JP3462364B2 - 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式におけるｒａｋｅ受信機 - Google Patents
直接拡散ｃｄｍａ伝送方式におけるｒａｋｅ受信機Info
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- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動通信におい
て、スペクトル拡散を用いてマルチプルアクセスを行う
直接拡散ＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）伝送に用いられる
ＲＡＫＥ受信機に関するものである。
て、スペクトル拡散を用いてマルチプルアクセスを行う
直接拡散ＣＤＭＡ（ＤＳ−ＣＤＭＡ）伝送に用いられる
ＲＡＫＥ受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＤＳ−ＣＤＭＡ伝送方式は、情報データ
変調信号を拡散率（＝チップ数／シンボル）ｐｇの拡散
符号で広帯域の信号に拡散して伝送する方式であり、各
ユーザに異なる拡散符号を割り当てることにより、複数
の通信者が同一の周波数帯を用いて通信を行う方式であ
る。
変調信号を拡散率（＝チップ数／シンボル）ｐｇの拡散
符号で広帯域の信号に拡散して伝送する方式であり、各
ユーザに異なる拡散符号を割り当てることにより、複数
の通信者が同一の周波数帯を用いて通信を行う方式であ
る。
【０００３】図５に従来のＤＳ−ＣＤＭＡ伝送方式にお
けるスライディング相関器を用いた受信機の構成を示
す。受信機では、アンテナ１０１で受信した拡散変調信
号を低雑音増幅器１０３で増幅した後、発振器１０５、
周波数混合器１０４、およびバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）１０６を用いて中間周波数（ＩＦ周波数）信号に周
波数変換し、自動利得制御増幅装置（ＡＧＣ増幅器）１
０７で線形増幅する。ＡＧＣ増幅器１０７においては、
受信信号の振幅包絡線を包絡線検波器１０８により検出
し、この振幅変動をＡＧＣ増幅器１０７に負帰還するこ
とにより、フェージングに起因する振幅変動を補償して
いる。
けるスライディング相関器を用いた受信機の構成を示
す。受信機では、アンテナ１０１で受信した拡散変調信
号を低雑音増幅器１０３で増幅した後、発振器１０５、
周波数混合器１０４、およびバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）１０６を用いて中間周波数（ＩＦ周波数）信号に周
波数変換し、自動利得制御増幅装置（ＡＧＣ増幅器）１
０７で線形増幅する。ＡＧＣ増幅器１０７においては、
受信信号の振幅包絡線を包絡線検波器１０８により検出
し、この振幅変動をＡＧＣ増幅器１０７に負帰還するこ
とにより、フェージングに起因する振幅変動を補償して
いる。
【０００４】ＡＧＣ増幅器１０７により線形増幅された
信号を直交検波器１０９によりベースバンド信号に直交
検波する。そして、このベースバンド同相（Ｉ）、直交
（Ｑ）成分をそれぞれＡ／Ｄ変換器１１２および１１３
によりディジタル値に変換する。拡散符号生成部（１）
〜（Ｎ）１１８で生成される、それぞれのマルチパス信
号の遅延時間に同期した拡散符号レプリカを用いて、Ｒ
ＡＫＥ合成パスフィンガ１１４中のスライディング相関
器１３１で逆拡散処理する。逆拡散された信号を遅延検
波あるいは同期検波を行ってデータ復調を行う。
信号を直交検波器１０９によりベースバンド信号に直交
検波する。そして、このベースバンド同相（Ｉ）、直交
（Ｑ）成分をそれぞれＡ／Ｄ変換器１１２および１１３
によりディジタル値に変換する。拡散符号生成部（１）
〜（Ｎ）１１８で生成される、それぞれのマルチパス信
号の遅延時間に同期した拡散符号レプリカを用いて、Ｒ
ＡＫＥ合成パスフィンガ１１４中のスライディング相関
器１３１で逆拡散処理する。逆拡散された信号を遅延検
波あるいは同期検波を行ってデータ復調を行う。
【０００５】ここでは、受信する送信フレームにおい
て、情報シンボル間に一定周期でパイロットシンボルが
挿入されており、このパイロットシンボルを用いて絶対
同期検波復調を行う方式について説明する。陸上移動通
信においては基地局、移動局の相対位置の移動によりフ
ェージングと呼ばれる受信信号の振幅および位相変動を
受ける。同期検波復調を行うためには、受信機において
このフェージングに起因する複素包絡線、すなわち、振
幅および位相変動（あるいはチャネルと称する）を推定
する必要がある。送信情報シンボルに一定周期で挿入し
たパイロットシンボルでの受信フェージング複素包絡線
を求め、この値を用いてパイロットシンボル間の情報シ
ンボル位置におけるフェージング複素包絡線を求めるこ
とができる。このパイロットシンボルで用いた値を用い
て各情報シンボルのフェージング複素包絡線変動（チャ
ネル変動）を補償する。これは、ＲＡＫＥ合成パスフィ
ンガ１１４中のチャネル推定器１３２および乗算器１３
３で行っている。
て、情報シンボル間に一定周期でパイロットシンボルが
挿入されており、このパイロットシンボルを用いて絶対
同期検波復調を行う方式について説明する。陸上移動通
信においては基地局、移動局の相対位置の移動によりフ
ェージングと呼ばれる受信信号の振幅および位相変動を
受ける。同期検波復調を行うためには、受信機において
このフェージングに起因する複素包絡線、すなわち、振
幅および位相変動（あるいはチャネルと称する）を推定
する必要がある。送信情報シンボルに一定周期で挿入し
たパイロットシンボルでの受信フェージング複素包絡線
を求め、この値を用いてパイロットシンボル間の情報シ
ンボル位置におけるフェージング複素包絡線を求めるこ
とができる。このパイロットシンボルで用いた値を用い
て各情報シンボルのフェージング複素包絡線変動（チャ
ネル変動）を補償する。これは、ＲＡＫＥ合成パスフィ
ンガ１１４中のチャネル推定器１３２および乗算器１３
３で行っている。
【０００６】このチャネル変動補償された複数のマルチ
パス信号を、ＲＡＫＥ合成器１１９で同相合成（ＲＡＫ
Ｅ合成）することにより、干渉信号あるいは熱雑音に対
して信号電力比を向上することができる。ＲＡＫＥ合成
するマルチパス信号の選択はサーチフィンガと称される
スライディング相関器１１５で行う。サーチフィンガで
はマルチパスサーチ範囲内におけるＬ個のタイミングの
逆拡散信号の平均受信信号電力を平均受信信号電力測定
部１１６で測定し、平均的に受信信号電力の大きなマル
チパスをパス選択タイミング検出部１１７において選択
する。例えば、図５のように、１個のスライディング相
関器１１５を用いた場合には、１シンボル毎に１つのタ
イミングの相関値（逆拡散値）が得られ、このタイミン
