JP3322243B2 - 直接拡散cdma受信機 - Google Patents
直接拡散cdma受信機Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7113—Determination of path profile
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- H04B1/7093—Matched filter type
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- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は直接拡散CDMA受
信機に関し、特に受信信号に含まれる拡散コードを用い
て逆拡散復調を行うCDMA(Code Divisi
on Multiple Access)方式の受信機
に関する。
信機に関し、特に受信信号に含まれる拡散コードを用い
て逆拡散復調を行うCDMA(Code Divisi
on Multiple Access)方式の受信機
に関する。
【0002】
【従来の技術】CDMA方式は情報データを拡散率(=
チップ数/シンボル)pgの拡散コードで広帯域の信号
に拡散して伝送する方式であり、受信側では受信信号に
含まれる拡散コードの先頭位置を検出し、この先頭位置
に同期した拡散コードを用いて逆拡散復調を行う必要が
ある。
チップ数/シンボル)pgの拡散コードで広帯域の信号
に拡散して伝送する方式であり、受信側では受信信号に
含まれる拡散コードの先頭位置を検出し、この先頭位置
に同期した拡散コードを用いて逆拡散復調を行う必要が
ある。
【0003】受信側で同期をとるにはデータに定期的に
挿入されたパイロットシンボルやプリアンブル等のデー
タ列が既知である部分を使用して拡散コードとの相関値
を求め、この相関値が大きくなるタイミングを検出して
いる。
挿入されたパイロットシンボルやプリアンブル等のデー
タ列が既知である部分を使用して拡散コードとの相関値
を求め、この相関値が大きくなるタイミングを検出して
いる。
【0004】図6は受信機の構成を表す図であり、この
図6において、受信機では図示せぬアンテナで受信した
信号をベースバンド信号に変換したものを入力とし、A
/D(アナログ/ディジタル)変換部41でチップレー
トの2倍でサンプリングする。マッチドフィルタ42に
よってサンプリングした受信データと拡散コードとの相
関を求める。
図6において、受信機では図示せぬアンテナで受信した
信号をベースバンド信号に変換したものを入力とし、A
/D(アナログ/ディジタル)変換部41でチップレー
トの2倍でサンプリングする。マッチドフィルタ42に
よってサンプリングした受信データと拡散コードとの相
関を求める。
【0005】遅延プロファイル作成部43で相関値から
受信データのサンプリング間隔で遅延プロファイルを求
め、タイミング検出部44でこの遅延ファイルの大きい
ものから順に所定箇所を選択し、それぞれのタイミング
にしたがったタイミング信号を抽出する。そして、逆拡
散処理部45〜47でこのタイミング信号に同期した拡
散コードを使用して受信データを逆拡散し、合成部48
でRAKE・ダイバシティ合成することによってデータ
が得られる。
受信データのサンプリング間隔で遅延プロファイルを求
め、タイミング検出部44でこの遅延ファイルの大きい
ものから順に所定箇所を選択し、それぞれのタイミング
にしたがったタイミング信号を抽出する。そして、逆拡
散処理部45〜47でこのタイミング信号に同期した拡
散コードを使用して受信データを逆拡散し、合成部48
でRAKE・ダイバシティ合成することによってデータ
が得られる。
【0006】図7(b)はマッチドフィルタ42を説明
するための図であり、この図7(b)において、マッチ
ドフィルタ42は受信信号を入力してシフトする受信信
号シフトレジスタ51と、この受信信号シフトレジスタ
と同一のビット長の拡散コード系列を設定する拡散コー
ドレジスタ52と、受信信号シフトレジスタ51と拡散
コードレジスタ52との値を乗算する乗算器53と、乗
算器53の出力信号を加算する加算部54とを含む構成
を有している。
するための図であり、この図7(b)において、マッチ
ドフィルタ42は受信信号を入力してシフトする受信信
号シフトレジスタ51と、この受信信号シフトレジスタ
と同一のビット長の拡散コード系列を設定する拡散コー
ドレジスタ52と、受信信号シフトレジスタ51と拡散
コードレジスタ52との値を乗算する乗算器53と、乗
算器53の出力信号を加算する加算部54とを含む構成
を有している。
【0007】また、受信信号は、図7(a)に示すよう
に、送信データ列が周知である部分(パイロット部)と
そうではないデータ部とからなる構成であり、例えば拡
散コードのチップ周期の2倍でサンプリングされ、A/
D変換によって−1.0〜+1.0間のディジタル値と
なる。この場合、受信信号シフトレジスタ51は受信信
号のサンプリング周期にしたがって1/2チップ周期毎
に受信信号をシフトすることになる。
に、送信データ列が周知である部分(パイロット部)と
そうではないデータ部とからなる構成であり、例えば拡
散コードのチップ周期の2倍でサンプリングされ、A/
D変換によって−1.0〜+1.0間のディジタル値と
なる。この場合、受信信号シフトレジスタ51は受信信
号のサンプリング周期にしたがって1/2チップ周期毎
に受信信号をシフトすることになる。
【0008】この受信信号シフトレジスタ51の各段の
出力信号と、拡散コードレジスタ52に設定された拡散
コード系列の各ビットとを1シフト毎に乗算器53で乗
算し、その乗算結果を加算部54において加算して相関
値とするものである。この相関値の大きさを時間軸上に
配列すると、図8に示すように、例えば、τ0,τ1,
τ2において相関値が大きくなる遅延プロファイルが得
られる。
出力信号と、拡散コードレジスタ52に設定された拡散
コード系列の各ビットとを1シフト毎に乗算器53で乗
算し、その乗算結果を加算部54において加算して相関
値とするものである。この相関値の大きさを時間軸上に
配列すると、図8に示すように、例えば、τ0,τ1,
τ2において相関値が大きくなる遅延プロファイルが得
られる。
【0009】遅延プロファイルはフェージングや移動端
末の移動等にしたがって変化するものである。この遅延
プロファイルは複数の極大値を有し、タイミング検出部
44はその極大値となるタイミングを抽出するものであ
る。尚、遅延プロファイルが図7に示すように表される
場合には遅延プロファイルが大きい順に選択し、それぞ
れのタイミングを抽出し、逆拡散処理部45〜47にそ
れぞれ異なるタイミング信号を加えることになる。
