KR100664476B1

KR100664476B1 - 전원 장치

Info

Publication number: KR100664476B1
Application number: KR1020010004286A
Authority: KR
Inventors: 아사이고이치; 시미즈모토히로; 에구치히로유키
Original assignee: 혼다 기켄 고교 가부시키가이샤
Priority date: 2000-02-01
Filing date: 2001-01-30
Publication date: 2007-01-04
Also published as: EP1126589B1; EP1126589A2; CN1319938A; JP2001218470A; DE60117880T2; JP3765703B2; US20010017784A1; TW506185B; CN100411291C; US6362537B2; DE60117880D1; KR20010078163A; EP1126589A3

Abstract

본 발명은 피드백 게인 값을 감소시켜 보다 안정된 피드백 제어를 행하면서, 동시에 엔진의 회전 속도의 변동으로 인한 입력 전압 변동에 따라 발생하는 출력 전압 변동에 대해서도 충분히 추종(追從)할 수 있는 전원 장치를 제공한다. 1조의 가변 제어 브리지 회로는 발전기의 3상 권선 출력에 접속되고, 서로 역병렬 접속되어 단상 전류를 출력하는 사이클로컨버터를 구성한다. 실효값 전압 연산 회로는 상기 단상 교류의 전압의 실효값을 검출한다. 기준 실효값 전압 출력 회로는 상기 가변 브리지 회로가 출력해야할 기준 전압의 실효값을 출력한다. 목표파 출력 회로는 단상 교류의 출력 전압의 실효값을 상기 기준 전압의 실효값에 접근하는 것과 같은 목표파를 출력한다. 도통각 제어부는 상기 목표파에 기초하여 상기 1조의 가변 제어 브리지 회로를 부하에 급전되는 전류의 반주기마다 교대로 전환 동작시키도록 제어한다. 회전 변동 검출 회로는 상기 엔진의 회전 사이클 중의 회전 속도의 변동을 검출한다. 게인 조정 회로는 상기 회로 속도의 변동의 특성과 반대의 특성을 가지는 역특성 신호를 생성한다. 비교기는 상기 역특성 신호에 기초하여 상기 목표파의 진폭을 보정한다.

Description

전원 장치{POWER UNIT}

도 1은 본 발명의 일실시예에 관련된 전원 장치의 개략 구성을 도시하는 블록도.

도 2a는 도 1의 교류 발전기의 횡단면도.

도 2b는 도 1의 교류 발전기의 종단면도.

도 3은 도 1의 사이클로컨버터 부분만을 추출한 전기 회로도.

도 4는 동기 신호 형성 회로(18)의 일례를 도시하는 전기 회로도.

도 5는 도 6 또는 도 7의 U상, V상 및 W상간에 인가되는 전압의 추이, 포토커플러의 턴온 타이밍 및 사이리스터의 각 게이트를 점호시키는 타이밍을 도시한 도면.

도 6a는 점호각 α=120°에서 플러스 컨버터의 각 사이리스터를 점호했을 때에 사이클로컨버터에서 출력되는 파형을 도시한 도면.

도 6b는 점호각 α=120°에서 마이너스 컨버터의 각 사이리스터를 점호했을 때 사이클로컨버터에서 출력되는 파형을 도시한 도면.

도 6c는 점호각 α=60°에서 플러스 컨버터의 각 사이리스터를 점호했을 때 사이클로컨버터에서 출력되는 파형을 도시한 도면.

도 6d는 점호각 α=60°에서 마이너스 컨버터의 각 사이리스터를 점호했을 때 사이클로컨버터에서 출력되는 파형을 도시한 도면.

도 7은 도통각을 제어하기 위해서 생성된 기준 톱니파를 도시한 도면.

도 8은 도통각을 120°내지 -60°로 했을 때에 발생하는 문제를 설명하기 위한 도면.

도 9a∼9d는 엔진의 회전 변동으로 인해 발생하는 출력 전압의 변동을 제거 가능한 근거를 도시한 도면.

〈도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명〉

5 : 출력 전압 출력 회로

8 : 실효값 전압 연산 회로

10 : 기준 실효값 전압 출력 회로

11 : 제어 함수 연산 회로

12 : 진폭 제어 회로

13 : 기준 정현파 출력 회로

14 : 목표값 출력 회로

15 ; 도통각 제어부

18 : 동기 신호 형성 회로

22 : 회전 변동 검출 회로

23 : 게인 조정 회로

본 발명은 상용 주파수 등의 단상 교류 전원으로서 사용되는 전원 장치에 관한 것이다.

종래적으로, 비상용 전원이나 옥외 작업, 레저 등에 사용되는 전원 장치로서, 예컨대 소형 엔진과 동기 발전기를 조합한 것이 많이 사용되고 있다.

이러한 종래의 엔진 발전기에서는 출력 주파수가 엔진 회전 속도에 의존하므로, 예컨대 바이폴라 발전기의 경우에는 50 Hz(또는 60 Hz)의 교류 출력을 얻기 위해서 엔진 회전 속도를 3000 rpm(또는 3600 rpm)으로 유지하는 것이 필요하고, 엔진 회전 속도가 비교적 낮고 운전 효율이 그다지 좋지 않으며, 더구나 발전기를 대형으로 설계해야 햐므로 전체 중량도 매우 커져 버린다는 문제가 있었다.

이에 대하여 최근에는 엔진이 비교적 높은 엔진 회전 속도에서 운전하여 발전기로부터 고출력의 교류 전력을 얻고, 이 교류 전력을 일단 직류로 변환한 후에, 인버터 장치에 의해서 상용 주파수의 교류로 변환하여 출력하는 소위 인버터식 발전기도 보급되기 시작하고 있다(이 관련 출원으로서, 예컨대, 본 출원인에 의한 일본 특허 공개 공보 평7-67229호 또는 일본 특허 공개 공보 평4-355672호에 기재된 발전기).

