JP3457319B2 - ディジタル無線通信装置 - Google Patents

ディジタル無線通信装置

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JP3457319B2
JP3457319B2 JP50264695A JP50264695A JP3457319B2 JP 3457319 B2 JP3457319 B2 JP 3457319B2 JP 50264695 A JP50264695 A JP 50264695A JP 50264695 A JP50264695 A JP 50264695A JP 3457319 B2 JP3457319 B2 JP 3457319B2
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Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、ディジタル変復調方式を採用した自動車・
携帯電話システムやコードレス電話システムなどのディ
ジタル移動無線通信システムに用いられ、ディジタル復
調信号の等化手段を備えたディジタル無線通信装置に係
わり、詳しくは、前記等化手段による等化処理を必要に
応じてキャンセルできるようにするための復調回路の構
造の改好に関する。
背景技術 近年、制御信号だけでなく通話音声信号などの通信情
報もディジタル化して伝送可能なディジタル移動無線通
信システムの開発が進んでいる。
ところで、この種のシステムで使用されるディジタル
無線通信装置の中には、その受信系に等化器が設けられ
たものが知られている。この等化器は、マルチパスフェ
ージングにより無線信号に伝搬遅延がある時に生じる符
号間干渉を補償する機能回路であり、例えばトランスバ
ーサルフィルタを用いて構成される。
ところで、このような等化器を備えた従来のディジタ
ル無線通信装置では、その遅延波の遅延量によっては復
調信号のビット誤り率がかえって劣化することがある。
例えば、２波レイリー波が受信されている状態では、
ディジタル復調回路により復調したディジタル復調信号
を等化器に通した場合と通さない場合とでは、そのディ
ジタル復調信号のビット誤り率は遅延波の遅延量によっ
て図11に示すように異なる変化を示す。
同図において、実線はディジタル復調回路で復調され
たディジタル復調信号の遅延波遅延量対ビット誤り率の
特性を示し、点線は上記ディジタル復調回路によるディ
ジタル復調信号を等化器で等化処理した信号に関する遅
延波遅延量対ビット誤り率の特性を示したものである。
同図からも分かるように、遅延波の遅延量が0.2シン
ボル以上の比較的遅延量の大きい条件下では、等化器を
通した方がビット誤り率が低くなる。しかしながら、遅
延量が0.2シンボルよりも小さい条件下では等化器を通
さない方が、復調信号のビット誤り率は低くなる。
従って、ディジタル復調信号を常に等化器に通して処
理するように構成されていたこの種の従来装置にあって
は、遅延波の遅延量が小さい条件下ではかえってビット
誤り率の劣化を招き、受信感度を低下させることになっ
た。
このように、等化器を備えた上記従来のディジタル無
線通信装置では、ディジタル復調信号を常に等化器を通
して処理していたため、２波レイリー波等の受信に際
し、遅延波の遅延量が極めて小さく、等化器を通さない
方がディジタル復調信号のビット誤り率を良好に保てる
状況下にあっても必ず等化処理が実施されることにな
り、かえってディジタル復調信号のビット誤り率を増大
させることもあるという問題点があった。
そこで、本発明は、遅延波の遅延量が極めて小さく、
等化器を通さない方がディジタル復調信号のビット誤り
率を良好に保てる状況下においては、等化器による等化
処理を行わず、ディジタル復調回路の出力をそのまま復
調データとして出力することで、遅延波の遅延量に拘ら
ずビット誤り率を常に良好に維持でき、受信の安定化に
寄与するディジタル無線通信装置を提供することを目的
とする。
また、本発明は、遅延波の遅延量に拘らずディジタル
復調信号のビット誤り率を常に良好とする制御機能を、
ビット誤り率抑制効果を多少犠牲にしても、より簡略な
回路構成で実現し得るディジタル無線通信装置を提供す
ることを目的とする。
また、本発明は、遅延波の遅延量に拘らずディジタル
復調信号のビット誤り率を常に良好とする制御機能を、
自装置の移動速度が変わった場合においても安定的に維
持可能なディジタル無線通信装置を提供することを目的
とする。
発明の開示 本願発明は、ディジタル無線通信装置において、受信
