JP3493330B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用周波数等の単
相交流電源として使用される電源装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】従来、非常用電源や屋外作業、レジャー
等に使用される可搬型電源装置として、たとえば小型エ
ンジンと同期発電機とを組み合わせたものが多く使用さ
れている。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】このような従来のエン
ジン発電機では、出力周波数がエンジン回転数に依存す
るので、たとえば２極機の場合には５０Ｈｚ（または６
０Ｈｚ）の交流出力を得るためにエンジン回転数を３０
００ｒｐｍ（または３６００ｒｐｍ）に保持することが
必要であり、エンジン回転数が比較的低くて運転効率が
あまりよくなく、しかも発電機を大きくせざるを得ない
ため、全体重量も大変大きくなってしまうという問題が
あった。 【０００４】これに対して近年では、エンジン回転数が
比較的高い回転数のところで運転して発電機から高出力
の交流電力を得、この交流電力を一旦直流に変換した後
に、インバータ装置によって商用周波数の交流に変換し
て出力する、いわゆるインバータ式発電機も普及し始め
ている（この関連出願として、たとえば、本出願人によ
る特公平７−６７２２９号公報や特開平４−３５５６７
２号公報記載のものがある）。 【０００５】ところで、上記インバータ式発電機におい
ては、交流電力を一旦直流に変換するための直流変換部
と、この直流電力を再び所定周波数の交流に変換するた
めの交流変換部との２つの電力変換部が必要になるこ
と、さらには直流電力を一旦蓄えておく回路部が必要に
なることから、高価な電力用回路部品を多数使わざるを
得ず、これにより、発電機の更なる小型軽量化は困難で
あるとともに製造コストが高くなると云う問題があっ
た。 【０００６】本発明は、上記問題に鑑みてなされたもの
で、一層の小型軽量化を図るとともに製造コストを低減
化し、さらに小型の発電機でありながらも比較的大きな
出力を取り出すことが可能な電源装置を提供することを
目的とする。 【０００７】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、３相発電機と、この発電機の３相巻線出
力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出
力するサイクロコンバータを構成する１組の可変制御ブ
リッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続された可変
制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎
に交互に切り換え動作させて単相の交流電流を出力する
電源装置において、この電源装置が出力した前記単相交
流の電圧を検出する出力電圧検出手段と、この電源装置
が出力すべき目標波の電圧を出力する目標波出力手段
と、前記出力電圧検出手段により検出された単相交流の
出力電圧と、前記目標波出力手段により出力された目標
波の電圧とを比較することによって両電圧の大小関係を
判別する比較手段と、この比較手段によって判別された
両電圧の大小関係に基づいて、前記１組の可変制御ブリ
ッジ回路を交互に切り換え動作させる際の切り換えタイ
ミングを制御する制御手段とを有することを特徴とす
る。 【０００８】 【０００９】 【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて詳細に説明する。 【００１０】図１は、本発明の実施の一形態に係る可搬
型電源装置の概略構成を示すブロック図である。 【００１１】図１において、１および２はそれぞれ交流
発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、
１は３相主出力巻線（以下、「３相メインコイル」とい
う）であり、２は３相副出力巻線（以下、「３相サブコ
イル」という）である。 【００１２】図２は、上記交流発電機の断面図であり、
同図において、３相メインコイル１は、領域Ａ１内の２
１極のコイルで構成され、３相サブコイル２は、領域Ａ
２内の３極のコイルで構成されている。そして、回転子
Ｒには、８対の永久磁石の磁極が形成されており、内燃
エンジン（図示せず）によって回転駆動されるように構
成されている。なお、回転子Ｒは、エンジンのフライホ
イールを兼用している。 【００１３】図１に戻り、３相メインコイル１の３つの