그러나, 상기 인버터식 발전기에 있어서는, 교류 전력을 일단 직류로 변환하기 위한 직류 변환부와 이 직류 전력을 다시 소정 주파수의 교류로 변환하기 위한 교류 변환부의 2개의 전력 변환부가 필요하게 되고, 나아가서는 직류 전력을 일시적으로 저장해 두는 회로부가 필요하게 되므로, 고가의 전력용 회로 부품을 다수 사용하지 않을 수 없으므로, 발전기의 소형 경량화는 곤란하게 되고 제조 비용도 비싸게 된다는 문제가 있었다.

이 문제를 해결하기 위해서, 상기 발전기로부터 얻어진 고출력의 교류 전력(이 교류 전력을 발생시키는 교류 전류의 주파수는 엔진 회전 속도가 비교적 높은 엔지 회전 속도에서 발전기가 운전되기 때문에 상용 주파수보다 높음)을 직류 전력로 변환하지 않고서 그대로 상용 주파수의 교류로 변환하는 소위 사이클로컨버터식 발전기도 제품화되어 있다.

그런데, 이러한 종래의 사이클로컨버터식 발전기에서는 전술된 바와 같이, 발전기로부터의 교류 전력을 직류 전력로 변환하지 않고 그대로 소정 주파수(상용 주파수)의 교류 출력으로 변환하기 때문에, 출력 용량이 비교적 작은 발전기를 사용했을 경우에 피할 수 없는 큰 입력 전압 변동, 구체적으로는 무부하 상태와 부하 상태를 전환했을 때에 생기는 큰 입력 전압 변동에 따라 발생하는 출력 전압 변동을 신속히 감쇠시키기 위해서, 즉 출력 전압 변동율을 작게 하기 위해서, 매우 큰 피드백 게인을 필요로 한다.

따라서, 상기 종래의 사이클로컨버터식 발전기에 통상의 제어 방법, 구체적으로는 단순히 출력 전압 파형을 피드백 하는 것으로 출력 전압 변동율을 억제하고자 하는 제어 방법을 적용한 경우에는, 매우 큰 피드백 게인이 필요하기 때문에 안정된 제어가 어렵다는 문제가 있었다.

이 문제에 대하여, 소정 주기에 걸쳐 출력 전압의 실효값을 검출하고 이 실효값 전압에 기초하여 피드백을 제어하는 것으로, 피드백 게인 값을 감소시켜 보다 안정된 피드백 제어를 행할 수 있도록 상기 종래의 사이클로컨버터식 발전기를 개량하는 것도 생각된다.

그러나, 이와 같이 개량한 사이클로컨버터식 발전기는 상기 무부하 상태와 부하 상태를 전환했을 때에 생기는 큰 입력 전압 변동에 따라 발생하는 출력 전압 변동에 대하여 충종할 수 있지만, 비교적 높은 변동 엔진 회전 속도에서 운전하여 발전기로부터 얻어진 고출력 또한 고주파수의 교류 전력을 그대로 소정 주파수(상용 주파수)의 교류 출력으로 변환하도록 하고 있는 이상, 엔진의 회전 변동에 기인하는 입력 전압 변동에 따라 발생하는 출력 전압 변동에 대해서는 충분히 추종할 수 없다. 이것은 상기 소정 주기를 예컨대 1주기로 한정했다고 해도, 1주기간의 출력 전압의 실효값을 검출하기 위해서 필요한 시간이 엔진 회전 변동에 기인하는 입력 전압 변동이 발생하는 시간에 비교해서 꽤 길기 때문이다. 구체적으로는, 4사이클의 단기통 엔진을 3600 rpm에서 회전시켜 발전기를 구동하고 정격 부하를 접속한 경우, 엔진의 회전 변동은 약 ±150 rpm이며, 그 중 특히 상승이 빠른 회전 변동이 생기는 폭발 행정 시간은 약 5 msec인데 대하여, 사이클로컨버터식 발전기의 교류 출력의 주파수를 상용 주파수, 즉 50 Hz라고 하면 1주기간의 출력 전압의 실효값을 검출하기 위해서 필요한 시간은 20 msec이다. 이와 같이, 의미가 있는 피드백 제어를 행하기 위한 요인을 검출했을 때에는 그 피제어 대상인 회전 변동은 종료하고 있기 때문에, 이 회전 변동에 기인하는 입력 전압 변동에 따라 발생하는 출력 전압 변동에 대해서는 1주기간의 출력 전압의 실효값을 검출하는 방법으로는 충분히 추종할 수 없는 것이 된다.

본 발명의 목적은 피드백 게인 값을 감소시켜 보다 안정된 피드백 제어를 행하면서 동시에, 엔진의 회전 변동으로 인한 입력 전압 변동에 따라 발생하는 출력 전압 변동에 대해서도 충분히 추종할 수 있는 전원 장치를 제공하는 것이다.