グにおける逆拡散された信号の受信信号電力を測定する
ことができる。そして、拡散符号のタイミングを１個づ
つずらしていき全Ｌ個のタイミングについて電力測定を
行う。
パス信号を、ＲＡＫＥ合成器１１９で同相合成（ＲＡＫ
Ｅ合成）することにより、干渉信号あるいは熱雑音に対
して信号電力比を向上することができる。ＲＡＫＥ合成
するマルチパス信号の選択はサーチフィンガと称される
スライディング相関器１１５で行う。サーチフィンガで
はマルチパスサーチ範囲内におけるＬ個のタイミングの
逆拡散信号の平均受信信号電力を平均受信信号電力測定
部１１６で測定し、平均的に受信信号電力の大きなマル
チパスをパス選択タイミング検出部１１７において選択
する。例えば、図５のように、１個のスライディング相
関器１１５を用いた場合には、１シンボル毎に１つのタ
イミングの相関値（逆拡散値）が得られ、このタイミン
グにおける逆拡散された信号の受信信号電力を測定する
ことができる。そして、拡散符号のタイミングを１個づ
つずらしていき全Ｌ個のタイミングについて電力測定を
行う。
【０００７】さて、ＲＡＫＥ合成パスの選択には（基地
局、移動局間の距離変動、およびシャドウイングに起因
する変動を受けた後の）平均信号電力の大きなマルチパ
ス信号を選択する必要がある。これは、陸上移動通信環
境下ではレイリーフェージングに起因する瞬時変動を受
けている。従って、１回での受信信号電力の推定では、
あるマルチパス信号に対してたまたまこのレイリーフェ
ージング変動で受信信号電力が落ち込んでいるために信
号電力が低く、ＲＡＫＥ合成パスの選択から漏れる場合
もある。そこで、受信電力の瞬時変動の影響を取り除く
ために、レイリーフェージング変動を平均化した信号に
対して受信信号電力を測定する必要がある。
局、移動局間の距離変動、およびシャドウイングに起因
する変動を受けた後の）平均信号電力の大きなマルチパ
ス信号を選択する必要がある。これは、陸上移動通信環
境下ではレイリーフェージングに起因する瞬時変動を受
けている。従って、１回での受信信号電力の推定では、
あるマルチパス信号に対してたまたまこのレイリーフェ
ージング変動で受信信号電力が落ち込んでいるために信
号電力が低く、ＲＡＫＥ合成パスの選択から漏れる場合
もある。そこで、受信電力の瞬時変動の影響を取り除く
ために、レイリーフェージング変動を平均化した信号に
対して受信信号電力を測定する必要がある。
【０００８】具体的には、マルチパスサーチ範囲内のＬ
個のタイミングにおける逆拡散された信号について信号
電力測定をＸ回繰り返し、その平均信号電力により遅延
プロファイルを生成し、上位Ｎ個のＲＡＫＥ合成マルチ
パスを選択する。図５のように、１個のスライディング
相関器１１５を用いた場合には、この１回の遅延プロフ
ァイルの生成にＬ×Ｘシンボル時間を要する。ｆ個のス
ライディング相関器（サーチフィンガ）を用いた場合に
は、１回の平均的遅延プロファイルを生成するのに（Ｌ
×Ｘ）／ｆシンボル時間を要する。遅延プロファイルの
生成時間毎にＲＡＫＥ合成フィンガで用いる拡散符号レ
プリカのタイミングを更新する。移動局が基地局に対し
て高速で移動する場合にはこの遅延プロファイルの変動
は早くなるために、このスライディング相関器を用いる
マルチパスサーチでは、時間がかかり遅延プロファイル
の変動に追従できなくなる場合がある。
個のタイミングにおける逆拡散された信号について信号
電力測定をＸ回繰り返し、その平均信号電力により遅延
プロファイルを生成し、上位Ｎ個のＲＡＫＥ合成マルチ
パスを選択する。図５のように、１個のスライディング
相関器１１５を用いた場合には、この１回の遅延プロフ
ァイルの生成にＬ×Ｘシンボル時間を要する。ｆ個のス
ライディング相関器（サーチフィンガ）を用いた場合に
は、１回の平均的遅延プロファイルを生成するのに（Ｌ
×Ｘ）／ｆシンボル時間を要する。遅延プロファイルの
生成時間毎にＲＡＫＥ合成フィンガで用いる拡散符号レ
プリカのタイミングを更新する。移動局が基地局に対し
て高速で移動する場合にはこの遅延プロファイルの変動
は早くなるために、このスライディング相関器を用いる
マルチパスサーチでは、時間がかかり遅延プロファイル
の変動に追従できなくなる場合がある。
【０００９】高速なマルチパスサーチを行うためには、
マルチパスサーチ範囲、および平均化回数を小さくすれ
ばよいが、サーチ範囲を狭くするとＲＡＫＥ合成の時間
ダイバーシチ効果を低減することになり、また信号電力
の平均化回数を低減するとサーチフィンガによるＲＡＫ
Ｅ合成マルチパスの選択を正確に行うことができなくな
る。
マルチパスサーチ範囲、および平均化回数を小さくすれ
ばよいが、サーチ範囲を狭くするとＲＡＫＥ合成の時間
ダイバーシチ効果を低減することになり、また信号電力
の平均化回数を低減するとサーチフィンガによるＲＡＫ
Ｅ合成マルチパスの選択を正確に行うことができなくな
る。
【００１０】図６に従来のＤＳ−ＣＤＭＡ伝送方式にお
けるマッチトフィルタを用いた受信機構成を示す。な
お、図６において、図５における受信機と同様の構成に
は同じ符号を付している。
けるマッチトフィルタを用いた受信機構成を示す。な
お、図６において、図５における受信機と同様の構成に
は同じ符号を付している。
【００１１】図６において、受信した拡散変調信号は低
雑音増幅器１０３で増幅された後、ＩＦ周波数に周波数
変換される。そしてＡＧＣ増幅器１０７によってフェー
ジングに起因する振幅変動を補償され、直交検波され
る。直交検波器１０９の出力ベースバンド信号はＡ／Ｄ
変換器１１２および１１３でディジタル信号に変換され
る。ディジタル値に変換された拡散変調信号は、拡散符
号レプリカ生成部１５１の出力を用いてタップ数ｐｇの
マッチトフィルタ１５０により逆拡散され、Ｌ個のタイ
ミングの信号に分離される。ここで、ｓをチップ当りの
オーバサンプリング数とするとＬ＝ｐｇ×ｓである。Ｌ
個のタイミングからＮ個のマルチパスを選択し遅延検波
あるいは同期検波を行ってデータ復調を行う。
雑音増幅器１０３で増幅された後、ＩＦ周波数に周波数
変換される。そしてＡＧＣ増幅器１０７によってフェー
ジングに起因する振幅変動を補償され、直交検波され
る。直交検波器１０９の出力ベースバンド信号はＡ／Ｄ
変換器１１２および１１３でディジタル信号に変換され
る。ディジタル値に変換された拡散変調信号は、拡散符
号レプリカ生成部１５１の出力を用いてタップ数ｐｇの
マッチトフィルタ１５０により逆拡散され、Ｌ個のタイ
ミングの信号に分離される。ここで、ｓをチップ当りの
オーバサンプリング数とするとＬ＝ｐｇ×ｓである。Ｌ
個のタイミングからＮ個のマルチパスを選択し遅延検波
あるいは同期検波を行ってデータ復調を行う。
【００１２】この受信機では、送信フレームにおいて情
報シンボル間に一定周期でパイロットシンボルを挿入
