JP3446793B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用周波数等の単
相交流電源として使用される電源装置に係り、特に、サ
イクロコンバータを使用し、その入力側を比較的出力電
力の小さい発電機で構成する場合において、負荷特性に
起因する無負荷電圧上昇による変換器の耐電圧対策に関
する。
相交流電源として使用される電源装置に係り、特に、サ
イクロコンバータを使用し、その入力側を比較的出力電
力の小さい発電機で構成する場合において、負荷特性に
起因する無負荷電圧上昇による変換器の耐電圧対策に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来、一定周波数の交流電力を他の異な
る周波数の交流電力に直接変換する装置として、サイク
ロコンバータと呼ばれるものは知られている。
る周波数の交流電力に直接変換する装置として、サイク
ロコンバータと呼ばれるものは知られている。
【０００３】かかる従来のサイクロコンバータは、通常
は商用周波数の電源ラインや大出力の発電機の出力を入
力として使用されるものであり（たとえば、特公昭６０
−９４２９号公報参照）、一般的には交流電動機の駆動
用に使用されている。
は商用周波数の電源ラインや大出力の発電機の出力を入
力として使用されるものであり（たとえば、特公昭６０
−９４２９号公報参照）、一般的には交流電動機の駆動
用に使用されている。
【０００４】以下、図６〜１１を参照してサイクロコン
バータの動作原理を説明する。
バータの動作原理を説明する。
【０００５】図６は、従来のサイクロコンバータの構成
の一例を示す電気回路図である。
の一例を示す電気回路図である。
【０００６】同図に示すように、サイクロコンバータ
（Cycloconverter）ＣＣは、１２個のサイリスタＳＣＲ
ｋ±（ｋ＝１，…，６）により構成され、そのうち６個
のサイリスタＳＣＲｋ＋で構成されるブリッジ回路（以
下、「正コンバータ」という）ＢＣ１からは正の電流が
出力され、残りの６個のサイリスタＳＣＲｋ−で構成さ
れるブリッジ回路（以下、「負コンバータ」という）Ｂ
Ｃ２からは負の電流が出力される。
（Cycloconverter）ＣＣは、１２個のサイリスタＳＣＲ
ｋ±（ｋ＝１，…，６）により構成され、そのうち６個
のサイリスタＳＣＲｋ＋で構成されるブリッジ回路（以
下、「正コンバータ」という）ＢＣ１からは正の電流が
出力され、残りの６個のサイリスタＳＣＲｋ−で構成さ
れるブリッジ回路（以下、「負コンバータ」という）Ｂ
Ｃ２からは負の電流が出力される。
【０００７】たとえば、内燃エンジンにより駆動される
２７極（このうち３極は、サイリスタＳＣＲｋ±の各ゲ
ートを制御する同期信号を生成するために用いられる）
の３相発電機の３相交流出力がサイクロコンバータＣＣ
に入力された場合には、クランク軸１回転につき９サイ
クルの交流が得られる。そして、エンジン回転数の範囲
を、たとえば１２００ｒｐｍ〜４５００ｒｐｍ（すなわ
ち、２０Ｈｚ〜７５Ｈｚ）に設定した場合には、上記３
相交流出力の周波数は、エンジン回転数の９倍の１８０
Ｈｚ〜６７５Ｈｚになる。
２７極（このうち３極は、サイリスタＳＣＲｋ±の各ゲ
ートを制御する同期信号を生成するために用いられる）
の３相発電機の３相交流出力がサイクロコンバータＣＣ
に入力された場合には、クランク軸１回転につき９サイ
クルの交流が得られる。そして、エンジン回転数の範囲
を、たとえば１２００ｒｐｍ〜４５００ｒｐｍ（すなわ
ち、２０Ｈｚ〜７５Ｈｚ）に設定した場合には、上記３
相交流出力の周波数は、エンジン回転数の９倍の１８０
Ｈｚ〜６７５Ｈｚになる。
【０００８】前記３極のコイル（以下、このコイルを
「サブコイル」といい、他のコイルを「メインコイル」
という）から得られる３相電流（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相
の各電流）は、図７に示すように、６個のフォトカプラ
ＰＣｋ（ｋ＝１，…，６）の各１次側発光ダイオード
（ＬＥＤ）と６個のダイオードＤｋ（ｋ＝１，…，６）
とにより構成されるブリッジ型の３相全波整流回路ＦＲ
に供給される。この３相全波整流回路ＦＲによって全波
整流された３相電流は、一次側ＬＥＤにより光に変換さ
れ、この光出力は、フォトカプラＰＣｋの各２次側光セ
ンサ（図示せず）により電流に変換される。すなわち、
３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された３相電流に
応じた電流が２次側光センサにより取り出される。そし
て、この取り出された電流は、後述するように、サイリ
スタＳＣＲｋ±の各ゲートの導通角を制御する同期信号
（たとえばノコギリ波）を生成するために用いられる。
「サブコイル」といい、他のコイルを「メインコイル」
という）から得られる３相電流（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相
の各電流）は、図７に示すように、６個のフォトカプラ
ＰＣｋ（ｋ＝１，…，６）の各１次側発光ダイオード
（ＬＥＤ）と６個のダイオードＤｋ（ｋ＝１，…，６）
とにより構成されるブリッジ型の３相全波整流回路ＦＲ
に供給される。この３相全波整流回路ＦＲによって全波
整流された３相電流は、一次側ＬＥＤにより光に変換さ
れ、この光出力は、フォトカプラＰＣｋの各２次側光セ
ンサ（図示せず）により電流に変換される。すなわち、
３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された３相電流に
応じた電流が２次側光センサにより取り出される。そし
て、この取り出された電流は、後述するように、サイリ
スタＳＣＲｋ±の各ゲートの導通角を制御する同期信号
（たとえばノコギリ波）を生成するために用いられる。
【０００９】図８は、図６または７のＵ相、Ｖ相および
Ｗ相間に印加される電圧の推移、およびフォトカプラＰ
Ｃｋがオンするタイミングを示す図である。
Ｗ相間に印加される電圧の推移、およびフォトカプラＰ
Ｃｋがオンするタイミングを示す図である。
【００１０】各線間電圧（Ｕ−Ｖ，Ｕ−Ｗ，Ｖ−Ｗ，Ｖ
−Ｕ，Ｗ−Ｕ，Ｗ−Ｖ）が、図８のように変化したとき
に、３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された出力波
形は、メインコイルから得られる各線間電圧波形の周期
の１／６となる。たとえば、位相角が６０°〜１２０°
であるとき、すなわちＵ−Ｖ間電圧が他の線間電圧に比
べて最も高いとき、フォトカプラＰＣ１およびＰＣ５は
ペアでオン（他のフォトカプラはオフ）されるため、３
相全波整流回路ＦＲからは、Ｕ−Ｖ間電圧に応じた電圧
が出力される。すなわち、３相全波整流回路ＦＲから
は、各線間電圧の最大値に応じた電圧が出力されるの