상기 목적을 달성하기 위해서, 본 발명은 하기와 같이,

엔진과;

상기 엔진에 의해 구동되고 3상 권선 출력을 갖는 3상 발전기와;

상기 발전기의 상기 3상 권선 출력에 접속되고, 서로 역병렬 접속되어 부하에 급전되는 단상 전류를 출력하는 사이클로컨버터를 구성하는 1조의 가변 제어 브리지 회로와:

상기 1조의 가변 제어 브리지 회로가 출력한 상기 단상 교류의 전압의 실효값을 검출하는 실효 전압값 검출 수단과;

상기 단상 교류를 제어하기 위한 기준 실효 전압을 출력하는 기준 실효 전압 출력 수단과:

상기 실효 전압값 검출 수단에 의해 검출된 단상 교류의 출력 전압의 실효값을 상기 기준 실효 전압 출력 수단에 의해 출력된 상기 기준 실효 전압의 값에 근접하는 것 같은 목표파를 출력하는 목표파 형성 수단과;

상기 목표파 형성 수단에 의해 출력된 상기 목표파에 기초하여, 상기 1조의 가변 제어 브리지 회로를 상기 단상 전류의 반주기마다 교대로 전환하여 동작하도록 제어하는 제어 수단과;

상기 엔진의 회전 사이클 중의 회전 속도의 변동을 검출하는 회전 변동 검출 수단과;

상기 회전 변동 검출 수단에 의해 검출된 상기 엔진의 상기 회전 속도의 변동의 특성과 반대의 특성을 가지는 역특성 신호를 생성하는 역특성 신호 생성 수단 및

상기 역특성 신호 생성 수단에 의해 생성된 상기 역특성 신호에 기초하여 상기 목표파의 진폭을 보정하는 보정 수단으로 구성되는 전원 장치를 제공한다.

바람직하게는 상기 실효 전압값 건출 수단은 상기 단상 교류의 전압의 소정 주기의 실효값을 검출한다.

보다 바람직하게는 상기 단상 교류의 전압의 소정 주기는 1주기이다.

바람직하게는 상기 전압 장치는 상기 발전기의 출력 주파수에 동기하는 동기 신호를 형성하는 동기 신호 형성 회로를 구비하고, 상기 회전 변동 검출 수단은 해당 동기 신호 형성 회로에서 출력되는 상기 동기 신호에 기초하여 상기 엔진의 회전 속도의 변동을 검출한다.

바람직하게는 상기 3상 발전기는 영구 자석 우회전자를 갖는 자석 발전기이다.

본 발명의 전술의 및 그 밖의 목적, 특징, 및 이점은 첨부 도면을 참조하여 하기의 상세한 설명에 의해 한층 더 분명해질 것이다.

이하, 본 발명의 실시예를 도면에 기초하여 상세히 설명한다.

도 1은 본 발명의 일실시예에 관련된 전원 장치의 개략 구성을 도시하는 블록도이다.

도 1에 있어서, 1 및 2는 각각 교류 발전기의 고정자에 독립하여 감겨진 출력 권선이고, 1은 3상 주출력 권선(이하, 「3상 메인 코일」이라고 함)이며, 2는 3상 부출력 권선(이하, 「3상 서브 코일」이라고 함)이다.

도 2a 및 2b는 상기 교류 발전기의 횡단면도 및 종단면도이고, 동일 도면에 있어서, 3상 메인 코일(1)은 영역(A1) 내의 21극의 코일로 구성되며, 3상 서브 코일(2)은 영역(A2) 내의 3극의 코일로 구성되어 있다. 그리고, 회전자(R)에는 8쌍의 영구 자석의 자극이 형성되어 있고, 내연 엔진(도시하지 않음)에 의해서 회전 구동되도록 구성되어 있다. 또한, 회전자(R)는 엔진의 플라이휠을 겸용하고 있다.

도 1에 되돌아가, 3상 메인 코일(1)의 3가지의 출력단(U, V, W)은 사이클로컨버터(Cycloconveter: CC)의 플러스 및 마이너스 컨버터(BC1, C2)의 입력단(U, V, W)에 각각 접속되어 있다.

도 3은 도 1의 사이클로컨버터(CC) 부분만을 추출한 전기 회로도이고, 동일 도면에 도시한 바와 같이, 사이클로컨버터(CC)는 12개의 사이리스터 SCRk±(k=1, ···, 6)에 의해 구성되어 있다. 12개의 사이리스터 SCRk± 중 6개의 사이리스터 SCRk+로 구성되는 브리지 회로(이하, 「플러스 컨버터」라고 함: C1)는 주로 플러스 전류를 출력하고, 나머지 6개의 사이리스터 SCRk-로 구성되는 브리지 회로(이하, 「마이너스 컨버터」라고 함: C2)는 주로 마이너스 전류를 출력한다.

24극(이 중 3극은 사이리스터 SCRk±의 각 게이트를 제어하는 동기 신호를 생성하기 위해서 이용됨)의 3상 발전기의 3상 교류 출력이 사이클로컨버터(CC)에 입력된 경우에는 크랭크축 1회전 당 8사이클의 교류를 얻을 수 있다. 그리고, 엔진 회전 속도의 범위를 예컨대 1200 rpm∼4500 rpm(즉, 20 Hz∼75 Hz)으로 설정한 경우에는 상기 3상 교류 출력의 주파수는 엔진 회전 속도의 8배인 160 Hz∼600 Hz가 된다.

도 1에 되돌아가, 3상 메인 코일(1)의 3가지 출력단(U, V, W)은 전술한 바와 같이, 각각 플러스 및 마이너스 컨버터(BC1, C2)의 입력단(U, V, W)에 접속되고, 사이클로컨버터(CC)의 출력측은 그 출력 전류의 고조파 성분을 제거하기 위한 LC 필터(3)에 접속되며, LC 필터(3)의 출력측은 이 출력인 고조파 성분이 제거된 전류에 따른 전압을 검출하기 위한 출력 전압 검출 회로에 접속되어 있다. 그리고, 출력 전압 검출 회로(5)의 마이너스측 입력단은 본 제어계의 그라운드(GND)에 접속되고, 출력 전압 검출 회로(5)의 플러스측 및 마이너스측의 양 입력단으로부터 단상 출력을 얻도록 구성되어 있다.