末の移動等にしたがって変化するものである。この遅延
プロファイルは複数の極大値を有し、タイミング検出部
44はその極大値となるタイミングを抽出するものであ
る。尚、遅延プロファイルが図7に示すように表される
場合には遅延プロファイルが大きい順に選択し、それぞ
れのタイミングを抽出し、逆拡散処理部45〜47にそ
れぞれ異なるタイミング信号を加えることになる。
【0010】上記のCDMA方式の受信機については、
特開平10−178386号公報や特開平10−336
072号公報等に開示されている。
特開平10−178386号公報や特開平10−336
072号公報等に開示されている。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のCDM
A方式の受信機では、拡散コードの同期を確実にかつ正
確にとる必要があり、1/4チップ程度の同期ずれでも
受信特性が大幅に悪化することが知られている。特に、
高速データ伝送等の拡散率が低い場合に顕著である。
A方式の受信機では、拡散コードの同期を確実にかつ正
確にとる必要があり、1/4チップ程度の同期ずれでも
受信特性が大幅に悪化することが知られている。特に、
高速データ伝送等の拡散率が低い場合に顕著である。
【0012】そこで、本発明の目的は上記の問題点を解
消し、受信データのA/D変換のサンプリングレートを
上げることなく、正確に逆拡散タイミングの同期を求め
ることができ、受信特性の向上を図ることができる直接
拡散CDMA受信機を提供することにある。
消し、受信データのA/D変換のサンプリングレートを
上げることなく、正確に逆拡散タイミングの同期を求め
ることができ、受信特性の向上を図ることができる直接
拡散CDMA受信機を提供することにある。
【0013】
【課題を解決するための手段】本発明による直接拡散C
DMA受信機は、アンテナで受信した信号をベースバン
ド信号に変換したものを入力としかつその信号をチップ
レートの2倍でサンプリングするアナログ/ディジタル
変換手段と、前記アナログ/ディジタル変換手段でサン
プリングされた受信データを時間的にずらしながら拡散
コードとの相関値を求めるマッチドフィルタと、前記マ
ッチドフィルタで求められた相関値を補間しかつその補
間した相関値から遅延プロファイルを求める遅延プロフ
ァイル作成手段とを備え、前記遅延プロファイル作成手
段で求めた遅延プロファイルを基に前記受信データの逆
拡散を行うようにし、前記遅延プロファイル作成手段で
求めた遅延プロファイルを大きい順に選択してそれぞれ
のタイミングを抽出するタイミング検出手段と、前記タ
イミング検出手段で検出されたタイミング信号に同期す
るように拡散コードを補間しかつその補間した値を使用
して受信データを逆拡散する逆拡散処理手段と、前記逆
拡散処理手段で逆拡散した信号をRAKE・ダイバシテ
ィ合成したデータを得る合成手段とを具備し、 前記逆拡
散処理手段は、前記タイミング検出手段で検出されたタ
イミング信号を基に受信データをリサンプルしかつリサ
ンプルした受信データに同期した拡散コードを使用して
前記受信データを逆拡散するよう構成している。
DMA受信機は、アンテナで受信した信号をベースバン
ド信号に変換したものを入力としかつその信号をチップ
レートの2倍でサンプリングするアナログ/ディジタル
変換手段と、前記アナログ/ディジタル変換手段でサン
プリングされた受信データを時間的にずらしながら拡散
コードとの相関値を求めるマッチドフィルタと、前記マ
ッチドフィルタで求められた相関値を補間しかつその補
間した相関値から遅延プロファイルを求める遅延プロフ
ァイル作成手段とを備え、前記遅延プロファイル作成手
段で求めた遅延プロファイルを基に前記受信データの逆
拡散を行うようにし、前記遅延プロファイル作成手段で
求めた遅延プロファイルを大きい順に選択してそれぞれ
のタイミングを抽出するタイミング検出手段と、前記タ
イミング検出手段で検出されたタイミング信号に同期す
るように拡散コードを補間しかつその補間した値を使用
して受信データを逆拡散する逆拡散処理手段と、前記逆
拡散処理手段で逆拡散した信号をRAKE・ダイバシテ
ィ合成したデータを得る合成手段とを具備し、 前記逆拡
散処理手段は、前記タイミング検出手段で検出されたタ
イミング信号を基に受信データをリサンプルしかつリサ
ンプルした受信データに同期した拡散コードを使用して
前記受信データを逆拡散するよう構成している。
【0014】すなわち、受信側で同期をとる際には1/
−1の拡散コードを用いて受信データとの相関値を求
め、サンプリング周期で遅延プロファイルを求め、その
遅延プロファイルが極大となるタイミングを得ることに
より実現している。このため、受信データのサンプリン
グ間隔で同期精度が決まっている。
−1の拡散コードを用いて受信データとの相関値を求
め、サンプリング周期で遅延プロファイルを求め、その
遅延プロファイルが極大となるタイミングを得ることに
より実現している。このため、受信データのサンプリン
グ間隔で同期精度が決まっている。
【0015】しかしながら、本発明の直接拡散CDMA
受信機は、アンテナで受信した信号をベースバンド信号
に変換したものを入力とし、A/D変換器でチップレー
トの2倍でサンプリングする。
受信機は、アンテナで受信した信号をベースバンド信号
に変換したものを入力とし、A/D変換器でチップレー
トの2倍でサンプリングする。
【0016】その後、直接拡散CDMA受信機ではマッ
チドフィルタによって1/−1の拡散コードを用いて受
信データとの相関値を求め、補間機能付遅延プロファイ
ル作成部でこの相関値をフィルタ等によって補間し、そ
の補間したデータを使用することによって遅延プロファ
イルが連続特性として得られ、タイミング検出部で遅延
プロファイルが極大となるタイミングも、サンプリング
周期によらずに、より高精度に得ることが可能となる。
チドフィルタによって1/−1の拡散コードを用いて受
信データとの相関値を求め、補間機能付遅延プロファイ
ル作成部でこの相関値をフィルタ等によって補間し、そ
の補間したデータを使用することによって遅延プロファ
イルが連続特性として得られ、タイミング検出部で遅延
プロファイルが極大となるタイミングも、サンプリング
周期によらずに、より高精度に得ることが可能となる。
【0017】また、直接拡散CDMA受信機ではその遅
延プロファイルを大きい順に選択し、それぞれのタイミ
ングを抽出し、逆拡散処理部にそれぞれ異なるタイミン
グ信号を加える。但し、逆拡散処理部は3つに拘らず1
以上である。
延プロファイルを大きい順に選択し、それぞれのタイミ
ングを抽出し、逆拡散処理部にそれぞれ異なるタイミン
グ信号を加える。但し、逆拡散処理部は3つに拘らず1
以上である。
【0018】逆拡散処理部ではこのタイミング信号に同