で、この電圧の周期は６０°となり、メインコイルの電
圧の周期３６０°に対して、１／６となる。
−Ｕ，Ｗ−Ｕ，Ｗ−Ｖ）が、図８のように変化したとき
に、３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された出力波
形は、メインコイルから得られる各線間電圧波形の周期
の１／６となる。たとえば、位相角が６０°〜１２０°
であるとき、すなわちＵ−Ｖ間電圧が他の線間電圧に比
べて最も高いとき、フォトカプラＰＣ１およびＰＣ５は
ペアでオン（他のフォトカプラはオフ）されるため、３
相全波整流回路ＦＲからは、Ｕ−Ｖ間電圧に応じた電圧
が出力される。すなわち、３相全波整流回路ＦＲから
は、各線間電圧の最大値に応じた電圧が出力されるの
で、この電圧の周期は６０°となり、メインコイルの電
圧の周期３６０°に対して、１／６となる。
【００１１】また、図８には、サイリスタＳＣＲｋ±の
各ゲートを点弧（turn on）させるタイミングも示さ
れ、同図には、各ゲートの導通角を１２０°〜０°の範
囲で点弧させるときのタイミングが示されている。
各ゲートを点弧（turn on）させるタイミングも示さ
れ、同図には、各ゲートの導通角を１２０°〜０°の範
囲で点弧させるときのタイミングが示されている。
【００１２】このタイミングに従って、サイクロコンバ
ータＣＣから電流を出力するときには、正コンバータＢ
Ｃ１の各ゲートを点弧する一方、サイクロコンバータＣ
Ｃへ電流を吸収（供給）するときには、負コンバータＢ
Ｃ２の各ゲートを点弧する。
ータＣＣから電流を出力するときには、正コンバータＢ
Ｃ１の各ゲートを点弧する一方、サイクロコンバータＣ
Ｃへ電流を吸収（供給）するときには、負コンバータＢ
Ｃ２の各ゲートを点弧する。
【００１３】なお、点弧は、同図に示す範囲に亘って継
続して行う必要はなく、同図の斜線で示すパルスをゲー
トに印加しても、同様の動作が得られる。
続して行う必要はなく、同図の斜線で示すパルスをゲー
トに印加しても、同様の動作が得られる。
【００１４】図９は、導通角α＝１２０°，６０°で正
または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣ
Ｒｋ±を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出
力される波形を示す図である。
または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣ
Ｒｋ±を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出
力される波形を示す図である。
【００１５】同図において、（ａ）は、導通角α＝１２
０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を
点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される
波形を示し、（ｂ）は、導通角α＝１２０°で負コンバ
ータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−を点弧したときに
サイクロコンバータＣＣから出力される波形を示し、
（ｃ）は、導通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各
サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときにサイクロコンバ
ータＣＣから出力される波形を示し、（ｄ）は、導通角
α＝６０°で負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲ
ｋ−を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力
される波形を示している。
０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を
点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される
波形を示し、（ｂ）は、導通角α＝１２０°で負コンバ
ータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−を点弧したときに
サイクロコンバータＣＣから出力される波形を示し、
（ｃ）は、導通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各
サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときにサイクロコンバ
ータＣＣから出力される波形を示し、（ｄ）は、導通角
α＝６０°で負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲ
ｋ−を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力
される波形を示している。
【００１６】たとえば、導通角α＝１２０°で正コンバ
ータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したとき
に、サイクロコンバータＣＣから出力される波形は、図
９（ａ）に示すように、全波整流波形となる。また、導
通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋を点弧したときに、サイクロコンバータＣＣか
ら出力される波形は、図９（ｃ）に示すように、多量の
高調波成分を含む波形となるが、サイクロコンバータＣ
Ｃの出力側にハイカットフィルタを接続すると、この高
調波成分は除去されて、その平均電圧が出力される。前
述のように、入力発電機を２７極の３相発電機とし、エ
ンジン回転数を３６００ｒｐｍとすると、高調波の基本
波の周波数は、次のようになる。
ータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したとき
に、サイクロコンバータＣＣから出力される波形は、図
９（ａ）に示すように、全波整流波形となる。また、導
通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋を点弧したときに、サイクロコンバータＣＣか
ら出力される波形は、図９（ｃ）に示すように、多量の
高調波成分を含む波形となるが、サイクロコンバータＣ
Ｃの出力側にハイカットフィルタを接続すると、この高
調波成分は除去されて、その平均電圧が出力される。前
述のように、入力発電機を２７極の３相発電機とし、エ
ンジン回転数を３６００ｒｐｍとすると、高調波の基本
波の周波数は、次のようになる。
【００１７】６０Ｈｚ（＝３６００ｒｐｍ）×９倍波×