출력 전압 검출 회로(5)의 출력측은 이 출력 전압의 일주기의 실효값 전압을 연산하여 출력하는 일주기의 실효값 전압 연산 회로(8)에 접속되고, 일주기의 실효값 전압 연산 회로(8)의 출력측은 비교기(9)의 마이너스측 입력 단자에 접속되어 있다. 비교기(9)의 플러스측 입력 단자에는 본 전원 장치가 출력해야 할 기준 전압의 실효값(기준 실효값 전압)을 출력하는 기준 실효값 전압 출력 회로(10)가 접속되고, 비교기(9)의 출력측에는 이 비교 결과에 따른 제어 함수(예컨대 비례 함수 등)를 연산하여 출력하는 제어 함수 연산 회로(11)가 접속되어 있다.

그리고, 제어 함수 연산 회로(11)의 출력측은 목표파 출력 회로(14)에서 출력되는 목표파의 진폭을 제어하는 진폭 제어 회로(12)의 입력측에 접속되고, 진폭 제어 회로(12)의 또 한쪽의 입력측에는 기준 정현파 출력 회로(13)에서 출력되는, 예컨대 상용 주파수 50 Hz 또는 60 Hz의 정현파와, 출력 전압 검출 회로(5)에 의해서 검출된 출력 전압의 차분(또는 차분에 따른 값)을 출력하는 비교기(20)의 출력측이 접속되어 있다. 진폭 제어 회로(12)는 제어 함수 연산 회로(11)에서 출력된 제어 함수 및 비교기(20)에서 출력된 차분에 따라 목표파의 진폭을 제어하기 위한 진폭 제어 신호를 출력한다.

진폭 제어 회로(12)의 출력측은 이 출력 신호(진폭 제어 신호)에 따라 목표파를 출력하는 목표파 출력 회로(14)에 접속되고, 목표파 출력 회로(14)의 출력측은 비교시(21)의 플러스측 입력 단자에 접속되고 있다. 한편, 회전 변동 검출 회로(22)는 후술하는 동기 신호 형성 회로(18)로부터 출력되는 동기 신호에 기초하여 엔진의 회전 변동을 검출하고, 이 회전 변동 검출 회로(22)의 출력측이 게인 조정 회로(23)에 접속되어 있다. 이 게인 조정 회로(23)는 회전 변동 검출 회로(22)의 회전 변동 출력의 출력 레벨을 조정한다. 즉, 회전 변동 검출 회로(22)에 의해 검출된 출력의 진폭을 조정하고, 목표파의 진폭을 변화시키기 위해서 사용되는 역특성 신호를 비교기(21)의 마이너스측 입력 단자에 공급한다. 비교기(21)의 출력측은 사이클로컨버터(CC)를 구성하는 사이리스터 SCRk ±의 각 게이트의 도통각을 제어하는 도통각 제어부(15) 및 비교기(16)의 플러스측 입력 단자에 접속되어 있다.

도통각 제어부(15)는 플러스 컨버터(BC1)의 각 사이리스터 SCRk+의 게이트( 이하, 「플러스 게이트」라고 함)의 도통각을 제어하는 플러스 게이트 제어부(15a)와, 마이너스 컨버터(BC2)의 각 사이리스터 SCRk-의 게이트(이하, 「마이너스 게이트」라고 함)의 도통각을 제어하는 마이너스 게이트 제어부(15b)로 구성되어 있다.

각 게이트 제어부(15a, 15b)는 각각 6개의 비교기(도시 생략)를 가지고, 각 비교기는 상기 목표파와 후술하는 동기 신호(기준 톱니파)를 비교하며, 양자가 일치한 시점에서 해당 게이트를 점호한다.

비교기(16)의 마이너스측 입력 단자에는 상기 출력 전압 검출 회로(5)의 출력측이 접속되고, 비교기(16)의 출력측은 플러스 게이트 제어부(15a) 및 마이너스 게이트 제어부(15b)에 접속되어 있다. 비교기(16)는 출력 전압 검출 회로(5)에서 출력되는 전압과 상기 목표파를 비교하여 그 비교 결과에 따라 고(H)레벨 신호 또는 저(L)레벨 신호를 출력한다.

비교기(16)에서 H레벨 신호가 출력되면 플러스 게이트 제어부(15a)가 작동하는 한편, 마이너스 게이트 제어부(15b)는 정지하고, L레벨 신호가 출력되면 이와는 반대로 플러스 게이트 제어부(15a)가 정지하는 한편, 마이너스 게이트 제어부(15b)는 작동하도록 구성되어 있다.

상기 3상 서브 코일(2)의 출력측은 동기 신호 형성 회로(18)에 접속되어 있다.

도 4는 동기 신호 형성 회로(18)의 일례를 도시하는 전기 회로도이며, 동일 도면에 도시한 바와 같이, 동기 신호 형성 회로(18)는 6개의 포토커플러(PCk(k=1, …, 6))와 6개의 다이오드(Dk(k=1, …, 6)로써 구성되어 있다.

