になり、この電圧Ｖ１，Ｖ２がハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂの直流電源となる。
ここで、上記制御を行うための制御ブロック図は前述した図３と同様であり、図３におけるコンパレータ２４から出力される点弧信号がスイッチ素子４または１３に加えられることになる。
【００６５】
上述した動作により、２つのコンデンサ６，１５の電圧が制御され、このとき直流分圧回路２０１，２０２のスイッチ素子４とダイオード１４との接続点、またはスイッチ素子１３とダイオード５との接続点の電圧は図２１と同様に正負に振られることになる。
しかるに、図１０（ａ），（ｂ）における直流入力端子間電圧はコンデンサ６，１５により太陽電池１の電圧にクランプされ、しかも太陽電池１の正極または負極が系統電源９の中性線（接地線）に接続されているため、対接地電位も変動することなく安定している。
このため、ノイズ発生や雑音端子電圧の増加を抑制することができる。
【００６６】
次いで、請求項７に記載した発明の実施形態を説明する。
図１２は、先の請求項６に記載した発明の他の実施形態を示す主回路図であり、図１０（ａ）と同一の構成要素には同一の番号を付してある。なお、図において、６１はゲート点弧信号、６２は変流器、６３は遮断器、９１は交流負荷である。
この図１２の電力変換装置では、図１０（ａ）の実施形態と同様に、直流電源１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧Ｖ２を直流分圧回路２０１により制御し、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂの直流端子間電圧を制御している。そして、図１２では図１０（ａ）と異なり、２つの単相交流電圧を交流負荷９１に供給している。また、図１２では、リアクトル１０の電流を変流器６２により検出し、この電流の制御をマイナーループとしてコンデンサ１５の電圧Ｖ２を制御している。
【００６７】
いま、図１４に示すように、時刻Ｔ１において交流負荷９１が変動して重負荷から軽負荷になると、図１２の回路では、直流分圧回路２０１の制御系の遅れやリアクトル１０の残留エネルギーに起因してリアクトル１０の電流ｉ₁₀が減少する。このため、負荷供給に不要な斜線部のエネルギーがコンデンサ１５に蓄積され、その結果コンデンサ１５の電圧Ｖ２が増加する。また、これに伴ってハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂの直流端子間電圧（すなわち電圧合計値Ｖ_T＝Ｖ１＋Ｖ２）も増加する。
負荷変動が大きいほどコンデンサ１５に蓄積されるエネルギー（図１４における斜線部の面積）は多くなり、それによって半導体スイッチ素子を破壊するおそれがある。
【００６８】
これを防止するには、コンデンサ容量を増加させたり高耐圧スイッチ素子を使用する等の方法が考えられるが、これらの方法は電力変換装置の大型化、コスト増加に直結する。また、他の方法として、コンデンサの過電圧レベルを設定しておき、過電圧検出時に電力変換装置の運転を強制的に停止することも有効であるが、その場合には定格負荷範囲内での運転停止状態となるため、装置の信頼性を低下させることになる。
請求項７記載の発明は、上記問題点に鑑みてなされたものである。
【００６９】
図１３（ａ）は請求項７に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図、図１３（ｂ）はその動作説明図である。なお、電力変換装置の主回路は図１２と同様である。
図１３（ａ）において、太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の電圧指令値Ｖ２^*と検出値Ｖ２との偏差を加算器６４により求め、この偏差を調節器５４に入力してリアクトル１０を流れる電流の指令値ｉ₁₀ ^*とする。
上記電流指令値ｉ₁₀ ^*と検出値ｉ₁₀との偏差を加算器６５により求め、この偏差を調節器５６に入力してその出力とキャリア発生回路５７からのキャリアとをコンパレータ（ＰＷＭ信号発生回路）５８に入力し、直列スイッチ回路３８１の半導体スイッチ素子４に対する点弧信号６１を得る。
【００７０】
さて、本実施形態では、図１３（ａ）の一点鎖線で囲んだブロック７０に特徴を有する。すなわち、コンデンサ６の電圧Ｖ１及びコンデンサ１５の電圧Ｖ２との合計値Ｖ_Tを加算器７１により求め、コンパレータ７４によってレベル設定器７２による抑制電圧レベルＶ_LIMと比較する。この抑制電圧レベルＶ_LIMは半導体スイッチ素子の耐圧から決まる最大印加電圧値であり、過電圧保護レベルに基づいて設定される。
Ｖ_TがＶ_LIMに到達したことをコンパレータ７４により検出し、この検出信号をフリップフロップ７６のリセット端子Ｒに送って運転信号ＺＨをオフ（Ｌｏｗレベル）とし、アンド回路７７を介して点弧信号６１をオフする。これにより、運転信号ＺＨが加えられている調節器５４，５６はゼロホールドされ、直列スイッチ回路３８１のスイッチ素子４はパルスオフ状態となって直流分圧回路２０１の運転が停止する。
【００７１】
一方、Ｖ_Tが別のレベル設定器７３による復旧電圧レベルＶ（復旧）を下回ったことをコンパレータ７５により検出し、この検出信号をフリップフロップ７６のセット端子Ｓに送って運転信号ＺＨをオン（Ｈｉｇｈレベル）とし、アンド回路７７を介して点弧信号をオンする。すなわち、各調節器５４，５６を動作させて直流分圧回路２０１を再起動する。ここで、復旧電圧レベルＶ（復旧）は直流分圧回路２０１の正常動作可能なレベルに設定されるものである。
なお、図１３（ｂ）は、コンパレータ７４，７５、フリップフロップ７６によって得られる、Ｖ_T，Ｖ_LIM，Ｖ（復旧）と運転信号ＺＨとの関係を示している。
【００７２】
図１５は、本実施形態によるリアクトル１０の電流ｉ₁₀、電圧合計値Ｖ_T及び運転信号ＺＨの関係を示したものである。
図において、時刻Ｔ１における負荷変動によって電流ｉ₁₀が減少していき、これに起因してコンデンサ１５の電圧Ｖ２は図示する如く上昇していく。そして、時刻Ｔ２で電圧合計値Ｖ_T（＝Ｖ１＋Ｖ２）が抑制電圧レベルＶ_LIMに達すると、図１３（ａ）に示したコンパレータ７４以降の回路が働き、運転信号ＺＨをオフして直流分圧回路２０１を停止させる。この結果、太陽電池１からのエネルギー供給が絶たれ、直流分圧回路停止後の電圧上昇はリアクトル１０の残留エネルギーによる上昇分のみとなる。この値は、直流分圧回路２０１の制御遅れによる電圧上昇に比較して十分に小さい。
直流分圧回路２０１の停止後は、コンデンサ１５から交流負荷９１への電力供給が行われるので、コンデンサ１５の電圧Ｖ２は低下する。時刻Ｔ３において、電圧合計値Ｖ_Tが復旧電圧レベルＶ（復旧）に到達すると、図１３（ａ）に示したコンパレータ７５以降の回路が働き、運転信号ＺＨをオンして直流分圧回路２０１を再起動する。
【００７３】
以上が本実施形態の動作であるが、上記動作は直流分圧回路２０１のみに限定され、ハーフブリッジインバータ３Ａ，３Ｂは通常の動作を継続する。従って、本発明の課題である負荷変動に伴うコンデンサ１５の過電圧の発生を防止し、コンデンサの容量増加や高耐圧スイッチ素子の使用、ならびに過電圧検出による電力変換装置の強制的な運転停止を回避することができる。
なお、本実施形態では太陽電池１が接続されていない方のコンデンサ１５の過電圧を防止する場合につき説明したが、他方のコンデンサ６に太陽電池１が接続されておらず、その過電圧を防止する場合にも、本発明は適用可能である。
【００７４】
上記各実施形態では、直流電源として太陽電池１を使用した場合につき説明したが、直流電源の種類はこれに限定されるものではなく、燃料電池や蓄電池であっても良い。
【００７５】
【発明の効果】
以上のように請求項１記載の発明によれば、直流分圧回路の動作により、１個の直流電源からハーフブリッジインバータの入力電圧である２つの相等しいコンデンサ電圧を得ることができる。従って、図６の従来技術のように２個の太陽電池による発生電力の誤差や自立運転時の非対称負荷への電力供給によるコンデンサ電圧のアンバランスが解消され、出力電圧の歪み発生や系統への直流成分の流出を阻止することができる。
また、直流電源の数が１個で済むため、配線の接続が複雑になることもない。更に、電力変換段数は２段になるが、直流分圧回路の変換電力は図７に示した昇圧チョッパの変換電力の１／２になるので、電力変換装置の小型化が可能である。
【００７６】
請求項２記載の発明によれば、直流電源が接続されていないコンデンサの電圧を電力変換装置に要求される出力交流電圧値で決まる最低電圧に制御することにより、半導体スイッチ素子の耐圧は、（直流電源の最大電圧＋上記コンデンサの一定電圧）を許容すれば良くなる。従って、直流電源を２個直列に接続した場合に比べて低耐圧のスイッチ素子を使用することができ、電力変換時のスイッチング損失の低減、変換効率の向上、製造コストの低減が可能になる。
【００７７】
請求項３記載の発明によれば、請求項２記載の発明によりハーフブリッジインバータの入力電圧が不均等になった場合における出力波形の補正が可能になり、連系される電力系統に対して安定した電力供給を行うことができる。
【００７８】
請求項４記載の発明によれば、直流分圧回路の２個のコンデンサの電圧の合計値をハーフブリッジインバータに使用している半導体スイッチ素子の耐圧以下に抑制する制御手段を設けることにより、太陽電池を２個直列に接続して使用する場合に比べて低耐圧のスイッチ素子を使用することができる。
このため電力変換時のスイッチング損失の低減、変換効率の向上が可能になる。
【００７９】
請求項５記載の発明によれば、従来のように直流−直流変換器を用いることなく太陽電池の最大電力追従制御を行いながら蓄電池の充放電制御を並列的に実行でき、システムの小型化、低価格化を図れると共に、最小限の変換段数による高効率化が可能である。
【００８０】
請求項６記載の発明によれば、直流入力端子間電圧が直流分圧回路のコンデンサにより直流電源電圧にクランプされ、しかも直流電源の正極または負極が系統電源の中性線（接地線）に接続されているので、対接地点電位が変動することなく安定する。
従って、ノイズ発生や雑音端子電圧の発生を抑制する効果があり、直流側のノイズフィルタの追加や強化に起因するシステムの複雑化、大型化、高価格化を防ぐことができる。
【００８１】
請求項７記載の発明によれば、コンデンサの電圧合計値と抑制電圧レベル及び復旧電圧レベルとを比較し、その結果に応じて直流分圧回路の動作停止または再起動を行わせるため、負荷変動に伴ってハーフブリッジインバータに過電圧が印加されるのを未然に防止することができる。これにより、コンデンサ容量の増加や高耐圧スイッチ素子の使用を回避して、装置の大型化、高コスト化を防ぐことができる。また、直流分圧回路の動作停止中でもハーフブリッジインバータは継続して電圧を発生するので、電力変換装置の信頼性向上が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１に記載した発明の実施形態を示す主回路構成図である。
【図２】図１の実施形態における直流分圧回路の動作説明図である。
【図３】請求項１，請求項２に記載した発明の実施形態における直流分圧回路の制御ブロック図である。
【図４】図１の実施形態における直流分圧回路の動作説明図である。
【図５】請求項３に記載した発明の実施形態における制御ブロック図である。
【図６】請求項４に記載した発明の実施形態における制御ブロック図である。
【図７】請求項５に記載した発明の実施形態を示す主回路構成図である。
【図８】図７の実施形態において最大電力追従制御を行うための制御ブロック図である。
【図９】図７の実施形態において蓄電池の充放電制御を行うための制御ブロック図である。
【図１０】請求項６に記載した発明の実施形態を示す主回路構成図である。
【図１１】図１０の実施形態における直流分圧回路の動作説明図である。
【図１２】請求項６に記載した発明の他の実施形態及び請求項７に記載した発明の実施形態を示す主回路構成図である。
【図１３】請求項７に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図及び動作説明図である。
【図１４】図１２の実施形態の動作説明図である。
【図１５】図１３の実施形態の動作説明図である。
【図１６】従来技術を示す回路図である。
【図１７】従来技術を示す回路図である。