３相×２（全波）＝３．２４ｋＨｚ そして、正コンバータＢＣ１の導通角αを０°〜１２０
°の範囲で変化させることにより、サイクロコンバータ
ＣＣは、平均電圧が０Ｖ〜全波整流電圧の範囲内の任意
の正の電圧を出力することができる。また、負コンバー
タＢＣ２の導通角αも、同様に変化させることで、サイ
クロコンバータＣＣは、平均電圧が０Ｖ〜−全波整流電
圧の範囲内の任意の負電圧を出力することができる。
３相×２（全波）＝３．２４ｋＨｚ そして、正コンバータＢＣ１の導通角αを０°〜１２０
°の範囲で変化させることにより、サイクロコンバータ
ＣＣは、平均電圧が０Ｖ〜全波整流電圧の範囲内の任意
の正の電圧を出力することができる。また、負コンバー
タＢＣ２の導通角αも、同様に変化させることで、サイ
クロコンバータＣＣは、平均電圧が０Ｖ〜−全波整流電
圧の範囲内の任意の負電圧を出力することができる。
【００１８】次に、導通角αを０°〜１２０°の範囲で
変化させる方法を説明する。
変化させる方法を説明する。
【００１９】図１０は、導通角αを制御するために生成
された基準ノコギリ波を示す図であり、同図の基準ノコ
ギリ波は、前記図７のフォトカプラＰＣｋの２次側光セ
ンサで検出された電流に基づいて生成される。
された基準ノコギリ波を示す図であり、同図の基準ノコ
ギリ波は、前記図７のフォトカプラＰＣｋの２次側光セ
ンサで検出された電流に基づいて生成される。
【００２０】正コンバータＢＣ１のサイリスタＳＣＲ１
＋に対応する基準ノコギリ波は、導通角αが１２０°〜
０°の範囲で、α＝０°のときに０Ｖになるノコギリ波
が対応する。そして、６０°ずつ位相差を有するノコギ
リ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１＋，６＋，２＋，
４＋，３＋，５＋の順に各サイリスタＳＣＲｋ＋に対応
する。
＋に対応する基準ノコギリ波は、導通角αが１２０°〜
０°の範囲で、α＝０°のときに０Ｖになるノコギリ波
が対応する。そして、６０°ずつ位相差を有するノコギ
リ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１＋，６＋，２＋，
４＋，３＋，５＋の順に各サイリスタＳＣＲｋ＋に対応
する。
【００２１】一方、負コンバータＢＣ２のサイリスタＳ
ＣＲ１−に対しては、上記サイリスタＳＣＲ１＋と上下
対称で位相が１８０°ずれたノコギリ波を生成する。そ
して、正コンバータＢＣ１と同様に、６０°ずつ位相差
を有するノコギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１
−，６−，２−，４−，３−，５−の順に各サイリスタ
ＳＣＲｋ−に対応する。
ＣＲ１−に対しては、上記サイリスタＳＣＲ１＋と上下
対称で位相が１８０°ずれたノコギリ波を生成する。そ
して、正コンバータＢＣ１と同様に、６０°ずつ位相差
を有するノコギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１
−，６−，２−，４−，３−，５−の順に各サイリスタ
ＳＣＲｋ−に対応する。
【００２２】このように、基準波形は、正および負コン
バータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ±に対応
した１２個のノコギリ波によって構成される。これらの
ノコギリ波は、目標波形ｒと１２系統の比較器（図示せ
ず）により、それぞれ比較され、その交点（たとえばサ
イリスタＳＣＲ１＋では点ＴＯ）が各サイリスタＳＣＲ
ｋ±の導通角となる。
バータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ±に対応
した１２個のノコギリ波によって構成される。これらの
ノコギリ波は、目標波形ｒと１２系統の比較器（図示せ
ず）により、それぞれ比較され、その交点（たとえばサ
イリスタＳＣＲ１＋では点ＴＯ）が各サイリスタＳＣＲ
ｋ±の導通角となる。
【００２３】そして、目標波として正弦波を採り、導通
角αを正弦波状に変化させることにより、図１１に示す
ように、サイクロコンバータＣＣから、正弦波出力を得
ることができる。入力波形の周波数が、たとえば５４０
Ｈｚであり、この入力波形から５０Ｈｚの正弦波出力を
得るときには、入力正弦波の一部を約６５個つなぎ合わ
せた波形となる。
角αを正弦波状に変化させることにより、図１１に示す
ように、サイクロコンバータＣＣから、正弦波出力を得
ることができる。入力波形の周波数が、たとえば５４０
Ｈｚであり、この入力波形から５０Ｈｚの正弦波出力を
得るときには、入力正弦波の一部を約６５個つなぎ合わ
せた波形となる。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、サイクロコ
ンバータの出力を、このように正弦波状の単相交流とし
て使用する場合には、サイクロコンバータはエネルギを
蓄積する個所を有していないため、サイクロコンバータ
の入力エネルギも正弦波状に変化することになる。
ンバータの出力を、このように正弦波状の単相交流とし
て使用する場合には、サイクロコンバータはエネルギを
蓄積する個所を有していないため、サイクロコンバータ
の入力エネルギも正弦波状に変化することになる。
【００２５】したがって、サイクロコンバータの入力側
に小型出力、たとえば数百〜数ｋＷの発電機を接続して
単相の正弦波を出力する場合には、正弦波のピーク部分
以外は入力エネルギが使えないことから利用効率が非常
に悪く、単相交流として取り出せる出力が非常に小さく
なってしまう。
に小型出力、たとえば数百〜数ｋＷの発電機を接続して
単相の正弦波を出力する場合には、正弦波のピーク部分
以外は入力エネルギが使えないことから利用効率が非常
に悪く、単相交流として取り出せる出力が非常に小さく
なってしまう。
【００２６】特に、上記小型出力の発電機として、磁石
発電機を使用する場合には、そのエネルギに限りがある
ため、たとえば電動機負荷を接続した場合の始動時の一
時的な大電流でも過負荷状態となって運転不能になる等
の問題が生じた。
発電機を使用する場合には、そのエネルギに限りがある
ため、たとえば電動機負荷を接続した場合の始動時の一
時的な大電流でも過負荷状態となって運転不能になる等
の問題が生じた。
【００２７】本発明は、上記問題に鑑みてなされたもの
で、サイクロコンバータの入力側に小型出力容量の発電
機を接続した場合に、一時的な過負荷状態が生じても、
無理なく運転を継続させることが可能な電源装置を提供
することを目的とする。
で、サイクロコンバータの入力側に小型出力容量の発電
機を接続した場合に、一時的な過負荷状態が生じても、
無理なく運転を継続させることが可能な電源装置を提供
することを目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に記載の電源装置は、３相発電機と、この