出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、サイクロコンバータ（Cycloconve
rter）ＣＣの入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されている。 【００１４】図３は、図１のサイクロコンバータＣＣ部
分のみを取り出した電気回路図であり、同図に示すよう
に、サイクロコンバータＣＣは、１２個のサイリスタＳ
ＣＲｋ±（ｋ＝１，…，６）により構成されている。１
２個のサイリスタＳＣＲｋ±のうち６個のサイリスタＳ
ＣＲｋ＋で構成されるブリッジ回路（以下、「正コンバ
ータ」という）ＢＣ１は、主として正の電流を出力し、
残りの６個のサイリスタＳＣＲｋ−で構成されるブリッ
ジ回路（以下、「負コンバータ」という）ＢＣ２は、主
として負の電流を出力する。 【００１５】前述のように、２４極（このうち３極は、
サイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートを制御する同期信号を
生成するために用いられる）の３相発電機の３相交流出
力がサイクロコンバータＣＣに入力された場合には、ク
ランク軸１回転につき８サイクルの交流が得られる。そ
して、エンジン回転数の範囲を、たとえば１２００ｒｐ
ｍ〜４５００ｒｐｍ（すなわち、２０Ｈｚ〜７５Ｈｚ）
に設定した場合には、上記３相交流出力の周波数は、エ
ンジン回転数の８倍の１６０Ｈｚ〜６００Ｈｚになる。 【００１６】図１に戻り、３相メインコイル１の３つの
出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれ正および負コンバータＢ
Ｃ１，ＢＣ２の入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続され、サイクロ
コンバータＣＣの出力側は、その出力電流の高調波成分
を除去するためのＬＣフィルタ３に接続され、ＬＣフィ
ルタ３の出力側は、この出力である高調波成分が除去さ
れた電流に応じた電圧を検出するための出力電圧検出回
路５に接続されている。そして、出力電圧検出回路５の
負側入力端は、本制御系のグランドＧＮＤに接続され、
出力電圧検出回路５の正側および負側の両入力端から単
相出力を得るように構成されている。 【００１７】出力電圧検出回路５の出力側は、この出力
電圧の近似実効値を演算して出力する近似実効値演算回
路８に接続され、近似実効値演算回路８の出力側は、比
較器９の負側入力端子に接続されている。比較器９の正
側入力端子には、本電源装置の基準電圧値を出力する基
準電圧出力回路１０が接続され、比較器９の出力側は、
この比較結果に応じた制御関数（たとえば比例関数等）
を演算して出力する制御関数演算回路１１が接続されて
いる。 【００１８】そして、制御関数演算回路１１の出力側
は、正弦波発振器１３から出力される、たとえば商用周
波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御する
振幅制御回路１２に接続され、振幅制御回路１２には正
弦波発振器１３の出力側も接続されている。振幅制御回
路１２は、制御関数演算回路１１から出力された制御関
数に応じて、正弦波発振器１３から出力される正弦波の
振幅を制御する振幅制御信号を出力する。 【００１９】振幅制御回路１２の出力側は、この出力信
号（振幅制御信号）に応じて目標波を出力する目標波出
力回路１４に接続され、目標波出力回路１４の出力側
は、サイクロコンバータＣＣを構成するサイリスタＳＣ
Ｒｋ±の各ゲートの導通角を制御する導通角制御部１５
および比較器１６の正側入力端子に接続されている。 【００２０】導通角制御部１５は、正コンバータＢＣ１
の各サイリスタＳＣＲｋ＋のゲート（以下、「正ゲー
ト」という）の導通角を制御する正ゲート制御部１５ａ
と、負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲ
ート（以下、「負ゲート」という）の導通角を制御する
負ゲート制御部１５ｂとにより構成されている。 【００２１】各ゲート制御部１５ａ，１５ｂは、それぞ
れ６個の比較器（図示せず）を有し、各比較器は上記目
標波と後述する同期信号（基準ノコギリ波）とを比較
し、両者が一致した時点で当該ゲートを点弧する。 【００２２】比較器１６の負側入力端子には、前記出力
電圧検出回路５の出力側が接続され、比較器１６の出力
側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５