期するように拡散コードを補間し、その補間した値を使
用して受信データを逆拡散する。その後、逆拡散した信
号を合成部でRAKE・ダイバシティ合成することによ
ってデータが得られる。
期するように拡散コードを補間し、その補間した値を使
用して受信データを逆拡散する。その後、逆拡散した信
号を合成部でRAKE・ダイバシティ合成することによ
ってデータが得られる。
【0019】これによって、受信データのA/D変換の
サンプリングレートを上げることなく、正確に逆拡散タ
イミングの同期を求めることができ、受信特性の向上を
図ることが可能となる。
サンプリングレートを上げることなく、正確に逆拡散タ
イミングの同期を求めることができ、受信特性の向上を
図ることが可能となる。
【0020】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施例について図
面を参照して説明する。図1は本発明の一実施例による
直接拡散CDMA受信機の構成を示すブロック図であ
る。図1において、本発明の一実施例による直接拡散C
DMA受信機(以下、受信機とする)はA/D(アナロ
グ/ディジタル)変換部1と、マッチドフィルタ2と、
補間機能付遅延プロファイル作成部3と、タイミング検
出回路4と、補間機能付逆拡散処理部5〜7と、合成部
8とから構成されている。
面を参照して説明する。図1は本発明の一実施例による
直接拡散CDMA受信機の構成を示すブロック図であ
る。図1において、本発明の一実施例による直接拡散C
DMA受信機(以下、受信機とする)はA/D(アナロ
グ/ディジタル)変換部1と、マッチドフィルタ2と、
補間機能付遅延プロファイル作成部3と、タイミング検
出回路4と、補間機能付逆拡散処理部5〜7と、合成部
8とから構成されている。
【0021】上記の受信機では図示せぬアンテナで受信
した信号をベースバンド信号に変換したものを入力と
し、A/D変換器1でチップレートの2倍でサンプリン
グしている。受信機はA/D変換器1でサンプリングし
た受信データと拡散コードとの相関をマッチドフィルタ
2で求め、補間機能付遅延プロファイル作成部3は例え
ばサンプリングレートを8倍相当の1/16チップ間隔
で補間する。
した信号をベースバンド信号に変換したものを入力と
し、A/D変換器1でチップレートの2倍でサンプリン
グしている。受信機はA/D変換器1でサンプリングし
た受信データと拡散コードとの相関をマッチドフィルタ
2で求め、補間機能付遅延プロファイル作成部3は例え
ばサンプリングレートを8倍相当の1/16チップ間隔
で補間する。
【0022】受信機は補間機能付遅延プロファイル作成
部3は補間した相関値から遅延プロファイルを求め、タ
イミング検出部4でこの遅延ファイルの大きいものから
順に所定箇所を選択し、それぞれのタイミングにしたが
ったタイミング信号を抽出する。その後、受信機は補間
機能付逆拡散処理部5〜7でこのタイミング信号に同期
した拡散コードを使用して受信データを逆拡散し、合成
部8でRAKE・ダイバシティ合成することによってデ
ータが得られる。
部3は補間した相関値から遅延プロファイルを求め、タ
イミング検出部4でこの遅延ファイルの大きいものから
順に所定箇所を選択し、それぞれのタイミングにしたが
ったタイミング信号を抽出する。その後、受信機は補間
機能付逆拡散処理部5〜7でこのタイミング信号に同期
した拡散コードを使用して受信データを逆拡散し、合成
部8でRAKE・ダイバシティ合成することによってデ
ータが得られる。
【0023】補間機能付遅延プロファイル作成部3の補
間は、相関値の大きさが大きな部分だけ補間してもよ
く、また補間後の時間間隔を短くしたり、長くしたり、
これらを適宜行ってもよい。本実施例において補間機能
付逆拡散処理部5〜7は3つであるが、使用環境等によ
ってその数を増減させてもよい。
間は、相関値の大きさが大きな部分だけ補間してもよ
く、また補間後の時間間隔を短くしたり、長くしたり、
これらを適宜行ってもよい。本実施例において補間機能
付逆拡散処理部5〜7は3つであるが、使用環境等によ
ってその数を増減させてもよい。
【0024】図2(a)は本発明の一実施例による受信
機で用いる受信信号の構成を示す図であり、図2(b)
は図1のマッチドフィルタ2及び補間機能付遅延プロフ
ァイル作成部3の構成を示す図であり、図3は本発明の
一実施例における遅延プロファイルを示す図であり、図
4は図1の補間機能付逆拡散処理部5の構成を示す図で
ある。
機で用いる受信信号の構成を示す図であり、図2(b)
は図1のマッチドフィルタ2及び補間機能付遅延プロフ
ァイル作成部3の構成を示す図であり、図3は本発明の
一実施例における遅延プロファイルを示す図であり、図
4は図1の補間機能付逆拡散処理部5の構成を示す図で
ある。
【0025】図2(b)において、マッチドフィルタ2
は受信信号を入力してシフトする受信信号シフトレジス
タ11と、受信信号シフトレジスタ11と同一のビット
長の拡散コード系列を設定する拡散コードレジスタ12
と、受信信号シフトレジスタ11と拡散コードレジスタ
12との値を乗算する乗算器13と、乗算器13の出力
信号を加算する加算部14とを含む構成を有し、補間機
能付遅延プロファイル作成部3は加算部14の出力信号
を補間する補間部15を含む構成を有している。尚、図
示していないが、補間機能付遅延プロファイル作成部3
は補間部15の出力を基に遅延プロファイルを作成する
遅延プロファイル作成部を備えている。
は受信信号を入力してシフトする受信信号シフトレジス
タ11と、受信信号シフトレジスタ11と同一のビット
長の拡散コード系列を設定する拡散コードレジスタ12
と、受信信号シフトレジスタ11と拡散コードレジスタ
12との値を乗算する乗算器13と、乗算器13の出力
信号を加算する加算部14とを含む構成を有し、補間機
能付遅延プロファイル作成部3は加算部14の出力信号
を補間する補間部15を含む構成を有している。尚、図
示していないが、補間機能付遅延プロファイル作成部3
は補間部15の出力を基に遅延プロファイルを作成する
遅延プロファイル作成部を備えている。
【0026】また、受信信号は送信データ列が周知であ
る部分とそうではないデータ部とからなる構成であり、
例えば、図2(a)に示すように、送信データ列が既知
である数シンボルのパイロットシンボルが頭についてそ
の後にデータシンボルがくる構成が考えられる。
る部分とそうではないデータ部とからなる構成であり、
例えば、図2(a)に示すように、送信データ列が既知
である数シンボルのパイロットシンボルが頭についてそ
の後にデータシンボルがくる構成が考えられる。
【0027】図4において、補間機能付逆拡散処理部5
は受信信号を入力してシフトする受信信号シフトレジス
タ21と、受信信号シフトレジスタ21と同一のビット