し、このパイロットシンボルを用いて絶対同期検波復調
を行う方式を用いている。Ｌ個のタイミングにおけるそ
れぞれの逆拡散された信号は、パイロットシンボルを用
いてチャネル推定器１３２でチャネルを推定し、この推
定値を用いて各情報シンボルのチャネル変動を補償す
る。一方、Ｌ個のタイミングにおけるそれぞれの平均受
信信号電力が、平均信号電力測定部１５３において測定
され遅延プロファイルが生成され、上位Ｎ個のＲＡＫＥ
合成マルチパスがパス選択タイミング検出部１５４を用
いて選択される。この時、受信電力の大きなタイミング
からマルチパスを選択するが、オーバサンプリングによ
り検出された同一マルチパスは除外して次のマルチパス
を選択する。マッチトフィルタを用いた構成では、１シ
ンボル周期毎にＬ個のタイミングにおける逆拡散された
信号が出力される。そのため、図５の構成のようなスラ
イディング相関器を用いたサーチフィンガによる電力測
定が不要である。さらに、ＲＡＫＥ合成のためのマルチ
パスの更新を高速に行うことができる。
報シンボル間に一定周期でパイロットシンボルを挿入
し、このパイロットシンボルを用いて絶対同期検波復調
を行う方式を用いている。Ｌ個のタイミングにおけるそ
れぞれの逆拡散された信号は、パイロットシンボルを用
いてチャネル推定器１３２でチャネルを推定し、この推
定値を用いて各情報シンボルのチャネル変動を補償す
る。一方、Ｌ個のタイミングにおけるそれぞれの平均受
信信号電力が、平均信号電力測定部１５３において測定
され遅延プロファイルが生成され、上位Ｎ個のＲＡＫＥ
合成マルチパスがパス選択タイミング検出部１５４を用
いて選択される。この時、受信電力の大きなタイミング
からマルチパスを選択するが、オーバサンプリングによ
り検出された同一マルチパスは除外して次のマルチパス
を選択する。マッチトフィルタを用いた構成では、１シ
ンボル周期毎にＬ個のタイミングにおける逆拡散された
信号が出力される。そのため、図５の構成のようなスラ
イディング相関器を用いたサーチフィンガによる電力測
定が不要である。さらに、ＲＡＫＥ合成のためのマルチ
パスの更新を高速に行うことができる。
【００１３】ところで、前述したように移動局が基地局
に対して高速で移動すると遅延プロファイルの形状が変
動し、マルチパスの数も変化する。しかし、上記の構成
の受信機は、受信信号電力の大きな上位Ｎ個のマルチパ
スを合成する構成であるため、マルチパス数がＮより多
い場合にその全てを合成して干渉成分や熱雑音に対する
信号電力比を向上することができない。また、マルチパ
ス数がＮより少ない場合には、雑音成分や相互干渉成分
のみの信号および受信電力が大変小さなマルチパスを合
成することにより特性が劣化する。
に対して高速で移動すると遅延プロファイルの形状が変
動し、マルチパスの数も変化する。しかし、上記の構成
の受信機は、受信信号電力の大きな上位Ｎ個のマルチパ
スを合成する構成であるため、マルチパス数がＮより多
い場合にその全てを合成して干渉成分や熱雑音に対する
信号電力比を向上することができない。また、マルチパ
ス数がＮより少ない場合には、雑音成分や相互干渉成分
のみの信号および受信電力が大変小さなマルチパスを合
成することにより特性が劣化する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】前述のように、移動局
が基地局に対して高速移動した場合、遅延プロファイル
の変動も高速になり形状も変化する。そのため、従来の
ＲＡＫＥ受信機のように、合成するマルチパス数が固定
されている場合、十分な受信電力をもつ全てのマルチパ
スを合成することができない。もしくは、干渉成分や雑
音成分のみの信号を合成してしまう、ことがある。その
結果、干渉成分や熱雑音に対する信号電力比を向上する
ことができず特性が劣化する。
が基地局に対して高速移動した場合、遅延プロファイル
の変動も高速になり形状も変化する。そのため、従来の
ＲＡＫＥ受信機のように、合成するマルチパス数が固定
されている場合、十分な受信電力をもつ全てのマルチパ
スを合成することができない。もしくは、干渉成分や雑
音成分のみの信号を合成してしまう、ことがある。その
結果、干渉成分や熱雑音に対する信号電力比を向上する
ことができず特性が劣化する。
【００１５】本発明の目的は、マッチトフィルタをベー
スにしたＲＡＫＥ受信において、雑音成分や相互干渉成
分のみの信号を除去し、かつ、できるだけ多くのマルチ
パスを合成するようなＲＡＫＥ受信機を提供することに
ある。
スにしたＲＡＫＥ受信において、雑音成分や相互干渉成
分のみの信号を除去し、かつ、できるだけ多くのマルチ
パスを合成するようなＲＡＫＥ受信機を提供することに
ある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記本発明の目的を達成
するため、直接拡散ＣＤＭＡ伝送方式におけるＲＡＫＥ
受信機において、１シンボル内のチップ数の整数倍のタ
イミングで逆拡散された信号を出力するマッチトフィル
タと、マッチトフィルタからの各タイミングにおける逆
拡散された信号を復調する復調部と、マッチトフィルタ
からの各タイミングにおける逆拡散された信号について
それぞれの平均信号電力を測定する平均信号電力測定部
と、平均信号電力測定部の出力から、雑音や干渉成分の
合成を防ぐためのしきい値Ａおよび十分な信号電力を有
する信号を選択するためのしきい値Ｂを決定するしきい
値演算部と、平均信号電力測定部からの平均電力から、
しきい値制御部からのしきい値Ａかつしきい値Ｂより大
きい平均電力を有する信号を検出し、合成するマルチパ
スのタイミングを決定するパス選択タイミング検出部
と、パス選択タイミング検出部の出力により、復調部か
ら復調された信号からＲＡＫＥ合成する信号を選択する
ＲＡＫＥ合成パス選択部と、ＲＡＫＥ合成パス選択部で
選択された復調された信号をＲＡＫＥ合成するＲＡＫＥ
合成器とを備えることを特徴とする。
するため、直接拡散ＣＤＭＡ伝送方式におけるＲＡＫＥ
受信機において、１シンボル内のチップ数の整数倍のタ
イミングで逆拡散された信号を出力するマッチトフィル
タと、マッチトフィルタからの各タイミングにおける逆
拡散された信号を復調する復調部と、マッチトフィルタ
からの各タイミングにおける逆拡散された信号について
それぞれの平均信号電力を測定する平均信号電力測定部
と、平均信号電力測定部の出力から、雑音や干渉成分の
合成を防ぐためのしきい値Ａおよび十分な信号電力を有
する信号を選択するためのしきい値Ｂを決定するしきい
値演算部と、平均信号電力測定部からの平均電力から、
しきい値制御部からのしきい値Ａかつしきい値Ｂより大
きい平均電力を有する信号を検出し、合成するマルチパ
スのタイミングを決定するパス選択タイミング検出部
と、パス選択タイミング検出部の出力により、復調部か
ら復調された信号からＲＡＫＥ合成する信号を選択する