ｂに接続されている。比較器１６は、出力電圧検出回路
５から出力される電圧と上記目標波とを比較し、その比
較結果に応じて高（Ｈ）レベル信号または低（Ｌ）レベ
ル信号を出力する。 【００２３】比較器１６からＨレベル信号が出力される
と、正ゲート制御部１５ａが作動する一方、負ゲート制
御部１５ｂは停止し、Ｌレベル信号が出力されると、こ
れとは逆に、正ゲート制御部１５ａが停止する一方、負
ゲート制御部１５ｂは作動するように構成されている。 【００２４】前記３相サブコイル２の出力側は、同期信
号形成回路１８に接続されている。 【００２５】図４は、同期信号形成回路１８の一例を示
す電気回路図であり、同図に示すように、同期信号形成
回路１８は、６個のフォトカプラＰＣｋ（ｋ＝１，…，
６）と６個のダイオードＤｋ（ｋ＝１，…，６）とによ
り構成されている。 【００２６】３相サブコイル２から得られる３相電流
（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各電流）は、フォトカプラＰ
Ｃｋの各１次側発光ダイオード（ＬＥＤ）とダイオード
Ｄｋとにより構成されるブリッジ型の３相全波整流回路
ＦＲに供給される。この３相全波整流回路ＦＲによって
全波整流された３相電流は、一次側ＬＥＤにより光に変
換され、この光出力は、フォトカプラＰＣｋの各２次側
光センサ（図示せず）により電流に変換される。すなわ
ち、３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された３相電
流に応じた電流が２次側光センサにより取り出される。
そして、この取り出された電流は、後述するように、各
サイリスタＳＣＲｋ±のゲートの導通角を制御する同期
信号（たとえばノコギリ波）を生成するために用いられ
る。 【００２７】図５は、図３または４のＵ相、Ｖ相および
Ｗ相間に印加される電圧の推移、およびフォトカプラＰ
Ｃｋがオンするタイミングを示す図である。 【００２８】各線間電圧（Ｕ−Ｖ，Ｕ−Ｗ，Ｖ−Ｗ，Ｖ
−Ｕ，Ｗ−Ｕ，Ｗ−Ｖ）が、図５のように変化したとき
に、３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された出力波
形は、メインコイルから得られる各線間電圧波形の周期
の１／６となる。たとえば、位相角が６０°〜１２０°
であるとき、すなわちＵ−Ｖ間電圧が他の線間電圧に比
べて最も高いとき、フォトカプラＰＣ１およびＰＣ５は
ペアでオン（他のフォトカプラはオフ）されるため、３
相全波整流回路ＦＲからは、Ｕ−Ｖ間電圧に応じた電圧
が出力される。すなわち、３相全波整流回路ＦＲから
は、各線間電圧の最大値に応じた電圧が出力されるの
で、この電圧の周期は６０°となり、メインコイルの電
圧の周期３６０°に対して、１／６となる。 【００２９】また、図５には、サイリスタＳＣＲｋ±の
各ゲートを点弧（turn on）させるタイミングも示さ
れ、同図には、各ゲートの導通角を１２０°〜０°の範
囲で点弧させるときのタイミングが示されている。 【００３０】このタイミングに従って、サイクロコンバ
ータＣＣから電流を出力するときには、正コンバータＢ
Ｃ１の各ゲートを点弧する一方、サイクロコンバータＣ
Ｃへ電流を吸収（供給）するときには、負コンバータＢ
Ｃ２の各ゲートを点弧する。 【００３１】なお、点弧は、同図に示す範囲に亘って継
続して行う必要はなく、同図の斜線で示すパルスをゲー
トに印加しても、同様の動作が得られる。 【００３２】図６は、導通角α＝１２０°，６０°で正
または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣ
Ｒｋ±を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出
力される波形を示す図である。 【００３３】同図において、（ａ）は、導通角α＝１２
０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を
点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される
波形を示し、（ｂ）は、導通角α＝１２０°で負コンバ
ータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−を点弧したときに
サイクロコンバータＣＣから出力される波形を示し、
（ｃ）は、導通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各
サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときにサイクロコンバ
ータＣＣから出力される波形を示し、（ｄ）は、導通角
α＝６０°で負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲ
ｋ−を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力
される波形を示している。 【００３４】たとえば、導通角α＝１２０°で正コンバ
ータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したとき
に、サイクロコンバータＣＣから出力される波形は、図
６（ａ）に示すように、全波整流波形となる。また、導
通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋を点弧したときに、サイクロコンバータＣＣか
ら出力される波形は、図６（ｃ）に示すように、多量の
高調波成分を含む波形となるが、サイクロコンバータＣ
Ｃの出力側にハイカットフィルタを接続すると、この高
調波成分は除去されて、その平均電圧が出力される。前
述のように、入力発電機を２４極の３相発電機とし、エ
ンジン回転数を３６００ｒｐｍとすると、高調波の基本
波の周波数は、次のようになる。 【００３５】６０Ｈｚ（＝３６００ｒｐｍ）×８倍波×
３相×２（全波）＝２．８８ｋＨｚそして、正コンバー
タＢＣ１の導通角αを０°〜１２０°の範囲で変化させ
ることにより、サイクロコンバータＣＣは、平均電圧が
０Ｖ〜全波整流電圧の範囲内の任意の正の電圧を出力す
ることができる。また、負コンバータＢＣ２の導通角α
も、同様に変化させることで、サイクロコンバータＣＣ
は、平均電圧が０Ｖ〜−全波整流電圧の範囲内の任意の
負電圧を出力することができる。 【００３６】次に、導通角αの制御方法を説明する。 【００３７】図７は、導通角αを制御するために生成さ
れた基準ノコギリ波を示す図であり、同図の基準ノコギ
リ波は、前記図４のフォトカプラＰＣｋの２次側光セン
サで検出された電流に基づいて生成される。 【００３８】正コンバータＢＣ１のサイリスタＳＣＲ１
＋に対応する基準ノコギリ波は、導通角αが１２０°〜
−６０°の範囲で、α＝０°のときに０Ｖになるノコギ
リ波が対応する。そして、６０°ずつ位相差を有するノ
コギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１＋，６＋，２
＋，４＋，３＋，５＋の順に各サイリスタＳＣＲｋ＋に
対応する。 【００３９】一方、負コンバータＢＣ２のサイリスタＳ
ＣＲ１−に対しては、上記サイリスタＳＣＲ１＋と上下
対称で位相が１８０°ずれたノコギリ波を生成する。そ
して、正コンバータＢＣ１と同様に、６０°ずつ位相差
を有するノコギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１
−，６−，２−，４−，３−，５−の順に各サイリスタ
ＳＣＲｋ−に対応する。 【００４０】このように、基準波形は、正および負コン
バータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ±に対応
した１２個のノコギリ波によって構成される。これらの
ノコギリ波は、目標波形ｒと１２系統の比較器（図示せ
ず）により、それぞれ比較され、その交点が各サイリス
タＳＣＲｋ±の導通角となる。 【００４１】そして、目標波として正弦波を採り、導通
角αを正弦波状に変化させることにより、サイクロコン
バータＣＣから、正弦波出力を得ることができる。 【００４２】図７では、導通角αの制御範囲を、図５で
説明した１２０°〜０°から１２０°〜−６０°に拡大
している。以下、導通角αの制御範囲を拡大した理由を
説明する。 【００４３】導通角αが１２０°〜０°の範囲で制御さ
れる場合に、サイクロコンバータＣＣの出力端子に容量
性の負荷が接続され、負荷側に正の電位があるときに、
出力電圧を下げるという制御を行うと、各サイリスタＳ
ＣＲｋ±の導通角と出力電圧との関係に不連続点が発生
し、出力電圧を安定に維持できないことがあった。すな
わち、負荷側に正の電位があるときに出力電圧を下げる
には、負荷の正電荷を吸収する必要があり、このとき、
導通角αは１２０°〜０°の範囲に限定されているた
め、正コンバータＢＣ１では負荷の正電荷を吸収でき
ず、したがって負コンバータＢＣ２で吸収しなければな
らなかった。そして、負コンバータＢＣ２によってこの
正電荷を吸収した場合には、前述のように、負コンバー
タＢＣ２からの出力電流は−全波整流電圧〜０Ｖである
