JP3527403B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JP3527403B2 JP3527403B2 JP01257998A JP1257998A JP3527403B2 JP 3527403 B2 JP3527403 B2 JP 3527403B2 JP 01257998 A JP01257998 A JP 01257998A JP 1257998 A JP1257998 A JP 1257998A JP 3527403 B2 JP3527403 B2 JP 3527403B2
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Description
し、特に、直流電圧を入力して、その直流電圧と異なる
直流電圧を出力する電源装置に関する。
器に電源を供給するための電源装置として、降圧型直流
−直流コンバータが用いられている。降圧型直流−直流
コンバータは、図16に示すように、例えば、トランジ
スタQと、ダイオードDと、コイルLと、コンデンサC
とから構成される。
Qをオン/オフするための矩形波を印加すると、トラン
ジスタQのコレクタとグラウンドの間に接続された外部
の直流電源(例えば、図16に示す直流電源E)からコ
イルLを経て負荷に供給されるべき電流は、トランジス
タQにより断続的に供給される。
電源Eが発生する電圧から、コイルLに生じる逆起電力
により発生する電圧を差し引いた電圧が、コンデンサC
により平滑化された上、負荷に印加される。オフしてい
る間は、コイルLに生じた逆起電力が、ダイオードD、
コイルLを経て負荷に電流を供給するので、この逆起電
力により生じた電圧が平滑化されたものが負荷に印加さ
れる。
流コンバータのような電源装置では、トランジスタQ
や、ダイオードDや、コイルLには、負荷に供給される
電流量にほぼ等しい量の電流が流れる。このため、トラ
ンジスタQ、ダイオードD及びコイルLは、負荷に流す
べき電流の量以上の電流の通過に耐え得るものである必
要がある。
ード及びコイルはサイズが大きくなり、電源装置全体の
体積、重量が増大してしまうため、小型で電力消費量の
大きな電気機器には、このような電源装置を用いること
がほぼ不可能である。
イオード及びコイルは、大容量の電流を通過させ、電力
を消費する結果、多量の発熱を行う。このため、生じた
熱が、電源装置の周辺の他の電気機器や、トランジス
タ、ダイオード及びコイル自身の異常な動作を惹き起こ
す危険がある。
で、負荷に流すための電流が装置内部を分散して流れ、
装置各部の発熱が抑えられる、小型軽量な電源装置を提
供することを目的とする。
め、本発明にかかる電源装置は、互いに誘導結合された
1対のインダクタと、外部の直流電源から供給される電
圧を、前記1対のインダクタの各一端に交互に供給する
スイッチング手段と、一方の前記インダクタに流れる電
流と、該電流が流れることにより他方の前記インダクタ
に誘起される起電力により流れる誘導電流とを、重畳し
て外部の負荷に供給する負荷電流路と、を備えることを
特徴とする。
チング手段は、一次巻線及び該一次巻線に誘導結合され
た二次巻線を備える変成器と、前記直流電源から供給さ
れる電流を前記一次巻線に断続的に供給するスイッチン
グ制御手段と、前記二次巻線の各端と、前記1対のイン
ダクタの各一端との間に接続され、前記一次巻線に断続
的に供給される前記電流により前記二次巻線の両端に誘
起される電圧の極性に応じて、前記二次巻線の各端と前
記1対のインダクタとの間の1対の電流路を交互にオン
及びオフする1対の整流素子と、を備えることを特徴と
する。
チング手段は、前記直流電源の各極と前記1対のインダ
クタの各一端との間に接続された電流路と、制御端とを
備え、該制御端に供給される制御信号に従って前記電流
路をオン又はオフする1対のスイッチング素子と、各前
記スイッチング素子の各前記制御端に、前記1対のスイ
ッチング素子の各電流路を交互にオン及びオフするため
の前記制御信号を供給するスイッチング制御手段と、を
備えることを特徴とする。
チング素子は、エミッタ及びコレクタを両端とする前記
電流路とベースとを備え、前記ベースに供給される制御
信号に従って前記電流路をオン又はオフする1対のバイ
ポーラトランジスタからなり、前記スイッチング制御手
段は、各前記バイポーラトランジスタの前記ベースに、
前記1対のバイポーラトランジスタの各電流路を交互に
オン及びオフするための前記制御信号を供給する手段を
備えることを特徴とする。
チング素子は、ソース及びドレインを両端とする前記電
流路とゲートとを備え、前記ゲートに供給される制御信
号に従って前記電流路をオン又はオフする1対の電界効
果トランジスタからなり、前記スイッチング制御手段
は、各前記電界効果トランジスタの前記ゲートに、前記
1対の電界効果トランジスタの各電流路を交互にオン及
びオフするための前記制御信号を供給する手段を備える
ことを特徴とする。
チング制御手段は、前記負荷に印加されている電圧を検
出し、該電圧の値を示す情報を出力する検出手段と、前
記検出手段より前記情報を取得して前記電圧の値を判別
し、前記電圧が所定の値を超えると判別された場合は、
一定期間あたり前記電流路がオンされる時間を減少さ
せ、前記電圧が前記所定の値に足らないと判別された場
合は、一定期間あたり前記電流路がオンされる時間を増
加させるように、前記制御信号を前記スイッチング素子
に供給する手段とを備えることを特徴とする。
流路は、一方の前記インダクタに流れる前記電流の大き
さと、該電流が流れるとき他方の前記インダクタに誘起
される前記起電力の大きさとの比率を、任意の値に設定
する手段を備えることを特徴とする。
かる電源回路を、直流−直流コンバータを例として説明
する。
流コンバータの物理的構成を示す。図示するように、こ
の直流−直流コンバータは、直流電源Eと、発振器OS
Cと、トランジスタQ1及びQ2と、チョークコイルC
Hと、ダイオードD1及びD2と、コンデンサCとから
構成される。
が変換する対象の直流電圧を供給し、また発振器OSC
を駆動する電源を供給するためのもので、電池等からな
る。直流電源Eの正極はトランジスタQ1及びQ2のエ
ミッタと、発振器OSCの電源入力端とに接続され、負
極は接地されている。直流電源Eが発生する起電力の値
は、負荷に印加すべき電圧(以下、規定電圧と呼ぶ)の
値以上に設定されている。
が備える電流路をオン及びオフするためのものであっ
て、無安定マルチバイブレータ等からなり、1対の出力
端と、電源供給端と、接地端を備える。各出力端は、ト
ランジスタQ1及びQ2のベースに1対1に接続され、