ＲＡＫＥ合成パス選択部と、ＲＡＫＥ合成パス選択部で
選択された復調された信号をＲＡＫＥ合成するＲＡＫＥ
合成器とを備えることを特徴とする。
【００１７】また、前記しきい値演算部は、前記平均信
号電力測定部からの全タイミングにおける平均電力から
最小電力値を検出する最小電力検出部と、前記平均信号
電力測定部からの全タイミングにおける平均電力から最
大電力値を検出する最大電力検出部と、前記最小電力検
出検出部からの最小電力値と、前記最大電力検出部から
の最大電力値とから、それぞれ前記２つのしきい値Ａ，
Ｂを求めるしきい値制御部とで構成することができる。
号電力測定部からの全タイミングにおける平均電力から
最小電力値を検出する最小電力検出部と、前記平均信号
電力測定部からの全タイミングにおける平均電力から最
大電力値を検出する最大電力検出部と、前記最小電力検
出検出部からの最小電力値と、前記最大電力検出部から
の最大電力値とから、それぞれ前記２つのしきい値Ａ，
Ｂを求めるしきい値制御部とで構成することができる。
【００１８】そして、前記しきい値制御部は、最小電力
値に定数ＧA （ＧA ≧１）を乗算し、最大電力値に定数
ＧB （０＜ＧB ≦１）を乗算して２つのしきい値を求め
ることができる。
値に定数ＧA （ＧA ≧１）を乗算し、最大電力値に定数
ＧB （０＜ＧB ≦１）を乗算して２つのしきい値を求め
ることができる。
【００１９】その上、前記マッチトフィルタは、オーバ
ーサンプリング（チップあたりのオーバーサンプリング
数ｓ）をしており、前記パス選択タイミング検出部は、
全てのタイミングから受信信号電力の大きい順にマルチ
パスのタイミングを検出する際に、既に検出したパスの
タイミングに対して±ｋ（ｋは自然数）個のタイミング
における信号を除外して次のマルチパスのタイミングを
順次検出することもできる。
ーサンプリング（チップあたりのオーバーサンプリング
数ｓ）をしており、前記パス選択タイミング検出部は、
全てのタイミングから受信信号電力の大きい順にマルチ
パスのタイミングを検出する際に、既に検出したパスの
タイミングに対して±ｋ（ｋは自然数）個のタイミング
における信号を除外して次のマルチパスのタイミングを
順次検出することもできる。
【００２０】このように、本発明のＲＡＫＥ受信機で
は、マッチトフィルタにより逆拡散された全てのタイミ
ングにおける信号の平均受信電力を測定して、２つのし
きい値を決定する。そして、２つのしきい値を満たす逆
拡散信号の中からマルチパスを選択してＲＡＫＥ合成す
る。
は、マッチトフィルタにより逆拡散された全てのタイミ
ングにおける信号の平均受信電力を測定して、２つのし
きい値を決定する。そして、２つのしきい値を満たす逆
拡散信号の中からマルチパスを選択してＲＡＫＥ合成す
る。
【００２１】この構成を用いることにより、雑音や干渉
成分のみの信号を除外し、かつ、受信電力が十分な大き
さをもつ全てのマルチパス信号をＲＡＫＥ合成できる。
そのため、遅延プロファイルの変動によりマルチパス数
が変化した場合でも、有効なパスのみを合成することが
できる。
成分のみの信号を除外し、かつ、受信電力が十分な大き
さをもつ全てのマルチパス信号をＲＡＫＥ合成できる。
そのため、遅延プロファイルの変動によりマルチパス数
が変化した場合でも、有効なパスのみを合成することが
できる。
【００２２】この発明の構成では、特にチップレートが
高速な、すなわち広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡに対してＲＡＫ
Ｅによる時間ダイバーシチ効果による受信品質の特性改
善を実現することができる。
高速な、すなわち広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡに対してＲＡＫ
Ｅによる時間ダイバーシチ効果による受信品質の特性改
善を実現することができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】図面を用いて、本発明の実施の形
態を説明する。
態を説明する。
【００２４】図１は、本発明の原理構成を示すブロック
図である。この図において、図６と同様の構成は、同じ
符号を付している。
図である。この図において、図６と同様の構成は、同じ
符号を付している。
【００２５】さて、直交検波およびＡ／Ｄ変換されたベ
ースバンドの拡散変調信号は、タップ数ｐｇのマッチト
フィルタ１５０に入力される。マッチトフィルタ１５０
は拡散符号レプリカ生成部１５１の出力を用いて拡散変
調信号を逆拡散する。ｓをチップ当りのオーバサンプリ
ング数とすると、マッチトフィルタ１５０からＬ（＝ｐ
ｇ×ｓ）個のタイミングにおける逆拡散信号が出力され
る。Ｌ個のタイミングにおけるそれぞれの逆拡散された
信号は復調部１５２で復調される。
ースバンドの拡散変調信号は、タップ数ｐｇのマッチト
フィルタ１５０に入力される。マッチトフィルタ１５０
は拡散符号レプリカ生成部１５１の出力を用いて拡散変
調信号を逆拡散する。ｓをチップ当りのオーバサンプリ
ング数とすると、マッチトフィルタ１５０からＬ（＝ｐ
ｇ×ｓ）個のタイミングにおける逆拡散信号が出力され
る。Ｌ個のタイミングにおけるそれぞれの逆拡散された
信号は復調部１５２で復調される。
【００２６】また、平均受信電力測定部１５３において
Ｌ個のタイミングにおけるそれぞれの平均受信電力が測
定される。最小電力検出部２０１および最大電力検出部
２０３では、Ｌ個のタイミングにおける最小信号電力お
よび最大信号電力が検出される。しきい値制御部Ａ２０
２では検出された最小信号電力を用いてしきい値Ａを求
める。また、しきい値制御部Ｂ２０４では検出された最
大信号電力を用いてしきい値Ｂを求める。しきい値Ａは
雑音や干渉成分のみの信号を合成することを防ぐために
設定し、しきい値Ｂは十分な信号電力をもつ信号を合成
するために設定する。このように２つのしきい値を決定
しているのは、十分な信号電力をもつ全てのマルチパス
を合成し、かつ、熱雑音成分および他ユーザの受信信号
の相互相関を合成しないようにして特性を向上させるた
めである。これらのしきい値は、例えば、最小電力検出
部２０１で検出した最小信号電力と最大電力検出部２０
３で検出した最大信号電力に、それぞれしきい値ゲイン
を乗算することで求めることができる。パス選択タイミ
ング検出部２０５では、Ｌ個のタイミングにおける平均
信号電力測定部出力をしきい値Ａおよびしきい値Ｂと比
較し、平均信号電力がしきい値Ａ以上、かつ、しきい値
Ｂ以上のタイミングの中から、信号電力が大きなマルチ
パスのタイミングを検出していく。このとき、既に選択
されたマルチパスのタイミングに対して±ｋ（ｋは自然
数）個のタイミングにおける信号は除外して、次のマル
チパスのタイミングを順次検出する。検出されたマルチ
パスのタイミングにおける復調部１５２の出力がＲＡＫ