発電機の３相巻線出力に接続され、互いに逆並列接続さ
れて、単相電流を出力するサイクロコンバータを構成す
る１組の可変制御ブリッジ回路とを備え、この互いに逆
並列接続された可変制御ブリッジ回路を、負荷に給電さ
れる電流の半周期毎に交互に切り換え動作させて単相の
交流電流を出力する電源装置において、前記３相発電機
は永久磁石回転子を有する磁石発電機で構成し、前記可
変ブリッジ回路の単相出力電圧波形を正弦波状に維持す
るとともに、負荷が増大するに従って正弦波から最大振
幅が設定された出力電圧で制限される矩形波に変化させ
ることにより過負荷状態に対応するようにしたことを特
徴とする。
め、請求項１に記載の電源装置は、３相発電機と、この
発電機の３相巻線出力に接続され、互いに逆並列接続さ
れて、単相電流を出力するサイクロコンバータを構成す
る１組の可変制御ブリッジ回路とを備え、この互いに逆
並列接続された可変制御ブリッジ回路を、負荷に給電さ
れる電流の半周期毎に交互に切り換え動作させて単相の
交流電流を出力する電源装置において、前記３相発電機
は永久磁石回転子を有する磁石発電機で構成し、前記可
変ブリッジ回路の単相出力電圧波形を正弦波状に維持す
るとともに、負荷が増大するに従って正弦波から最大振
幅が設定された出力電圧で制限される矩形波に変化させ
ることにより過負荷状態に対応するようにしたことを特
徴とする。
【００２９】また、上記目的を達成するため、請求項２
に記載の電源装置は、３相発電機と、この発電機の３相
巻線出力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電
流を出力するサイクロコンバータを構成する１組の可変
制御ブリッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続され
た可変制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流の半
周期毎に交互に切り換え動作させて単相の交流電流を出
力する電源装置において、前記３相発電機は永久磁石回
転子を有する磁石発電機で構成し、前記可変ブリッジ回
路の単相出力電圧波形を正弦波状に維持するとともに、
前記可変ブリッジ回路を動作させて交流電力を出力させ
る駆動信号の目標波形を、負荷が増大するに従って正弦
波から矩形波に変化させることにより、前記単相出力波
形を正弦波から矩形波に変化させて過負荷状態に対応す
るようにしたことを特徴とする。
に記載の電源装置は、３相発電機と、この発電機の３相
巻線出力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電
流を出力するサイクロコンバータを構成する１組の可変
制御ブリッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続され
た可変制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流の半
周期毎に交互に切り換え動作させて単相の交流電流を出
力する電源装置において、前記３相発電機は永久磁石回
転子を有する磁石発電機で構成し、前記可変ブリッジ回
路の単相出力電圧波形を正弦波状に維持するとともに、
前記可変ブリッジ回路を動作させて交流電力を出力させ
る駆動信号の目標波形を、負荷が増大するに従って正弦
波から矩形波に変化させることにより、前記単相出力波
形を正弦波から矩形波に変化させて過負荷状態に対応す
るようにしたことを特徴とする。
【００３０】
【００３１】さらに、好ましくは、前記サイクロコンバ
ータの出力電圧と設定電圧との比較結果に基づいて前記
目標波の振幅を変化させるとともに、この振幅の上限ま
たは下限を制限することにより、当該目標波の形状を正
弦波から矩形波に変化させることを特徴とする。
ータの出力電圧と設定電圧との比較結果に基づいて前記
目標波の振幅を変化させるとともに、この振幅の上限ま
たは下限を制限することにより、当該目標波の形状を正
弦波から矩形波に変化させることを特徴とする。
【００３２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて詳細に説明する。
に基づいて詳細に説明する。
【００３３】図１は、本発明の実施の一形態に係る電源
装置の概略構成を示すブロック図であり、図中、前記図
６で説明した要素に対応する構成要素には同一符号を付
し、その説明を省略する。
装置の概略構成を示すブロック図であり、図中、前記図
６で説明した要素に対応する構成要素には同一符号を付
し、その説明を省略する。
【００３４】図１において、１および２はそれぞれ交流
発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、
１は３相主出力巻線（メインコイル）であり、２は３相
副出力巻線（サブコイル）である。
発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、
１は３相主出力巻線（メインコイル）であり、２は３相
副出力巻線（サブコイル）である。
【００３５】図２は、上記交流発電機の断面図であり、
同図において、３相メインコイル１は、領域Ａ１内の２
１極のコイルで構成され、３相サブコイル２は、領域Ａ
２内の３極のコイルで構成されている。そして、回転子
Ｒには、８対の永久磁石の磁極が形成されており、内燃
エンジン（図示せず）によって回転駆動されるように構
成されている。
同図において、３相メインコイル１は、領域Ａ１内の２
１極のコイルで構成され、３相サブコイル２は、領域Ａ
２内の３極のコイルで構成されている。そして、回転子
Ｒには、８対の永久磁石の磁極が形成されており、内燃
エンジン（図示せず）によって回転駆動されるように構
成されている。
【００３６】図１に戻り、３相メインコイル１の３つの
出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれ正および負コンバータＢ
Ｃ１，ＢＣ２の入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続され、サイクロ
コンバータＣＣの出力側は、その出力電流の高調波成分
を除去するためのＬＣフィルタ３に接続され、ＬＣフィ
ルタ３の出力側は、この出力である高調波成分が除去さ
れた電流に応じた電圧を検出するための出力電圧検出回
路５に接続されている。そして、出力電圧検出回路５の
負側入力端は、本制御系のグランドＧＮＤに接続され、
出力電圧検出回路５の正側および負側の両入力端から単
相出力を得るように構成されている。
出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれ正および負コンバータＢ