された被変調信号をディジタル復調してディジタル復調
信号を出力するディジタル復調手段と、前記ディジタル
復調手段から出力される前記ディジタル復調信号の波形
等化を行い、波形等化されたディジタル復調信号を出力
する等化手段と、前記ディジタル復調手段から出力され
る前記ディジタル復調信号の誤り率の推定値を求める誤
り率推定手段と、前記被変調信号の受信信号レベルを検
出する受信信号レベル検出手段と、前記受信信号レベル
検出手段により検出された前記被変調信号の受信信号レ
ベルに基づき前記ディジタル無線通信装置の移動速度を
算出する移動速度算出手段と、遅延波が無い時の受信電
界強度に対する前記ディジタル復調手段から出力される
前記ディジタル復調信号の誤り率に関する各移動速度毎
の特性を保持する特性保持手段と、前記特性保持手段に
保持されている前記特性に基づいて、前記移動速度算出
手段により算出された前記ディジタル無線通信装置の移
動速度において前記受信信号レベル検出手段により検出
された前記被変調信号の受信信号レベルに対応する前記
ディジタル復調手段から出力される前記ディジタル復調
信号の誤り率の既定値を求める特定手段と、前記特定手
段により求められた前記誤り率の既定値と前記誤り率推
定手段により求められた前記誤り率の推定値とを比較す
る比較手段と、前記比較手段による比較の結果、前記誤
り率の推定値が前記誤り率の既定値を超えた場合には、
前記等化手段から出力される前記波形等化されたディジ
タル復調信号を復調データとして選択し、前記誤り率の
推定値が前記誤り率の既定値より小さい場合には、前記
ディジタル復調手段から出力される前記ディジタル復調
信号を復調データとして選択する復調データ選択手段
と、前記復調データ選択手段により選択された前記復調
データの誤り訂正符号化処理を行う誤り訂正符号化処理
手段とを具備することを特徴とする。
すなわち、本願発明は、受信された被変調信号をディ
ジタル復調してディジタル復調信号を出力するディジタ
ル復調手段、ディジタル復調手段から出力されるディジ
タル復調信号の波形等化を行い、波形等化されたディジ
タル復調信号を出力する等化手段、及びディジタル復調
手段から出力されるディジタル復調信号の誤り率の推定
値を求める誤り率推定手段の他に、上記被変調信号の受
信信号レベルを検出する受信信号レベル検出手段と、受
信信号レベル検出手段により検出された被変調信号の受
信信号レベルに基づきディジタル無線通信装置の移動速
度を算出する移動速度算出手段と、遅延波が無い時の受
信電界強度に対する前記ディジタル復調手段から出力さ
れる前記ディジタル復調信号の誤り率に関する各移動速
度毎の特性を保持する特性保持手段と、前記特性保持手
段に保持されている前記特性に基づいて、前記移動速度
算出手段により算出された前記ディジタル無線通信装置
の移動速度において前記受信信号レベル検出手段により
検出された前記被変調信号の受信信号レベルに対応する
前記ディジタル復調手段から出力される前記ディジタル
復調信号の誤り率の既定値を求める特定手段とを設け、
前記特定手段により求められた前記誤り率の既定値と前
記誤り率推定手段により求められた前記誤り率の推定値
とを比較し、その比較の結果、前記誤り率の推定値が前
記誤り率の既定値を超えた場合には、前記等化手段から
出力される前記波形等化されたディジタル復調信号を復
調データとして選択し、前記誤り率の推定値が前記誤り
率の既定値より小さい場合には、前記ディジタル復調手
段から出力される前記ディジタル復調信号を復調データ
として選択するようにしたものである。
この構成によれば、ディジタル無線通信装置の移動速
度を考慮してディジタル復調手段から出力されるディジ
タル復調信号の誤り率の既定値を求めているため、等化
手段から出力される波形等化されたディジタル復調信号
を復調データとして選択するか、それとも、ディジタル
復調手段から出力されるディジタル復調信号を復調デー
タとして選択するかの選択制御を、ディジタル無線通信
装置の移動速度に応じて適切に行うことができ、ディジ
タル無線通信装置の移動速度の変化に対してもビット誤
り率の良好な安定した受信動作を維持できる。
図面の簡単な説明 図１は本発明の一実施例に係るディジタル無線通信装
置の全体構成を示すブロック図、図２は本発明の一実施
例に係るディジタル無線通信装置における受信系の要部
構成を示すブロック図、図３は図２におけるディジタル
復調回路（DEM）の詳細構成を示す回路図、図４
（ａ），（ｂ）は図２における等化器（EQL）の詳細構