3상 서브 코일(2)에서 얻어지는 3상 전류(U상, V상 및 W상의 각 전류)는 포토커플러(PCk)의 각 1차측 발광 다이오드(LED)와 다이오드(Dk)에 의해 구성되는 브리지형의 3상 전파 정류 회로(FR)에 공급된다. 이 3상 전파 정류 회로(FR)에 의해서 전파 정류된 3상 전류의 직류 성분은 1차측 LED에 의해 광으로 변환되고, 이 광출력은 포토커플러(PCk)의 각 2차측 광 센서(도시하지 않음)에 의해 전류로 변환된다. 즉, 3상 전파 정류 회로(FR)에 의해 전파 정류된 3상 전류에 따른 전류가 2차측 광 센서에 의해 추출된다. 그리고, 이 추출된 전류는 후술하는 바와 같이, 각 사이리스터 SCRk±의 게이트의 도통각을 제어하는 동기 신호(예컨대 톱니파)를 생성하기 위해서 이용된다.

도 5는 도 3 또는 도 4의 U상, V상 및 W상간에 인가되는 전압의 추이 및 포토커플러(PCk)가 온 하는 타이밍을 도시한 도면이다.

각 선간 전압(U-V, U-W, V-W, V-U, W-U, W-V)이 도 5와 같이 변화되었을 때에, 3상 전파 정류 회로(FR)에 의해 전파 정류된 출력 파형은 메인 코일로부터 얻어지는 각 선간 전압 파형의 주기의 1/6이 된다. 예컨대, 위상각이 60°∼120°일 때에, 즉 U-V간 전압이 다른 선간 전압에 비교하여 가장 높을 때에, 포토커플러(PC1) 및 포토커틀러(PC5)는 쌍으로 온(다른 포토커플러는 오프)되기 때문에, 3상 전파 정류 회로(FR)에서는 U-V간 전압에 따른 전압이 출력된다. 즉, 3상 전파 정류 회로(FR)에서는 각 선간 전압의 최대값에 따른 전압이 출력되기 때문에 이 전압의 주기는 60°가 되고, 메인 코일의 전압의 주기 360°에 대하여 1/6이 된다.

또한, 도 5에는 사이리스터 SCRk±의 각 게이트의 점호(turn on)의 타이밍의 제어 범위도 표시되고, 동일 도면에는 각 게이트의 도통각을 120°∼0°의 범위로 제어하는 예가 후술의 2개의 점호 타이밍의 구체예(점호각 120°, 60°)와 함께 표시되고 있다.

이 타이밍에 따라서, 사이클로컨버터(CC)에서 전류를 출력할 때에는 플러스 컨버터(BC1)의 각 게이트를 점호하는 한편, 사이클로컨버터(CC)로 전류를 흡수(공급)할 때에는 마이너스 컨버터(BC2)의 각 게이트를 점호한다.

또한, 말할 것도 없이 점호는 동일 도면에 도시하는 범위에 걸쳐서 계속하여 행할 필요가 없고, 예컨대 동일 도면의 사선으로 도시하는 타이밍(점호각 α=120°또는 60°)에서 소정의 펄스를 게이트에 인가함으로써 상기 동작을 얻을 수 있다.

도 6a∼6d는 전술의 도시된 점호각 α=120°, 60°의 타이밍에 플러스 또는 마이너스 컨버터(BC1, BC2)의 각 사이리스터 SCRk±를 점호했을 때에 각각 사이클로컨버터(CC)에서 출력되는 파형을 도시한 도면이다.

도 6a는 점호각 α=120°으로 플러스 컨버터(BC1)의 각 사이리스터 SCRk+를 점호했을 때에 사이클로컨버터(CC)에서 출력되는 파형을 도시하고, 도 6b는 점호각 α=120°으로 마이너스 컨버터(BC2)의 각 사이리스터 SCRk-를 점호했을 때에 사이클로컨버터(CC)에서 출력되는 파형을 도시하며, 도 6c는 점호각 α=60°으로 플러스 컨버터(BC1)의 각 사이리스터 SCRk+를 점호했을 때에 사이클로컨버터(CC)에서 출력되는 파형을 도시하고, 도 6d는 점호각 α=60°으로 마이너스 컨버터(BC2)의 각 사이리스터 SCRk-를 점호했을 때에 사이클로컨버터(CC)에서 출력되는 파형을 도 시하고 있다.

예컨대, 점호각 α=120°으로 플러스 컨버터(BC1)의 각 사이리스터 SCRk+를 점호했을 때에 사이클로컨버터(CC)에서 출력되는 파형은, 도 6a에 도시한 바와 같이 전파 정류 파형이 된다. 또한, 점호각 α=60°으로 플러스 컨버터(BC1)의 각 사이리스터 SCRk+를 점호했을 때에 사이클로컨버터(CC)에서 출력되는 파형은, 도 6c에 도시한 바와 같이 다량의 고조파 성분을 포함하는 파형이 되지만, 사이클로컨버터(CC)의 출력측에 저역 통과 필터를 접속하면 이 고조파 성분은 제거되어 그 평균 전압이 출력된다. 전술한 바와 같이, 입력 발전기를 24극의 3상 발전기로 하고, 엔진 회전 속도를 3600 rpm이라고 하면, 고조파의 기본파의 주파수는 다음과 같다.

60 Hz(=3600 rpm)×8(배파)×3(상)×2(반파)(=1 전파)-2.88 kHz

그리고, 플러스 컨버터(BC1)의 점호각 α를 0°∼120°의 범위에서 변화시킴으로써, 사이클로컨버터(CC)는 평균 전압이 0 V∼전파 정류 전압의 범위내의 임의의 플러스의 전압을 출력할 수 있다. 또한, 마이너스 컨버터(C2)의 점호각(α)도 마찬가지로 변화시킴으로써, 사이클로컨버터(CC)는 평균 전압이 0 V∼-전파 정류 전압의 범위내의 임의의 마이너스 전압을 출력할 수 있다.

다음에, 점호각(α)의 제어 방법을 설명한다.