Ｃ１，ＢＣ２の入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続され、サイクロ
コンバータＣＣの出力側は、その出力電流の高調波成分
を除去するためのＬＣフィルタ３に接続され、ＬＣフィ
ルタ３の出力側は、この出力である高調波成分が除去さ
れた電流に応じた電圧を検出するための出力電圧検出回
路５に接続されている。そして、出力電圧検出回路５の
負側入力端は、本制御系のグランドＧＮＤに接続され、
出力電圧検出回路５の正側および負側の両入力端から単
相出力を得るように構成されている。
【００３７】出力電圧検出回路５の出力側は、この出力
電圧の近似実効値を演算して出力する近似実効値演算回
路８に接続され、近似実効値演算回路８の出力側は、比
較器９の負側入力端子に接続されている。比較器９の正
側入力端子には、本電源装置の基準電圧値を出力する基
準電圧出力回路１０が接続され、比較器９の出力側は、
この比較結果に応じた制御関数（たとえば比例関数等）
を演算して出力する制御関数演算回路１１が接続されて
いる。
電圧の近似実効値を演算して出力する近似実効値演算回
路８に接続され、近似実効値演算回路８の出力側は、比
較器９の負側入力端子に接続されている。比較器９の正
側入力端子には、本電源装置の基準電圧値を出力する基
準電圧出力回路１０が接続され、比較器９の出力側は、
この比較結果に応じた制御関数（たとえば比例関数等）
を演算して出力する制御関数演算回路１１が接続されて
いる。
【００３８】そして、制御関数演算回路１１の出力側
は、正弦波発振器１３から出力される、たとえば商用周
波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御する
振幅制御回路１２に接続され、振幅制御回路１２には正
弦波発振器１３の出力側も接続されている。振幅制御回
路１２は、制御関数演算回路１１から出力された制御関
数に応じて、正弦波発振器１３から出力される正弦波の
振幅を制御する振幅制御信号を出力する。
は、正弦波発振器１３から出力される、たとえば商用周
波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御する
振幅制御回路１２に接続され、振幅制御回路１２には正
弦波発振器１３の出力側も接続されている。振幅制御回
路１２は、制御関数演算回路１１から出力された制御関
数に応じて、正弦波発振器１３から出力される正弦波の
振幅を制御する振幅制御信号を出力する。
【００３９】振幅制御回路１２の出力側は、この出力信
号（振幅制御信号）に応じて目標波を出力する目標波出
力回路１４に接続され、目標波出力回路１４の出力側
は、サイクロコンバータＣＣを構成する各サイリスタＳ
ＣＲｋ±のゲートの導通角を制御する導通角制御部１５
および比較器１６の正側入力端子に接続されている。
号（振幅制御信号）に応じて目標波を出力する目標波出
力回路１４に接続され、目標波出力回路１４の出力側
は、サイクロコンバータＣＣを構成する各サイリスタＳ
ＣＲｋ±のゲートの導通角を制御する導通角制御部１５
および比較器１６の正側入力端子に接続されている。
【００４０】導通角制御部１５は、正コンバータＢＣ１
の各サイリスタＳＣＲｋ＋のゲート（以下、「正ゲー
ト」という）の導通角を制御する正ゲート制御部１５ａ
と、負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲ
ート（以下、「負ゲート」という）の導通角を制御する
負ゲート制御部１５ｂとにより構成されている。
の各サイリスタＳＣＲｋ＋のゲート（以下、「正ゲー
ト」という）の導通角を制御する正ゲート制御部１５ａ
と、負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲ
ート（以下、「負ゲート」という）の導通角を制御する
負ゲート制御部１５ｂとにより構成されている。
【００４１】各ゲート制御部１５ａ，１５ｂは、それぞ
れ６個の比較器（図示せず）を有し、各比較器は、前記
図１０で説明したように、上記目標波と後述する同期信
号（基準ノコギリ波）とを比較し、両者が一致した時点
で当該ゲートを点弧する。
れ６個の比較器（図示せず）を有し、各比較器は、前記
図１０で説明したように、上記目標波と後述する同期信
号（基準ノコギリ波）とを比較し、両者が一致した時点
で当該ゲートを点弧する。
【００４２】比較器１６の負側入力端子には、前記出力
電圧検出回路５の出力側が接続され、比較器１６の出力
側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５
ｂに接続されている。比較器１６は、出力電圧検出回路
５から出力される電圧と前記目標波とを比較し、その比
較結果に応じて高（Ｈ）レベル信号または低（Ｌ）レベ
ル信号を出力する。
電圧検出回路５の出力側が接続され、比較器１６の出力
側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５
ｂに接続されている。比較器１６は、出力電圧検出回路
５から出力される電圧と前記目標波とを比較し、その比
較結果に応じて高（Ｈ）レベル信号または低（Ｌ）レベ
ル信号を出力する。
【００４３】比較器１６からＨレベル信号が出力される
と、正ゲート制御部１５ａが作動する一方、負ゲート制
御部１５ｂは停止し、Ｌレベル信号が出力されると、こ
れとは逆に、正ゲート制御部１５ａが停止する一方、負
ゲート制御部１５ｂは作動するように構成されている。
と、正ゲート制御部１５ａが作動する一方、負ゲート制
御部１５ｂは停止し、Ｌレベル信号が出力されると、こ
れとは逆に、正ゲート制御部１５ａが停止する一方、負
ゲート制御部１５ｂは作動するように構成されている。
【００４４】前記３相サブコイル２の出力側は、たとえ
ば前記図７の３相全波整流回路ＦＲを有する同期信号形
成回路１８に接続されている。同期信号形成回路１８
は、３相サブコイル２からの３相出力に応じて、図３に
示すノコギリ波を形成して出力する。
ば前記図７の３相全波整流回路ＦＲを有する同期信号形
成回路１８に接続されている。同期信号形成回路１８
は、３相サブコイル２からの３相出力に応じて、図３に
示すノコギリ波を形成して出力する。
【００４５】図３は、各サイリスタＳＣＲｋ±の導通角
の制御範囲を１２０°〜−６０°にしたときに、この範
囲内の導通角制御を行うことができるノコギリ波の一例
を示す図であり、同図のノコギリ波は、前記図１０のノ
コギリ波に対して、ノコギリ波の幅を拡大した点が異な
っている。このように、各サイリスタＳＣＲｋ±の導通
角の制御範囲を、前記従来のサイクロコンバータＣＣに
対して負側まで拡大したのは、次の理由による。
の制御範囲を１２０°〜−６０°にしたときに、この範
囲内の導通角制御を行うことができるノコギリ波の一例