【図１８】従来技術を示す概略的な回路図である。
【図１９】図１４における太陽電池の特性図である。
【図２０】従来技術を示す概略的な回路図である。
【図２１】従来技術を示す回路図である。
【符号の説明】
１太陽電池
２，２０１，２０２直流分圧回路
３Ａ，３Ｂハーフブリッジインバータ
４，１３，３１半導体スイッチ素子
５，１４，３２，３７ダイオード
６，８ａ，８ｂ，１５コンデンサ
７ａ，７ｂ，１０リアクトル
９系統電源
１６，１７電圧指令切替スイッチ
２０，２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，４３，４５，５３，５５，６０，６４，６５，７１加算器
２２，４６，５４，５６調節器
２３，２７，４７，５７キャリア発生回路
２４，２８，４１，４８，５８，７４，７５コンパレータ
２５増幅器
２６除算器
３８，３８１，３８２直列スイッチ回路
４２，４４アナログスイッチ
５０直流遮断器
５１蓄電池
５２電圧指令発生回路
５９充放電指令発生回路
６１点弧信号
６２変流器
６３遮断器
７０ブロック
７２，７３レベル設定器
７６フリップフロップ
７７アンド回路
９１交流負荷[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a single-phase three-wire output type power converter that converts DC power generated by a DC power source such as a solar cell or a fuel cell into AC power.
[0002]
[Prior art]
FIG. 16 and FIG. 17 show the prior art of a single-phase three-wire output type power converter that uses a solar cell as a power source, converts its DC power to AC power, and is linked to a system power source.
In FIG. 16, the voltage across the series circuit of the solar cells 1a and 1b is applied to the series circuit of the capacitors 6 and 15 via the diodes 37a and 37b, and the semiconductor switch element 31 such as IGBT and the diode 32 connected in antiparallel. PWM control is performed by the half-bridge inverters 3A and 3B.
This AC voltage is connected to a single-phase three-wire system power supply 9 by removing a high-frequency component by PWM control by a filter including reactors 7a and 7b and capacitors 8a and 8b.
[0003]
On the other hand, in FIG. 17, the DC voltage of the solar cell 1 is boosted by a booster circuit including a reactor 33, a semiconductor switch element 34, and a diode 35 via a diode 37 and added to a series circuit of capacitors 6 and 15.
As in FIG. 16, the PWM control is performed by the half-bridge inverters 3A and 3B and the AC voltage is converted, and then the high-frequency component is removed by the filter including the reactors 7a and 7b and the capacitors 8a and 8b. It is connected to the system power supply 9.
16 and FIG. 17 are both voltage-type power converters, so that the AC output side can be isolated from the system power supply 9 and operated independently as an AC voltage source.
[0004]
Next, another conventional technique will be described. FIG. 18 shows the overall configuration of a photovoltaic inverter that uses a solar cell as a power source, converts the DC power into AC power, and is linked to the system power source.
In general, in a photovoltaic power inverter for grid connection, in order to effectively use the solar cell 1, the output voltage P of the inverter INV is fluctuated / adjusted at a constant period, so that the DC voltage E as shown in FIG._dThe solar cell 1 has the maximum power P_maxTo generate voltage E_tSo-called maximum power tracking control is performed.
FIG. 20 shows a conventional technique in which a storage battery 101 is connected to the DC side of the inverter INV in order to perform a peak cut operation or the like. In this case, since the range of the charge / discharge voltage of the storage battery 101 is determined, the inverter INV controls the DC voltage E by the constant DC voltage control._dIs controlled to a voltage value determined by the storage battery 101 or the DC voltage E determined by the maximum power tracking control shown in FIG._tIn order to match the charging voltage of the storage battery 101, a DC-DC converter 102 is separately installed.
[0005]
Next, still another conventional technique will be described. FIG. 21 shows an example in which the DC voltage balance circuit 36 is not provided, and the configuration is almost the same as that of the prior art shown in FIG.
Since the neutral point of the single-phase three-wire power system is grounded, the connection point of the series capacitors 6 and 15 of the inverter is also grounded in the configuration of FIG. However, since the DC circuit side is connected to both ends of the series capacitors 6 and 15, the potential V to ground of the connection point between the semiconductor switch element 34 and the diode 35._nVaries positively and negatively depending on the switching frequency of the semiconductor switch element 34.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
In the prior art of FIG. 16 mentioned above, since the solar cells 1a and 1b are connected in series, the connection is complicated. In addition, the input voltage (the voltages of the capacitors 6 and 15) is unbalanced due to an error in the generated power of each of the solar cells 1a and 1b and the power supply to the asymmetric load during the self-sustaining operation. Cause spillage into the system. Furthermore, since the two solar cells 1a and 1b are connected in series, when considering the operating range of the solar cell, a semiconductor switching element 31 used in the power conversion device must have a high breakdown voltage, and switching loss. This leads to a decrease in power conversion efficiency due to the increase in power.
[0007]
In the prior art shown in FIG. 17, the number of power conversion stages is increased by one step by the booster circuit composed of the semiconductor switch element 34 and the diode 35, so that a reduction in conversion efficiency is inevitable. Furthermore, a DC voltage balance circuit 36 that balances the voltages of the capacitors 6 and 15 connected in series is newly required, resulting in a problem that the circuit configuration is complicated.