ため、負荷の正電位は０Ｖまで急激に下がることにな
り、出力電圧に不連続点が発生する。このとき、導通角
を１２０°〜−６０°に拡大すれば、負コンバータＢＣ
２で正の電圧まで負荷の電荷を吸収することができるた
め、出力電圧に不連続点が発生せず、制御の安定性を保
つことができる。 【００４４】しかし、このように導通角を負側まで拡大
すると、図８に示すように、正および負コンバータＢＣ
１，ＢＣ２の出力範囲がオーバーラップするため、目標
波ｒと当該ノコギリ波との交点がＴＯ１およびＴＯ２の
２点となり、正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２のい
ずれを選択し、これに対応するサイリスタＳＣＲｋ±の
ゲートを点弧すればよいか判断できなかった。このた
め、本実施の形態では、上述のように、比較器１６の比
較結果に応じて正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の
うちいずれか一方を選択している。 【００４５】図１に戻り、同期信号形成回路１８の出力
側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５
ｂに接続されている。ここで、同期信号形成回路１８と
各ゲート制御部１５ａおよび１５ｂとを接続する各接続
ラインは、それぞれ６本の信号線で構成され、その各信
号線は、それぞれ前記ゲート制御部１５ａおよび１５ｂ
の各比較器に接続され、各比較器には、図７で説明した
タイミングのノコギリ波が供給される。 【００４６】正ゲート制御部１５ａの６個の比較器の出
力側は、それぞれ正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋のゲートに接続され、負ゲート制御部１５ｂの
６個の比較器の出力側は、それぞれ負コンバータＢＣ２
の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲートに接続されている。 【００４７】なお、本実施の形態では、同期信号形成回
路１８は、３相サブコイル２からの３相出力に応じて同
期信号（基準ノコギリ波）を形成するように構成した
が、これに限らず、３相サブコイル２に代えて単相サブ
コイルを用い、この単相出力に応じて同期信号を形成す
るようにしてもよい。 【００４８】以下、以上のように構成された可搬型電源
装置の動作を説明する。 【００４９】前記回転子Ｒがエンジンにより回転駆動さ
れると、３相メインコイル１の各相間には、前述したよ
うに電圧が印加される。そして、導通角制御部１５によ
りサイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートが点弧されると、こ
れに応じてサイクロコンバータＣＣから電流が出力さ
れ、この電流はフィルタ３によりその高調波成分が除去
され、出力電圧検出回路５により電圧が検出される。こ
のようにして検出された各電圧は、近似実効値演算回路
８により、その近似実効値電圧が演算されて出力され
る。 【００５０】この近似実効値電圧は、比較器９により、
基準電圧出力回路１０から出力された基準電圧値と比較
され、その比較結果に応じて制御関数演算回路１１によ
り制御関数（比例関数）が演算されて出力される。具体
的には、制御関数演算回路１１は、比較器９からの出力
値が増大するに従って、すなわち基準電圧出力回路１０
からの基準電圧出力と近似実効値演算回路８からの近似
実効値との差が増大するに従って、比例係数が増大する
ような比例関数を演算して出力する。 【００５１】この演算され出力された制御関数に応じ
て、振幅制御回路１２は、正弦波発振器１３から出力さ
れた、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御す
るための制御信号を生成し、目標波出力回路１４は、こ
の制御信号に応じて目標波を出力する。ここで、目標波
出力回路１４からの出力値には上下限値が設けられ、目
標波出力回路１４は、所定上限値よりも大きい値または
所定下限値より小さい値を出力することができないよう
に構成されている。すなわち、比較器９からの出力値が
増大し、制御関数演算回路１１から出力される比例関数
の比例係数が増大するに従って、目標波出力回路１４か
ら出力される目標波の形状は、正弦波から矩形波に変形
される。 【００５２】目標波出力回路１４から出力された目標波
は、比較器１６により、出力電圧検出回路５から出力さ
れた検出電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より