Ｅ合成パス選択部１５５で選択され、選択された信号が
ＲＡＫＥ合成部１１９で合成される。
Ｌ個のタイミングにおけるそれぞれの平均受信電力が測
定される。最小電力検出部２０１および最大電力検出部
２０３では、Ｌ個のタイミングにおける最小信号電力お
よび最大信号電力が検出される。しきい値制御部Ａ２０
２では検出された最小信号電力を用いてしきい値Ａを求
める。また、しきい値制御部Ｂ２０４では検出された最
大信号電力を用いてしきい値Ｂを求める。しきい値Ａは
雑音や干渉成分のみの信号を合成することを防ぐために
設定し、しきい値Ｂは十分な信号電力をもつ信号を合成
するために設定する。このように２つのしきい値を決定
しているのは、十分な信号電力をもつ全てのマルチパス
を合成し、かつ、熱雑音成分および他ユーザの受信信号
の相互相関を合成しないようにして特性を向上させるた
めである。これらのしきい値は、例えば、最小電力検出
部２０１で検出した最小信号電力と最大電力検出部２０
３で検出した最大信号電力に、それぞれしきい値ゲイン
を乗算することで求めることができる。パス選択タイミ
ング検出部２０５では、Ｌ個のタイミングにおける平均
信号電力測定部出力をしきい値Ａおよびしきい値Ｂと比
較し、平均信号電力がしきい値Ａ以上、かつ、しきい値
Ｂ以上のタイミングの中から、信号電力が大きなマルチ
パスのタイミングを検出していく。このとき、既に選択
されたマルチパスのタイミングに対して±ｋ（ｋは自然
数）個のタイミングにおける信号は除外して、次のマル
チパスのタイミングを順次検出する。検出されたマルチ
パスのタイミングにおける復調部１５２の出力がＲＡＫ
Ｅ合成パス選択部１５５で選択され、選択された信号が
ＲＡＫＥ合成部１１９で合成される。
【００２７】図１に示した本発明におけるしきい値決定
およびＲＡＫＥ合成パス選択の動作を説明する。まず、
およびＲＡＫＥ合成パス選択の動作を説明する。まず、
【００２８】
【外１】
【００２９】に対してしきい値Ａおよびしきい値Ｂを次
式のように決定する。
式のように決定する。
【００３０】
【数１】
【００３１】ここで、ＧA （ＧA ≧１）、ＧB （０＜Ｇ
B ≦１）はそれぞれしきい値決定ゲインである。次に
B ≦１）はそれぞれしきい値決定ゲインである。次に
【００３２】
【外２】
【００３３】を満たすＰ個のタイミングがマルチパスの
候補として検出される。
候補として検出される。
【００３４】これらのタイミングの信号の中からＲＡＫ
Ｅ合成するマルチパスを選択する。まず、受信信号電力
の最も大きなタイミングの信号を１番目のマルチパスし
て選択する。そして残りの候補から順次受信電力の大き
なマルチパスを選択していく。このとき、既に選択され
たマルチパスのタイミングに対して±ｋ個のタイミング
を除外して、次に大きな受信電力のマルチパスを選択す
る。例えば、ｑ番目に選択されたマルチパスのタイミン
グをｕq とすると、（ｕq −ｋ）≦ｌ≦（ｕq＋ｋ）の
タイミングに含まれる候補は次のマルチパス選択の対象
から除外する。このように選択されたマルチパスの前後
のタイミングの信号を除外するのは、オーバサンプリン
グにより同じマルチパスが選択されることを防ぐためで
ある。ｋは、例えばオーバサンプリング数をｓとして、
ｋ＝ｓ／２のように設定する。このようにしてマルチパ
スの選択を繰り返し、全てのマルチパスを選択しＲＡＫ
Ｅ合成を行う。
Ｅ合成するマルチパスを選択する。まず、受信信号電力
の最も大きなタイミングの信号を１番目のマルチパスし
て選択する。そして残りの候補から順次受信電力の大き
なマルチパスを選択していく。このとき、既に選択され
たマルチパスのタイミングに対して±ｋ個のタイミング
を除外して、次に大きな受信電力のマルチパスを選択す
る。例えば、ｑ番目に選択されたマルチパスのタイミン
グをｕq とすると、（ｕq −ｋ）≦ｌ≦（ｕq＋ｋ）の
タイミングに含まれる候補は次のマルチパス選択の対象
から除外する。このように選択されたマルチパスの前後
のタイミングの信号を除外するのは、オーバサンプリン
グにより同じマルチパスが選択されることを防ぐためで
ある。ｋは、例えばオーバサンプリング数をｓとして、
ｋ＝ｓ／２のように設定する。このようにしてマルチパ
スの選択を繰り返し、全てのマルチパスを選択しＲＡＫ
Ｅ合成を行う。
【００３５】図２にマルチパスのタイミング検出の例を
示す。図のようにしきい値を満たす受信電力をもつマル
チパスの候補のタイミングが連続している場合のタイミ
ング検出について説明する。このときオーバサンプリン
グ数ｓ＝４、既に選択されたマルチパスに対して候補を
除外するためのタイミングの数ｋ＝ｓ／２＝２とする。
図２中のｐ点におけるタイミングの信号がマルチパスと
して選択されたとする。このとき、次に受信電力が大き
なタイミングはｐ＋１である。しかし、ｐ点に対して±
ｓの範囲にあるｐ−２，ｐ−１，ｐ＋１，ｐ＋２の４点
は次に選択するマルチパスの候補から除外され、ｐ＋４
点における信号が次のマルチパスとして選択される。す
ると、ｐ＋４点に対して±ｓの範囲にある４点のうちｐ
＋３，ｐ＋５，ｐ＋６の３点が新たに候補から除外され
る。このようにして、選択されたマルチパスの前後のタ
イミングにおける信号を選択しないようにする。
示す。図のようにしきい値を満たす受信電力をもつマル
チパスの候補のタイミングが連続している場合のタイミ
ング検出について説明する。このときオーバサンプリン
グ数ｓ＝４、既に選択されたマルチパスに対して候補を
除外するためのタイミングの数ｋ＝ｓ／２＝２とする。
図２中のｐ点におけるタイミングの信号がマルチパスと
して選択されたとする。このとき、次に受信電力が大き
なタイミングはｐ＋１である。しかし、ｐ点に対して±
ｓの範囲にあるｐ−２，ｐ−１，ｐ＋１，ｐ＋２の４点
は次に選択するマルチパスの候補から除外され、ｐ＋４
点における信号が次のマルチパスとして選択される。す
ると、ｐ＋４点に対して±ｓの範囲にある４点のうちｐ
＋３，ｐ＋５，ｐ＋６の３点が新たに候補から除外され
る。このようにして、選択されたマルチパスの前後のタ
イミングにおける信号を選択しないようにする。
【００３６】図３に、本発明の受信機で受信する受信信
号のフレーム構成の例を示す。Ｎp個のパイロットシン
ボルをＮs 個の情報シンボルごとに挿入するフレーム構
成である。Ｎp 個のパイロットシンボルとＮs 個の情報
シンボルとで１つのスロットを構成するものとする。
号のフレーム構成の例を示す。Ｎp個のパイロットシン
ボルをＮs 個の情報シンボルごとに挿入するフレーム構
成である。Ｎp 個のパイロットシンボルとＮs 個の情報
シンボルとで１つのスロットを構成するものとする。
【００３７】図４に本発明の受信機構成の実施例を示
す。図４において、図１および図６と同様の構成は、同
じ符号を付与している。
す。図４において、図１および図６と同様の構成は、同