電源入力端は直流電源Eの正極に接続され、接地端は接
地される。発振器OSCは、電源供給端と接地端との間
に直流電圧が印加されることにより駆動され、1対の出
力端より、互いに実質的に逆相で、ハイレベル及びロー
レベルの電圧が電源電圧Eの正極及び負極の電圧にほぼ
等しい、1対の矩形波を出力する。
加された電圧に応答してエミッタ−コレクタ間の電流路
をオン/オフすることによって直流電源Eからの電流の
供給を制御するためのものであり、実質的に同一のPN
P型バイポーラトランジスタである。トランジスタQ1
及びQ2のエミッタは直流電源Eの正極に接続され、ベ
ースは発振器OSCの1対の出力端に1対1に接続され
ている。トランジスタQ1のコレクタはチョークコイル
CHの後述する端子t1に接続され、トランジスタQ2
のコレクタは、チョークコイルCHの後述する端子t2
に接続される。
なるコアに巻かれた巻線の両端に接続された端子t1及
びt2と、その巻線のほぼ中央に接続された中点ctと
を備える。チョークコイルCHの端子t1はトランジス
タQ1のコレクタ及びダイオードD1のカソードに接続
されており、端子t2はトランジスタQ2のコレクタ及
びダイオードD2のカソードに接続されている。中点c
tは、他端が接地された負荷の一端と、コンデンサCの
一端とに接続されている。
のダイオードである。ダイオードD1及びD2のアノー
ドは接地されており、カソードは、上述の通りチョーク
コイルCHの端子t1及びt2に接続されている。
点ctから出力されるべき電圧を平滑化するとともに、
所定量以上の電圧が負荷に印加されているときに、チョ
ークコイルCHに誘起される起電力による電流が負荷を
流れるのを阻止するためのものである。コンデンサCの
一端はチョークコイルCHの中点ctに接続され、他端
は接地されている。
説明する。直流電源Eが発生する電圧が、発振器OSC
の電源入力端と接地端との間に印加されると、発振器O
SCは1対の矩形波の発振を開始し、トランジスタQ
1、Q2のベースに、互いに実質的に逆相の矩形波を印
加する。また、直流電源Eが発生する電圧は、トランジ
スタQ1、Q2のエミッタにも印加される。
に印加されている矩形波がローレベルに達したときオン
状態となり、ハイレベルに達したときオフ状態となる。
従って、トランジスタQ1、Q2は交互にオン及びオフ
を繰り返し、チョークコイルCHに、交互に電流を供給
する。
フ状態からオン状態に転じたとき、トランジスタQ1の
エミッタ及びコレクタを介して、チョークコイルCHの
端子t1に、直流電源Eの正極の電圧にほぼ等しい電圧
が印加される。この結果、チョークコイルCHの端子t
1から中点ctに向かって電流が流れ始める。なお、ト
ランジスタQ2のエミッタ−コレクタ間は、電流の通過
が実質的に遮断される。
は、チョークコイルCHのコアが誘起する磁界の強さを
増加させる。この結果、チョークコイルCHの中点ct
−端子t2間には、相互誘導による起電力が発生する。
この起電力は、チョークコイルCHの中点ctが正極
に、端子t2が負極となる向きに発生する。このため、
この起電力により、ダイオードD2のアノードからカソ
ードを経て、チョークコイルCHの端子t2から中点c
tに向けて流れる誘導電流が発生する。そして、この誘
導電流と、トランジスタQ1からチョークコイルCHの
端子t1、中点ctを経て負荷に至る上述の電流とは、
重畳して負荷及びコンデンサCに流れ、コンデンサCを
充電する。
子t1−中点ct間の巻数にほぼ等しいので、端子t2
−中点ct間に相互誘導により生じる起電力の大きさ
は、チョークコイルCHが飽和していない場合、端子t
1−中点ct間に印加されている電圧の大きさにほぼ等
しい。また、端子t2−中点ct間を流れる誘導電流の
大きさは、チョークコイルCHが飽和していない場合、
トランジスタQ1からチョークコイルCHに流れ込む電
流の大きさにほぼ等しい。すなわち、この誘導電流の大
きさは、チョークコイルCHが飽和していない場合、チ
ョークコイルCHの中点ctから流れ出る電流のほぼ2
分の1である。
コンデンサCの両端間の電圧が電源電圧のほぼ2分の1
に達したとき、端子t1−中点ct間の電圧は、電源電
圧のほぼ2分の1となり、従って中点ct−端子t2間
に誘起される起電力の大きさも、電源電圧のほぼ2分の
1となる。この状態からさらにコンデンサCが充電され
ると、コンデンサCの両端間の電圧は中点ct−端子t
2間に生じる起電力の大きさを上回る。この結果、ダイ
オードD2は逆方向にバイアスされるので、端子t2か
ら中点ctを経てコンデンサC及び負荷に流れるべき誘
導電流は実質的に遮断される。従って、チョークコイル
CHの中点ctから流れ出る電流の総量は、遮断された
この誘導電流の分だけ減少する。ただし、負荷には、コ
ンデンサCの両端間の電圧が印加されるため、負荷の両
端の電圧は、端子t2から中点ctを経てコンデンサC
及び負荷に流れるべき誘導電流が実質的に遮断される直
前の値をほぼ保つ。
フ状態に転じるまでの間、チョークコイルCHの中点c
tからは、トランジスタQ1からチョークコイルCHに
流れ込む電流にほぼ等しい量の電流が流れ出す。そし
て、負荷には、この電流がすべて負荷に流れた場合に負
荷に生じるべき電圧を平滑化した電圧が印加される。
フ状態に転じると、トランジスタQ1から、チョークコ
イルCHの端子t1−中点ct間を流れる電流は遮断さ
れる。このとき、チョークコイルCHのコアに生じてい
た磁界が実質的に消滅する結果、端子t1−中点ct間
には、自己誘導による逆起電力が発生する。換言すれ
ば、チョークコイルCHのコア内に蓄積された磁気エネ
ルギーが、端子t1−中点ct間に生じる逆起電力に変
換される。
t1が負極となる向きに発生する。このため、この逆起
電力により、ダイオードD1のアノードからカソードを
経て、チョークコイルCHの端子t1から中点ctに向
けて流れ、負荷に至る誘導電流が発生する。
オン状態に転じる。この結果、直流電源Eの正極から、
トランジスタQ2、チョークコイルCHの端子t2及び
中点ctを経て、負荷の一端に電流が流れる。この電流
は、チョークコイルCHの中点ct−端子t1間に、相
互誘導による起電力を誘起するので、この起電力によ
り、ダイオードD1を経て、端子t1から中点ctに向
けて流れる誘導電流が発生する。この誘導電流は、トラ
ンジスタQ2からチョークコイルCHに流れ込む上述の
電流に重畳して負荷に流れる。
ン/オフを繰り返すことにより、トランジスタQ1及び
Q2のいずれか一方を経てチョークコイルCHの一端か
ら中点ctに流れる電流が、負荷に流れ込む。また、負
荷に印加される電圧が電源電圧のほぼ2分の1以下であ