を示す図であり、同図のノコギリ波は、前記図１０のノ
コギリ波に対して、ノコギリ波の幅を拡大した点が異な
っている。このように、各サイリスタＳＣＲｋ±の導通
角の制御範囲を、前記従来のサイクロコンバータＣＣに
対して負側まで拡大したのは、次の理由による。
【００４６】前記従来のサイクロコンバータＣＣでは、
その出力端子に容量性の負荷が接続され、負荷側に正の
電位があるときに、出力電圧を下げるという制御を行う
と、各サイリスタＳＣＲｋ±の導通角と出力電圧との関
係に不連続点が発生し、出力電圧を安定に維持できない
場合があった。すなわち、負荷側に正の電位があるとき
に出力電圧を下げるには、負荷の正電荷を吸収する必要
があり、このとき、上記従来のサイクロコンバータＣＣ
は導通角αを１２０°〜０°の範囲に限定しているた
め、正コンバータＢＣ１では負荷の正電荷を吸収でき
ず、したがって負コンバータＢＣ２で吸収しなければな
らなかった。そして、負コンバータＢＣ２によってこの
正電荷を吸収した場合には、前述のように、負コンバー
タＢＣ２からの出力電流は−全波整流電圧〜０Ｖである
ため、負荷の正電位は０Ｖまで急激に下がることにな
り、出力電圧に不連続点が発生する。このとき、導通角
を１２０°〜−６０°に拡大すれば、負コンバータＢＣ
２で正の電圧まで負荷の電荷を吸収することができるた
め、出力電圧に不連続点が発生せず、制御の安定性を保
つことができる。
その出力端子に容量性の負荷が接続され、負荷側に正の
電位があるときに、出力電圧を下げるという制御を行う
と、各サイリスタＳＣＲｋ±の導通角と出力電圧との関
係に不連続点が発生し、出力電圧を安定に維持できない
場合があった。すなわち、負荷側に正の電位があるとき
に出力電圧を下げるには、負荷の正電荷を吸収する必要
があり、このとき、上記従来のサイクロコンバータＣＣ
は導通角αを１２０°〜０°の範囲に限定しているた
め、正コンバータＢＣ１では負荷の正電荷を吸収でき
ず、したがって負コンバータＢＣ２で吸収しなければな
らなかった。そして、負コンバータＢＣ２によってこの
正電荷を吸収した場合には、前述のように、負コンバー
タＢＣ２からの出力電流は−全波整流電圧〜０Ｖである
ため、負荷の正電位は０Ｖまで急激に下がることにな
り、出力電圧に不連続点が発生する。このとき、導通角
を１２０°〜−６０°に拡大すれば、負コンバータＢＣ
２で正の電圧まで負荷の電荷を吸収することができるた
め、出力電圧に不連続点が発生せず、制御の安定性を保
つことができる。
【００４７】しかし、このように導通角を負側まで拡大
すると、図４に示すように、正および負コンバータＢＣ
１，ＢＣ２の出力範囲がオーバーラップするため、目標
波ｒと当該ノコギリ波との交点がＴＯ１およびＴＯ２の
２点となり、正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２のい
ずれを選択し、これに対応するサイリスタＳＣＲｋ±の
ゲートを点弧すればよいか判断できなかった。このた
め、本実施の形態では、上述のように、比較器１６の比
較結果に応じて正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の
うち一方を選択している。
すると、図４に示すように、正および負コンバータＢＣ
１，ＢＣ２の出力範囲がオーバーラップするため、目標
波ｒと当該ノコギリ波との交点がＴＯ１およびＴＯ２の
２点となり、正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２のい
ずれを選択し、これに対応するサイリスタＳＣＲｋ±の
ゲートを点弧すればよいか判断できなかった。このた
め、本実施の形態では、上述のように、比較器１６の比
較結果に応じて正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の
うち一方を選択している。
【００４８】同期信号形成回路１８の出力側は、正ゲー
ト制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５ｂに接続され
ている。ここで、同期信号形成回路１８と各ゲート制御
部１５ａおよび１５ｂとを接続する各接続ラインは、そ
れぞれ６本の信号線で構成され、その各信号線は、それ
ぞれ前記ゲート制御部１５ａおよび１５ｂの各比較器に
接続され、各比較器には、前記図３で説明したタイミン
グのノコギリ波が供給される。
ト制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５ｂに接続され
ている。ここで、同期信号形成回路１８と各ゲート制御
部１５ａおよび１５ｂとを接続する各接続ラインは、そ
れぞれ６本の信号線で構成され、その各信号線は、それ
ぞれ前記ゲート制御部１５ａおよび１５ｂの各比較器に
接続され、各比較器には、前記図３で説明したタイミン
グのノコギリ波が供給される。
【００４９】正ゲート制御部１５ａの６個の比較器の出
力側は、それぞれ正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋のゲートに接続され、負ゲート制御部１５ｂの
６個の比較器の出力側は、それぞれ負コンバータＢＣ２
の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲートに接続されている。
力側は、それぞれ正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋のゲートに接続され、負ゲート制御部１５ｂの
６個の比較器の出力側は、それぞれ負コンバータＢＣ２
の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲートに接続されている。
【００５０】なお、本実施の形態では、同期信号形成回
路１８は、３相サブコイル２からの３相出力に応じて同
期信号を形成するように構成したが、これに限らず、３
相サブコイル２に代えて単相サブコイルを用い、この単
相出力に応じて同期信号（基準ノコギリ波）を形成する
ようにしてもよい。
路１８は、３相サブコイル２からの３相出力に応じて同
期信号を形成するように構成したが、これに限らず、３
相サブコイル２に代えて単相サブコイルを用い、この単
相出力に応じて同期信号（基準ノコギリ波）を形成する
ようにしてもよい。
【００５１】以下、以上のように構成された電源装置の
動作を説明する。
動作を説明する。
【００５２】前記回転子Ｒがエンジンにより回転駆動さ
れると、３相メインコイル１の各相間には、前述したよ
うに電圧が印加される。そして、導通角制御部１５によ
りサイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートが点弧されると、こ
れに応じてサイクロコンバータＣＣから電流が出力さ
れ、この電流はフィルタ３によりその高調波成分が除去