[0008]
SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, it is an object of the present invention to provide a power conversion device that has a relatively simple circuit configuration, has no input voltage imbalance, and can maintain high power conversion efficiency. .
Further, the invention according to claim 4 is to provide a power conversion device that prevents a decrease in power conversion efficiency due to an increase in switching loss.
[0009]
On the other hand, in the above-described photovoltaic inverter of FIG. 20, the DC voltage E of the inverter INV_dIs controlled to a voltage value determined by the storage battery 101, since the maximum power of the solar battery 1 cannot be taken out, the system efficiency is lowered.
Further, if the DC-DC converter 102 is separately installed, there is a problem that the number of conversion stages increases, resulting in a complicated system, an increase in size, and an increase in price.
[0010]
Accordingly, the invention according to claim 5 prevents the system efficiency from being lowered and the system from becoming complicated and large by performing maximum power tracking control and storage battery charge / discharge control simultaneously with a single inverter. It is an object of the present invention to provide a power conversion device as described above.
[0011]
In the prior art of FIG. 21, as described above, the potential V to ground of the connection point of the semiconductor switch element 34 and the diode 35 is as described above._nIs swung positively or negatively depending on the switching frequency of the semiconductor switch element 34. For this reason, depending on the ratio of the reactor component of the connecting line between the reactor of the booster circuit (boost chopper) and the solar cell 1, the potential fluctuation occurs at the DC input terminal, and the change (dV / dt) is the noise generation / noise. This will increase the terminal voltage.
For this measure, it is necessary to add a noise filter on the DC side or to strengthen the filter function, resulting in an increase in complexity, size and cost of the device.
[0012]
Therefore, the invention according to claim 6 is characterized in that the ground potential V_nIt is an object of the present invention to provide a power conversion device that can suppress the fluctuation of the system and prevent the system from becoming complicated and large due to the addition of a noise filter on the DC side.
[0013]
Further, the invention according to claim 7 is caused by a control delay of the DC voltage dividing circuit or a residual energy of the reactor when a load is suddenly changed, as described later, when a load is connected to the AC output terminal of the half-bridge inverter. The voltage of the capacitor to which the DC power supply is not connected becomes excessive, which prevents the increase in the capacity of the capacitor and the use of a high-breakdown-voltage semiconductor switch element, thereby increasing the size and cost of the power converter. At the same time, it is intended to avoid the inconvenience of forcibly stopping the operation of the power converter when the overvoltage of the capacitor is detected.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to claim 1 is characterized in that two half-bridge inverters in which two switch arms composed of anti-parallel circuits of a semiconductor switch element and a diode are connected in series are connected in parallel. In the single-phase three-wire output type power conversion device that outputs two single-phase AC voltages by turning on and off the semiconductor switch element using the voltages of the two capacitors as input voltages of the half-bridge inverter, A DC power source is connected to both ends of one of the capacitors, and two switch arms composed of an antiparallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in series up and down to form a series switch circuit. Are connected in parallel to the series circuit of the two capacitors, and the upper and lower switches of the series switch circuit. A DC voltage dividing circuit is formed by connecting a reactor between the interconnecting point of the arm and the interconnecting point of the two capacitors, and the voltage of the capacitor to which the DC power source is not connected is connected among the two capacitors. Control means for controlling on / off of the semiconductor switch element of the series switch circuit so as to be equal to the voltage of the other capacitor is provided.
[0015]
According to a second aspect of the present invention, a DC voltage dividing circuit is formed in the same manner as described above, and the series switch circuit is configured so that a voltage of a capacitor not connected to a DC power source among two capacitors connected in series becomes a constant value. And a control means for controlling on / off of the semiconductor switch element.
[0016]
According to a third aspect of the present invention, when the voltages of the two capacitors are not equal by operating the control means according to the second aspect, the detected voltage values V1 and V2 of the capacitors and the half bridge inverter are increased. Arm firing time T_on, Lower arm firing time T_off(= T-T_on) And the carrier period T,
λ = 1− (V1−V_out) / E₀
(However,
V_out(: Output voltage reference command value) = (V1 × T_on/ T)-(V2 × T_off/ T)
Control means for controlling on / off of the semiconductor switch element of the half-bridge inverter based on the output voltage command value λ obtained by the following equation is provided.
[0017]
In the invention according to claim 4, two half-bridge inverters in which two switch arms each composed of an anti-parallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in series are connected in parallel, and two capacitors connected in series are connected. In a single-phase three-wire output type power converter that outputs two single-phase AC voltages by turning on and off the semiconductor switch element using a voltage as an input voltage of the half-bridge inverter, one of the capacitors A DC power source is connected to both ends, and two switch arms composed of anti-parallel circuits of semiconductor switch elements and diodes are connected in series up and down to form a series switch circuit, and this series switch circuit is connected to the two capacitors. In parallel with the series circuit, and the interconnection points of the upper and lower switch arms of the series switch circuit A DC voltage divider circuit is formed by connecting a reactor between the interconnection points of the two capacitors, and the voltage command value of the other capacitor is determined based on the voltage detection value of one of the two capacitors. The total voltage of the two capacitors is generated by controlling the on / off of the semiconductor switch element of the series switch circuit so that the voltage of the other capacitor matches the voltage command value. Control means for suppressing the breakdown voltage to be equal to or lower than the semiconductor switching element of the inverter is provided.
[0018]
According to the fifth aspect of the present invention, two half-bridge inverters in which two switch arms each composed of an anti-parallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in series are connected in parallel, and two capacitors connected in series are connected. In a single-phase three-wire output type power converter that outputs two single-phase AC voltages by turning on and off the semiconductor switch element using a voltage as an input voltage of the half-bridge inverter, one of the capacitors A DC power source is connected to both ends, and two switch arms composed of anti-parallel circuits of semiconductor switch elements and diodes are connected in series up and down to form a series switch circuit, and this series switch circuit is connected to the two capacitors. In parallel with the series circuit, and the interconnection points of the upper and lower switch arms of the series switch circuit A DC voltage divider circuit is formed by connecting a reactor between the two capacitor interconnection points, and a DC circuit breaker and a storage battery are connected to both ends of the capacitor to which no DC power source is connected. The maximum power of the DC power supply is controlled by controlling the on / off of the semiconductor switch element of the half-bridge inverter so that the voltage of the capacitor to which the DC power supply is connected matches the voltage command value. Follow-up control is performed, and on / off of the semiconductor switch element of the series switch circuit is controlled so that the voltage of the capacitor not connected to the DC power supply matches the voltage command value, and the DC circuit breaker is opened and closed. Control means for performing charge / discharge control of the storage battery by controlling is provided.
[0019]
According to the sixth aspect of the present invention, two half-bridge inverters in which two switch arms each composed of an anti-parallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in series are connected in parallel, and two capacitors connected in series are connected. In a single-phase three-wire output type power converter that outputs two single-phase AC voltages by turning on and off the semiconductor switch element using a voltage as an input voltage of the half-bridge inverter, one of the capacitors A DC power source is connected to both ends, and a semiconductor switch element and a diode are connected in series to form a series switch circuit. An interconnection point between the semiconductor switch element and the diode constituting the series switch circuit and the two capacitors A reactor is connected between the interconnection points to form a DC voltage dividing circuit and the two cores. The semiconductor of the series switch circuit is configured such that the interconnection point of the capacitor is connected to the neutral line of the system power supply, and the voltage of the capacitor to which the DC power supply is not connected is equal to the voltage of the other capacitor. Control means for controlling on / off of the switch element is provided.
[0020]
According to the seventh aspect of the present invention, two half-bridge inverters in which two switch arms each composed of an anti-parallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in series are connected in parallel, and two capacitors connected in series are connected. In a single-phase three-wire output type power converter that outputs two single-phase AC voltages by turning on and off the semiconductor switch element using a voltage as an input voltage of the half-bridge inverter, one of the capacitors A DC power source is connected to both ends, and a semiconductor switch element and a diode are connected in series to form a series switch circuit. An interconnection point between the semiconductor switch element and the diode constituting the series switch circuit and the two capacitors A reactor is connected between the interconnection points to form a DC voltage dividing circuit and the two cores. The interconnection point of the capacitor is connected to the neutral point of the AC load, the suppression voltage level and the recovery voltage level are set with respect to the total voltage value of the two capacitors, and the total voltage value increases to suppress the suppression voltage. Control means for stopping the operation of the DC voltage dividing circuit when reaching the level and restarting the DC voltage dividing circuit when the voltage level decreases and reaches the restoration voltage level is provided.
[0021]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1A is a circuit diagram showing a first embodiment of the invention described in claim 1, and the same components as those in FIGS. 16 and 17 are denoted by the same reference numerals.