高い場合には、比較器１６からＨレベル信号が出力され
て、正ゲート制御部１５ａが作動するように選択される
一方、目標波の電圧が検出電圧より低い場合には、比較
器１６からＬレベル信号が出力されて、負ゲート制御部
１５ｂが作動するように選択される。 【００５３】正ゲート制御部１５ａまたは負ゲート制御
部１５ｂのうち、選択されたゲート制御部の各比較器に
おいて、目標波出力回路１４からの目標波と同期信号形
成回路１８からのノコギリ波とが比較され、両者が一致
した時点で、当該サイリスタＳＣＲｋ±のゲートに対し
て、所定幅を有するワンショットパルスが出力され、導
通角制御がなされる。 【００５４】図９は、本実施の形態の電源装置により生
成された５０Ｈｚの出力波形の一例を示す図であり、
（ａ）は、無負荷時の出力波形を示し、（ｂ）は、定格
負荷時の出力波形を示し、（ｃ）は、過負荷時の出力波
形を示している。 【００５５】同図に示すように、たとえば一時的な過負
荷が生じると、その過負荷の状態に応じて、すなわち前
記基準電圧出力回路１０からの基準電圧出力と近似実効
値演算回路８からの近似実効値との差に応じて、出力波
形は、正弦波から矩形波に変形される。 【００５６】なお、本実施の形態では、負荷の状態に応
じて目標波の形状を正弦波から矩形波に変形するように
したが、これに限らず、出力電圧が最大振幅で制限され
るように電源装置を構成した場合には、負荷の状態に応
じて目標波の振幅を増加させるようにすればよい。 【００５７】このように本実施の形態では、３相発電機
の出力周波数の大小に拘わらず、この出力周波数をサイ
クロコンバータＣＣにより所定周波数に変換するように
したので、すなわち前述したインバータ式発電機と同様
に、エンジン等の駆動源の回転数に出力周波数が依存し
ないようにしたので、比較的高い回転数で大きな出力を
取り出すことができ、発電機の小型軽量化を図ることが
可能となる。 【００５８】また、高い周波数の発電機出力を単相商用
周波数等の所定の低い交流周波数出力に直接変換して出
力することができるので、電力用回路部品を大幅に削減
することができ、これにより、製造コストを大幅に低減
させることができる。 【００５９】さらに、発電機として多極の磁石発電機を
用いたので、装置全体の小型軽量化の効果が大きく、ま
た、同期信号の取り出しが簡単になる。 【００６０】また、発電機の回転子Ｒをエンジンのフラ
イホイールと兼用したので、電源装置全体が一層小型コ
ンパクトになる。 【００６１】 【発明の効果】以上説明したように、本発明に依れば、
出力電圧検出手段によりこの電源装置が出力した単相交
流の電圧が検出され、目標波出力手段によりこの電源装
置が出力すべき目標波の電圧が出力されて、比較手段に
より両電圧の大小関係が判別され、この判別結果に基づ
いて、１組の可変制御ブリッジ回路を交互に切り換え動
作させる際の切り換えタイミングが制御されるので、す
なわち、１組の可変制御ブリッジ回路を交互に切り換え
動作させるために、出力電圧検出手段、目標波出力手段
および比較手段という簡単な構成の手段以外の手段を必
要としないので、一層の小型軽量化を図るとともに製造
コストを低減化し、さらに制御手段の制御動作を簡単化
させることが可能となる効果を奏する。
相交流電源として使用される電源装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】従来、非常用電源や屋外作業、レジャー
等に使用される可搬型電源装置として、たとえば小型エ
ンジンと同期発電機とを組み合わせたものが多く使用さ
れている。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】このような従来のエン
ジン発電機では、出力周波数がエンジン回転数に依存す
るので、たとえば２極機の場合には５０Ｈｚ（または６
０Ｈｚ）の交流出力を得るためにエンジン回転数を３０
００ｒｐｍ（または３６００ｒｐｍ）に保持することが
必要であり、エンジン回転数が比較的低くて運転効率が
あまりよくなく、しかも発電機を大きくせざるを得ない
ため、全体重量も大変大きくなってしまうという問題が
あった。 【０００４】これに対して近年では、エンジン回転数が
比較的高い回転数のところで運転して発電機から高出力
の交流電力を得、この交流電力を一旦直流に変換した後
に、インバータ装置によって商用周波数の交流に変換し
て出力する、いわゆるインバータ式発電機も普及し始め
ている（この関連出願として、たとえば、本出願人によ
る特公平７−６７２２９号公報や特開平４−３５５６７
２号公報記載のものがある）。 【０００５】ところで、上記インバータ式発電機におい