도 7은 점호각(α)을 제어하기 위해서 생성된 기준 톱니파를 도시한 도면이며, 동일 도면의 기준 톱니파는 상기 도 4의 포토커플러(PCk)의 2차측 광 센서로 검출된 전류에 기초하여 생성된다.

플러스 컨버터(BC1)의 사이리스터(SCR1+)에 대응하는 기준 톱니파는 위상각 α가 120°∼-60°의 범위에서 전압이 변화되고, 위상각 = 0°일 때에 0 V가 되는 톱니파가 대응한다. 그리고, 60°씩 위상차를 갖는 톱니파가 각각 사이리스터 SCR1+, 6+, 2+, 4+, 3+. 5+의 순서로 각 사이리스터 SCRk+에 대응한다.

한편, 마이너스 컨버터(BC2)의 사이리스터 SCR1-에 대해서는 상기 사이리스터 SCR1+와 상하 대칭으로 위상이 180°어긋난 톱니파를 생성한다. 그리고, 플러스 컨버터(BC1)와 마찬가지로 60°씩 위상차를 갖는 톱니파가 각각 사이리스터 SCR1-, 6-, 2-, 4-, 3-, 5-의 순서로 각 사이리스터 SCRk-에 대응한다.

이와 같이, 기준 파형은 플러스 및 마이너스 컨버터(BC1, BC2)의 각 사이리스터 SCRk±에 대응한 12개의 톱니파에 의해서 구성된다. 이들의 톱니파는 목표파형(r)과 12계통의 비교기(도시하지 않음)에 의해 각각 비교되고, 그 교점이 각 사이리스터 SCRk±의 도통각이 된다.

그리고, 목표파로서 정현파를 채용하고, 점호각(α)을 정현파형으로 변화시킴으로써, 사이클로컨버터(CC)에서 정현파 출력을 얻을 수 있다.

도 7에서는 점호각(α)의 제어 범위를 도 5에서 설명한 120°∼0°로부터 120°∼-60°로 확대하고 있다. 이하, 점호각(α)의 제어 범위를 확대한 이유를 설명한다.

점호각(α)이 120°∼0°의 범위에서 제어되는 경우에 사이클로컨버터(CC)의 출력 단자에 용량성 부하가 접속되고, 부하측에 플러스의 전위가 있을 때에 출력 전압을 내리도록 제어하면, 각 사이리스터 SCRk±의 도통각과 출력 전압의 관계에 불연속점이 발생하여 출력 전압을 안정하게 유지할 수 없는 일이 있었다. 즉, 부하 측에 플러스의 전위가 있을 때에 출력 전압을 내리기 위해서는 부하의 플러스 전하를 흡수해야 하고, 이 때, 점호각(α)은 120°∼0°의 범위에 한정되어 있기 때문에 플러스 컨버터(BC1)로는 부하의 플러스 전하를 흡수할 수 없고, 따라서 마이너스 컨버터(BC2)로 흡수해야 했다. 그리고, 마이너스 컨버터(BC2)에 의해서 이 플러스 전하를 흡수한 경우에는, 전술한 바와 같이 마이너스 컨버터(BC2)에서의 출력 전류는 -전파 정류 전압∼0 V이므로, 부하의 플러스 전위는 0 V까지 급격히 내려가게 되고 출력 전압에 불연속점이 발생한다. 이 때, 도통각을 120°∼-60°로 확대하면, 마이너스 컨버터(BC2)로 플러스의 전압까지 부하의 전하를 흡수할 수 있으므로, 출력 전압에 불연속점이 발생하지 않고 제어의 안정성을 유지할 수 있다.

그러나, 이와 같이 도통각을 마이너스측까지 확대하면, 도 8에 도시한 바와 같이 플러스 및 마이너스 컨버터(BC1, BC2)의 출력 범위가 오버랩하기 때문에, 목표파(r)와 해당 톱니파의 교점이 TO1 및 TO2의 2점이 되고, 플러스 또는 마이너스 컨버터(BC1, BC2)의 어느 하나를 선택하여 이것에 대응하는 사이리스터 SCRk±의 게이트를 점호하면 좋을지 판단할 수 없었다. 이 때문에, 본 실시예에서는 전술한 바와 같이, 비교기(16)의 비교 결과에 따라 플러스 또는 마이너스 컨버터(BC1, BC2) 중 어느 한쪽을 선택하고 있다.

도 1에 되돌아가, 동기 신호 형성 회로(18)의 출력측은 플러스 게이트 제어부(15a) 및 마이너스 게이트 제어부(15b)에 접속되어 있다. 여기서, 동기 신호 형성 회로(18)와 각 게이트 제어부(15a) 및 게이트 제어부(15b)를 접속하는 각 접속 라인은 각각 6개의 신호선으로 구성되고, 그 각 신호선은 각각 상기 게이트 제어부(15a) 및 게이트 제어부(15b)의 각 비교기에 접속되며, 각 비교기에는 도 7에서 설명한 확대한 폭의 톱니파가 도 7에 도시하는 타이밍 공급된다.

플러스 게이트 제어부(15a)의 6개의 비교기의 출력측은 각각 플러스 컨버터(BC1)의 각 사이리스터 SCRk+의 게이트에 접속되고, 마이너스 게이트 제어부(15b)의 6개의 비교기의 출력측은 각각 마이너스 컨버터(BC2)의 각 사이리스터 SCRk-의 게이트에 접속되어 있다.

또한, 본 실시예에서는 동기 신호 형성 회로(18)는 3상 서브 코일(2)에서의 3상 출력에 따라 동기 신호(기준 톱니파)를 형성하도록 구성했지만, 이것에 한하지 않고, 3상 서브 코일(2) 대신에 단상 서브 코일을 이용하여 이 단상 출력에 따라 동기 신호를 형성하도록 해도 좋다.