じ符号を付与している。
【００３８】受信した拡散変調信号は低雑音増幅器１０
３で増幅された後、発振器１０５および周波数混合器１
０４によりＩＦ周波数に周波数変換される。そしてＡＧ
Ｃ増幅器１０７および包絡線検波器１０８によって、フ
ェージングに起因する振幅変動を補償され、直交検波さ
れる。直交検波器１０９の出力ベースバンド信号はＡ／
Ｄ変換器１１２および１１３でディジタル信号に変換さ
れる。ディジタル値に変換された信号はタップ数ｐｇマ
ッチトフィルタ１５０により逆拡散される。ｓをチップ
当りのオーバサンプリング数とするとＬ（＝ｐｇ×ｓ）
個のタイミングにおける逆拡散信号が出力される。Ｌ個
のタイミングにおけるそれぞれの逆拡散された信号は復
調部１５２で復調される。
３で増幅された後、発振器１０５および周波数混合器１
０４によりＩＦ周波数に周波数変換される。そしてＡＧ
Ｃ増幅器１０７および包絡線検波器１０８によって、フ
ェージングに起因する振幅変動を補償され、直交検波さ
れる。直交検波器１０９の出力ベースバンド信号はＡ／
Ｄ変換器１１２および１１３でディジタル信号に変換さ
れる。ディジタル値に変換された信号はタップ数ｐｇマ
ッチトフィルタ１５０により逆拡散される。ｓをチップ
当りのオーバサンプリング数とするとＬ（＝ｐｇ×ｓ）
個のタイミングにおける逆拡散信号が出力される。Ｌ個
のタイミングにおけるそれぞれの逆拡散された信号は復
調部１５２で復調される。
【００３９】本実施例では、例えば、図３のフレーム構
成におけるパイロットシンボルを用いて絶対同期検波復
調を行う方式を用いている。フェージングによるチャネ
ル変動の推定および補償をチャネル推定補償部において
次のように行う。ｌ（１≦ｌ≦Ｌ）番目のタイミングに
おけるｎ番目のスロットのマッチトフィルタ出力信号を
平均化して、ｌ番目のタイミングにおける
成におけるパイロットシンボルを用いて絶対同期検波復
調を行う方式を用いている。フェージングによるチャネ
ル変動の推定および補償をチャネル推定補償部において
次のように行う。ｌ（１≦ｌ≦Ｌ）番目のタイミングに
おけるｎ番目のスロットのマッチトフィルタ出力信号を
平均化して、ｌ番目のタイミングにおける
【００４０】
【外３】
【００４１】を次のように求める。
【００４２】
【数２】
【００４３】ここで
【００４４】
【外４】
【００４５】を次式のように求める。
【００４６】
【数３】
【００４７】２スロットのパイトットシンボルにおける
【００４８】
【外５】
【００４９】を次式のように推定する。
【００５０】
【数４】
【００５１】この推定された
【００５２】
【外６】
【００５３】を補償する。
【００５４】
【数５】
【００５５】ここで* は複素共役を示す。また、平均信
号電力測定部１５３で全てのタイミングにおける受信信
号電力が測定され遅延プロファイルが生成される。各平
均信号電力測定部１５３における平均信号電力測定は例
えば次のように行う。ｎ番目のスロットにおけるｌ番目
のタイミングのマッチトフィルタ出力信号を平均化し
て、
号電力測定部１５３で全てのタイミングにおける受信信
号電力が測定され遅延プロファイルが生成される。各平
均信号電力測定部１５３における平均信号電力測定は例
えば次のように行う。ｎ番目のスロットにおけるｌ番目
のタイミングのマッチトフィルタ出力信号を平均化し
て、
【００５６】
【外７】
【００５７】を求めると次式のように表される。
【００５８】
【数６】
【００５９】ここで
【００６０】
【外８】
【００６１】で
【００６２】
【数７】
【００６３】である。さらに、フェージングによる変動
を平均化するために直前の複数スロットにわたり瞬時受
信電力を電力平均して、
を平均化するために直前の複数スロットにわたり瞬時受
信電力を電力平均して、
【００６４】
【外９】
【００６５】例えば、次のような２つの方法で求められ
る。
る。
【００６６】（１）複数スロットの瞬時受信電力を加算
平均する方法
平均する方法
【００６７】
【数８】
【００６８】ここでＲは加算平均するスロット数であ
る。
る。
【００６９】（２）複数スロットの瞬時受信電力を逐次
平均する方法
平均する方法
【００７０】
【数９】
【００７１】ここでαは忘却係数である。このときＲ＝
１／（１−α）となる。
１／（１−α）となる。
【００７２】以上のように求めたＬ個のタイミングの平
均受信電力の中から最小信号電力およおび最大信号電力
を、それぞれ、最小電力検出部２０１および最大電力検
出部２０３で検出する。しきい値制御部Ａ２０２では検
出された最小信号電力を用いてしきい値Ａを求める。ま
た、しきい値制御部Ｂ２０４では検出された最大信号電
力を用いてしきい値Ｂを求める。パス選択タイミング検
出部２０５では、まず、Ｌ個のタイミングにおける平均
信号電力測定部１５３の出力をしきい値Ａおよびしきい
値Ｂと比較し、平均信号電力がしきい値Ａ以上かつしき
い値Ｂ以上のタイミングを検出する。そして、信号電力
が大きなタイミングからマルチパスのタイミングを検出
していく。このとき、既に選択されたマルチパスのタイ
ミングに対して±ｋ（ｋは自然数）個のタイミングにお
ける信号は除外して、次のマルチパスのタイミングを順
次検出する。検出されたマルチパスのタイミングにおけ
る復調部１５２の出力がＲＡＫＥ合成パス選択部１５５
で選択され、選択された信号がＲＡＫＥ合成部１１９で
合成される。ＲＡＫＥ合成された信号はデインターリー
ブ回路１２０により誤りをランダム化され、ビタビ復号
器１２１により復号される。そして、データ判定器１２
２により、受信データとなる。
均受信電力の中から最小信号電力およおび最大信号電力
を、それぞれ、最小電力検出部２０１および最大電力検
出部２０３で検出する。しきい値制御部Ａ２０２では検
出された最小信号電力を用いてしきい値Ａを求める。ま
た、しきい値制御部Ｂ２０４では検出された最大信号電
力を用いてしきい値Ｂを求める。パス選択タイミング検
出部２０５では、まず、Ｌ個のタイミングにおける平均
信号電力測定部１５３の出力をしきい値Ａおよびしきい
値Ｂと比較し、平均信号電力がしきい値Ａ以上かつしき
い値Ｂ以上のタイミングを検出する。そして、信号電力
が大きなタイミングからマルチパスのタイミングを検出
していく。このとき、既に選択されたマルチパスのタイ
ミングに対して±ｋ（ｋは自然数）個のタイミングにお
ける信号は除外して、次のマルチパスのタイミングを順
次検出する。検出されたマルチパスのタイミングにおけ
る復調部１５２の出力がＲＡＫＥ合成パス選択部１５５
で選択され、選択された信号がＲＡＫＥ合成部１１９で
合成される。ＲＡＫＥ合成された信号はデインターリー
ブ回路１２０により誤りをランダム化され、ビタビ復号
器１２１により復号される。そして、データ判定器１２
２により、受信データとなる。
【００７３】
【発明の効果】以上、本発明のＲＡＫＥ受信機では、マ