ては、交流電力を一旦直流に変換するための直流変換部
と、この直流電力を再び所定周波数の交流に変換するた
めの交流変換部との２つの電力変換部が必要になるこ
と、さらには直流電力を一旦蓄えておく回路部が必要に
なることから、高価な電力用回路部品を多数使わざるを
得ず、これにより、発電機の更なる小型軽量化は困難で
あるとともに製造コストが高くなると云う問題があっ
た。 【０００６】本発明は、上記問題に鑑みてなされたもの
で、一層の小型軽量化を図るとともに製造コストを低減
化し、さらに小型の発電機でありながらも比較的大きな
出力を取り出すことが可能な電源装置を提供することを
目的とする。 【０００７】 【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、３相発電機と、この発電機の３相巻線出
力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出
力するサイクロコンバータを構成する１組の可変制御ブ
リッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続された可変
制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎
に交互に切り換え動作させて単相の交流電流を出力する
電源装置において、この電源装置が出力した前記単相交
流の電圧を検出する出力電圧検出手段と、この電源装置
が出力すべき目標波の電圧を出力する目標波出力手段
と、前記出力電圧検出手段により検出された単相交流の
出力電圧と、前記目標波出力手段により出力された目標
波の電圧とを比較することによって両電圧の大小関係を
判別する比較手段と、この比較手段によって判別された
両電圧の大小関係に基づいて、前記１組の可変制御ブリ
ッジ回路を交互に切り換え動作させる際の切り換えタイ
ミングを制御する制御手段とを有することを特徴とす
る。 【０００８】 【０００９】 【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて詳細に説明する。 【００１０】図１は、本発明の実施の一形態に係る可搬
型電源装置の概略構成を示すブロック図である。 【００１１】図１において、１および２はそれぞれ交流
発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、
１は３相主出力巻線（以下、「３相メインコイル」とい
う）であり、２は３相副出力巻線（以下、「３相サブコ
イル」という）である。 【００１２】図２は、上記交流発電機の断面図であり、
同図において、３相メインコイル１は、領域Ａ１内の２
１極のコイルで構成され、３相サブコイル２は、領域Ａ
２内の３極のコイルで構成されている。そして、回転子
Ｒには、８対の永久磁石の磁極が形成されており、内燃
エンジン（図示せず）によって回転駆動されるように構
成されている。なお、回転子Ｒは、エンジンのフライホ
イールを兼用している。 【００１３】図１に戻り、３相メインコイル１の３つの
出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、サイクロコンバータ（Cycloconve
rter）ＣＣの入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されている。 【００１４】図３は、図１のサイクロコンバータＣＣ部
分のみを取り出した電気回路図であり、同図に示すよう
に、サイクロコンバータＣＣは、１２個のサイリスタＳ
ＣＲｋ±（ｋ＝１，…，６）により構成されている。１
２個のサイリスタＳＣＲｋ±のうち６個のサイリスタＳ
ＣＲｋ＋で構成されるブリッジ回路（以下、「正コンバ
ータ」という）ＢＣ１は、主として正の電流を出力し、
残りの６個のサイリスタＳＣＲｋ−で構成されるブリッ
ジ回路（以下、「負コンバータ」という）ＢＣ２は、主
として負の電流を出力する。 【００１５】前述のように、２４極（このうち３極は、
サイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートを制御する同期信号を
生成するために用いられる）の３相発電機の３相交流出
力がサイクロコンバータＣＣに入力された場合には、ク
ランク軸１回転につき８サイクルの交流が得られる。そ
して、エンジン回転数の範囲を、たとえば１２００ｒｐ
ｍ〜４５００ｒｐｍ（すなわち、２０Ｈｚ〜７５Ｈｚ）
に設定した場合には、上記３相交流出力の周波数は、エ
ンジン回転数の８倍の１６０Ｈｚ〜６００Ｈｚになる。 【００１６】図１に戻り、３相メインコイル１の３つの