In FIG. 1A, reference numeral 2 denotes a DC voltage dividing circuit. In this embodiment, the DC voltage dividing circuit 2, a DC power source such as a solar cell 1 or a fuel cell, and half bridge inverters 3A and 3B are provided. Output filter.
Here, the DC voltage dividing circuit 2 operates so that the voltages of the two capacitors 6 and 15 connected in series by converting the DC voltage of the solar cell 1 into power are equal.
[0022]
Hereinafter, the configuration of the DC voltage dividing circuit 2 will be described.
In FIG. 1A, the solar cell 1 is connected to both ends of one capacitor 6 via a diode 37. In addition, a switch arm composed of a semiconductor switch element 4 such as an IGBT and a diode 5 connected in reverse parallel and a switch arm composed of a switch element 13 and a diode 14 connected in reverse parallel are connected in series to form a series switch. The circuit 38 is configured, and both ends thereof are connected to the positive electrode of the capacitor 6 and the negative electrode of the capacitor 15.
Further, the DC voltage dividing circuit 2 is configured by connecting the reactor 10 between the interconnection point of the two switch arms and the interconnection point of the capacitors 6 and 15.
[0023]
The operation of this embodiment will be described. Since the voltage (V1) of the capacitor 6 to which the solar cell 1 is connected is clamped to the voltage of the solar cell 1, the voltage of the capacitor 15 to which the solar cell 1 is not connected ( The DC voltage dividing circuit 2 is controlled so that (V2) becomes equal to the voltage V1.
As a specific method of this control, the voltages of the capacitors 6 and 15 are detected, and the firing period for the switch elements 4 and 13 of each arm of the series switch circuit 38 is controlled so that the deviation of V1 and V2 becomes zero. To do.
[0024]
FIG. 2 shows the operation of the DC voltage dividing circuit 2.
FIG. 2A shows a case where energy is supplied from the capacitor 6 to the capacitor 15, and energy is stored in the reactor 10 through the route of the switch element 4 → reactor 10 → capacitor 6 indicated by a solid line by firing the switch element 4. Then, this energy is supplied to the other capacitor 15 through a broken line route by extinction of the switch element 4.
[0025]
On the other hand, FIG. 2B shows a case where energy is supplied from the capacitor 15 to the capacitor 6, and the energy is supplied to the reactor 10 through the route of the switch element 13 → capacitor 15 → reactor 10 indicated by a solid line by firing the switch element 13. , And this energy is supplied to the other capacitor 6 by the route of the broken line by extinction of the switch element 13.
Therefore, the voltages V1 and V2 can be controlled by controlling the firing periods of the switch elements 4 and 13 according to the capacitor voltage.
[0026]
FIG. 3 is a control block diagram for performing the above control. In the figure, 16 and 17 are selector switches to which voltages V1 (detected value) and V2 (command value) of capacitors 6 and 15, respectively, are input, and 20 is an output signal of these switches 16 and 17 and voltage V2 ( (Detection value) is input by the sign shown in the figure, 22 is an adjuster that adjusts the output of the adder 20 to zero, 24 is a voltage command value and carrier generation circuit 23 that is the output of the adjuster 22 A comparator (PWM signal generation circuit) that compares the output signal (carrier) of the first and second output signals (carrier), and the output signal of the comparator 24 and its inverted signal serve as an ignition signal for the switch elements 4 and 13.
[0027]
FIG. 4 shows an ignition pattern of the DC voltage dividing circuit 2. When the changeover switch 16 in FIG. 3 is turned on, if V1> V2, the on-duty of the switch element 4 is 50% or more, and if V1 <V2, it is 50% or less.
[0028]
The capacitor voltages V1 and V2 controlled by the above method serve as power sources for the subsequent half-bridge inverters 3A and 3B in FIG.
The half-bridge inverters 3A and 3B are composed of a semiconductor switch element 31 such as an IGBT and a diode 32 connected in reverse parallel as in the prior art. Capacitor voltages V1 and V2 are converted into an AC voltage by PWM control. After that, a high frequency component by PWM control is removed by a filter including reactors 7a and 7b and capacitors 8a and 8b, and the system is connected to a single-phase three-wire system power supply 9. Here, a self-supporting operation may be performed in which the output of the filter is supplied to the AC load as it is without being connected to the system power supply 9.
[0029]
FIG. 1B shows a second embodiment of the invention described in claim 1, except that the solar cell 1 is connected to the other capacitor 15 via a diode 37, and the first embodiment. The configuration is the same.
In this embodiment, control is performed so that the voltage V1 of the capacitor 6 to which the solar cell 1 is not connected is equal to the voltage V2 of the capacitor 15 of the other capacitor. Since a specific control method in the DC voltage dividing circuit 2 is the same as that in the first embodiment, description thereof is omitted here.
[0030]
Next, an embodiment of the invention described in claim 2 will be described.
In the embodiment of the invention of claim 1, the voltage of the capacitor to which the solar cell 1 is not connected (V2 in FIG. 1 (a), V1 in FIG. 1 (b)) is the voltage of the other capacitor (FIG. 1 ( Control is performed so as to be equal to V1 in a) and V2 in FIG. That is, in FIG. 1A, the DC voltage command value is V1, as shown in FIG. 3, and in FIG. 1B, the voltage command value is V2.
[0031]
In the embodiment of the present invention, the DC voltage command value is set to a constant value, and control is performed so that V2 in FIG. 1 (a) and V1 in FIG. 1 (b) are always kept constant.
Here, for example, the output voltage of the power converter is V_SIs required, the DC voltage must be at least √2 times the voltage. For example, if the output is 100V (effective value), a voltage of 141V is required as the DC voltage.
Therefore, in the case of FIG. 1A, the voltage command value of V2 is 141V. In practice, the voltage is generally set to about 170 V in consideration of output fluctuations, control margin of the converter, and the like.
[0032]
Thus, when the voltage of the capacitor to which the solar cell 1 is not connected is controlled to the minimum value determined by the output AC voltage required for the power converter, it is used for the power converter (half-bridge inverters 3A and 3B). The breakdown voltage of the semiconductor switch element is the maximum voltage E of the solar cell 1_maxAs long as + V2 (or V1) can be allowed, it is possible to use a switch element having a low breakdown voltage as compared with the case where two solar cells are connected in series as shown in FIG.
In order to perform such control, the changeover switch 17 shown in FIG. 3 is turned on, and the voltage command value V2 is set.^*E_maxThe DC voltage dividing circuit may be controlled as follows.
In the example of FIG. 1B, the voltage command value V1^*E_maxAnd control so that the deviation from V1 (detection value) becomes zero.
[0033]
Next, an embodiment of the invention described in claim 3 will be described.
For example, when the capacitor voltage V2 is controlled to be constant according to the second aspect of the invention, the capacitor voltages V1 and V2 are not equal.
The invention of claim 3 proposes an output voltage correction control method for making the output voltage waveform of the half-bridge inverter symmetrical to positive and negative when the input voltages of the half-bridge inverter are not equal.
[0034]
First, output voltage reference command value V_outAnd the capacitor voltages V1 and V2 are expressed by the following formula 1. However, in Equation 1, T_on: The firing time of the upper arm of the half-bridge inverter, T_off: Similarly, lower arm firing time, T: carrier cycle.
[0035]
[Expression 1]
V_out= (V1 × T_on/ T)-(V2 × T_off/ T)
[0036]
T_on/ T = k1, T_offWhen it is set to = k2, Formula 2-Formula 4 are obtained. In Equation 3, λ is an output voltage command value.
[0037]
[Expression 2]
k1 * V1-k2 * V2 = V_out
[0038]
[Equation 3]
λ = k1-k2
[0039]
[Expression 4]
k1 + k2 = 1
[0040]
When Expression 2 to Expression 4 are expanded, Expression 5 is obtained.
[0041]
[Equation 5]
λ = 1− (V1−V_out) / E₀ However, E₀= (V1 + V2) / 2
[0042]
The output voltage correction control when the input voltages (V1, V2) are unbalanced is performed in accordance with the above equation 5, V1, V2, V_outCan be realized by calculating λ from λ and comparing this λ with the carrier to generate firing signals for the upper and lower arms of the half-bridge inverter.
FIG. 5 is a control block diagram for realizing this, and includes adders 20a, 20b, and 20c, a multiplier 25, a divider 26, a carrier generation circuit 27, and a comparator 28 in order to realize Formula 5.
[0043]
Next, an embodiment of the invention described in claim 4 will be described. In the embodiment of FIG. 1, as described above, control is performed so that the voltage of the capacitor to which the solar cell 1 is not connected is equal to the voltage of the other capacitor.