され、出力電圧検出回路５により電圧が検出される。こ
のようにして検出された各電圧は、近似実効値演算回路
８により、その近似実効値電圧が演算されて出力され
る。
れると、３相メインコイル１の各相間には、前述したよ
うに電圧が印加される。そして、導通角制御部１５によ
りサイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートが点弧されると、こ
れに応じてサイクロコンバータＣＣから電流が出力さ
れ、この電流はフィルタ３によりその高調波成分が除去
され、出力電圧検出回路５により電圧が検出される。こ
のようにして検出された各電圧は、近似実効値演算回路
８により、その近似実効値電圧が演算されて出力され
る。
【００５３】この近似実効値電圧は、比較器９により、
基準電圧出力回路１０から出力された基準電圧値と比較
され、その比較結果に応じて制御関数演算回路１１によ
り制御関数（比例関数）が演算されて出力される。具体
的には、制御関数演算回路１１は、比較器９からの出力
値が増大するに従って、すなわち基準電圧出力回路１０
からの基準電圧出力と近似実効値演算回路８からの近似
実効値との差が増大するに従って、比例係数が増大する
ような比例関数を演算して出力する。
基準電圧出力回路１０から出力された基準電圧値と比較
され、その比較結果に応じて制御関数演算回路１１によ
り制御関数（比例関数）が演算されて出力される。具体
的には、制御関数演算回路１１は、比較器９からの出力
値が増大するに従って、すなわち基準電圧出力回路１０
からの基準電圧出力と近似実効値演算回路８からの近似
実効値との差が増大するに従って、比例係数が増大する
ような比例関数を演算して出力する。
【００５４】この演算され出力された制御関数に応じ
て、振幅制御回路１２は、正弦波発振器１３から出力さ
れた、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御す
るための制御信号を生成し、目標波出力回路１４は、こ
の制御信号に応じて目標波を出力する。ここで、目標波
出力回路１４からの出力値には上下限値が設けられ、目
標波出力回路１４は、所定上限値よりも大きい値または
所定下限値より小さい値を出力することができないよう
に構成されている。すなわち、比較器９からの出力値が
増大し、制御関数演算回路１１から出力される比例関数
の比例係数が増大するに従って、目標波出力回路１４か
ら出力される目標波の形状は、正弦波から矩形波に変形
される。
て、振幅制御回路１２は、正弦波発振器１３から出力さ
れた、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御す
るための制御信号を生成し、目標波出力回路１４は、こ
の制御信号に応じて目標波を出力する。ここで、目標波
出力回路１４からの出力値には上下限値が設けられ、目
標波出力回路１４は、所定上限値よりも大きい値または
所定下限値より小さい値を出力することができないよう
に構成されている。すなわち、比較器９からの出力値が
増大し、制御関数演算回路１１から出力される比例関数
の比例係数が増大するに従って、目標波出力回路１４か
ら出力される目標波の形状は、正弦波から矩形波に変形
される。
【００５５】目標波出力回路１４から出力された目標波
は、比較器１６により、出力電圧検出回路５から出力さ
れた検出電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より
高い場合には、比較器１６からＨレベル信号が出力され
て、正ゲート制御部１５ａが作動するように選択される
一方、目標波の電圧が検出電圧より低い場合には、比較
器１６からＬレベル信号が出力されて、負ゲート制御部
１５ｂが作動するように選択される。
は、比較器１６により、出力電圧検出回路５から出力さ
れた検出電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より
高い場合には、比較器１６からＨレベル信号が出力され
て、正ゲート制御部１５ａが作動するように選択される
一方、目標波の電圧が検出電圧より低い場合には、比較
器１６からＬレベル信号が出力されて、負ゲート制御部
１５ｂが作動するように選択される。
【００５６】正ゲート制御部１５ａまたは負ゲート制御
部１５ｂのうち、選択されたゲート制御部の各比較器に
おいて、目標波出力回路１４からの目標波と同期信号形
成回路１８からのノコギリ波とが比較され、両者が一致
した時点で、当該サイリスタＳＣＲｋ±のゲートに対し
て、所定幅を有するワンショットパルスが出力され、導
通角制御がなされる。
部１５ｂのうち、選択されたゲート制御部の各比較器に
おいて、目標波出力回路１４からの目標波と同期信号形
成回路１８からのノコギリ波とが比較され、両者が一致
した時点で、当該サイリスタＳＣＲｋ±のゲートに対し
て、所定幅を有するワンショットパルスが出力され、導
通角制御がなされる。
【００５７】図５は、本実施の形態の電源装置により生
成された５０Ｈｚの出力波形の一例を示す図であり、
（ａ）は、無負荷時の出力波形を示し、（ｂ）は、定格
負荷時の出力波形を示し、（ｃ）は、過負荷時の出力波
形を示している。
成された５０Ｈｚの出力波形の一例を示す図であり、
（ａ）は、無負荷時の出力波形を示し、（ｂ）は、定格
負荷時の出力波形を示し、（ｃ）は、過負荷時の出力波
形を示している。
【００５８】同図に示すように、たとえば一時的な過負
荷が生じると、その過負荷の状態に応じて、すなわち前
記基準電圧出力回路１０からの基準電圧出力と近似実効
値演算回路８からの近似実効値との差に応じて、出力波
形は、正弦波から矩形波に変形される。
荷が生じると、その過負荷の状態に応じて、すなわち前
記基準電圧出力回路１０からの基準電圧出力と近似実効
値演算回路８からの近似実効値との差に応じて、出力波
形は、正弦波から矩形波に変形される。
【００５９】なお、本実施の形態では、負荷の状態に応
じて目標波の形状を正弦波から矩形波に変形するように
したが、これに限らず、出力電圧が最大振幅で制限され
るように電源装置を構成した場合には、負荷の状態に応
じて目標波の振幅を増加させるようにすればよい。
じて目標波の形状を正弦波から矩形波に変形するように
したが、これに限らず、出力電圧が最大振幅で制限され
るように電源装置を構成した場合には、負荷の状態に応
じて目標波の振幅を増加させるようにすればよい。
【００６０】このように、本実施の形態では、負荷が一
時的に大きくなった場合には、これに対応して、発電機
からの全入力エネルギの上限近くまで出力を高めるよう
にしたので、一時的な過負荷状態が生じたときにも、無
理なく運転を継続することができる。
時的に大きくなった場合には、これに対応して、発電機
からの全入力エネルギの上限近くまで出力を高めるよう