長の拡散コード系列を設定する拡散コードレジスタ22
と、受信信号シフトレジスタ21と拡散コードレジスタ
22との値を乗算する乗算器23と、乗算器23の出力
信号を加算する加算部24とを含む構成を有している。
尚、図示していないが、補間機能付逆拡散処理部6,7
は上記の補間機能付逆拡散処理部5と同様の構成となっ
ている。
は受信信号を入力してシフトする受信信号シフトレジス
タ21と、受信信号シフトレジスタ21と同一のビット
長の拡散コード系列を設定する拡散コードレジスタ22
と、受信信号シフトレジスタ21と拡散コードレジスタ
22との値を乗算する乗算器23と、乗算器23の出力
信号を加算する加算部24とを含む構成を有している。
尚、図示していないが、補間機能付逆拡散処理部6,7
は上記の補間機能付逆拡散処理部5と同様の構成となっ
ている。
【0028】受信信号は拡散コードのチップ周期の2倍
でサンプリングされ、A/D変換によって−1.0〜+
1.0間のディジタル値となる。受信信号シフトレジス
タ21は、例えば拡散率の2倍の長さであり、受信信号
のサンプリング周期にしたがって1/2チップ周期毎に
受信信号を1つずつシフトすることになる。
でサンプリングされ、A/D変換によって−1.0〜+
1.0間のディジタル値となる。受信信号シフトレジス
タ21は、例えば拡散率の2倍の長さであり、受信信号
のサンプリング周期にしたがって1/2チップ周期毎に
受信信号を1つずつシフトすることになる。
【0029】この受信信号シフトレジスタ11の各段の
出力信号と、拡散コードレジスタ12に設定された拡散
コード系列の各ビットとを1シフト毎に乗算器13で乗
算し、その乗算結果を加算部14で加算して相関値とす
るものである。その相関値を補間部15において、例え
ばFIR(有限インパルス応答)ローパス補間フィルタ
によって補間を行う。
出力信号と、拡散コードレジスタ12に設定された拡散
コード系列の各ビットとを1シフト毎に乗算器13で乗
算し、その乗算結果を加算部14で加算して相関値とす
るものである。その相関値を補間部15において、例え
ばFIR(有限インパルス応答)ローパス補間フィルタ
によって補間を行う。
【0030】具体的にはオリジナルの相関値データ値の
間にゼロを挿入することによって適切な長さに拡張し、
オリジナルデータを変化させないで、内挿した点とその
理想的な点との間の平均2乗誤差が最小となるような対
称FIRフィルタを設計する。そして、ゼロを挿入した
相関値データに設計したフィルタを適用し、補間された
相関値を作成する。
間にゼロを挿入することによって適切な長さに拡張し、
オリジナルデータを変化させないで、内挿した点とその
理想的な点との間の平均2乗誤差が最小となるような対
称FIRフィルタを設計する。そして、ゼロを挿入した
相関値データに設計したフィルタを適用し、補間された
相関値を作成する。
【0031】この補間した相関値を使用して遅延プロフ
ァイルを求めると、図3に示すように、例えばt0,t
1,t2において相関値が大きくなる遅延プロファイル
が得られる。尚、遅延プロファイルは、逆拡散したパイ
ロットシンボルをパイロットシンボルの送信データ系列
で逆変調して足し合わせたり、連続して受信されかつ定
期的に既知の送信系列が送られてくる場合には他の既知
の部分を使用して重み付き平均等をしたりして遅延プロ
ファイルの精度を上げた方がよい。
ァイルを求めると、図3に示すように、例えばt0,t
1,t2において相関値が大きくなる遅延プロファイル
が得られる。尚、遅延プロファイルは、逆拡散したパイ
ロットシンボルをパイロットシンボルの送信データ系列
で逆変調して足し合わせたり、連続して受信されかつ定
期的に既知の送信系列が送られてくる場合には他の既知
の部分を使用して重み付き平均等をしたりして遅延プロ
ファイルの精度を上げた方がよい。
【0032】タイミング検出部4では遅延プロファイル
が大きい順に選択し、それぞれのタイミングを抽出し、
補間機能付逆拡散処理部5〜7にそれぞれ異なるタイミ
ング信号を加えることになる。遅延プロファイルが図3
に示すように表される場合には、t0,t1,t2のタ
イミングを抽出することになる。
が大きい順に選択し、それぞれのタイミングを抽出し、
補間機能付逆拡散処理部5〜7にそれぞれ異なるタイミ
ング信号を加えることになる。遅延プロファイルが図3
に示すように表される場合には、t0,t1,t2のタ
イミングを抽出することになる。
【0033】補間機能付逆拡散処理部5〜7では上記の
構成において、このタイミング信号を基に受信データを
リサンプルし、リサンプルした受信データに同期した拡
散コードを使用して受信データを逆拡散する。合成部8
は補間機能付逆拡散処理部5〜7で逆拡散された受信デ
ータをRAKE・ダイバシティ合成することによってデ
ータが得られる。
構成において、このタイミング信号を基に受信データを
リサンプルし、リサンプルした受信データに同期した拡
散コードを使用して受信データを逆拡散する。合成部8
は補間機能付逆拡散処理部5〜7で逆拡散された受信デ
ータをRAKE・ダイバシティ合成することによってデ
ータが得られる。
【0034】上記のように処理することで、受信データ
のA/D変換のサンプリングレートを上げることなく、
正確に逆拡散タイミングの同期を求めることができ、受
信特性の向上を図ることができる。
のA/D変換のサンプリングレートを上げることなく、
正確に逆拡散タイミングの同期を求めることができ、受
信特性の向上を図ることができる。
【0035】本発明の一実施例では受信データをリサン
プリングしてサンプルのタイミングを調節していたが、
図5に示すように、拡散コードシフトレジスタの値を1
/0/−1ではなくて実数値[拡散がQPSK(Qua
driphase Phase Shift Keyi
ng:4位相偏移変調)等の場合には複素数)に変更す
ることによって受信データのリサンプルをしなくて済
む。
プリングしてサンプルのタイミングを調節していたが、
図5に示すように、拡散コードシフトレジスタの値を1
/0/−1ではなくて実数値[拡散がQPSK(Qua
driphase Phase Shift Keyi
ng:4位相偏移変調)等の場合には複素数)に変更す
ることによって受信データのリサンプルをしなくて済
む。
【0036】図5は本発明の他の実施例による補間機能
付逆拡散処理部の構成を示す図である。図5において、
本発明の他の実施例による補間機能付逆拡散処理部9は
受信信号を入力してシフトする受信信号シフトレジスタ
31と、拡散コードとタイミング信号とからフィルタの
係数を演算する係数演算部32と、受信信号シフトレジ
スタ31と同一のレジスタ長のフィルタレジスタ33
と、受信信号シフトレジスタ31とフィルタレジスタ3