る場合は、トランジスタQ1及びQ2のいずれか一方を
経てチョークコイルCHの一端から中点ctに流れる電
流により誘起されチョークコイルCHの他端から中点c
tに流れる誘導電流も、負荷に流れ込む。また、トラン
ジスタQ1及びQ2が共にオフ状態にある期間は、トラ
ンジスタQ1及びQ2のいずれか一方からの電流の供給
が絶たれたことによりチョークコイルCHに発生した自
己誘導電流が、ダイオードD1及びD2のいずれか一方
を通じて負荷に流れ込む。
する矩形波の周波数及び/又はデューティー比を設定す
ることによって、トランジスタQ1及びQ2がオフする
時点における負荷の両端間の電圧が規定電圧となるよ
う、トランジスタQ1及びQ2がオフするタイミングを
設定した上で行うと、この直流−直流コンバータは規定
電圧を負荷に印加する。このため、この直流−直流コン
バータが上述の動作を行って負荷に規定電圧を印加する
間にダイオードD1及びD2に流れる電流は、最大で
も、規定電圧の印加時に負荷に流れる電流のほぼ2分の
1に抑えられる。従って、ダイオードD1及びD2は、
規定電圧の印加時に負荷に流れる電流のほぼ2分の1の
電流容量を有していればよい。これにより、ダイオード
D1及びD2には小型軽量なものを用いることができ、
また、ダイオードD1及びD2の発熱量も抑制される。
上述のものに限られない。例えば、トランジスタQ1又
はQ2のコレクタが接続されるべき箇所にトランジスタ
Q1又はQ2のエミッタが接続され、トランジスタQ1
又はQ2のエミッタが接続されるべき箇所にトランジス
タQ1又はQ2のコレクタが接続されていてもよい。
P型バイポーラトランジスタである必要はなく、例え
ば、エンハンスメント型でpチャネル型の電界効果トラ
ンジスタ(FET)であってもよい。この場合は、図2
に示すように、PNP型バイポーラトランジスタのベー
ス、コレクタ及びエミッタが接続されるべきところに、
FETのゲート、ドレイン及びソースが接続されればよ
い。
は、上述した、図1に示す直流−直流コンバータの動作
と実質的に同一である。すなわち、発振器OSCが発振
し、電界効果トランジスタQ1、Q2を交互にオン/オ
フする。そして、電界効果トランジスタQ1のゲートに
ローレベルの電圧が印加されることにより電界効果トラ
ンジスタQ1がオンすると、チョークコイルCHの端子
t1から中点ctに向かって電流が流れ始める。一方、
端子t1−中点ct間を流れる電流は、中点ct−端子
t2間に、相互誘導による起電力を発生させ、この結
果、ダイオードD2のアノードからカソードを経て、チ
ョークコイルCHの端子t2から中点ctに向けて流れ
る誘導電流が発生する。そして、端子t1から中点ct
に向かって流れる電流と、端子t2から中点ctに向か
って流れる誘導電流とが重畳して負荷及びコンデンサC
に流れる。この結果、負荷の一端には平滑化電圧が印加
される。
昇し、中点ct−端子t2間に生じる起電力の大きさを
上回ると、逆バイアスされたダイオードD2には実質的
に見て誘導電流が流れなくなり、電界効果トランジスタ
Q1がオフするまで、中点ctからは、電界効果トラン
ジスタQ1からチョークコイルCHに流れ込む分の電流
が流れる。
レベルの電圧が印加され、電界効果トランジスタQ1が
オフすると、端子t1−中点ct間には、自己誘導によ
る逆起電力が発生し、これにより、ダイオードD1、端
子t1及び中点ctを通じて負荷に誘導電流が流れ込
む。その後、電界効果トランジスタQ2がオンし、電界
効果トランジスタQ2から端子t2及び中点ctを経
て、負荷に電流が流れる。この電流は、ダイオードD1
を経て、端子t1から中点ctに向けて流れる誘導電流
を発生させ、端子t2から中点ctに向かって流れる電
流と、端子t1から中点ctに向かって流れる誘導電流
とが重畳して負荷及びコンデンサCに流れる。
交互にオン/オフを繰り返すことにより、電界効果トラ
ンジスタQ1及びQ2のいずれか一方を経てチョークコ
イルCHの一端から中点ctに流れる電流が、負荷に流
れ込む。また、負荷に印加される電圧が電源電圧のほぼ
2分の1以下である場合は、電界効果トランジスタQ1
及びQ2のいずれか一方を経てチョークコイルCHの一
端から中点ctに流れる電流により誘起されチョークコ
イルCHの他端から中点ctに流れる誘導電流も、負荷
に流れ込む。また、電界効果トランジスタQ1及びQ2
が共にオフ状態にある期間は、電界効果トランジスタQ
1及びQ2のいずれか一方からの電流の供給が絶たれた
ことによりチョークコイルCHに発生した自己誘導電流
が負荷に流れ込む。
器OSCが発生する矩形波の周波数及び/又はデューテ
ィー比を設定することによって、トランジスタQ1及び
Q2がオフする時点における負荷の両端間の電圧が規定
電圧となるよう、トランジスタQ1及びQ2がオフする
タイミングを設定すれば、規定電圧を負荷に印加する。
このため、図2に示す直流−直流コンバータが上述の動
作を行って負荷に規定電圧を印加する間にダイオードD
1及びD2に流れる電流は、最大でも、規定電圧の印加
時に負荷に流れる電流のほぼ2分の1に抑えられる。従
って、ダイオードD1及びD2は、規定電圧の印加時に
負荷に流れる電流のほぼ2分の1の電流容量を有してい
ればよい。これにより、ダイオードD1及びD2には小
型軽量なものを用いることができ、また、ダイオードD
1及びD2の発熱量も抑制される。
おいて、発振器OSCが、出力する矩形波のハイレベル
の電圧としてFETのピンチオフ電圧より高い電圧を発
生するものである場合、電界効果トランジスタQ1及び
Q2は、例えばpチャネル型のMOS(Metal-Oxide-Si
licon)FETであればよく、エンハンスメント型のも
のである必要はない。また、図2に示す直流−直流コン
バータにおいては、電界効果トランジスタQ1又はQ2
のドレインが接続されるべき箇所に電界効果トランジス
タQ1又はQ2のソースが接続され、電界効果トランジ
スタQ1又はQ2のソースが接続されるべき箇所に電界
効果トランジスタQ1又はQ2のドレインが接続されて
いてもよい。
ジスタQ1及びQ2は、NPN型バイポーラトランジス
タであってもよいし、エンハンスメント型でnチャネル
型のFETであってもよい。これらの場合、図3及び図
4に示すように、直流電源Eの正極が接地され、ダイオ
ードD1及びD2のカソードが接地される。また、ダイ
オードD1のアノードはチョークコイルCHの端子t1
に接続され、ダイオードD2のアノードはチョークコイ
ルCHの端子t2に接続される。
N型バイポーラトランジスタである場合は、図3に示す
ように、バイポーラトランジスタQ1及びQ2のエミッ
タは直流電源Eの負極に接続される。また、トランジス