이하, 이상과 같이 구성된 전원 장치의 동작을 설명한다.

상기 회전자(R)가 엔진에 의해 회전 구동되면, 3상 메인 코일(1)의 각 상간에는 전술한 바와 같이 전압이 인가된다. 그리고, 도통각 제어부(15)에 의해 사이리스터 SCRk±의 각 게이트가 점호되면, 이에 따라 사이클로컨버터(CC)에서 전류가 출력되고, 이 전류는 필터(3)에 의해 그 고조파 성분이 제거되어 출력 전압 검출 회로(5)에 의해 전압이 검출된다. 이와 같이 하여 검출된 각 전압은 일주기의 실효값 전압 연산 회로(8)에 의해 그 일주기의 실효값 전압이 연산되어 출력된다.

이 일주기의 실효값 전압은 비교기(9)에 의해, 기준 실효값 전압 출력 회로(10)에서 출력된 기준 실효값 전압과 비교되고, 그 비교 결과에 따라 제어 함수 연산 회로(11)에 의해 제어 함수(일차 함수)가 연산되어 출력된다. 구체적으로 는, 제어 함수 연산 회로(11)는 비교기(9)부터의 출력값이 증대함에 따라서, 즉 기준 전압 출력 회로(10)에서의 기준 전압 출력과 일주기의 실효값 전압 연산 회로(8)에서의 일주기의 실효값 전압의 차가 증대함에 따라서, 비례 계수(비례 상수(정수))가 증대하는 것 같은 비례 함수를 연산하여 출력한다.

비교기(20)는 기준 정현파 출력 회로(13)에서 출력된 기준 정현파와, 출력 전압 검출 회로(5)에 의해서 검출된 출력 전압의 차분을 진폭 제어 회로(12)에 출력한다.

이 차분 및 상기 연산되어 출력된 제어 함수에 따라, 진폭 제어 회로(12)는 목표파 출력 회로(14)가 출력해야 할 목표파(50 Hz 또는 60 Hz의 정현파의 진폭)의 진폭을 제어하기 위한 제어 신호를 생성하고, 목표파 출력 회로(14)는 이 제어 신호에 따라 목표파를 출력한다.

목표파 출력 회로(14)에서 출력된 목표파 중에 엔진의 회전 변동에 기인하는 성분이 포함되어 있는 경우에는 비교기(21)는 게인 조정 회로(23)에서 그 마이너스측 입력 단자에 입력되는 역특성 신호에 기초하여 그 성분을 제거하고, 제거 후의 목표파가 비교기(16)에 의해 출력 전압 검출 회로(5)에서 출력된 검출 전압과 비교되며, 목표파의 전압이 검출 전압보다 높은 경우에는 비교기(16)에서 H레벨 신호가 출력되어 플러스 게이트 제어부(15a)가 작동하도록 선택되는 한편, 목표파의 전압이 검출 전압보다 낮은 경우에는 비교기(16)에서 L레벨 신호가 출력되어 마이너스 게이트 제어부(15b)가 작동하도록 선택된다.

플러스 게이트 제어부(15a) 또는 마이너스 게이트 제어부(15b) 중, 선택된 게이트 제어부의 각 비교기에 있어서, 목표파 출력 회로(14)에서의 목표파와 동기 신호 형성 회로(18)에서의 톱니파가 비교되고, 양자가 일치한 시점에서 해당 사이리스터 SCRk±의 게이트에 대하여 소정폭을 갖는 단안정 펄스가 출력되어 도통각 제어가 이루어질 수 있다.

도 9a∼9d는 엔진의 회전 변동에 기인하여 발생하는 출력 전압의 변동(맥동)을 제거하는 데에 사용되는 본 발명에서 사용되는 방법의 근거를 도시하는 도면이고, 도 9a는 엔진의 폭발 공정에 의해 발생하는 엔진의 회전 변동의 일례를 도시하며, 도 9b는 도 1의 3상 메인 코일(1) 내의 소정의 1상에서 얻어진 출력 전압에 도 9A의 회전 변동에 기인하여 변동이 생기고 있는 일례를 도시하고, 도 9c는 도 1의 출력 전압 검출 회로(5)에 의해 검출된 단상의 출력 전압에 도 9a의 회전 변동에 대처하기 위해서 목표파를 변화시키기 위한 게인 조정 회로(23)에 의해 출력되는 역특성 신호의 일례를 도시하는 도면이다.

도 9a에 도시한 바와 같이, 시간 t1-t2의 폭발 공정에서는 정격 회전 속도 3600 rpm에 대하여 상승이 빠른 ±150 rpm 정도의 변동이 생기기 때문에 이 변동의 영향을 받아 도 9b에 도시한 바와 같이 3상 메인 코일(1)에 의해 얻어지는 출력 전류는 맥동하고, 이에 따라 도 9c에 도시한 바와 같이 출력 전압도 맥동한다.

따라서, 도 9d에 도시한 바와 같이 회전 변동의 특성과는 반대의 특성을 가지는 역특성 신호에 의해 목표파의 진폭을 변화시키는 것으로 도 9b 및 도 9c의 맥동을 제거할 수 있다.

상기 도 1에 있어서, 비교기(21)의 마이너스측 입력 단자에 회전 변동 검출 회로(22)에 의해 출력된 엔진의 회전 속도 변동과는 반대의 특성을 가지도록 상기 회전 변동 검출 회로의 출력의 진폭을 조정한 역특성 신호를 게인 조정 회로(23)에서 공급하도록 한 것은 그 때문이다.