にしたので、一時的な過負荷状態が生じたときにも、無
理なく運転を継続することができる。
【００６１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に依れば、
可変ブリッジ回路の単相出力波形が、負荷が増大するに
従って正弦波から最大振幅が設定された出力電圧で制限
される矩形波に変化するので、サイクロコンバータの入
力側に小型出力容量の発電機を接続した場合に、一時的
な過負荷状態が生じても、無理なく運転を継続させるこ
とが可能となる効果を奏する。
可変ブリッジ回路の単相出力波形が、負荷が増大するに
従って正弦波から最大振幅が設定された出力電圧で制限
される矩形波に変化するので、サイクロコンバータの入
力側に小型出力容量の発電機を接続した場合に、一時的
な過負荷状態が生じても、無理なく運転を継続させるこ
とが可能となる効果を奏する。
【００６２】また、可変ブリッジ回路を動作させて交流
電力を出力させる駆動信号の目標波が負荷が増大するに
従って正弦波から矩形波に変化し、これに応じて、電源
装置から出力される単相出力波形も正弦波から矩形波に
変形するので、上記効果と同様の効果を得ることができ
る。
電力を出力させる駆動信号の目標波が負荷が増大するに
従って正弦波から矩形波に変化し、これに応じて、電源
装置から出力される単相出力波形も正弦波から矩形波に
変形するので、上記効果と同様の効果を得ることができ
る。
【図１】本発明の実施の一形態に係る電源装置の概略構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図２】図１の交流発電機の断面図である。
【図３】図１の各サイリスタの導通角の制御範囲を１２
０°〜−６０°にしたときに、この範囲内の導通角制御
を行うことができるノコギリ波の一例を示す図である。
０°〜−６０°にしたときに、この範囲内の導通角制御
を行うことができるノコギリ波の一例を示す図である。
【図４】導通角を１２０°〜−６０°にしたときに生ず
る問題を説明するための図である。
る問題を説明するための図である。
【図５】図１の電源装置により生成された５０Ｈｚの出
力波形の一例を示す図である。
力波形の一例を示す図である。
【図６】従来のサイクロコンバータの構成の一例を示す
電気回路図である。
電気回路図である。
【図７】ブリッジ型の３相全波整流回路の構成を示す電
気回路図である。
気回路図である。
【図８】図６または７のＵ相、Ｖ相およびＷ相間に印加
される電圧の推移、フォトカプラがオンするタイミン
グ、およびサイリスタの各ゲートを点弧させるタイミン
グを示す図である。
される電圧の推移、フォトカプラがオンするタイミン
グ、およびサイリスタの各ゲートを点弧させるタイミン
グを示す図である。
【図９】導通角α＝１２０°，６０°で正または負コン
バータの各サイリスタを点弧したときにサイクロコンバ
ータから出力される波形を示す図である。
バータの各サイリスタを点弧したときにサイクロコンバ
ータから出力される波形を示す図である。
【図１０】導通角を制御するために生成された基準ノコ
ギリ波を示す図である。
ギリ波を示す図である。
【図１１】図６のサイクロコンバータにより生成された
５０Ｈｚの正弦波を示す図である。
５０Ｈｚの正弦波を示す図である。
１ ３相メインコイル（３相出力巻線）
５ 出力電圧検出回路
１４ 目標波出力回路
１５ 導通角制御部
１６ 比較器
ＢＣ１ 正コンバータ（可変制御ブリッジ）
ＢＣ２ 負コンバータ（可変制御ブリッジ）
ＣＣ サイクロコンバータ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 5/00 - 5/48
H02P 9/00 - 9/48
Claims (3)
- 【請求項１】 ３相発電機と、この発電機の３相巻線出
力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出
力するサイクロコンバータを構成する１組の可変制御ブ
リッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続された可変
制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎
に交互に切り換え動作させて単相の交流電流を出力する
電源装置において、 前記３相発電機は永久磁石回転子を有する磁石発電機で
構成し、 前記可変ブリッジ回路の単相出力電圧波形を正弦波状に
維持するとともに、負荷が増大するに従って正弦波から
最大振幅が設定された出力電圧で制限される矩形波に変
化させることにより過負荷状態に対応するようにしたこ
とを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 ３相発電機と、この発電機の３相巻線出
力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出
力するサイクロコンバータを構成する１組の可変制御ブ
リッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続された可変
制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎
に交互に切り換え動作させて単相の交流電流を出力する
電源装置において、 前記３相発電機は永久磁石回転子を有する磁石発電機で
構成し、 前記可変ブリッジ回路の単相出力電圧波形を正弦波状に
維持するとともに、前記可変ブリッジ回路を動作させて
交流電力を出力させる駆動信号の目標波形を、負荷が増
大するに従って正弦波から矩形波に変化させることによ
り、前記単相出力波形を正弦波から矩形波に変化させて
過負荷状態に対応するようにしたことを特徴とする電源
装置。 - 【請求項３】 前記サイクロコンバータの出力電圧と設
定電圧との比較結果に基づいて前記目標波の振幅を変化
させるとともに、この振幅の上限または下限を制限する
ことにより、当該目標波の形状を正弦波から矩形波に変
化させることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21813996A JP3446793B2 (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 電源装置 |
| US08/882,683 US5886893A (en) | 1996-08-01 | 1997-06-25 | Portable power unit using a cycloconverter for generating a high power single-phase alternating current |
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