タQ1及びQ2がエンハンスメント型でnチャネル型の
FETである場合は、図4に示すように、電界効果トラ
ンジスタQ1及びQ2のソースは直流電源Eの負極に接
続され、ドレイン及びゲートは、PNP型又はNPN型
バイポーラトランジスタのコレクタ又はベースが接続さ
れるべきところに接続される。
の動作は、直流−直流コンバータ各部を流れる電流の向
きが異なる点と、トランジスタQ1及びQ2が、ベース
又はゲートにハイレベルの電圧が印加されたときオン
し、ローレベルの電圧が印加されたときオフする点を除
き、図1又は図2に示す直流−直流コンバータの動作と
実質的に同一である。
ジスタQ1、Q2を交互にオン/オフする。そして、ト
ランジスタQ1のベース又はゲートにハイレベルの電圧
が印加されることによりトランジスタQ1がオンする
と、チョークコイルCHの中点ctから端子t1に向か
って電流が流れ始める。一方、中点ct−端子t1間を
流れる電流は、中点ct−端子t2間に、相互誘導によ
る起電力を発生させ、この結果、チョークコイルCHの
中点ctから端子t2、ダイオードD2を経て、グラウ
ンドに向けて流れる誘導電流が発生する。そして、中点
ctから端子t1に向かって流れる電流と、中点ctか
ら端子t2に向かって流れる誘導電流とは、重畳して負
荷及びコンデンサCに流れる。この結果、負荷の一端に
は負極性の平滑化電圧が印加される。
昇し、中点ct−端子t2間に生じる起電力の大きさを
上回ると、逆バイアスされたダイオードD2には実質的
に見て誘導電流が流れなくなり、トランジスタQ1がオ
フするまで、中点ctには、チョークコイルCHからト
ランジスタQ1に流れ込む分の電流が流れる。
ーレベルの電圧が印加され、トランジスタQ1がオフす
ると、端子t1−中点ct間には、自己誘導による逆起
電力が発生し、負荷から中点ct、端子t1を経て、ダ
イオードD1に電流が流れ込む。その後、トランジスタ
Q2がオンし、負荷から、中点ct、端子t2を経て、
トランジスタQ2に電流が流れる。この電流は、中点c
tから端子t1、ダイオードD1を経てグラウンドに向
けて流れる誘導電流を発生させ、中点ctから端子t2
に向かって流れる電流と、中点ctから端子t1に向か
って流れる誘導電流とは、重畳して負荷及びコンデンサ
Cに流れる。
ン/オフを繰り返すことにより、負荷からチョークコイ
ルCHの中点ct及び一方の端を経てトランジスタQ1
及びQ2のいずれか一方に電流が、負荷を流れる。そし
て、負荷に印加される電圧が電源電圧のほぼ2分の1以
下である場合には、当該電流により誘起されチョークコ
イルCHの中点ctから他方の端に流れる誘導電流も、
負荷を流れる。また、トランジスタQ1及びQ2が共に
オフ状態にある期間は、トランジスタQ1及びQ2のい
ずれか一方からの電流の供給が絶たれたことによりチョ
ークコイルCHに発生した自己誘導電流が、ダイオード
D1及びD2のいずれか一方を通じて負荷に流れ込む。
も、発振器OSCが発生する矩形波の周波数及び/又は
デューティー比を設定することによって、トランジスタ
Q1及びQ2がオフする時点における負荷の両端間の電
圧が規定電圧となるよう、トランジスタQ1及びQ2が
オフするタイミングを設定すれば、規定電圧を負荷に印
加する。このため、図3、図4に示す直流−直流コンバ
ータが上述の動作を行って負荷に規定電圧を印加する間
にダイオードD1及びD2に流れる電流は、最大でも、
規定電圧の印加時に負荷に流れる電流のほぼ2分の1に
抑えられる。従って、ダイオードD1及びD2は、規定
電圧の印加時に負荷に流れる電流のほぼ2分の1の電流
容量を有していればよい。これにより、ダイオードD1
及びD2には小型軽量なものを用いることができ、ま
た、ダイオードD1及びD2の発熱量も抑制される。
おいて、発振器OSCが、出力する矩形波のローレベル
の電圧としてFETのピンチオフ電圧より低い電圧を発
生するものである場合、電界効果トランジスタQ1及び
Q2は、例えばnチャネル型のMOSFETであればよ
く、エンハンスメント型のものである必要はない。
おいては、バイポーラトランジスタQ1又はQ2のコレ
クタが接続されるべき箇所にバイポーラトランジスタQ
1又はQ2のエミッタが接続され、バイポーラトランジ
スタQ1又はQ2のエミッタが接続されるべき箇所にバ
イポーラトランジスタQ1又はQ2のコレクタが接続さ
れていてもよい。また、図4に示す直流−直流コンバー
タにおいては、電界効果トランジスタQ1又はQ2のド
レインが接続されるべき箇所に電界効果トランジスタQ
1又はQ2のソースが接続され、電界効果トランジスタ
Q1又はQ2のソースが接続されるべき箇所に電界効果
トランジスタQ1又はQ2のドレインが接続されていて
もよい。
とチョークコイルCHとの接点は、チョークコイルCH
の端子t1−中点ct間及び端子t2−中点ct間で、
各々のカソードと中点ctとの間の巻線数の比がほぼ1
対1に保たれるように連動して移動できるようにしても
よい。この場合、トランジスタQ1及びQ2のコレクタ
とチョークコイルCHとの接点は、チョークコイルCH
の端子t1−中点ct間及び端子t2−中点ct間で、
各々のコレクタと中点ctとの間の巻線数の比がほぼ1
対1となる任意の位置に接続されていてもよい。
ークコイルCHとの接点を移動する手法は任意である。
具体的には、例えば、図5に示すように、ダイオードD
1及びD2の両方のカソードを、チョークコイルCHの
端子t1−中点ct間及び端子t2−中点ct間で、各
々のカソードと中点ctとの間の巻線数の比がほぼ1対
1に保たれるように連動して共に摺動させればよい。
に対するダイオードD2のカソード−中点ct間の巻数
比と、端子t2−中点ct間の巻数に対するダイオード
D1のカソード−中点ct間の巻数比とを、互いがほぼ
等しくなるように保ちながら調整することが可能とな
る。また、該調整を行っても、ダイオードD1のカソー
ド−中点ct間の巻数と、ダイオードD2のカソード−
中点ct間の巻数とは、ほぼ等しくなるよう保たれる。
そして、該調整を行うことにより、トランジスタQ1及
びダイオードD2に流れる電流の比率と、トランジスタ
Q2及びダイオードD1を流れる電流の比率とを変更す
ることができる。
a、ダイオードD2のカソード−中点ct間の巻数がb
になるよう調整されたとする。この場合においては、コ
ンデンサCが充電された結果、両端間の電圧が、直流電
源の電圧に{b/(a+b)}を乗じた値に達すると、
ダイオードD2が逆バイアスされ、ダイオードD2を通
じて負荷に誘導電流が流れることが実質的に阻止され
る。一方、端子t1−中点ct間とダイオードD2のカ
ソード−中点ct間との間の巻数比はa:bである場