3との値を乗算する乗算器34と、乗算器34の出力信
号を加算する加算部35とを含む構成を有している。
尚、本発明の他の実施例による受信機は補間機能付逆拡
散処理部9の構成が異なる以外は、図1に示す本発明の
一実施例による受信機と同様の構成となっており、その
動作も本発明の一実施例と同様である。
付逆拡散処理部の構成を示す図である。図5において、
本発明の他の実施例による補間機能付逆拡散処理部9は
受信信号を入力してシフトする受信信号シフトレジスタ
31と、拡散コードとタイミング信号とからフィルタの
係数を演算する係数演算部32と、受信信号シフトレジ
スタ31と同一のレジスタ長のフィルタレジスタ33
と、受信信号シフトレジスタ31とフィルタレジスタ3
3との値を乗算する乗算器34と、乗算器34の出力信
号を加算する加算部35とを含む構成を有している。
尚、本発明の他の実施例による受信機は補間機能付逆拡
散処理部9の構成が異なる以外は、図1に示す本発明の
一実施例による受信機と同様の構成となっており、その
動作も本発明の一実施例と同様である。
【0037】上記の本発明の一実施例のリサンプル時に
フィルタの長さが4であったとし、その時のフィルタ係
数をf(1),f(2),f(3),f(4)とすると、リサンプル
点R(n)は、 R(n)=f(1)・r(n-3)+f(2)・r(n-2)+f(3)・r(n
-1)+f(4)・r(n) であり、拡散符号s(n)との相関は、 s(n)・R(n)=s(n)・f(1)・r(n-3)+s(n)・f(2)
・r(n-2)+s(n)・f(3)・r(n-1)+s(n)・f(4)・r
(n) となる。
フィルタの長さが4であったとし、その時のフィルタ係
数をf(1),f(2),f(3),f(4)とすると、リサンプル
点R(n)は、 R(n)=f(1)・r(n-3)+f(2)・r(n-2)+f(3)・r(n
-1)+f(4)・r(n) であり、拡散符号s(n)との相関は、 s(n)・R(n)=s(n)・f(1)・r(n-3)+s(n)・f(2)
・r(n-2)+s(n)・f(3)・r(n-1)+s(n)・f(4)・r
(n) となる。
【0038】相関値C(N)を求めるには拡散率分s(n)・
R(n)を足し合わせればいいので、今、拡散率を4とす
ると、 C(N)=s(n-3)・R(n-3)+s(n-2)・R(n-2) +s(n-1)・R(n-1)+s(n)・R(n) =s(n-3)・f(1)・r(n-6) +s(n-3)・f(2)・r(n-5) +s(n-3)・f(3)・r(n-4) +s(n-3)・f(4)・r(n-3) +s(n-2)・f(1)・r(n-5) +s(n-2)・f(2)・r(n-4) +s(n-2)・f(3)・r(n-3) +s(n-2)・f(4)・r(n-2) +s(n-1)・f(1)・r(n-4) +s(n-1)・f(2)・r(n-3) +s(n-1)・f(3)・r(n-2) +s(n-1)・f(4)・r(n-1) +s(n)・f(1)・r(n-3) +s(n)・f(2)・r(n-2) +s(n)・f(3)・r(n-1) +s(n)・f(4)・r(n) =[s(n-3)・f(1)]・r(n-6) +[s(n-3)・f(2)+s(n-1)・f(1)]・r(n-5) +[s(n-3)・f(3)+s(n-2)・f(2) +s(n-1)・f(1)]・r(n-4) +[s(n-3)・f(4)+s(n-2)・f(3) +s(n-1)・f(2)+s(n)・f(1)]・r(n-3) +[s(n-2)・f(4)+s(n-1)・f(3) +s(n)・f(2)]・r(n-2) +[s(n-1)・f(4)+s(n)・f(3)]・r(n-1) +[s(n)・f(4)]・r(n) となり、 S(n-6)=s(n-3)・f(1) S(n-5)=s(n-3)・f(2)+s(n-2)・f(1) S(n-4)=s(n-3)・f(3) +s(n-2)・f(2)+s(n-1)・f(1) S(n-3)=s(n-3)・f(4)+s(n-2)・f(3) +s(n-1)・f(2)+s(n)・f(1) S(n-2)=s(n-2)・f(4)+s(n-1)・f(3)+s(n)・f(2) S(n-1)=s(n-1)・f(4)+s(n)・f(3) S(n)=s(n)・f(4) となるようにフィルタレジスタ33の値を設定すれば良
いことが分かる。これは拡散符号をシンボル単位に切っ
て、本発明の一実施例のリサンプル時に使用したフィル
タをかけただけである。
R(n)を足し合わせればいいので、今、拡散率を4とす
ると、 C(N)=s(n-3)・R(n-3)+s(n-2)・R(n-2) +s(n-1)・R(n-1)+s(n)・R(n) =s(n-3)・f(1)・r(n-6) +s(n-3)・f(2)・r(n-5) +s(n-3)・f(3)・r(n-4) +s(n-3)・f(4)・r(n-3) +s(n-2)・f(1)・r(n-5) +s(n-2)・f(2)・r(n-4) +s(n-2)・f(3)・r(n-3) +s(n-2)・f(4)・r(n-2) +s(n-1)・f(1)・r(n-4) +s(n-1)・f(2)・r(n-3) +s(n-1)・f(3)・r(n-2) +s(n-1)・f(4)・r(n-1) +s(n)・f(1)・r(n-3) +s(n)・f(2)・r(n-2) +s(n)・f(3)・r(n-1) +s(n)・f(4)・r(n) =[s(n-3)・f(1)]・r(n-6) +[s(n-3)・f(2)+s(n-1)・f(1)]・r(n-5) +[s(n-3)・f(3)+s(n-2)・f(2) +s(n-1)・f(1)]・r(n-4) +[s(n-3)・f(4)+s(n-2)・f(3) +s(n-1)・f(2)+s(n)・f(1)]・r(n-3) +[s(n-2)・f(4)+s(n-1)・f(3) +s(n)・f(2)]・r(n-2) +[s(n-1)・f(4)+s(n)・f(3)]・r(n-1) +[s(n)・f(4)]・r(n) となり、 S(n-6)=s(n-3)・f(1) S(n-5)=s(n-3)・f(2)+s(n-2)・f(1) S(n-4)=s(n-3)・f(3) +s(n-2)・f(2)+s(n-1)・f(1) S(n-3)=s(n-3)・f(4)+s(n-2)・f(3) +s(n-1)・f(2)+s(n)・f(1) S(n-2)=s(n-2)・f(4)+s(n-1)・f(3)+s(n)・f(2) S(n-1)=s(n-1)・f(4)+s(n)・f(3) S(n)=s(n)・f(4) となるようにフィルタレジスタ33の値を設定すれば良
いことが分かる。これは拡散符号をシンボル単位に切っ
て、本発明の一実施例のリサンプル時に使用したフィル
タをかけただけである。
【0039】したがって、受信信号シフトレジスタ31
に受信信号を入力し、係数演算部32で拡散コードとタ