成及びこの等化器で扱われる信号のフレーム構成を示す
図、図５は図２におけるビット誤り推定回路（BER）の
詳細構成を示す図、図６は図２におけるセレクタ（SE
L）の詳細構成を示す図、図７（ａ）〜（ｅ）は図２に
おけるディジタル無線通信装置の受信動作に係る各部の
信号波形を示すタイムチャート、図８は図２におけるデ
ィジタル無線通信装置の制御部のビット誤り算出／表示
処理の一例を示すフローチャート、図９は図２における
ディジタル無線通信装置の制御部の受信制御動作の一例
を示すフローチャート、図10（ａ），（ｂ）はこの種の
ディジタル無線通信装置の各移動速度における受信電界
強度対ビット誤り率の特性図、図11はこの種のディジタ
ル無線通信装置における遅延波遅延量対ビット誤り率の
特性図である。
発明を実施するための最良の形態 以下、本発明の一実施例を添付図面に基づいて詳細に
説明する。図１は本発明の一実施例に係るディジタル無
線通信装置の全体構成を示すブロック図であり、その概
略動作は以下の如くである。
アンテナ１から取り込まれた無線受信信号（例えば、
π/4シフトDQPSK変調信号）はアンテナ共用器２を通し
て受信回路３に入力される。受信回路３では上記受信信
号を周波数シンセサイザ４から出力される局部発振信号
と合成することにより中間周波（IF）信号に変換して出
力する。
この受信IF信号は図示しないA/Dコンバータでディジ
タル信号に変換された後、ディジタル復調回路６に入力
される。ディジタル復調回路６は上記ディジタル化され
た受信信号をディジタル復調して出力する。
ディジタル復調回路６の出力は、等化器７にも入力さ
れる。この等化器７では上記ディジタル復調信号の波形
等化が行われる。この等化器７から出力されるディジタ
ル復調信号と上記ディジタル復調回路６から直接出力さ
れるディジタル復調信号とは、セレクタ９によりそのい
ずれか一方が選択されて出力される。このセレクタ９の
切り換えは、制御回路20から後述する処理を経て出力さ
れるセレクタ制御信号S6により行われる。
ディジタル復調信号には、ディジタル制御信号とディ
ジタル通話信号があり、このうちのディジタル制御信号
は制御回路20に取り込まれて各種の制御に用いられ、他
方、ディジタル通話信号は上記セレクタ９を通して誤り
訂正符号／復号回路（以下、ディジタルコーデックとい
う）10に入力される。
ディジタルコーデック10では、上記ディジタル復調回
路６から供給されたディジタル通話信号の誤り訂正復号
化処理が行われ、この誤り訂正復号化されたディジタル
通話信号は音声符号復号回路（以下、スピーチコーデッ
ク）11に入力される。
スピーチコーデック11では、上記ディジタル通話信号
の音声復号化処理が行われる。このスピーチコーデック
11から出力された通話信号は図示しないD/Aコンバータ
でアナログ通話信号に変換された後、アナログスイッチ
12に入力される。
アナログスイッチ12は、制御回路20から出力される切
換制御信号SWによって、ディジタルモードが設定されて
いる状態ではスピーチコーデック11から出力されたアナ
ログ通話信号を選択出力するように切り換えが制御され
る。従って、上記スピーチコーデック11から出力された
通話信号は、上記アナログスイッチ12を介してスピーカ
13に供給され、このスピーカ13から拡声出力される。
一方、マイクロホン14から取り込まれた送話信号は、
アナログスイッチ15に入力される。この時、アナログス
イッチ15は、制御回路20から出力される切換制御信号SW
に応じて、ディジタルモードが設定されている状態では
上記送話信号をスピーチコーデック11に入力するように
切換えが制御されている。
従って、上記送話信号は、上記アナログスイッチ15を
通して図示しないA/Dコンバータに入力され、ここでデ
ィジタル送話信号に変換された後、スピーチコーデック
11に入力される。
スピーチコーデック11では、上記ディジタル送話信号
の音声符号化処理が行われる。このスピーチコーデック
11から出力されたディジタル送話信号は、制御回路20か
ら出力されるディジタル制御信号と共にチャネルコーデ
ック10に入力される。
このチャネルコーデック10では、上記ディジタル送話
信号及びディジタル制御信号の誤り訂正符号化処理が行
われる。この符号化後のディジタル送話信号はディジタ
ル変調回路16に入力される。
ディジタル変調回路16では、上記ディジタル送話信号
に応じてπ/4シフトDQPSK変調された変調信号が生成さ
れる。この変調信号は図示しないD/Aコンバータにより
アナログ信号に変換された後、送信回路５に入力され