合、端子t1−中点ct間を流れる電流とダイオードD
2のカソード−中点ct間を流れる電流の比はb:aと
なる。従って、コンデンサCの両端間の電圧が、直流電
源の電圧に{b/(a+b)}を乗じた値に達するまで
の間においてダイオードD2を流れる電流の最大値は、
規定電圧の印加時に負荷に流れる電流の値に{a/(a
+b)}を乗じた値にほぼ等しい。従って、bの値がa
の値より大きければ、{a/(a+b)}の値は2分の
1より小さいので、ダイオードD2を流れる電流の最大
値は、規定電圧の印加時に負荷に流れる電流の2分の1
より小さな値に制限される。また、ダイオードD2の最
大の発熱量も、規定電圧の印加時に負荷に流れる電流が
すべて流れた場合における発熱量の2分の1より小さな
値となる。
{a/(a+b)}の値は2分の1より大きいので、ダ
イオードD2を流れる電流の最大値は規定電圧の印加時
に負荷に流れる電流の2分の1より大きな値となる。し
かし、負荷に流れる電流は、トランジスタQ1及びダイ
オードD2を流れる電流の和、又は、トランジスタQ2
及びダイオードD1を流れる電流の和にほぼ等しいた
め、トランジスタQ1を流れる電流の最大値が、規定電
圧の印加時に負荷に流れる電流の2分の1より小さな値
に制限される。また、トランジスタQ1の最大の発熱量
も、規定電圧の印加時に負荷に流れる電流がすべて流れ
た場合における発熱量の2分の1より小さな値となる。
ダイオードD2のカソード−中点ct間の巻数がbにな
るよう調整された場合、端子t2−中点ct間の巻数と
ダイオードD1のカソード−中点ct間の巻数との比も
a:bに調整される。このため、ダイオードD1を流れ
る電流の最大値も、規定電圧の印加時に負荷に流れる電
流の値に{a/(a+b)}を乗じた値にほぼ等しくな
る。従って、ダイオードD1及びトランジスタQ2を流
れる電流が重畳して負荷に流れ込む場合においても、a
とbとの大小関係に応じた比率でダイオードD1及びト
ランジスタQ2の両者を分流する。
タとチョークコイルCHとの接点も、チョークコイルC
Hの端子t1−中点ct間及び端子t2−中点ct間
で、各々のコレクタと中点ctとの間の巻線数の比がほ
ぼ1対1に保たれるように連動して移動できるようにし
てもよい。この場合、ダイオードD1及びD2のカソー
ドとチョークコイルCHとの接点は、チョークコイルC
Hの端子t1−中点ct間及び端子t2−中点ct間
で、各々のカソードと中点ctとの間の巻線数の比がほ
ぼ1対1となる任意の位置に接続されていればよい。
ョークコイルCHとの接点を連動して移動する手法も任
意である。具体的には、例えば、図6に示すように、ト
ランジスタQ1及びQ2の両方のコレクタを、チョーク
コイルCHの端子t1−中点ct間及び端子t2−中点
ct間で、各々のコレクタと中点ctとの間の巻線数の
比がほぼ1対1に保たれるように連動して共に摺動させ
ればよい。
も、端子t1−中点ct間の巻数に対するダイオードD
2のカソード−中点ct間の巻数比と、端子t2−中点
ct間の巻数に対するダイオードD1のカソード−中点
ct間の巻数比とを、互いがほぼ等しくなるように保ち
ながら調整することが可能となる。また、該調整を行っ
ても、ダイオードD1のカソード−中点ct間の巻数
と、ダイオードD2のカソード−中点ct間の巻数と
は、ほぼ等しくなるよう保たれる。そして、該調整を行
うことにより、トランジスタQ1及びダイオードD2を
流れる電流の比率、又はダイオードD1及びトランジス
タQ2を流れる電流の比率を、端子t1−中点ct間の
巻数に対するダイオードD2のカソード−中点ct間の
巻数比(及び、端子t2−中点ct間の巻数に対するダ
イオードD1のカソード−中点ct間の巻数比)に応じ
て変化させることができる。
対するダイオードD2のカソード−中点ct間の巻数比
が例えばa:bになるように調整を行うことにより、ダ
イオードD2を流れる電流の最大値を、規定電圧の印加
時に負荷に流れる電流の値に{a/(a+b)}を乗じ
た値にほぼ等しいものとすることができる。これと共
に、端子t2−中点ct間の巻数に対するダイオードD
1のカソード−中点ct間の巻数比もa:bに調整され
るので、ダイオードD1を流れる電流の最大値も、規定
電圧の印加時に負荷に流れる電流の値に{a/(a+
b)}を乗じた値にほぼ等しくなる。そして、bの値が
aの値より大きければ、ダイオードD1及びD2を流れ
る電流の最大値は、規定電圧の印加時に負荷に流れる電
流の2分の1より小さな値に制限される。従って、ダイ
オードD1及びD2の発熱量は、ダイオードD1及びD
2に規定電圧の印加時に負荷に流れる電流の2分の1が
流れる場合に比べて抑制される。また、aの値がbの値
より大きければ、トランジスタQ1及びQ2を流れる電
流の最大値が、規定電圧の印加時に負荷に流れる電流の
2分の1より小さな値に制限される。従って、トランジ
スタQ1及びQ2の発熱量は、トランジスタQ1及びQ
2に規定電圧の印加時に負荷に流れる電流の2分の1が
流れる場合に比べて抑制される。
コンバータは、発振器OSCに代えて、例えば、制御入
力端から変調信号を入力し、その変調信号の電圧の上昇
に応じてデューティー比が減少する1対の互いに実質的
に逆相の矩形波を出力端から出力するパルス幅変調器を
備えていてもよい。この場合、図示するように、変調信
号は、例えば、負荷に印加される電圧をバッファリング
するバッファから得ればよい。
情報が負帰還され、負荷に印加される電圧は自動的にほ
ぼ一定の値に制御される。なお、この場合において負荷
に印加される電圧を加減するには、バッファが負荷に印
加される電圧をバッファリングする際に当該電圧の増幅
又は減衰を行うか、あるいは、パルス幅変調器におけ
る、変調信号の単位変化量あたりのデューティー比の変
化量を増減すればよい。
t1−中点ct間及び端子t2−中点ct間のいずれか
一方に流れる電流により発生した磁束の少なくとも一部
を外部に漏らすような形状を有していてもよい。
は、例えば図8に示すような形状を有していればよい。
図示するように、このコアは、「E」字型の透磁体と
[I]字型の透磁体とからなり、「E」字型の透磁体
の、互いにほぼ平行かつほぼ等間隔に並んだ3本の垂直
部分のうち両端の2本に、端子t1−中点ct間の巻線
と、中点ct−端子t2間の巻線とが巻かれている。そ
して、これらの巻線が巻かれた2本の垂直部分のうち、
水平部分と接していない方の端は、「I」字型の透磁体
の両端に接している。「E」字型の透磁体が備える上述
の3本の垂直部分のうち中央にある1本は、その一端
が、「E」字型の透磁体が備える上述の水平部分のほぼ
中央に接しており、他端は「I」字型の透磁体との間に