イミング信号とからフィルタの係数を演算し、その係数
をフィルタレジスタ33に設定し、乗算器34で受信信
号シフトレジスタ31とフィルタシフトレジスタ33と
の値を乗算する。そして、加算部35で乗算器34の出
力信号を加算して相関値を1シンボル得る。
に受信信号を入力し、係数演算部32で拡散コードとタ
イミング信号とからフィルタの係数を演算し、その係数
をフィルタレジスタ33に設定し、乗算器34で受信信
号シフトレジスタ31とフィルタシフトレジスタ33と
の値を乗算する。そして、加算部35で乗算器34の出
力信号を加算して相関値を1シンボル得る。
【0040】次の相関値を得るには1シンボル分の受信
データを受信信号シフトレジスタ31に入力し、係数演
算部32で拡散コードとタイミング信号とから次のフィ
ルタの係数を演算し、その係数をフィルタレジスタ33
に設定し、乗算器34で受信信号シフトレジスタ31と
フィルタシフトレジスタ33との値を乗算する。そし
て、加算部35で乗算器34の出力信号を加算して次の
相関値を1シンボル得る。このようにして得られたシン
ボル周期の相関値は検波後、RAKE/ダイバシティ合
成が行われて送信系列が得られる。
データを受信信号シフトレジスタ31に入力し、係数演
算部32で拡散コードとタイミング信号とから次のフィ
ルタの係数を演算し、その係数をフィルタレジスタ33
に設定し、乗算器34で受信信号シフトレジスタ31と
フィルタシフトレジスタ33との値を乗算する。そし
て、加算部35で乗算器34の出力信号を加算して次の
相関値を1シンボル得る。このようにして得られたシン
ボル周期の相関値は検波後、RAKE/ダイバシティ合
成が行われて送信系列が得られる。
【0041】フィルタ係数を求める処理が増え、受信信
号シフトレジスタ31及びフィルタレジスタ33の長さ
が本発明の一実施例でリサンプル時に使用するフィルタ
の長さ−1だけ増加するが、これらの処理はシンボル周
期であるため、チップ毎の処理である本発明の一実施例
のリサンプルする処理がない分だけ処理は軽くなる。拡
散率が大きい場合には受信信号シフトレジスタ31及び
フィルタレジスタ33の長さの相対的増加はわずかであ
り、逆拡散する処理(乗算及び加算)は従来の技術と同
様であるにもかかわらず、大幅に受信特性の改善を図る
ことができる。
号シフトレジスタ31及びフィルタレジスタ33の長さ
が本発明の一実施例でリサンプル時に使用するフィルタ
の長さ−1だけ増加するが、これらの処理はシンボル周
期であるため、チップ毎の処理である本発明の一実施例
のリサンプルする処理がない分だけ処理は軽くなる。拡
散率が大きい場合には受信信号シフトレジスタ31及び
フィルタレジスタ33の長さの相対的増加はわずかであ
り、逆拡散する処理(乗算及び加算)は従来の技術と同
様であるにもかかわらず、大幅に受信特性の改善を図る
ことができる。
【0042】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ア
ンテナで受信した信号をベースバンド信号に変換したも
のを入力としかつその信号をチップレートの2倍でサン
プリングし、サンプリングされた信号を受信信号に含ま
れる拡散コードを用いて受信データとの相関値を求め、
マッチドフィルタで求められた相関値を補間しかつその
補間した相関値から遅延プロファイルを求め、その求め
た遅延プロファイルを基にデータを得ることによって、
受信データのA/D変換のサンプリングレートを上げる
ことなく、正確に逆拡散タイミングの同期を求めること
ができ、受信特性の向上を図ることができるという効果
がある。
ンテナで受信した信号をベースバンド信号に変換したも
のを入力としかつその信号をチップレートの2倍でサン
プリングし、サンプリングされた信号を受信信号に含ま
れる拡散コードを用いて受信データとの相関値を求め、
マッチドフィルタで求められた相関値を補間しかつその
補間した相関値から遅延プロファイルを求め、その求め
た遅延プロファイルを基にデータを得ることによって、
受信データのA/D変換のサンプリングレートを上げる
ことなく、正確に逆拡散タイミングの同期を求めること
ができ、受信特性の向上を図ることができるという効果
がある。
【図1】本発明の一実施例による直接拡散CDMA受信
機の構成を示すブロック図である。
機の構成を示すブロック図である。
【図2】(a)は本発明の一実施例による受信機で用い
る受信信号の構成を示す図、(b)は図1のマッチドフ
ィルタ及び補間機能付遅延プロファイル作成部の構成を
示す図である。
る受信信号の構成を示す図、(b)は図1のマッチドフ
ィルタ及び補間機能付遅延プロファイル作成部の構成を
示す図である。
【図3】本発明の一実施例における遅延プロファイルを
示す図である。
示す図である。
【図4】図1の補間機能付逆拡散処理部の構成を示す図
である。
である。
【図5】本発明の他の実施例によるマッチドフィルタ及
び相関値の補間を説明するための図である。
び相関値の補間を説明するための図である。
【図6】従来例によるCDMA受信機の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図7】(a)は従来例による受信機で用いる受信信号
の構成を示す図、(b)は図5のマッチドフィルタを説
明するための図である。
の構成を示す図、(b)は図5のマッチドフィルタを説
明するための図である。
【図8】従来例における遅延プロファイルを示す図であ
る。
る。
1 A/D変換部 2 マッチドフィルタ 3 補間機能付遅延プロファイル作成部 4 タイミング検出回路 5〜7 補間機能付逆拡散処理部 8 合成部 11,21,31 受信信号シフトレジスタ 12,22,33 拡散コードレジスタ 13,23,34 乗算器 14,24,35 加算部 25 補間部 32 係数演算部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713
Claims (6)
- 【請求項1】 アンテナで受信した信号をベースバンド
信号に変換したものを入力としかつその信号をチップレ
ートの2倍でサンプリングするアナログ/ディジタル変
換手段と、前記アナログ/ディジタル変換手段でサンプ
リングされた受信データを時間的にずらしながら拡散コ
ードとの相関値を求めるマッチドフィルタと、前記マッ
チドフィルタで求められた相関値を補間しかつその補間
した相関値から遅延プロファイルを求める遅延プロファ
イル作成手段とを有し、 前記遅延プロファイル作成手段で求めた遅延プロファイ
ルを基に前記受信データの逆拡散を行うようにし、前記遅延プロファイル作成手段で求めた遅延プロファイ
ルを大きい順に選択してそ れぞれのタイミングを抽出す
るタイミング検出手段と、前記タイミング検出手段で検
出されたタイミング信号に同期するように拡散コードを