る。
送信回路５では、上記変調信号が周波数シンセサイザ
４から出力される送信局部発振信号と合成されて無線周
波信号に変換され、更に高周波増幅される。そして、こ
の送信回路５から出力された無線送信信号はアンテナ共
用器２を通してアンテナ１に供給され、このアンテナ１
から送信される。
次に、図２は図１におけるディジタル無線通信装置の
受信系の要部回路構成図であり、アンテナ１、受信回路
３、A/Dコンバータ32,33、ディジタル復調回路６、等化
器７、ビット誤り推定回路８、セレクタ９、制御回路20
のみを示し、それ以外の送信系等の当該装置に必要とさ
れる回路部は省略されている。なお、本実施例において
は、図２における受信回路３には図１に示した受信電界
強度検出回路31が含まれる構成を想定している。
この受信系回路部の概略動作について以下に説明す
る。まず、アンテナ１で受信された被変調信号（π/4シ
フトDQPSK変調信号）は、受信回路３で中間周波（IF）
信号S1に変換され、A/Dコンバータ32に出力される。こ
れと同時に、受信回路３では上記受信電界強度検出回路
31により上記被変調信号の受信信号レベルが検出され、
該検出結果が受信電界強度指示信号S2としてA/Dコンバ
ータ33に出力される。
受信回路３からの出力のうち、上記IF信号S1はA/Dコ
ンバータ32で量子化された後、モデムの構成要素である
ディジタル復調回路６に出力される。
ディジタル復調回路６は、変調波に載っていた原変調
ディジタル情報を遅延検波により復調し、復調シリアル
データS3としてビット誤り推定回路８及びセレクタ９に
出力する。
図３は、ディジタル復調回路６の回路構成を示したも
のである。このディジタル復調回路６は、IF周波数をキ
ャリア周波数とした変調信号をA/D変換した信号を入力
とするものであり、変調信号として上記π/4シフトDQPS
Kを仮定している。
同図において、601a,601bは乗算器、602a,602bはロー
パスフィルタ、603a,603bは１シンボル遅延器、604a〜6
04dは乗算器、605は加算器、606は減算器、607a,607bは
判定器、608はパラレル／シリアル変換器、609は周波数
オフセット補正回路、610は発振器、611はπ/2移相器、
612は等化器インタフェース回路である。
このディジタル復調回路６では、発振器610でIF周波
数とほぼ等しい周波数を発振させ、この信号と上記入力
信号とを乗算器601a,601bで乗算してＩ信号とＱ信号に
分ける。その後、このＩ信号とＱ信号について、ローパ
スフィルタ602a,602bで低域成分のみを取り出し、次い
でその信号を等化器インタフェース回路612を通して等
化器５に渡す。
また、この等化器５に渡す信号から周波数オフセット
補正回路609により周波数オフセット成分を検出し、発
振器610でオフセットがなくなる方向に発振器610の発振
周波数ｆを調節する。
また、上記ローパスフィルタ602a,602bで低域成分の
みを取り出したＩ信号とＱ信号のそれぞれについて、１
シンボル遅延回路603a,603bで１シンボル遅延させた信
号との間で乗算器604a〜604dにより複素乗算し、これら
の演算結果を加算器605で加算しあるいは減算器606で減
算することにより（遅延検波）復調信号を得る。
この復調信号は、判定器607a,607bで“1"または“0"
として判定され、パラレル／シリアル変換器608でシリ
アル信号に変換されて、上記復調シリアルデータS3とし
てビット誤り推定回路８及びセレクタ９に出力される。
これに対し、等化器７は、上述の如くディジタル復調
回路６からナイキストフィルタを通して出力される受信
信号を等化器インタフェース回路612を通して受け取
り、これを等化処理した後、復調シリアルデータS4とし
てセレクタ９に出力する。
図４（ａ）は、この等化器７の回路構成の一例を示し
たものである。この等化器７は、トランスバーサルフィ
ルタを用いた分数間隔判定帰還型等化器である。同図に
おいて、701a,701b,701cは1/2シンボル遅延回路、702a,
702b,702c,702d,702eは乗算器、703は加算器、704は１
シンボル遅延回路、705は判定器、706はトレーニングシ
ーケンスデータを格納したROM、707は切換スイッチ、70
8は減算器、709はタップ係数演算部である。
切換スイッチ707は、通常は復調データ側にあり、ト
レーニング期間中はROM706の方に切り換わる。タップ係
数演算部709は、減算器708で計算された誤差信号をもと
に、トランスバーサルフィルタの各タップ係数を計算す