이와 같이 본 실시예에서는 속도가 빠르지 않은 입력 전압 변동이나 출력 전압 변동에 대해서는 실효값 피드백(도 1의 블록8 내지 11을 주로 사용하여 행해지는 피드백 제어 처리)을 적용하고, 속도가 빠른 출력 변동에 대해서는 파형 피드백(도 1의 블록 5, 13 및 20을 주로 사용하여 행해지는 피드백 제어 처리)을 적용하며, 또한 엔진의 회전 변동에 기인하는 출력 전압의 변동에 대해서는 그 회전 변동과는 반대의 특성을 가지는 역특성 신호에 의해 목표파의 진폭을 변화시키는 방법을 적용하도록 하였으므로, 피드백 게인 값을 감소시켜 보다 안정된 피드백 제어를 행하면서, 동시에 엔진의 회전 변동에 기인하는 입력 전압 변동에 따라 발생하는 출력 전압 변동에 대해서도 충분히 추종할 수 있다.

또한, 3상 발전기의 출력 주파수의 대소에 상관없이, 이 출력 주파수를 사이클로컨버터(CC)에 의해 소정 주파수로 변환하기 때문에, 즉 전술한 인버터식 발전기와 마찬가지로 엔진 등의 구동원의 회전 속도에 출력 주파수가 의존하지 않으므로, 비교적 높은 회전 속도 출력을 추출할 수 있고, 발전기의 소형 경량화를 꾀하는 것이 가능해진다.

또한, 높은 주파수의 발전기 출력을 단상 상용 주파수 등의 소정의 낮은 교류 주파수 출력으로 직접 변환하여 출력할 수 있기 때문에, 전력용 회로 부품을 대폭 삭감할 수 있고, 이에 따라, 제조 비용을 대폭 저감시킬 수 있다.

또한, 발전기로서 다극의 자석 발전기를 이용한 경우, 무부하시와 부하시에서 사이클로컨버터로의 입력 전압 변동이 크기 때문에 출력 전압 변동의 억제 효과가 크고, 또한, 호의 추출이 간단하게 된다.

또한, 발전기의 회전자(R)를 엔진의 플라이휠과 겸용했기 때문에, 전원 장치전체가 더 소형이고 조밀하게 된다.

또한, 본 실시예에서는 일주기의 실효값 전압을 산출하도록 했지만, 일주기로 한정한 것은 출력 전압의 변동에 대하여 가능한 한 신속히 추종하도록 구성했기 때문이고, 이와는 반대로 신속한 추종성보다도 제어의 한층 더한 안정성을 구하는 것이라면 복수 주기에 걸쳐서 실효값 전압을 산출하도록 해도 좋다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명은 피드백 게인 값을 감소시켜 보다 안정된 피드백 제어를 행하면서 동시에, 엔진의 회전 변동으로 인한 입력 전압 변동에 따라 발생하는 출력 전압 변동에 대해서도 충분히 추종할 수 있는 전원 장치를 제공한다.

Claims

엔진과,

상기 엔진에 의해 구동되고 3상 권선 출력을 갖는 3상 발전기와,

상기 발전기의 상기 3상 권선 출력에 접속되고, 서로 역병렬 접속되어 부하에 급전되는 단상 전류를 출력하는 사이클로컨버터를 구성하는 1조의 가변 제어 브리지 회로와,

상기 1조의 가변 제어 브리지 회로가 출력한 상기 단상 교류의 전압의 실효값을 검출하는 실효 전압값 검출 수단과,

상기 단상 교류를 제어하기 위한 기준 실효 전압을 출력하는 기준 실효 전압 출력 수단과,

상기 실효 전압값 검출 수단에 의해 검출된 단상 교류의 출력 전압의 실효값을 상기 기준 실효 전압 출력 수단에 의해 출력된 상기 기준 실효 전압의 값에 근접하는 것 같은 목표파를 출력하는 목표파 형성 수단과,

상기 목표파 형성 수단에 의해 출력된 상기 목표파에 기초하여, 상기 1조의 가변 제어 브리지 회로를 상기 단상 전류의 반주기마다 교대로 전환하여 동작하도록 제어하는 제어 수단과,

상기 엔진의 회전 사이클 중의 회전 속도의 변동을 검출하는 회전 변동 검출 수단과,

상기 회전 변동 검출 수단에 의해 검출된 상기 엔진의 상기 회전 속도의 변동의 특성과 반대의 특성을 가지는 역특성 신호를 생성하는 역특성 신호 생성 수단 및

상기 역특성 신호 생성 수단에 의해 생성된 상기 역특성 신호에 기초하여 상기 목표파의 진폭을 보정하는 보정 수단으로 이루어지는 전원 장치.
제1항에 있어서, 상기 실효 전압값 검출 수단은 상기 단상 교류의 전압의 소정 주기의 실효값을 검출하는 것인 전원 장치.
제2항에 있어서, 상기 단상 교류의 전압의 소정 주기는 일주기인 것인 전원 장치.
제1항에 있어서, 상기 발전기의 출력 주파수에 동기하는 동기 신호를 형성하는 동기 신호 형성 회로를 구비하고,

상기 회전 변동 검출 수단은 상기 동기 신호 형성 회로에서 출력되는 상기 동기 신호에 기초하여 상기 엔진의 회전 속도의 변동을 검출하는 것인 전원 장치.
제1항에 있어서, 상기 3상 발전기는 영구 자석 회전자를 갖는 자석 발전기 인 것인 전원 장치.
제2항에 있어서, 상기 3상 발전기는 영구 자석 회전자를 갖는 자석 발전기 인 것인 전원 장치.