所定量の間隙を有している。
Hにおいては、端子t1−中点ct間及び端子t2−中
点ct間の2個の巻線のうちいずれか一方に流れる電流
により発生した磁束は、「E」字型の透磁体が備える3
本の垂直部分のうち中央にある1本と「I」字型の透磁
体との間にある上述の間隙から、外部に漏れる。このた
め、端子t1−中点ct間及び端子t2−中点ct間の
2個の巻線のうちいずれか一方に所定量以上の電流が流
れている場合、その電流が更に増大する方向に変化して
も、実質的にみて他方の巻線に起電力が誘起されること
はない。
流コンバータの物理的構成を示す。図示するように、こ
の直流−直流コンバータは、直流電源Eと、発振器OS
Cと、チョークコイルCHと、ダイオードD1及びD2
と、コンデンサCに加え、ダイオードD3及びD4と、
トランジスタQ3と、変成器Tとから構成される。
ものと実質的に同一のものである。直流電源Eの正極
は、変成器Tの一次巻線の一端と、発振器OSCの電源
入力端とに接続されている。負極は接地され、また、ト
ランジスタQ3のエミッタに接続されている。
/オフを制御するためのもので、無安定マルチバイブレ
ータ等からなり、出力端と、電源供給端と、接地端を備
える。出力端は、トランジスタQ3のベースに接続さ
れ、電源入力端は直流電源Eの正極に接続され、接地端
は接地される。発振器OSCは、電源供給端と接地端と
の間に直流電圧が印加されることにより駆動され、出力
端より、ハイレベル及びローレベルの電圧が電源電圧E
の正極及び負極の電圧にほぼ等しい矩形波を出力する。
ランジスタからなり、ベースに印加された電圧に応答し
て変成器Tの一次巻線を含む電流路をオン/オフし、交
流電流を生成する。トランジスタQ3のエミッタは直流
電源Eの負極に接続され、ベースは発振器OSCの出力
端に接続され、コレクタは変成器Tの一次巻線の両端の
うち、直流電源Eの正極が接続されていない方の端に接
続されている。
におけるものと実質的に同一のものである。チョークコ
イルCHの端子t1はダイオードD1及びD3の各カソ
ードに接続されており、端子t2はダイオードD2及び
D4の各カソードに接続されている。中点ctは、他端
が接地された負荷の一端と、第1の実施の形態における
ものと実質的に同一のコンデンサCの一端とに接続され
ている。
の実施の形態におけるものと実質的に同一のものであ
る。ダイオードD3及びD4は、実質的に同一のダイオ
ードである。ダイオードD3及びD4のアノードは、変
成器Tの二次巻線の両端に1対1に接続されており、ダ
イオードD3のカソードはダイオードD1のカソードに
接続されており、ダイオードD4のカソードはダイオー
ドD2のカソードに接続されている。
巻線とを備える。一次巻線の一端は直流電源Eの正極に
接続され、他端はトランジスタQ3のコレクタに接続さ
れている。変成器Tの二次巻線の一端はダイオードD3
のアノードに接続され、他端はダイオードD4のアノー
ドに接続され、中点は接地されている。
は、変成器Tの二次巻線の両端からダイオードD3及び
D4を介してチョークコイルCHに交互に電流が供給さ
れる点を除き、上述した図1に示す直流−直流コンバー
タの動作と実質的に同一である。
トランジスタQ3が、直流電源E及び変成器Tの一次巻
線を含む電流路を断続的にオン/オフする。この結果、
この電流路には断続的な電流が流れ、そのうちの交流成
分は、変成器Tの二次巻線に誘導電流を誘起し、変成器
Tの二次巻線の両端は、発振器OSCの発振周期と実質
的に同一の周期で、交互に極性を反転する。
ードD3のアノードに接続されている側の端が正極性に
なると、ダイオードD3を介して、チョークコイルCH
の端子t1から中点ctに向かって電流が流れ始める。
一方、端子t1−中点ct間を流れる電流は、中点ct
−端子t2間に、相互誘導による起電力を発生させ、こ
の結果、ダイオードD2のアノードからカソードを経
て、チョークコイルCHの端子t2から中点ctに向け
て流れる誘導電流が発生する。そして、端子t1から中
点ctに向かって流れる電流と、端子t2から中点ct
に向かって流れる誘導電流とが重畳して負荷及びコンデ
ンサCに流れる。この結果、負荷の一端には、コンデン
サCにより平滑化された電圧が印加される。
昇し、中点ct−端子t2間に生じる起電力の大きさを
上回ると、逆バイアスされたダイオードD2には実質的
に見て誘導電流が流れなくなる。このため、変成器Tの
二次巻線の、ダイオードD3に接続された側の端の極性
が反転するまで、中点ctからは、ダイオードD3から
チョークコイルCHに流れ込む分の電流が流れる。
接続された側の端の極性が負極性に転じると、ダイオー
ドD3には実質的にみて電流が流れなくなる。すると、
端子t1−中点ct間には、自己誘導による逆起電力が
発生し、負荷に流れ込む。その後、変成器Tの二次巻線
の、ダイオードD4に接続された側の端が正極性に転
じ、ダイオードD4から端子t2及び中点ctを経て、
負荷に電流が流れる。この電流は、ダイオードD1を経
て、端子t1から中点ctに向けて流れる誘導電流を発
生させ、端子t2から中点ctに向かって流れる電流
と、端子t1から中点ctに向かって流れる誘導電流と
が重畳して負荷及びコンデンサCに流れる。
反転を繰り返すことにより、負荷には、ダイオードD3
及びD4のいずれか一方を経てチョークコイルCHの一
端から中点ctに流れる電流と、その電流により誘起さ
れてチョークコイルCHの他端から中点ctに流れる誘
導電流とが、重畳されて流れ込む。また、ダイオードD
3及びD4のいずれにも実質的に電流が流れない状態に
ある期間は、ダイオードD3及びD4のいずれか一方か
らの電流の供給が絶たれたことによりチョークコイルC
Hに発生した自己誘導電流が負荷に流れ込む。
は、発振器OSCが発生する矩形波の周波数及び/又は
デューティー比を設定して、負荷の両端間の電圧が規定
電圧となるタイミングで変成器Tの二次巻線の各端の極
性が反転するようにすれば、負荷に規定電圧が印加され
る。このため、この直流−直流コンバータが上述の動作
を行って負荷に規定電圧を印加する間にダイオードD1
及びD2に流れる電流は、最大でも、規定電圧の印加時
に負荷に流れる電流のほぼ2分の1に抑えられる。ま
た、この結果、この直流−直流コンバータが上述の動作
を行って負荷に規定電圧を印加する間にダイオードD3
及びD4に流れる電流も、規定電圧の印加時に負荷に流
れる電流のほぼ2分の1以下に抑えられる。これによ
り、ダイオードD1〜D4には小型軽量なものを用いる
ことができ、また、ダイオードD1〜D4の発熱量も抑
制される。
流コンバータの構成も、上述のものに限られない。例え