When performing such control, the semiconductor switch element used for the half-bridge inverters 3A and 3B has a maximum voltage V1 of V1 or V2._maxIt is necessary to have a withstand voltage that is at least twice as high. In general, the loss of the semiconductor switch element is larger as the element withstand voltage is higher. Therefore, when a power source with large voltage fluctuation such as the solar cell 1 or the fuel cell is used as a DC power supply, the loss of the semiconductor switch element is larger than that of other conversion devices of the same capacity. Become bigger.
[0044]
For this reason, in the present embodiment, for example, when the solar cell 1 is connected to the capacitor 6 and the solar cell 1 is not connected to the capacitor 15 in order to reduce the generated loss by suppressing the applied voltage of the semiconductor switch element. Includes a voltage command value V2 of the capacitor 15 which is not connected to^*Is set as shown in Equation 6.
[0045]
[Formula 6]
V2^*= E_max-V1
[0046]
In Equation 6, E_maxIs the breakdown voltage of the semiconductor switch element, and V1 is the voltage of the capacitor 6.
Here, when the minimum value of V2 is a voltage determined by the output AC voltage value required for the power converter, the withstand voltage of the switch element used in the power converter (half-bridge inverters 3A, 3B) is the maximum of the solar cell 1. Voltage (withstand voltage of semiconductor switch element) E_maxAs long as the minimum voltage of + V2 is allowed, it is possible to use a switch element having a low withstand voltage as compared with the case where the control of V1 = V2 is performed as in the embodiment of FIG.
[0047]
FIG. 6 shows the configuration of this embodiment. Now, the operation will be described by taking as an example the case where the solar cell 1 is connected to the capacitor 6 and the solar cell 1 is not connected to the capacitor 15.
First, the voltage V1 of the capacitor 6 (voltage of the solar cell 1) is detected, and the set value E is detected by the comparator 41 in FIG.₀Compare with Here, the set value E₀Is determined as follows. The maximum value of V1 is V_maxV2 is the minimum value of V2._minThen, the withstand voltage E of the switch element_maxIs as in Equation 7.
[0048]
[Expression 7]
E_max= V_max+ V_min
[0049]
The voltage range of V2 in which V1 = V2 can be controlled is E_maxTherefore, it is set value E that is a criterion for the determination.₀Becomes Equation 8.
[0050]
[Equation 8]
E₀= E_max/ 2
[0051]
The set value E thus determined₀And the detected value of V1, the voltage command value V2^*Is as in Equation 9 below.
[0052]
[Equation 9]
E₀> V1 → V2^*= V1
E₀≦ V1 → V2^*= E_max-V1
[0053]
That is, in the configuration of FIG.₀When> V1, the output signal of the comparator 41 becomes “H” level, and the detected value of V1 is directly set to the command value V2 via the analog switch 42 in the ON state.^*To the adder 45.
E₀When ≦ V1, the output signal of the comparator 41 becomes “L” level, the output side of the analog switch 44 becomes “H” level, and the switch 44 is turned on. Thus, E output from the adder 43_maxThe value of -V1 is the command value V2.^*Is input to the adder 45 in the next stage.
In the adder 45, the command value V2^*And the detected value V <b> 2 are obtained, and this deviation is input to the controller 46. Then, the output signal and the carrier from the carrier generation circuit 47 are compared by a comparator (PWM signal generation circuit) 48, and an ignition signal for the switch elements 4 and 13 of the series switch circuit 38 is output.
[0054]
In this embodiment, the voltage command value V2 of the capacitor 15 to which the solar cell 1 is not connected.^*Set value E₀And the detected value of V1 are set according to the magnitude relationship. For this reason, the maximum voltage E of the solar cell 1 is used as the withstand voltage of the semiconductor switch elements constituting the half-bridge inverters 3A and 3B._maxIt is sufficient to allow + V2, and it is possible to use an element with a low breakdown voltage and a small switching loss.
In the above embodiment, the voltage command value V2 of the capacitor 15 that is not connected to the solar cell 1 is used.^*However, the solar cell 1 is not connected to the other capacitor 6, and the voltage command value V1 is set.^*The present invention is also applicable when setting.
[0055]
Next, an embodiment of the invention described in claim 5 will be described.
FIG. 7 shows a main circuit of this embodiment, and the same components as those in FIG. In FIG. 7, 49 is the output current i of the solar cell 1._d, 50 is a DC circuit breaker, and 51 is a storage battery. The series circuit of the DC breaker 50 and the storage battery 51 is connected in parallel to the capacitor 15 to which the solar battery 1 is not connected. Further, the DC circuit breaker 50 is interrupted by a circuit breaker control signal S1, as will be described later, in order to disconnect the storage battery 51 from the main circuit of the power converter when the storage battery 51 is fully charged or overdischarged. is there.
[0056]
FIG. 8 is a control block diagram for performing maximum power tracking control in this embodiment.
First, since the solar cell 1 is connected to the capacitor 6 in this embodiment, the voltage V1 of the capacitor 6 and the output current i of the solar cell 1 are_dAnd detect. Then, the voltage command generation circuit 52 detects the current output power of the solar cell 1, compares this power with the previous output power, and the next voltage command value V1 of the capacitor 6.^*Is generated.
The voltage command value is determined from the characteristics of the solar cell 1. For example, if the output power increases as a result of making the current power command value larger than the previous power command value, it is apparent from the characteristics of the solar cell shown in FIG. Thus, since it is in the operation region a, the next voltage command value is made larger than the current voltage command value. If the output power decreases, the next voltage command value is made smaller than the current voltage command value because it is in the region b in FIG.
[0057]
Voltage command value V1 generated in this way^*And the detected value V1 are obtained by the adder 53, and this deviation is input to the regulator 54 to output the output current command value i of the half bridge inverters 3A and 3B.^*And
Output current command value i^*And the detected value i is obtained by an adder 55, the deviation is input to a regulator 56, the output and the carrier from the carrier generation circuit 57 are input to a comparator (PWM signal generation circuit) 58, and a half bridge An ignition signal for the switch element 31 of the inverters 3A and 3B is obtained.
Thus, the maximum power follow-up control is performed by controlling the voltage V1 of the capacitor 6 to which the solar cell 1 is connected.
[0058]
Next, FIG. 9 is a control block diagram for performing charge / discharge control of the storage battery 51.
First, the charge / discharge command generation circuit 59 calculates an applied voltage command value for the storage battery 51 from the state of the storage battery 51 and the power generation operation state of the solar battery 1. This applied voltage command value is used as the voltage command value V2 of the capacitor 15 to which the solar cell 1 is not connected.^*Then, the deviation from the detected value V2 is obtained by the adder 60, and the deviation is input to the adjuster 54.
Then, the output of the regulator 54 and the carrier are input to the comparator 58, and an ignition signal for the switch elements 4 and 13 is obtained.
Thus, charging / discharging control of the storage battery 51 is performed by controlling the voltage V2 of the capacitor 15 to which the solar battery 1 is not connected.
The charge / discharge command generation circuit 59 outputs a circuit breaker control signal S1 when the storage battery 51 is fully charged or overcharged, or in accordance with the operating state of the system, and is connected to the storage battery 51 in series. By opening 50, voltage control and protection of the storage battery 51 and the capacitor 15 are performed.
[0059]
According to this embodiment, it is possible to perform charge / discharge control of the storage battery 51 while performing maximum power tracking control of the solar cell 1 without using the DC-DC converter 102 as shown in FIG.
Although not shown, the present invention is also applicable when the solar cell 1 is connected to the capacitor 15 and a series circuit of the DC breaker 50 and the storage battery 51 is connected to both ends of the capacitor 6. In that case, the voltage command value V2 of the capacitor 15^*This command value V2^*To control the on / off of each switch element 31 so that V2 is equal to V 2, maximum power follow-up control is performed, and the voltage command value V 1 of the capacitor 6 is controlled.^*This command value V1 is generated^*The charging / discharging control of the storage battery 51 is performed by controlling the on / off of the switch elements 4 and 13 and the opening / closing of the DC circuit breaker 50 so that V1 matches.
[0060]
Next, an embodiment of the invention described in claim 6 will be described. FIG. 10 (a) is a circuit diagram showing the first embodiment of the present invention, and FIG. 10 (b) is a circuit diagram showing the second embodiment, with the same components as those in FIGS. 1 (a) and 1 (b). Are given the same reference numerals.
FIG. 10A shows the case where the solar cell 1 is connected to the capacitor 6. The circuit configuration differs from FIG. 1A in the configuration and diagram of the series switch circuit 381 in the DC voltage dividing circuit 201. The diode 37 in 1 (a) does not exist. That is, the series switch circuit 381 is configured by connecting the semiconductor switch element 4 and the diode 14 in series.