補間しかつその補間した値を使用して受信データを逆拡
散する逆拡散処理手段と、前記逆拡散処理手段で逆拡散
した信号をRAKE・ダイバシティ合成したデータを得
る合成手段とを含み、前記逆拡散処理手段は、前記タイミング検出手段で検出
されたタイミング信号を基に受信データをリサンプルし
かつリサンプルした受信データに同期した拡散コードを
使用して前記受信データを逆拡散するよう構成した こと
を特徴とする直接拡散CDMA受信機。 - 【請求項2】 前記遅延プロファイル作成手段は、ゼロ
を挿入した相関値データに設計したフィルタを適用して
補間された相関値を作成するよう構成したことを特徴と
する請求項1記載の直接拡散CDMA受信機。 - 【請求項3】 前記逆拡散処理手段を1以上含むことを
特徴とする請求項1または請求項2記載の直接拡散CD
MA受信機。 - 【請求項4】 アンテナで受信した信号をベースバンド
信号に変換したものを入力としかつその信号をチップレ
ートの2倍でサンプリングするアナログ/ディジタル変
換手段と、前記アナログ/ディジタル変換手段でサンプ
リングされた受信データを時間的にずらしながら拡散コ
ードとの相関値を求めるマッチドフィルタと、前記マッ
チドフィルタで求められた相関値を補間しかつその補間
した相 関値から遅延プロファイルを求める遅延プロファ
イル作成手段とを有し、 前記遅延プロファイル作成手段で求めた遅延プロファイ
ルを基に前記受信データの逆拡散を行うようにし、 前記遅延プロファイル作成手段で求めた遅延プロファイ
ルを大きい順に選択してそれぞれのタイミングを抽出す
るタイミング検出手段と、前記タイミング検出手段で検
出されたタイミング信号に同期するように拡散コードを
補間しかつその補間した値を使用して受信データを逆拡
散する逆拡散処理手段と、前記逆拡散処理手段で逆拡散
した信号をRAKE・ダイバシティ合成したデータを得
る合成手段とを含み、 前記逆拡散処理手段は、前記タイミング検出手段で検出
されたタイミング信号と前記拡散コードとからフィルタ
の係数を演算する係数演算手段を含み、 前記フィルタの係数に基づいて逆拡散を行うよう構成し
たことを特徴とする 直接拡散CDMA受信機。 - 【請求項5】 前記遅延プロファイル作成手段は、ゼロ
を挿入した相関値データに設計したフィルタを適用して
補間された相関値を作成するよう構成したことを特徴と
する請求項4記載の直接拡散CDMA受信機。 - 【請求項6】 前記逆拡散処理手段を1以上含むことを
特徴とする請求項4または請求項5記載の直接拡散CD
MA受信機。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18455799A JP3322243B2 (ja) | 1999-06-30 | 1999-06-30 | 直接拡散cdma受信機 |
DE2000626760 DE60026760T2 (de) | 1999-06-30 | 2000-06-29 | Direktsequenz-CDMA-Empfänger mit einem Verzögerungsprofil-Generator mit einer Interpolationsfunktion |
EP20000113162 EP1065794B1 (en) | 1999-06-30 | 2000-06-29 | Direct sequence CDMA receiver having a delay profile producer with an interpolation function |
US09/607,018 US6816542B1 (en) | 1999-06-30 | 2000-06-29 | Direct sequence CDMA receiver having a delay profile producer with an interpolation function |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18455799A JP3322243B2 (ja) | 1999-06-30 | 1999-06-30 | 直接拡散cdma受信機 |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001016136A JP2001016136A (ja) | 2001-01-19 |
JP3322243B2 true JP3322243B2 (ja) | 2002-09-09 |
Family
ID=16155299
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18455799A Expired - Fee Related JP3322243B2 (ja) | 1999-06-30 | 1999-06-30 | 直接拡散cdma受信機 |
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Country | Link |
---|---|
US (1) | US6816542B1 (ja) |
EP (1) | EP1065794B1 (ja) |
JP (1) | JP3322243B2 (ja) |
DE (1) | DE60026760T2 (ja) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP3566895B2 (ja) * | 2000-02-15 | 2004-09-15 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 先頭波位置検出装置、受信装置、先頭位置検出装置、先頭波位置検出方法および先頭位置検出方法 |
US6973146B1 (en) * | 2000-08-29 | 2005-12-06 | Lucent Technologies Inc. | Resampler for a bit pump and method of resampling a signal associated therewith |
GB0028392D0 (en) * | 2000-11-22 | 2001-01-03 | Koninkl Philips Electronics Nv | A rake receiver |
GB0110465D0 (en) * | 2001-04-28 | 2001-06-20 | Koninkl Philips Electronics Nv | Spread spectrum reciever and method of detection |