ッチトフィルタを用いて逆拡散された全てのタイミング
における信号の平均受信電力を測定し、その最小値およ
び最大値から２つのしきい値を決定する。そして、受信
信号電力が２つのしきい値以上の逆拡散信号からマルチ
パスを選択してＲＡＫＥ合成する。この構成を用いるこ
とにより、雑音や干渉成分のみの信号を除外し、かつ、
受信電力が十分な大きさをもつ全てのマルチパス信号を
ＲＡＫＥ合成できる。そのため、遅延プロファイルの変
動によりマルチパス数が変化した場合でも、有効なパス
のみを合成することができる。この構成は、特にチップ
レートが高速な、すなわち広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡに対し
てＲＡＫＥによる時間ダイバーシチ効果による受信品質
の特性改善を実現することができる。
ッチトフィルタを用いて逆拡散された全てのタイミング
における信号の平均受信電力を測定し、その最小値およ
び最大値から２つのしきい値を決定する。そして、受信
信号電力が２つのしきい値以上の逆拡散信号からマルチ
パスを選択してＲＡＫＥ合成する。この構成を用いるこ
とにより、雑音や干渉成分のみの信号を除外し、かつ、
受信電力が十分な大きさをもつ全てのマルチパス信号を
ＲＡＫＥ合成できる。そのため、遅延プロファイルの変
動によりマルチパス数が変化した場合でも、有効なパス
のみを合成することができる。この構成は、特にチップ
レートが高速な、すなわち広帯域ＤＳ−ＣＤＭＡに対し
てＲＡＫＥによる時間ダイバーシチ効果による受信品質
の特性改善を実現することができる。
【図１】本発明の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明におけるパス選択タイミング検出の説明
図である。
図である。
【図３】受信信号のフレーム構成の例を示す図である。
【図４】本発明の受信機の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図５】従来のスライディング相関器を用いたＤＳ−Ｃ
ＤＭＡ受信機の構成を示すブロック図である。
ＤＭＡ受信機の構成を示すブロック図である。
【図６】従来のマッチトフィルタを用いたＤＳ−ＣＤＭ
Ａ受信機の構成を示すブロック図である。
Ａ受信機の構成を示すブロック図である。
１０１ アンテナ
１０２ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１０３ 低雑音増幅器
１０４ 周波数混合器
１０５ 発振器
１０６ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
１０７ 自動利得制御増幅装置（ＡＧＣ増幅器）
１０８ 包絡線検波器
１０９ 直交検波器
１１０，１１１ ローパスフィルタ
１１２，１１３ Ａ／Ｄ変換器
１１４ ＲＡＫＥ合成パスフィンガ
１１５ スライディング相関器
１１６ 平均信号測定部
１１７ パス選択タイミング検出部
１１８ 拡散符号生成部
１１９ ＲＡＫＥ合成器
１２０ デインターリーバ
１２１ ビタビ復号器
１２２ データ判定器
１３１ スライディング相関器
１３２ チャネル推定器
１３３ 乗算器
１５０ マッチトフィルタ
１５１ 拡散符号レプリカ生成部
１５２ 復調部
１５３ 平均信号電力測定部
１５５ ＲＡＫＥ合成パス選択部
２０１ 最小電力検出部
２０２ しきい値制御部Ａ
２０３ 最大電力検出部
２０４ しきい値制御部Ｂ
２０５ パス選択タイミング検出部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平７−231278（ＪＰ，Ａ)
福元暁（外２名），ＤＳ−ＣＤＭＡに
おける２段階しきい値選択型マッチトフ
ィルタＲＡＫＥ受信の特性，電子情報通
信学会ソサイエティ大会公演論文集,
1997年 ８月13日，１，ｐｐ．275，Ｂ
−５−22
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 13/00 - 13/06
H04B 1/69 - 1/713
Claims (4)
- 【請求項１】 直接拡散ＣＤＭＡ伝送方式におけるＲＡ
ＫＥ受信機において、 １シンボル内のチップ数の整数倍のタイミングでパスの
逆拡散された信号を出力するマッチトフィルタと、 前記マッチトフィルタからの各タイミングにおける逆拡
散された信号を復調する復調部と、 前記マッチトフィルタからの各タイミングにおける逆拡
散された信号についてそれぞれの平均信号電力を測定す
る平均信号電力測定部と、 前記平均信号電力測定部の出力から、雑音や干渉成分の
合成を防ぐためのしきい値Ａおよび十分な信号電力を有
する信号を選択するためのしきい値Ｂを決定するしきい
値演算部と、 前記平均信号電力測定部からの平均電力から、前記しき
い値制御部からのしきい値Ａかつしきい値Ｂより大きい
平均電力を有する信号を検出し、合成するマルチパスの
タイミングを決定するパス選択タイミング検出部と、 前記パス選択タイミング検出部の出力により、前記復調
部から復調された信号からＲＡＫＥ合成する信号を選択
するＲＡＫＥ合成パス選択部と前記ＲＡＫＥ合成パス選
択部で選択された復調された信号をＲＡＫＥ合成するＲ
ＡＫＥ合成器とを備えることを特徴とするＲＡＫＥ受信
機。 - 【請求項２】 請求項１記載のＲＡＫＥ受信機におい
て、前記しきい値演算部は、 前記平均信号電力測定部からの全タイミングにおける平
均電力から最小電力値を検出する最小電力検出部と、 前記平均信号電力測定部からの全タイミングにおける平
均電力から最大電力値を検出する最大電力検出部と、 前記最小電力検出検出部からの最小電力値と、前記最大
電力検出部からの最大電力値とから、それぞれ前記２つ
のしきい値Ａ，Ｂを求めるしきい値制御部とを備えるこ
とを特徴とするＲＡＫＥ受信機。 - 【請求項３】 請求項２記載のＲＡＫＥ受信機におい
て、 前記しきい値制御部は、最小電力値に定数ＧA （ＧA ≧
１）を乗算し、最大電力値に定数ＧB （０＜ＧB ≦１）
を乗算して２つのしきい値を求めることを特徴とするＲ
ＡＫＥ受信機。 - 【請求項４】 請求項１ないし３いずれか記載のＲＡＫ
Ｅ受信機において、 前記マッチトフィルタは、オーバーサンプリング（チッ
プあたりのオーバーサンプリング数ｓ）をしており、 前記パス選択タイミング検出部は、全てのタイミングか
ら受信信号電力の大きい順にマルチパスのタイミングを
検出する際に、既に検出したパスのタイミングに対して
±ｋ（ｋは自然数）個のタイミングにおける信号を除外
して次のマルチパスのタイミングを順次検出することを