Similarly, FIG. 10B shows a case where the solar cell 1 is connected to the capacitor 15, and the circuit configuration differs from FIG. 1B in the configuration of the series switch circuit 382 in the DC voltage dividing circuit 202. The diode 37 in FIG. 1B does not exist. That is, the series switch circuit 382 is configured by connecting the semiconductor switch element 13 and the diode 5 in series.
[0061]
Next, FIGS. 10A and 10B are operationally similar to each other, so the operation will be described with respect to the first embodiment of FIG.
In the DC voltage dividing circuit 201, the voltage V1 of the capacitor 6 to which the solar cell 1 is connected is clamped to the voltage of the solar cell 1, so that the voltage V2 of the capacitor 15 to which the solar cell 1 is not connected is equal to V1. To control. The control detects the voltages of the capacitors 6 and 15 and controls the firing period of the switch element 4 of the series switch circuit 381 so that the deviation between V1 and V2 becomes zero.
[0062]
FIG. 11A shows the operation of the DC voltage dividing circuit 201 when energy is supplied from the solar cell 1 to the capacitor 15. By igniting the switch element 4, energy is accumulated in the reactor 10 through the route of the solar cell 1 → switch element 4 → reactor 10 indicated by a solid line, and this energy is converted into a capacitor through the broken line route by extinguishing the switch element 4. 15 is supplied.
[0063]
FIG. 11 (b) shows the operation of the DC voltage dividing circuit 202 in the second embodiment of FIG. 10 (b), which is an operation when supplying energy from the solar cell 1 to the capacitor 6. By igniting the element 13, energy is accumulated in the reactor 10 through the route of the solar cell 1 → reactor 10 → switching element 13 indicated by the solid line, and this energy is stored in the capacitor 6 along the broken line route by extinguishing the switching element 13. To supply.
[0064]
Therefore, by controlling the firing period of the switch element 4 or 13 in accordance with the capacitor voltage, the voltages V1 and V2 can be controlled. The voltages V1 and V2 are used as the DC power supplies of the half bridge inverters 3A and 3B. It becomes.
Here, the control block diagram for performing the above control is the same as that in FIG. 3 described above, and the ignition signal output from the comparator 24 in FIG. 3 is applied to the switch element 4 or 13.
[0065]
By the above-described operation, the voltages of the two capacitors 6 and 15 are controlled. At this time, the connection point between the switch element 4 and the diode 14 of the DC voltage dividing circuits 201 and 202 or the connection point between the switch element 13 and the diode 5 is controlled. The voltage is oscillated positively and negatively as in FIG.
However, the voltage between the DC input terminals in FIGS. 10A and 10B is clamped to the voltage of the solar cell 1 by the capacitors 6 and 15, and the positive or negative electrode of the solar cell 1 is connected to the neutral line (grounding) of the system power supply 9. The ground potential is stable without fluctuation.
For this reason, generation | occurrence | production of noise and the increase in noise terminal voltage can be suppressed.
[0066]
Next, an embodiment of the invention described in claim 7 will be described.
FIG. 12 is a main circuit diagram showing another embodiment of the invention described in claim 6, and the same components as those in FIG. 10A are denoted by the same reference numerals. In the figure, 61 is a gate firing signal, 62 is a current transformer, 63 is a circuit breaker, and 91 is an AC load.
In the power conversion device of FIG. 12, as in the embodiment of FIG. 10A, the voltage V2 of the capacitor 15 to which the DC power source 1 is not connected is controlled by the DC voltage dividing circuit 201, and the half bridge inverter 3A. , 3B voltage between DC terminals is controlled. 12 differs from FIG. 10A in that two single-phase AC voltages are supplied to the AC load 91. In FIG. 12, the current of the reactor 10 is detected by the current transformer 62, and the voltage V2 of the capacitor 15 is controlled using the control of this current as a minor loop.
[0067]
As shown in FIG. 14, when the AC load 91 fluctuates at time T <b> 1 and changes from a heavy load to a light load, in the circuit of FIG. 12, the control system delay of the DC voltage dividing circuit 201 and the residual energy of the reactor 10 are increased. Due to the current i of the reactor 10_TenDecrease. For this reason, the energy of the shaded portion unnecessary for supplying the load is accumulated in the capacitor 15, and as a result, the voltage V2 of the capacitor 15 increases. Accordingly, the voltage between the DC terminals of the half-bridge inverters 3A and 3B (that is, the voltage total value V_T= V1 + V2) also increases.
As the load fluctuation is larger, the energy stored in the capacitor 15 (area of the hatched portion in FIG. 14) increases, which may destroy the semiconductor switch element.
[0068]
In order to prevent this, methods such as increasing the capacitance of the capacitor or using a high-breakdown-voltage switch element are conceivable, but these methods are directly connected to an increase in the size and cost of the power converter. As another method, it is also effective to set the capacitor overvoltage level and forcibly stop the operation of the power converter when an overvoltage is detected. In that case, stop the operation within the rated load range. As a result, the reliability of the apparatus is lowered.
The invention described in claim 7 has been made in view of the above problems.
[0069]
FIG. 13 (a) is a control block diagram showing an embodiment of the invention described in claim 7, and FIG. 13 (b) is an operation explanatory diagram thereof. The main circuit of the power converter is the same as that shown in FIG.
In FIG. 13A, the voltage command value V2 of the capacitor 15 to which the solar cell 1 is not connected.^*And the detected value V2 are obtained by an adder 64, and this deviation is input to the controller 54 to input a command value i of the current flowing through the reactor 10._Ten ^*And
Current command value i_Ten ^*And detected value i_TenIs added to the adjuster 56, and the output and the carrier from the carrier generation circuit 57 are input to the comparator (PWM signal generation circuit) 58. The semiconductor of the series switch circuit 381 An ignition signal 61 for the switch element 4 is obtained.
[0070]
Now, the present embodiment is characterized by the block 70 surrounded by the one-dot chain line in FIG. That is, the total value V of the voltage V1 of the capacitor 6 and the voltage V2 of the capacitor 15_TIs obtained by the adder 71, and the suppression voltage level V by the level setter 72 is obtained by the comparator 74._LIMCompare with This suppression voltage level V_LIMIs the maximum applied voltage value determined from the breakdown voltage of the semiconductor switch element, and is set based on the overvoltage protection level.
V_TIs V_LIMIs detected by the comparator 74, this detection signal is sent to the reset terminal R of the flip-flop 76, the operation signal ZH is turned off (Low level), and the ignition signal 61 is turned off via the AND circuit 77. Thereby, the regulators 54 and 56 to which the operation signal ZH is applied are zero-held, the switch element 4 of the series switch circuit 381 is in a pulse-off state, and the operation of the DC voltage dividing circuit 201 is stopped.
[0071]
On the other hand, V_TIs detected to be lower than the restoration voltage level V (recovery) by another level setter 73, and this detection signal is sent to the set terminal S of the flip-flop 76 to turn on the operation signal ZH (High level). The ignition signal is turned on via the AND circuit 77. That is, the regulators 54 and 56 are operated to restart the DC voltage dividing circuit 201. Here, the restoration voltage level V (recovery) is set to a level at which the DC voltage dividing circuit 201 can operate normally.
FIG. 13B shows the V obtained by the comparators 74 and 75 and the flip-flop 76._T, V_LIM, V (recovery) and the operation signal ZH are shown.
[0072]
FIG. 15 shows the current i of the reactor 10 according to this embodiment._Ten, Total voltage V_TAnd the relationship between the operation signal ZH.
In the figure, the current i_TenAs a result, the voltage V2 of the capacitor 15 rises as shown in FIG. At time T2, the voltage total value V_T(= V1 + V2) is the suppression voltage level V_LIM, The circuit after the comparator 74 shown in FIG. 13A is activated, and the operation signal ZH is turned off to stop the DC voltage dividing circuit 201. As a result, the energy supply from the solar cell 1 is cut off, and the voltage increase after the DC voltage dividing circuit is stopped is only the increase due to the residual energy of the reactor 10. This value is sufficiently smaller than the voltage increase due to the control delay of the DC voltage dividing circuit 201.
Since the power supply from the capacitor 15 to the AC load 91 is performed after the DC voltage dividing circuit 201 is stopped, the voltage V2 of the capacitor 15 decreases. At time T3, voltage total value V_TWhen the voltage reaches the restoration voltage level V (recovery), the circuit after the comparator 75 shown in FIG. 13A is activated to turn on the operation signal ZH and restart the DC voltage dividing circuit 201.
[0073]
The above is the operation of the present embodiment, but the above operation is limited only to the DC voltage dividing circuit 201, and the half-bridge inverters 3A and 3B continue normal operation. Therefore, it is possible to prevent the occurrence of overvoltage of the capacitor 15 due to load fluctuation, which is the subject of the present invention, and to avoid an increase in the capacity of the capacitor, use of a high withstand voltage switch element, and forced shutdown of the power conversion device due to overvoltage detection. be able to.