るものである。
ここで、この等化器７で扱われる入力信号のフレーム
構成の要部は、例えば同図（ｂ）に示す如くである。こ
の入力信号は１フレームは３スロット有り、そのうちの
１スロットが受信スロットになる。スロットの先頭に同
期用ユニークワードがあり、これを等化器７のトレーニ
ング信号として用いる。
等化器７は、最初に、トランスバーサルフィルタの各
タップ係数を初期値に設定する。次に、ユニークワード
期間中は切換スイッチ707をROM706側に接続する。ROM70
6には、ユニークワードデータが格納されており、これ
をユニークワードトレーニング信号として用いることに
より、上記各タップ係数を最適値に設定する。
次に、データ部分受信中は、切換スイッチ707を判定
データ側に接続する。以下、判定データとトランスバー
サルフィルタの出力との誤差が最小となるように、逐
次、タップ係数演算部709でトランスバーサルフィルタ
の各タップ係数を演算する。その結果、トランスバーサ
ルフィルタ部の特性は、伝送路特性の逆特性となり、信
号が伝送路で受けた歪は等化されることになる。
一方、ビット誤り推定回路８は、ディジタル復調回路
６より出力された復調シリアルデータS3に基づきそのビ
ット誤りを推定し、その推定結果を推定ビット誤り信号
S5として制御回路20に出力する。
図５はビット誤り推定回路８の回路構成の一例を示し
たものである。このビット誤り推定回路８では、まず、
ディジタル復調回路６から与えられる復調シリアルデー
タS3のデータ列をビタビ復号回路801でビタビ復号化す
る。その後、この復号信号の一方を遅延回路802で遅延
するとともに、他方は畳込符号化回路803で符号化し、
これらを排他的論理和回路804を通すことにより得たエ
ラーパルスを推定ビット誤り信号S5として出力する。
制御回路20は、上記処理を経てビット誤り推定回路８
から出力される推定ビット誤り信号S5から推定ビット誤
り率を算出するとともに、この算出結果と上記受信回路
３からA/Dコンバータ33を通して入力される受信電界強
度指示信号S2とに基づきセレクタ制御信号S6を生成し、
セレクタ９に出力する。
セレクタ９は、例えば図６に示す如くの各論理回路に
より構成され、上記セレクタ制御信号S6によりディジタ
ル復調回路６または等化器７のそれぞれから出力される
復調シリアルデータS3,S4のうちのいずれか一方を選択
し、これを復調データS7として出力する。
図７（ａ）〜（ｅ）は、上記受信系回路部の受信動作
に際しての各部信号波形を示すタイムチャートである。
同図からも分かるように、本発明装置では、受信被変調
信号から得たIF信号S1〔同図（ａ）〕をディジタル復調
回路６により復調して復調シリアルデータS3〔同図
（ｂ）〕を出力し、更にその出力を等化器７により等化
処理して復調シリアルデータS4〔同図（ｃ）〕を得たう
えで、セレクタ制御信号S6〔同図（ｄ）〕が“L"レベル
の時にはディジタル復調回路６からの復調シリアルデー
タS3を復調データS7〔同図（ｅ）〕として出力し、セレ
クタ制御信号S6が“H"レベルの時には等化器７からの復
調シリアルデータS4を復調データS7として出力してい
る。
上記受信動作中、ビット誤り推定回路８からの推定ビ
ット誤り信号S5に基づく推定ビット誤り率（BER）の算
出は、制御回路20において、例えば図８に示す如くの処
理により実現可能である。なお、この図８に示す動作
は、特に、BER算出処理とその算出結果の表示制御とを
併用する場合の例である。
まず、制御回路20は受信同期が確立された時点でBER
の初期値を算出するための処理を開始する。このBER初
期値は、自己が受信すべき最初の例えば50スロットの各
々においてビット誤り数を検出し、これら50スロットの
ビット誤り数の平均を求めることにより得られる。
すなわち、制御回路20は受信同期が確立された時点で
先ずカウンタのカウント値ｎを「１」にセットする（ス
テップ801）。次に、上記カウント値（ｎ＝１）に対応
するスロットのビット誤り数Err（１）を検出する（ス
テップ802）。
このビット誤り数Err（１）は、ビット誤り推定回路
８から与えられる推定ビット誤り信号S5をスロット単位
でカウントすることにより検出可能である。なお、ビッ
ト誤り数Err（１）を検出する別の方法としては、チャ
ネルコーデック10で誤り符号訂正復号処理される前のデ
ータと、誤り訂正復号処理後の受信データを比較する方
法も考えられる。
この第１スロットのビット誤り数Err（１）が検出さ
れると、次いで制御回路20はステップ803からステップ8