GB0110464D0 (en) * | 2001-04-28 | 2001-06-20 | Koninkl Philips Electronics Nv | A method of detecting and a receiver for a spread spectrum signal |
SG108257A1 (en) * | 2001-06-15 | 2005-01-28 | Oki Electric Ind Co Ltd | Receiving circuit |
EP1376886A1 (en) * | 2002-06-17 | 2004-01-02 | Agilent Technologies, Inc. - a Delaware corporation - | Rake receiver delay line design |
US20050169353A1 (en) * | 2004-02-02 | 2005-08-04 | Wei An | Post despreading interpolation in CDMA systems |
US7372895B2 (en) | 2004-12-08 | 2008-05-13 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method of and system for delay estimation with minimized finger allocation |
US7480356B2 (en) | 2004-12-08 | 2009-01-20 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method of and system for path selection in rich multipath conditions |
CN101036402B (zh) * | 2005-01-31 | 2010-11-10 | 中兴通讯股份有限公司 | 基于双倍采样的基带处理方法 |
US8064556B2 (en) * | 2005-09-15 | 2011-11-22 | Qualcomm Incorporated | Fractionally-spaced equalizers for spread spectrum wireless communication |
JP5013201B2 (ja) * | 2005-09-28 | 2012-08-29 | 日本電気株式会社 | 変調器、フィルタ、フィルタのゲイン制御方法、および符号変調方法 |
JP4724747B2 (ja) * | 2006-03-31 | 2011-07-13 | 富士通株式会社 | Cdma受信装置及びcdma受信方法 |
CN101072213B (zh) * | 2006-05-08 | 2011-05-25 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种多天线的复用插值装置 |
US8162191B2 (en) | 2008-04-21 | 2012-04-24 | Shimano Inc. | Bicycle battery holder |
TWI477746B (zh) * | 2013-12-27 | 2015-03-21 | Realtek Semiconductor Corp | 溫度不敏感之測試裝置與方法 |
Family Cites Families (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3194752B2 (ja) | 1991-01-31 | 2001-08-06 | パイオニア株式会社 | Pcmディジタルオーディオ信号再生装置 |
JPH0758669A (ja) | 1993-08-11 | 1995-03-03 | Fujitsu Ltd | デジタルマッチドフィルタ |
US5615232A (en) | 1993-11-24 | 1997-03-25 | Novatel Communications Ltd. | Method of estimating a line of sight signal propagation time using a reduced-multipath correlation function |
JP3337613B2 (ja) | 1996-03-05 | 2002-10-21 | シャープ株式会社 | スペクトル拡散通信システム |
JP2751959B2 (ja) | 1996-07-15 | 1998-05-18 | 日本電気株式会社 | Cdma受信装置の受信タイミング検出回路 |
JP3800363B2 (ja) | 1996-12-18 | 2006-07-26 | 富士通株式会社 | Cdmaシステム及びその送受信装置及びランダムアクセス方法 |
JPH10271034A (ja) | 1997-03-26 | 1998-10-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Cdma移動体通信受信装置 |
JP3503409B2 (ja) | 1997-04-10 | 2004-03-08 | 株式会社日立製作所 | スペクトル拡散受信機 |
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JP3095065B2 (ja) * | 1997-09-11 | 2000-10-03 | 日本電気株式会社 | スペクトル拡散信号のレイク受信方法およびレイク受信装置 |
JP3305639B2 (ja) * | 1997-12-24 | 2002-07-24 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 直接拡散cdma伝送方式におけるrake受信機 |
JP3891373B2 (ja) * | 1998-03-26 | 2007-03-14 | ソニー株式会社 | 復調装置及び復調方法 |
SE9802109D0 (sv) * | 1998-06-12 | 1998-06-12 | Ericsson Telefon Ab L M | One-bit correlator rake receiver |
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US6567482B1 (en) * | 1999-03-05 | 2003-05-20 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for efficient synchronization in spread spectrum communications |
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