In addition, although this embodiment demonstrated about the case where the overvoltage of the capacitor | condenser 15 with which the solar cell 1 is not connected was prevented, when the solar cell 1 is not connected to the other capacitor | condenser 6, the overvoltage is prevented. In addition, the present invention is applicable.
[0074]
In each of the above embodiments, the case where the solar cell 1 is used as the DC power source has been described. However, the type of the DC power source is not limited to this, and may be a fuel cell or a storage battery.
[0075]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, two equal capacitor voltages that are the input voltages of the half-bridge inverter can be obtained from one DC power source by the operation of the DC voltage dividing circuit. Therefore, as in the prior art of FIG. 6, the error in the power generated by the two solar cells and the capacitor voltage imbalance due to the power supply to the asymmetric load during the self-sustaining operation are eliminated, and the output voltage is distorted and The outflow of the direct current component can be prevented.
In addition, since only one DC power source is required, wiring connection is not complicated. Further, although the number of power conversion stages is two, the conversion power of the DC voltage dividing circuit is ½ of the conversion power of the boost chopper shown in FIG. 7, so that the power converter can be downsized.
[0076]
According to the second aspect of the present invention, by controlling the voltage of the capacitor not connected to the DC power supply to the minimum voltage determined by the output AC voltage value required for the power converter, the breakdown voltage of the semiconductor switch element is ( It is sufficient to allow the maximum voltage of the DC power supply + the constant voltage of the capacitor. Therefore, it is possible to use a switching element having a lower withstand voltage than when two DC power supplies are connected in series, and it becomes possible to reduce switching loss, improve conversion efficiency, and reduce manufacturing costs during power conversion.
[0077]
According to the third aspect of the present invention, the output waveform can be corrected when the input voltage of the half-bridge inverter becomes non-uniform according to the second aspect of the invention, which is stable with respect to the interconnected power system. Power supply can be performed.
[0078]
According to the invention described in claim 4, by providing the control means for suppressing the total value of the voltages of the two capacitors of the DC voltage dividing circuit below the breakdown voltage of the semiconductor switch element used in the half-bridge inverter, Compared with the case where two batteries are connected in series, a switching element having a low withstand voltage can be used.
For this reason, switching loss at the time of power conversion can be reduced and conversion efficiency can be improved.
[0079]
According to the invention of claim 5, the charge / discharge control of the storage battery can be executed in parallel while performing the maximum power follow-up control of the solar battery without using a DC-DC converter as in the prior art, and the system can be downsized. The cost can be reduced and the efficiency can be increased with the minimum number of conversion stages.
[0080]
According to the invention described in claim 6, the voltage between the DC input terminals is clamped to the DC power supply voltage by the capacitor of the DC voltage dividing circuit, and the positive or negative electrode of the DC power supply is connected to the neutral line (ground line) of the system power supply. Therefore, the potential to ground is stabilized without fluctuation.
Therefore, there is an effect of suppressing the generation of noise and the noise terminal voltage, and it is possible to prevent the system from becoming complicated, large, and expensive due to the addition and strengthening of the noise filter on the DC side.
[0081]
According to the seventh aspect of the present invention, the total voltage value of the capacitor is compared with the suppression voltage level and the restoration voltage level, and the DC voltage dividing circuit is stopped or restarted according to the result. As a result, it is possible to prevent an overvoltage from being applied to the half-bridge inverter. As a result, an increase in the capacitor capacity and the use of a high withstand voltage switching element can be avoided, and an increase in size and cost of the apparatus can be prevented. Further, since the half-bridge inverter continuously generates a voltage even when the operation of the DC voltage dividing circuit is stopped, the reliability of the power conversion device can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a main circuit configuration diagram showing an embodiment of the invention as set forth in claim 1;
2 is an operation explanatory diagram of a DC voltage dividing circuit in the embodiment of FIG.
FIG. 3 is a control block diagram of a DC voltage dividing circuit in an embodiment of the present invention as set forth in claims 1 and 2;
4 is an operation explanatory diagram of a DC voltage dividing circuit in the embodiment of FIG. 1;
FIG. 5 is a control block diagram in an embodiment of the invention as set forth in claim 3;
FIG. 6 is a control block diagram in an embodiment of the invention as set forth in claim 4;
FIG. 7 is a main circuit configuration diagram showing an embodiment of the invention as set forth in claim 5;
FIG. 8 is a control block diagram for performing maximum power tracking control in the embodiment of FIG. 7;
9 is a control block diagram for performing charge / discharge control of a storage battery in the embodiment of FIG.
FIG. 10 is a main circuit configuration diagram showing an embodiment of the invention as set forth in claim 6;
11 is an operation explanatory diagram of the DC voltage dividing circuit in the embodiment of FIG.
12 is a main circuit configuration diagram showing another embodiment of the invention described in claim 6 and an embodiment of the invention described in claim 7. FIG.
FIG. 13 is a control block diagram and an operation explanatory diagram showing an embodiment of the invention as set forth in claim 7;
14 is an operation explanatory diagram of the embodiment of FIG. 12;
15 is an operation explanatory diagram of the embodiment of FIG. 13;
FIG. 16 is a circuit diagram showing a conventional technique.
FIG. 17 is a circuit diagram showing a conventional technique.
FIG. 18 is a schematic circuit diagram showing a conventional technique.
FIG. 19 is a characteristic diagram of the solar cell in FIG.
FIG. 20 is a schematic circuit diagram showing a conventional technique.
FIG. 21 is a circuit diagram showing a conventional technique.
[Explanation of symbols]
1 Solar cell
2,201,202 DC voltage dividing circuit
3A, 3B half-bridge inverter
4, 13, 31 Semiconductor switch element
5, 14, 32, 37 Diode
6, 8a, 8b, 15 capacitors
7a, 7b, 10 reactor
9 system power supply
16, 17 Voltage command selector switch
20, 20a, 20b, 20c, 43, 45, 53, 55, 60, 64, 65, 71 Adder
22, 46, 54, 56 Regulator
23, 27, 47, 57 Carrier generation circuit
24, 28, 41, 48, 58, 74, 75 Comparator
25 Amplifier
26 Divider
38,381,382 Series switch circuit
42,44 Analog switch
50 DC circuit breaker
51 battery
52 Voltage command generation circuit
59 Charge / Discharge Command Generation Circuit
61 Fire signal
62 Current transformer
63 Circuit breaker
70 blocks
72, 73 Level setter
76 flip-flop
77 AND circuit
91 AC load

Claims

半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、
前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、
前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧に等しくなるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。Two half-bridge inverters connected in series with two switch arms composed of an anti-parallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in parallel, and the voltages of the two capacitors connected in series are input to the half-bridge inverter. In a single-phase three-wire output type power converter that outputs two single-phase AC voltages by turning on and off the semiconductor switch element as a voltage,
A DC power source is connected to both ends of one of the capacitors, and two switch arms composed of an antiparallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in series up and down to form a series switch circuit. A circuit is connected in parallel to the series circuit of the two capacitors, and a reactor is connected between the interconnection point of the upper and lower switch arms of the series switch circuit and the interconnection point of the two capacitors, and the DC component is connected. Forming a pressure circuit,
Control means for controlling on / off of the semiconductor switch element of the series switch circuit is provided so that the voltage of the capacitor to which the DC power source is not connected is equal to the voltage of the other capacitor of the two capacitors. A power conversion device.

半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、
前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、
前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が一定値になるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。Two half-bridge inverters connected in series with two switch arms composed of an anti-parallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in parallel, and the voltages of the two capacitors connected in series are input to the half-bridge inverter. In a single-phase three-wire output type power converter that outputs two single-phase AC voltages by turning on and off the semiconductor switch element as a voltage,
A DC power source is connected to both ends of one of the capacitors, and two switch arms composed of an antiparallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in series up and down to form a series switch circuit. A circuit is connected in parallel to the series circuit of the two capacitors, and a reactor is connected between the interconnection point of the upper and lower switch arms of the series switch circuit and the interconnection point of the two capacitors, and the DC component is connected. Forming a pressure circuit,
Electric power comprising control means for controlling on / off of the semiconductor switch element of the series switch circuit so that a voltage of a capacitor not connected to a DC power source among the two capacitors is a constant value. Conversion device.