04に移行してここでカウンタのカウント値ｎをインクリ
メント（ｎ＝ｎ＋１）し、このインクリメントされた後
のカウント値ｎ＝２に対応するスロットのビット誤り数
Err（２）を検出する。
以後、同様に、ステップ803でｎ＝50になったことが
検出されるまで、ステップ802〜804のルーチンが繰り返
し実行される。これにより、各受信対象スロットのビッ
ト誤り数Err（３）〜Err（50）が順次検出される。これ
らの各受信対象スロットにおいて検出されたビット誤り
数Err（１）〜Err（50）の値は、それぞれRAM23に一時
記憶される。
上記50スロット分のビット誤り数Err（１）〜Err（5
0）の検出が終了すると、次いで制御回路20はこれら各
ビット誤り数Err（１）〜Err（50）の合計値Sum（ｎ）
を算出する（ステップ805）。その演算式は以下の通り
である。
Sum（ｎ）＝Err（ｎ−49）＋Err（ｎ−48） ＋……＋Err（ｎ−１）＋Err（ｎ） 続いて、制御回路20は、上記50スロット分のビット誤
り数の合計値Sum（ｎ）の平均値Sum（ｎ）￣を算出する
（ステップ806）。
この平均値Sum（ｎ）￣の算出式は、 Sum（ｎ）￣＝Sum（ｎ）/50スロット で表される。
この算出された50スロット分のビット誤り数の平均値
Sum（ｎ）￣が上述したBER初期値となる。このBER初期
値を算出するには、例えば１フレームが40msecとした時
には約１秒を要する。
次いで、制御回路20は、上記ビット誤り数の平均値Su
m（ｎ）￣を８段階で表したBERコードに変換する（ステ
ップ807）。このBERコードはディスプレイ182のX9桁目
に表示される（ステップ808）。この場合、BERコードの
値が「６」以上になると、このBERコードの値が点滅表
示される。
さて、上記ビット誤り数の初期値が検出されると、そ
れ以後制御回路20は新たな受信対象スロット（ｎ＝51,5
2,‥‥）が受信される毎に、この新たな受信対象スロッ
トにおいて検出されたビット誤り数の検出値と上記ビッ
ト誤り数の初期値とを基にして、新たなビット誤り数の
平均値を求める。
すなわち、制御回路20は通信が継続中であることを確
認する（ステップ809 NO）と、カウンタのカウント値
ｎをインクリメントし（ステップ810）、このインクリ
メントされたカウント値ｎに対応する受信スロットのビ
ット誤り数Err（ｎ）を検出する（ステップ811）。
続いて、制御回路20は、上記新たな受信スロットのビ
ット誤り数の検出値Err（ｎ）を加味した新たなビット
誤り数の合計値Sum（ｎ）を算出する（ステップ812）。
その演算式は以下の通りである。
Sum（ｎ）＝Sum（ｎ−１）−Sum（ｎ）−＋Err（ｎ） この新たなビット誤り数の合計値Sum（ｎ）が算出さ
れると、制御回路20はステップ806に戻り、このステッ
プ806において上記ビット誤り数の合計値Sum（ｎ）を基
に新たな平均値Sum（ｎ）￣を算出する。そして、ステ
ップ807において、上記ビット誤り数の平均値Sum（ｎ）
￣を８段階で表したBERコードに変換し、このBERコード
をステップ808において、ディスプレイ182のX9桁目に表
示する。
次に、制御回路20によるセレクタ制御（セレクタ制御
信号S6の生成処理）について図９に示すフローチャート
を参照して詳述する。
受信動作中、制御回路20は受信回路３から受信電界強
度指示信号S2を取り込むとともに（ステップ901）、ビ
ット誤り推定回路８から推定ビット誤り信号S5を取り込
み（ステップ902）、これら両処理を一定時間の間だけ
続行する。
そして、上記一定時間の経過が確認された時には（ス
テップ903YES）、まず受信回路３から与えられる上記受
信電界強度指示信号S2を基にこの通信装置の移動速度Ｖ
を推定する（ステップ904）。
一般に、フェージングがかかっている時に、その受信
電界強度fpは、 fp＝V/λ の周波数で変動する（但し、λは受信周波数の波
長）。
従って、受信電界強度指示信号S2の振動周波数をFFT
（高速フーリエ変換）等の手段で検出することにより、
Ｖ＝fp・λにより移動速度Ｖを推定できることになる。
次に、制御回路20は、上記一定時間内における受信電
界強度指示信号S2の平均値を計算して現在の受信信号レ
ベルＡを算出する（ステップ905）。
これと同時に、制御回路20は、ビット誤り推定回路８
から与えられる推定ビット誤り信号S5に基づいて上記一
定時間内における推定ビット誤り率Ｂを算出する（ステ
ップ906）。この推定ビット誤り率Ｂの算出は、例えば