ば、この直流−直流コンバータは、図10に示すよう
に、ダイオードD1〜D4が図9に示す構成とは逆に接
続されていてもよい。図10に示す直流−直流コンバー
タの動作は、変成器Tの二次巻線やチョークコイルCH
を流れる電流の向きが異なる点を除き、図9に示す直流
−直流コンバータの動作と実質的に同一である。
的に同一の周期で交互に極性を反転する変成器Tの二次
巻線の両端のうち、ダイオードD3のカソードに接続さ
れている側の端が負極性になると、ダイオードD3を介
して、チョークコイルCHの中点ctから端子t1に向
かって電流が流れ始める。一方、端子t1−中点ct間
を流れる電流は、中点ct−端子t2間に、相互誘導に
よる起電力を発生させ、この結果、負荷から、チョーク
コイルCHの中点ct、端子t1、ダイオードD2のア
ノードからカソードを経てグラウンドに向けて流れる誘
導電流が発生する。そして、中点ctから端子t1に向
かって流れる電流と、中点ctから端子t2に向かって
流れる誘導電流とは、重畳して負荷及びコンデンサCに
流れる。この結果、負荷の一端にはコンデンサCにより
平滑化された負極性の電圧が印加される。
昇し、中点ct−端子t2間に生じる起電力の大きさを
上回ると、逆バイアスされたダイオードD2には実質的
に見て誘導電流が流れなくなる。このため、変成器Tの
二次巻線の、ダイオードD3に接続された側の端の極性
が反転するまで、中点ctには、チョークコイルCHか
らダイオードD3に流れ込む分の電流が流れる。
接続された側の端の極性が正極性に転じると、ダイオー
ドD3には実質的にみて電流が流れなくなる。すると、
端子t1−中点ct間には、自己誘導による逆起電力が
発生し、負荷から中点ct、端子t1を経て、ダイオー
ドD1に電流が流れ込む。その後、変成器Tの二次巻線
の、ダイオードD4に接続された側の端が負極性に転
じ、負荷から、中点ct、端子t2を経て、ダイオード
D4に電流が流れる。この電流は、中点ctから端子t
1、ダイオードD1を経てグラウンドに向けて流れる誘
導電流を発生させ、中点ctから端子t2に向かって流
れる電流と、中点ctから端子t1に向かって流れる誘
導電流とは、重畳して負荷及びコンデンサCに流れる。
反転を繰り返すことにより、負荷からチョークコイルC
Hの中点ct及び一方の端を経てダイオードD3及びD
4のいずれか一方に流れる電流が、負荷に流れる。ま
た、負荷に印加される電圧が電源電圧のほぼ2分の1以
下である場合には、負荷からチョークコイルCHの中点
ct及び一方の端を経てダイオードD3及びD4のいず
れか一方に流れる上述の電流により誘起されチョークコ
イルCHの中点ctから他方の端に流れる誘導電流も、
ダイオードD1及びD2のいずれか一方を経て負荷に流
れ込む。また、ダイオードD3及びD4のいずれにも実
質的に電流が流れない期間には、ダイオードD3及びD
4のいずれか一方からの電流の供給が絶たれたことによ
りチョークコイルCHに発生した自己誘導電流が負荷に
流れる。
振器OSCが発生する矩形波の周波数及び/又はデュー
ティー比を設定して、負荷の両端間の電圧が規定電圧と
なるタイミングで変成器Tの二次巻線の各端の極性が反
転するようにすれば、負荷に規定電圧を印加する。この
ため、この直流−直流コンバータが上述の動作を行って
負荷に規定電圧を印加する間にダイオードD1及びD2
に流れる電流は、最大でも、規定電圧の印加時に負荷に
流れる電流のほぼ2分の1に抑えられる。また、この結
果、この直流−直流コンバータが上述の動作を行って負
荷に規定電圧を印加する間にダイオードD3及びD4に
流れる電流も、規定電圧の印加時に負荷に流れる電流の
ほぼ2分の1以下に抑えられる。これにより、ダイオー
ドD1〜D4には小型軽量なものを用いることができ、
また、ダイオードD1〜D4の発熱量も抑制される。
ソードは、チョークコイルCHの端子t1−中点ct間
及び端子t2−中点ct間を、各々のカソードと中点c
tとの間の巻線数の比がほぼ1対1に保たれるように連
動して共に摺動するようにしてもよい。この場合、ダイ
オードD3及びD4のカソードとチョークコイルCHと
の接点は、例えば図11に示すように、チョークコイル
CHの端子t1−中点ct間及び端子t2−中点ct間
で、各々のコレクタと中点ctとの間の巻線数の比がほ
ぼ1対1となる任意の位置に接続されていればよい。更
に、その他任意の手法により、ダイオードD1及びD2
のカソードとチョークコイルCHとの接点を、チョーク
コイルCHの端子t1−中点ct間及び端子t2−中点
ct間で、各々のカソードと中点ctとの間の巻線数の
比がほぼ1対1に保たれるように連動して移動できるよ
うにしてもよい。
は、図5に示す直流−直流コンバータと同様にして、ダ
イオードD1及びD2を流れる電流の最大値、又はダイ
オードD3及びD4を流れる電流の最大値を、規定電圧
の印加時に負荷に流れる電流の2分の1より小さな値に
制限することができる。この結果、ダイオードD1及び
D2の最大の発熱量、又はダイオードD3及びD4の最
大の発熱量は、規定電圧の印加時に負荷に流れる電流の
2分の1の電流がダイオードD1〜D4に流れる場合の
値に比べ小さくなる。
ソードは、チョークコイルCHの端子t1−中点ct間
及び端子t2−中点ct間を、各々のコレクタと中点c
tとの間の巻線数の比がほぼ1対1に保たれるように連
動して共に摺動するようにしてもよい。この場合、ダイ
オードD1及びD2のカソードとチョークコイルCHと
の接点は、例えば図12に示すように、チョークコイル
CHの端子t1−中点ct間及び端子t2−中点ct間
で、各々のコレクタと中点ctとの間の巻線数の比がほ
ぼ1対1となる任意の位置に接続されていればよい。更
に、その他任意の手法により、ダイオードD3及びD4
のカソードとチョークコイルCHとの接点を、チョーク
コイルCHの端子t1−中点ct間及び端子t2−中点
ct間で、各々のカソードと中点ctとの間の巻線数の
比がほぼ1対1に保たれるように連動して移動できるよ
うにしてもよい。
は、図6に示す直流−直流コンバータと同様にして、ダ
イオードD1及びD2を流れる電流の最大値、又はダイ
オードD3及びD4を流れる電流の最大値を、規定電圧
の印加時に負荷に流れる電流の2分の1より小さな値に
制限することができる。この結果、ダイオードD1及び
D2の最大の発熱量、又はダイオードD3及びD4の最
大の発熱量は、規定電圧の印加時に負荷に流れる電流の
2分の1の電流がダイオードD1〜D4に流れる場合の
値に比べ小さくなる。
流コンバータは、発振器OSCに代えて、例えば、制御
入力端から変調信号を入力し、その変調信号の電圧の上
昇に応じてデューティー比が減少する矩形波を出力端か