特徴とするＲＡＫＥ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14416797A JP3462364B2 (ja) | 1997-06-02 | 1997-06-02 | 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式におけるｒａｋｅ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14416797A JP3462364B2 (ja) | 1997-06-02 | 1997-06-02 | 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式におけるｒａｋｅ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10336072A JPH10336072A (ja) | 1998-12-18 |
| JP3462364B2 true JP3462364B2 (ja) | 2003-11-05 |
Family
ID=15355767
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14416797A Expired - Fee Related JP3462364B2 (ja) | 1997-06-02 | 1997-06-02 | 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式におけるｒａｋｅ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3462364B2 (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3159378B2 (ja) * | 1997-08-13 | 2001-04-23 | 日本電気株式会社 | スペクトル拡散通信方式 |
| JP3305639B2 (ja) | 1997-12-24 | 2002-07-24 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式におけるｒａｋｅ受信機 |
| JP3097664B2 (ja) | 1998-06-09 | 2000-10-10 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ通信のベ−スバンド処理回路 |
| JP3292161B2 (ja) | 1998-12-24 | 2002-06-17 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ方式における受信装置 |
| JP3322243B2 (ja) | 1999-06-30 | 2002-09-09 | 日本電気株式会社 | 直接拡散ｃｄｍａ受信機 |
| JP3358603B2 (ja) | 1999-11-04 | 2002-12-24 | 日本電気株式会社 | パスタイミング検出回路及びその検出方法 |
| JP3943305B2 (ja) | 2000-01-19 | 2007-07-11 | 三菱電機株式会社 | スペクトル拡散受信装置、およびスペクトル拡散受信方法 |
| JP3468189B2 (ja) | 2000-02-02 | 2003-11-17 | 日本電気株式会社 | パターン生成回路及びそれを用いたマルチパス検出回路並びにそのマルチパス検出方法 |
| JP3566895B2 (ja) * | 2000-02-15 | 2004-09-15 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 先頭波位置検出装置、受信装置、先頭位置検出装置、先頭波位置検出方法および先頭位置検出方法 |
| JP2001292092A (ja) * | 2000-04-10 | 2001-10-19 | Sony Corp | 無線信号受信装置及び方法 |
| JP4368514B2 (ja) * | 2000-10-30 | 2009-11-18 | 三菱電機株式会社 | セルサーチ制御装置およびセルサーチ制御方法 |
| JP3510589B2 (ja) | 2000-12-15 | 2004-03-29 | Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 | セルサーチ方法およびセルサーチ装置 |
| JP3346415B2 (ja) * | 2001-02-14 | 2002-11-18 | 日本電気株式会社 | 移動体通信システムと基地局ならびに通信制御方法 |
| JP3714406B2 (ja) * | 2001-04-27 | 2005-11-09 | 日本電気株式会社 | Ｗ−ｃｄｍａ方式を用いた送信電力制御回路 |
| JP3580273B2 (ja) | 2001-07-24 | 2004-10-20 | 日本電気株式会社 | Ｓｉｒ測定システムと装置及び方法 |
| JP3753637B2 (ja) | 2001-08-30 | 2006-03-08 | Ｎｅｃマイクロシステム株式会社 | Ｃｄｍａ受信装置におけるパス検出方法及びその装置並びに制御プログラムを記録した記録媒体 |
| JP3879595B2 (ja) | 2002-06-19 | 2007-02-14 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ復調回路及びそれに用いるｃｄｍａ移動体通信復調方法 |
| US7573934B2 (en) | 2002-09-13 | 2009-08-11 | Fujitsu Limited | Spread spectrum rake receiver |
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| JP2009089321A (ja) | 2007-10-03 | 2009-04-23 | Nec Corp | Ｃｄｍａ受信装置 |
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1997
- 1997-06-02 JP JP14416797A patent/JP3462364B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|
| 福元暁（外２名），ＤＳ−ＣＤＭＡにおける２段階しきい値選択型マッチトフィルタＲＡＫＥ受信の特性，電子情報通信学会ソサイエティ大会公演論文集，１９９７年 ８月１３日，１，ｐｐ．２７５，Ｂ−５−２２ |
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|---|---|
| JPH10336072A (ja) | 1998-12-18 |
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