図８に示したBER算出／表示処理を援用して実現でき
る。
更に、制御回路20はS904で算出した移動速度Ｖとステ
ップ905で算出した受信電界強度Ａとに基づきその移動
速度Ｖにおける遅延波が無い時の受信電界強度対ビット
誤り率の特性に照らして現在の受信電界強度Ａに対応す
る既定のビット誤り率Bthを認識する（ステップ907）。
上述の「移動速度Ｖにおける遅延波が無い時の受信電
界強度対ビット誤り率の特性」は、例えば制御回路20の
ROM22に記憶しておくことができる。
すなわち、遅延波がない時は、図10（ａ）に示すよう
に、移動速度Ｖの時における受信電界強度対ビット誤り
率の特性は、ディジタル復調回路６の復調方式により既
に定まっているので、制御回路20はこの特性を参照して
現時点で検出されている受信電界強度Ａに対応するビッ
ト誤り率Bthを認識できる。
ここで、上記特性が遅延の無い時の特性であることを
考えると、移動速度Ｖの時の実際の受信動作で推定され
たビット誤り率Ｂが上記ビット誤り率Bthを超える時に
は遅延が生じており、上記ビット誤り率Bthを下回る時
には遅延が無いという判断に帰着できる。
そして、遅延がある時と無い時とでは、ディジタル復
調回路６または等化器７のいずれかの出力を選択するの
がビット誤り率を良好に維持するうえで有効であるかは
図11を参照することにより理解できる。すなわち、図11
に示すように、遅延波の遅延量が0.2シンボル以上の時
はディジタル復調回路６の出力のほうがビット誤り率が
大きいので、上述の処理で得たパラメータに関してＢ＞
Bthならビット誤り率が劣化しているのは遅延波がある
ためであると判断できる。
従って、この時は、遅延波がある時にビット誤り率が
低い等化器７の出力S4を選択すれば良いことが分かる。
逆に、Ｂ≦Bthならば遅延波がないと判断し、遅延波
がない時にビット誤り率が低いディジタル復調回路６の
出力S3を選択すれば良いことが分かる。
係る前提のもとに、制御回路20では、現在の受信状況
下でディジタル復調回路６からの復調シリアルデータS3
を選択すべきか、等化器７からの復調シリアルデータS4
を選択すべきかを決定するために、ステップ906で算出
した推定ビット誤り率Ｂがステップ907で認識された現
時点の受信信号レベルＡの点において既に定まっている
ビット誤り率Bthに対して大か小かを比較する（ステッ
プ908）。
ここで、Ｂ＞Bthなら遅延波があるためにビット誤り
率が劣化していると判断し、遅延波がある時にビット誤
り率が低い等化器７の出力S4を選択すべくセレクタ制御
信号S6を“H"レベルに制御する（ステップ909）。
逆に、Ｂ≦Bthならば遅延波がないと判断し、遅延波
がない時にビット誤り率がより低いディジタル復調回路
６の出力S3を選択すべくセレクタ制御信号S6を“L"レベ
ルに制御する（ステップ910）。
その後、制御回路20は、次の一定時間内の判断を行う
ためにフローチャートの最初の処理（ステップ901）へ
と戻る。
なお、移動速度V1とV2を含む場合（但し、V1＜Ｖ＜V
2）における遅延波が無い時の受信電界強度対ビット誤
り率の特性を図10（ｂ）に示している。同図からも分か
るように、本発明装置のディジタル復調回路の復調出力
は、移動速度が速くなるほどビット誤り率が高いものと
なる。
これにより、仮に、検出された受信電界強度がＡ′の
場合、セレクタ９によりディジタル復調回路６の出力と
等化器７の出力との切り換え点に相当するビット誤り率
Bth0〜Bth2は、各移動速度によってまちまちとなる。従
って、この時に実際に検出されたBERが、Ｂ′であると
すると、ビット誤り率を小さく維持するために、移動速
度V1の時には、セレクタ９は等化器７の出力を選ぶべく
制御されるが、移動速度V2にあっては、ディジタル復調
回路の出力を選ぶべく制御される。
このように、本発明では、受信電界強度指示信号S2と
推定ビット誤り信号S5とから遅延波の有無を認識し、そ
の認識結果に応じてビット誤り率の良い方の復調シリア
ルデータS3またはS4のいずれか一方を復調データS7とし
て出力するようにしたため、遅延波の有無に拘らず常に
ビット誤り率の良好な復調データを得ることができ、安
定した受信に寄与できる。
ところで、ディジタル復調回路６または等化器７から
それぞれ出力されるディジタル復調信号を選択する手段
としては、例えば遅延波の遅延量を検出し、この遅延量
に応じてディジタル復調信号の選択を行なう手段も考え
られる。しかしながら、この手段の実現には、遅延量の