ら出力するパルス幅変調器を備えていてもよい。この場
合、図示するように、変調信号は、例えば、負荷に印加
される電圧をバッファリングするバッファから得ればよ
い。これにより、負荷に印加される電圧を示す情報が負
帰還され、負荷に印加される電圧は自動的にほぼ一定の
値に制御される。なお、この場合において負荷に印加さ
れる電圧を加減するには、バッファが負荷に印加される
電圧をバッファリングする際に当該電圧の増幅又は減衰
を行うか、あるいは、パルス幅変調器における、変調信
号の単位変化量あたりのデューティー比の変化量を増減
すればよい。
変成器Tの一次巻線を含む電流路を、発振器OSCの出
力信号に応答する等して周期的に断続するものであれば
よく、例えばPNP型バイポーラトランジスタでもよい
し、任意のチャネル型かつ任意の動作型のFETでもよ
いし、リレー等でもよい。
が、この発明にかかる電源装置は、上述のものに限られ
ない。この発明にかかる電源装置は、例えば、図14に
示すように、電源から供給される電流を所定のタイミン
グで複数の電流路に振り分けるスイッチング部と、各々
電流路に流れる電流を検出して他の電流路に電流を流す
電流検出部とから構成され、各電流路に流れる電流が重
畳して負荷に流れる構成を有しているものであればよ
い。
検出する対象の電流路は2個である必要はなく、例えば
図15に示すように、負荷に流れる電流が3個以上の複
数の電流路に分散して流れていてもよい。そして、各電
流検出部は、自らが電流の検出の対象としている電流路
以外の任意の電流路に電流を流すようにしてもよい。
ば、負荷に流すための電流が装置内部を分散して流れ、
装置各部の発熱が抑えられる、小型軽量な電源装置が実
現される。
流コンバータの構成を示す回路図である。
す回路図である。
す回路図である。
す回路図である。
す回路図である。
す回路図である。
す回路図である。
流コンバータの構成を示す回路図である。
示す回路図である。
示す回路図である。
示す回路図である。
示す回路図である。
成を示す回路図である。
である。
である。
Claims (7)
- 【請求項1】互いに誘導結合された1対のインダクタ
と、 外部の直流電源から供給される電圧を、前記1対のイン
ダクタの各一端に交互に供給するスイッチング手段と、 一方の前記インダクタに流れる電流と、該電流が流れる
ことにより他方の前記インダクタに誘起される起電力に
より流れる誘導電流とを、重畳して外部の負荷に供給す
る負荷電流路と、 を備えることを特徴とする電源装置。 - 【請求項2】前記スイッチング手段は、 一次巻線及び該一次巻線に誘導結合された二次巻線を備
える変成器と、 前記直流電源から供給される電流を前記一次巻線に断続
的に供給するスイッチング制御手段と、 前記二次巻線の各端と、前記1対のインダクタの各一端
との間に接続され、前記一次巻線に断続的に供給される
前記電流により前記二次巻線の両端に誘起される電圧の
極性に応じて、前記二次巻線の各端と前記1対のインダ
クタとの間の1対の電流路を交互にオン及びオフする1
対の整流素子と、を備える、 ことを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 - 【請求項3】前記スイッチング手段は、 前記直流電源の各極と前記1対のインダクタの各一端と
の間に接続された電流路と、制御端とを備え、該制御端
に供給される制御信号に従って前記電流路をオン又はオ
フする1対のスイッチング素子と、 各前記スイッチング素子の各前記制御端に、前記1対の
スイッチング素子の各電流路を交互にオン及びオフする
ための前記制御信号を供給するスイッチング制御手段
と、を備える、 ことを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 - 【請求項4】前記スイッチング素子は、エミッタ及びコ
レクタを両端とする前記電流路とベースとを備え、前記
ベースに供給される制御信号に従って前記電流路をオン
又はオフする1対のバイポーラトランジスタからなり、 前記スイッチング制御手段は、各前記バイポーラトラン
ジスタの前記ベースに、前記1対のバイポーラトランジ
スタの各電流路を交互にオン及びオフするための前記制
御信号を供給する手段を備える、 ことを特徴とする請求項3に記載の電源装置。 - 【請求項5】前記スイッチング素子は、ソース及びドレ
インを両端とする前記電流路とゲートとを備え、前記ゲ
ートに供給される制御信号に従って前記電流路をオン又
はオフする1対の電界効果トランジスタからなり、 前記スイッチング制御手段は、各前記電界効果トランジ
スタの前記ゲートに、前記1対の電界効果トランジスタ
の各電流路を交互にオン及びオフするための前記制御信
号を供給する手段を備える、 ことを特徴とする請求項3に記載の電源装置。 - 【請求項6】前記スイッチング制御手段は、 前記負荷に印加されている電圧を検出し、該電圧の値を
示す情報を出力する検出手段と、 前記検出手段より前記情報を取得して前記電圧の値を判
別し、前記電圧が所定の値を超えると判別された場合
は、一定期間あたり前記電流路がオンされる時間を減少
させ、前記電圧が前記所定の値に足らないと判別された
場合は、一定期間あたり前記電流路がオンされる時間を
増加させるように、前記制御信号を前記スイッチング素
子に供給する手段とを備える、 ことを特徴とする請求項3、4又は5に記載の電源装
置。 - 【請求項7】前記負荷電流路は、一方の前記インダクタ
に流れる前記電流の大きさと、該電流が流れるとき他方
の前記インダクタに誘起される前記起電力の大きさとの
比率を、任意の値に設定する手段を備える、 ことを特徴とする請求項1乃至6のいずれか1項に記載
の電源装置。
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JP01257998A JP3527403B2 (ja) | 1998-01-26 | 1998-01-26 | 電源装置 |
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JPH11215813A JPH11215813A (ja) | 1999-08-06 |
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-
1998
- 1998-01-26 JP JP01257998A patent/JP3527403B2/ja not_active Expired - Fee Related
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