半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置であって、
前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して形成した直流分圧回路と、
前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が一定値になるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段と、
を備えた電力変換装置において、
前記制御手段を動作させることにより前記２個のコンデンサの電圧が等しくなくなったときに、これらのコンデンサの電圧検出値Ｖ１，Ｖ２、ハーフブリッジインバータの上アームの点弧時間Ｔ_on、下アームの点弧時間Ｔ_off（＝Ｔ−Ｔ_on）及びキャリア周期Ｔを用いて以下の式により求めた出力電圧指令値λに基づき前記ハーフブリッジインバータの半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
λ＝１−（Ｖ１−Ｖ_out）／Ｅ₀
（但し、
Ｖ_out(：出力電圧基準指令値）＝（Ｖ１×Ｔ_on／Ｔ）−（Ｖ２×Ｔ_off／Ｔ)，
Ｅ₀＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２））Two half-bridge inverters connected in series with two switch arms composed of an anti-parallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in parallel, and the voltages of the two capacitors connected in series are input to the half-bridge inverter. A single-phase three-wire output type power converter that outputs two single-phase AC voltages by turning on and off the semiconductor switch element as a voltage;
A DC power source is connected to both ends of one of the capacitors, and two switch arms composed of an antiparallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in series up and down to form a series switch circuit. The circuit is connected in parallel to the series circuit of the two capacitors, and a reactor is connected between the interconnection point of the upper and lower switch arms of the series switch circuit and the interconnection point of the two capacitors. A DC voltage divider circuit;
Control means for controlling on / off of the semiconductor switch element of the series switch circuit so that the voltage of the capacitor to which the DC power source is not connected among the two capacitors becomes a constant value;
In a power conversion device comprising:
When the voltage of the two capacitors is exhausted equally by operating the control means, voltage detection values of these capacitors V1, V2, arm of ignition time T _on top of the half-bridge inverter, the lower arm points Control means for controlling on / off of the semiconductor switch element of the half-bridge inverter based on the output voltage command value λ obtained by the following equation using the arc time T _off (= T−T _on ) and the carrier period T A power converter characterized by the above.
λ = 1− (V1−V _out ) / E ₀
(However,
V _out (: Output voltage reference command value) = (V1 × T _on / T) − (V2 × T _off / T),
E ₀ = (V1 + V2) / 2))

半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、
前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、
前記２個のコンデンサのうち一方のコンデンサの電圧検出値に基づき他方のコンデンサの電圧指令値を生成し、他方のコンデンサの電圧がこの電圧指令値に一致するように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御することにより、前記２個のコンデンサの電圧の合計値を前記ハーフブリッジインバータの半導体スイッチ素子の耐圧以下に抑制する制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。Two half-bridge inverters connected in series with two switch arms composed of an anti-parallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in parallel, and the voltages of the two capacitors connected in series are input to the half-bridge inverter. In a single-phase three-wire output type power converter that outputs two single-phase AC voltages by turning on and off the semiconductor switch element as a voltage,
A DC power source is connected to both ends of one of the capacitors, and two switch arms composed of an antiparallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in series up and down to form a series switch circuit. A circuit is connected in parallel to the series circuit of the two capacitors, and a reactor is connected between the interconnection point of the upper and lower switch arms of the series switch circuit and the interconnection point of the two capacitors, and the DC component is connected. Forming a pressure circuit,
Based on the voltage detection value of one of the two capacitors, a voltage command value for the other capacitor is generated, and the semiconductor switch element of the series switch circuit is configured so that the voltage of the other capacitor matches the voltage command value. A power converter comprising control means for controlling the on / off state of the two capacitors to suppress the total value of the voltages of the two capacitors below the breakdown voltage of the semiconductor switch element of the half-bridge inverter.

半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、
前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続して直列スイッチ回路を形成すると共に、この直列スイッチ回路を前記２個のコンデンサの直列回路に並列接続し、かつ、直列スイッチ回路の上下のスイッチアームの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成し、
前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの両端に直流遮断器と蓄電池との直列回路を接続し、
直流電源が接続されているコンデンサの電圧がその電圧指令値に一致するように前記ハーフブリッジインバータの半導体スイッチ素子のオン、オフを制御することにより、直流電源の最大電力追従制御を行い、かつ、
直流電源が接続されていないコンデンサの電圧がその電圧指令値に一致するように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御すると共に前記直流遮断器の開閉を制御することにより前記蓄電池の充放電制御を行う制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。Two half-bridge inverters connected in series with two switch arms composed of an anti-parallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in parallel, and the voltages of the two capacitors connected in series are input to the half-bridge inverter. In a single-phase three-wire output type power converter that outputs two single-phase AC voltages by turning on and off the semiconductor switch element as a voltage,
A DC power source is connected to both ends of one of the capacitors, and two switch arms composed of an antiparallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in series up and down to form a series switch circuit. A circuit is connected in parallel to the series circuit of the two capacitors, and a reactor is connected between the interconnection point of the upper and lower switch arms of the series switch circuit and the interconnection point of the two capacitors, and the DC component is connected. Forming a pressure circuit,
A series circuit of a DC breaker and a storage battery is connected to both ends of a capacitor to which no DC power source is connected, of the two capacitors,
By controlling on / off of the semiconductor switch element of the half bridge inverter so that the voltage of the capacitor to which the DC power supply is connected matches the voltage command value, maximum power tracking control of the DC power supply is performed, and
By controlling on / off of the semiconductor switch element of the series switch circuit and controlling the opening / closing of the DC circuit breaker so that the voltage of the capacitor not connected to the DC power supply matches the voltage command value, A power converter comprising control means for performing charge / discharge control.

半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、
前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとを直列接続して直列スイッチ回路を形成し、この直列スイッチ回路を構成する半導体スイッチ素子とダイオードとの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成すると共に前記２個のコンデンサの相互接続点を系統電源の中性線に接続し、前記２個のコンデンサのうち直流電源が接続されていないコンデンサの電圧が他方のコンデンサの電圧に等しくなるように前記直列スイッチ回路の半導体スイッチ素子のオン、オフを制御する制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。Two half-bridge inverters connected in series with two switch arms composed of an anti-parallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in parallel, and the voltages of the two capacitors connected in series are input to the half-bridge inverter. In a single-phase three-wire output type power converter that outputs two single-phase AC voltages by turning on and off the semiconductor switch element as a voltage,
A DC power source is connected to both ends of one of the capacitors, a semiconductor switch element and a diode are connected in series to form a series switch circuit, and an interconnection between the semiconductor switch element and the diode constituting the series switch circuit Connecting a reactor between the point and the interconnection point of the two capacitors to form a DC voltage dividing circuit, and connecting the interconnection point of the two capacitors to a neutral line of the system power supply, It is characterized by comprising control means for controlling on / off of the semiconductor switch element of the series switch circuit so that the voltage of the capacitor not connected to the DC power supply among the capacitors is equal to the voltage of the other capacitor. Power converter.

半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並列回路からなるスイッチアームを上下に２個直列接続したハーフブリッジインバータを２個並列に接続し、直列接続された２個のコンデンサの電圧を前記ハーフブリッジインバータの入力電圧として前記半導体スイッチ素子をオン、オフさせることにより２つの単相交流電圧を出力させる単相３線出力形の電力変換装置において、
前記コンデンサのうち一方のコンデンサの両端に直流電源を接続し、半導体スイッチ素子とダイオードとを直列接続して直列スイッチ回路を形成し、この直列スイッチ回路を構成する半導体スイッチ素子とダイオードとの相互接続点と前記２個のコンデンサの相互接続点との間にリアクトルを接続して直流分圧回路を形成すると共に前記２個のコンデンサの相互接続点を交流負荷の中性点に接続し、前記２個のコンデンサの電圧合計値に対して抑制電圧レベルと復旧電圧レベルとを設定し、前記電圧合計値が増加して抑制電圧レベルに到達したら前記直流分圧回路の動作を停止させ、前記電圧レベルが減少して復旧電圧レベルに到達したら前記直流分圧回路を再起動させる制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。Two half-bridge inverters connected in series with two switch arms composed of an anti-parallel circuit of a semiconductor switch element and a diode are connected in parallel, and the voltages of the two capacitors connected in series are input to the half-bridge inverter. In a single-phase three-wire output type power converter that outputs two single-phase AC voltages by turning on and off the semiconductor switch element as a voltage,
A DC power source is connected to both ends of one of the capacitors, a semiconductor switch element and a diode are connected in series to form a series switch circuit, and an interconnection between the semiconductor switch element and the diode constituting the series switch circuit Connecting a reactor between the point and the interconnection point of the two capacitors to form a DC voltage dividing circuit and connecting the interconnection point of the two capacitors to a neutral point of the AC load, A suppression voltage level and a recovery voltage level are set for the voltage total value of each capacitor, and when the voltage total value increases and reaches the suppression voltage level, the operation of the DC voltage dividing circuit is stopped, and the voltage level And a control means for restarting the DC voltage dividing circuit when the voltage reaches a restoration voltage level.