検出に膨大な演算量を必要とするため、高速の演算回路
が必要となり、回路の複雑化及び大形化を招き、装置の
小型軽量化の妨げになる。
これに対して、本発明の上記実施例装置によれば、遅
延波の遅延量を直接検出するのでなく、ディジタル復調
信号の誤り推定結果と受信信号レベルの検出結果に応じ
て遅延量の推定を行っていることから、回路構成が簡略
で済み、装置の小型軽量化を推進できる。従って、特
に、小型軽量化が最重要課題の一つになっている携帯電
話機にあっては、本発明の適用はその課題克服のために
極めて有効である。
なお、遅延波の遅延量を推定するという観点からは、
例えばディジタル復調信号の誤り推定結果を監視するこ
とによってもある程度の遅延量の把握が可能である。従
って、あまり精度にこだわらない場合には、本発明の他
の実施例として、ビット誤り推定回路８から与えられる
推定ビット誤り信号S5に基づき算出される推定ビット誤
り率と予め設定してある一定の誤り率と比較し、推定ビ
ット誤り率が上記設定値を超える場合にのみ等化器７の
出力を選択するような構成も考えられる。この場合、受
信電界強度を検出するための回路は不要となり、機器の
小型化にとってより有用なものとなる。
産業上の利用の可能性 以上説明したように、本発明によれば、移動速度の変
化に起因した遅延量対ビット誤り率特性の変化が大きい
自動車・携帯電話システムやコードレス電話システムな
どのディジタル移動無線通信システムの通信端末として
有用であり、しかも遅延波の遅延量を直接検出していな
いことから、演算量が少なく比較的低速の演算回路を用
いて実現でき、特に、装置の小型軽量化が切望されるシ
ステムに適している。

Claims (2)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】ディジタル無線通信装置において、 受信された被変調信号をディジタル復調してディジタル
    復調信号を出力するディジタル復調手段と、 前記ディジタル復調手段から出力される前記ディジタル
    復調信号の波形等化を行い、波形等化されたディジタル
    復調信号を出力する等化手段と、 前記ディジタル復調手段から出力される前記ディジタル
    復調信号の誤り率の推定値を求める誤り率推定手段と、 前記被変調信号の受信信号レベルを検出する受信信号レ
    ベル検出手段と、 前記受信信号レベル検出手段により検出された前記被変
    調信号の受信信号レベルに基づき前記ディジタル無線通
    信装置の移動速度を算出する移動速度算出手段と、 遅延波が無い時の受信電界強度に対する前記ディジタル
    復調手段から出力される前記ディジタル復調信号の誤り
    率に関する各移動速度毎の特性を保持する特性保持手段
    と、 前記特性保持手段に保持されている前記特性に基づい
    て、前記移動速度算出手段により算出された前記ディジ
    タル無線通信装置の移動速度において前記受信信号レベ
    ル検出手段により検出された前記被変調信号の受信信号
    レベルに対応する前記ディジタル復調手段から出力され
    る前記ディジタル復調信号の誤り率の既定値を求める特
    定手段と、 前記特定手段により求められた前記誤り率の既定値と前
    記誤り率推定手段により求められた前記誤り率の推定値
    とを比較する比較手段と、 前記比較手段による比較の結果、前記誤り率の推定値が
    前記誤り率の既定値を超えた場合には、前記等化手段か
    ら出力される前記波形等化されたディジタル復調信号を
    復調データとして選択し、前記誤り率の推定値が前記誤
    り率の既定値より小さい場合には、前記ディジタル復調
    手段から出力される前記ディジタル復調信号を復調デー
    タとして選択する復調データ選択手段と、 前記復調データ選択手段により選択された前記復調デー
    タの誤り訂正符号化処理を行う誤り訂正符号化処理手段
    と を具備することを特徴とするディジタル無線通信装置。
  2. 【請求項２】前記誤り率推定手段は、 一定期間内に複数回検出して得られた前記ディジタル復
    調信号の誤り率の平均値を、求められた前記誤り率の推
    定値とし、 前記受信信号レベル検出手段は、 一定期間内に複数回検出して得られた前記被変調信号の
    受信信号レベルの平均値を、検出した受信信号レベルと
    する ことを特徴とする請求項１記載のディジタル無線通信装
    置。
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