出力端Ｕ，Ｖ，Ｗは、それぞれ正および負コンバータＢ
Ｃ１，ＢＣ２の入力端Ｕ，Ｖ，Ｗに接続され、サイクロ
コンバータＣＣの出力側は、その出力電流の高調波成分
を除去するためのＬＣフィルタ３に接続され、ＬＣフィ
ルタ３の出力側は、この出力である高調波成分が除去さ
れた電流に応じた電圧を検出するための出力電圧検出回
路５に接続されている。そして、出力電圧検出回路５の
負側入力端は、本制御系のグランドＧＮＤに接続され、
出力電圧検出回路５の正側および負側の両入力端から単
相出力を得るように構成されている。 【００１７】出力電圧検出回路５の出力側は、この出力
電圧の近似実効値を演算して出力する近似実効値演算回
路８に接続され、近似実効値演算回路８の出力側は、比
較器９の負側入力端子に接続されている。比較器９の正
側入力端子には、本電源装置の基準電圧値を出力する基
準電圧出力回路１０が接続され、比較器９の出力側は、
この比較結果に応じた制御関数（たとえば比例関数等）
を演算して出力する制御関数演算回路１１が接続されて
いる。 【００１８】そして、制御関数演算回路１１の出力側
は、正弦波発振器１３から出力される、たとえば商用周
波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御する
振幅制御回路１２に接続され、振幅制御回路１２には正
弦波発振器１３の出力側も接続されている。振幅制御回
路１２は、制御関数演算回路１１から出力された制御関
数に応じて、正弦波発振器１３から出力される正弦波の
振幅を制御する振幅制御信号を出力する。 【００１９】振幅制御回路１２の出力側は、この出力信
号（振幅制御信号）に応じて目標波を出力する目標波出
力回路１４に接続され、目標波出力回路１４の出力側
は、サイクロコンバータＣＣを構成するサイリスタＳＣ
Ｒｋ±の各ゲートの導通角を制御する導通角制御部１５
および比較器１６の正側入力端子に接続されている。 【００２０】導通角制御部１５は、正コンバータＢＣ１
の各サイリスタＳＣＲｋ＋のゲート（以下、「正ゲー
ト」という）の導通角を制御する正ゲート制御部１５ａ
と、負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲ
ート（以下、「負ゲート」という）の導通角を制御する
負ゲート制御部１５ｂとにより構成されている。 【００２１】各ゲート制御部１５ａ，１５ｂは、それぞ
れ６個の比較器（図示せず）を有し、各比較器は上記目
標波と後述する同期信号（基準ノコギリ波）とを比較
し、両者が一致した時点で当該ゲートを点弧する。 【００２２】比較器１６の負側入力端子には、前記出力
電圧検出回路５の出力側が接続され、比較器１６の出力
側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５
ｂに接続されている。比較器１６は、出力電圧検出回路
５から出力される電圧と上記目標波とを比較し、その比
較結果に応じて高（Ｈ）レベル信号または低（Ｌ）レベ
ル信号を出力する。 【００２３】比較器１６からＨレベル信号が出力される
と、正ゲート制御部１５ａが作動する一方、負ゲート制
御部１５ｂは停止し、Ｌレベル信号が出力されると、こ
れとは逆に、正ゲート制御部１５ａが停止する一方、負
ゲート制御部１５ｂは作動するように構成されている。 【００２４】前記３相サブコイル２の出力側は、同期信
号形成回路１８に接続されている。 【００２５】図４は、同期信号形成回路１８の一例を示
す電気回路図であり、同図に示すように、同期信号形成
回路１８は、６個のフォトカプラＰＣｋ（ｋ＝１，…，
６）と６個のダイオードＤｋ（ｋ＝１，…，６）とによ
り構成されている。 【００２６】３相サブコイル２から得られる３相電流
（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各電流）は、フォトカプラＰ
Ｃｋの各１次側発光ダイオード（ＬＥＤ）とダイオード
Ｄｋとにより構成されるブリッジ型の３相全波整流回路
ＦＲに供給される。この３相全波整流回路ＦＲによって
全波整流された３相電流は、一次側ＬＥＤにより光に変
換され、この光出力は、フォトカプラＰＣｋの各２次側
光センサ（図示せず）により電流に変換される。すなわ
ち、３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された３相電
流に応じた電流が２次側光センサにより取り出される。
そして、この取り出された電流は、後述するように、各
サイリスタＳＣＲｋ±のゲートの導通角を制御する同期
信号（たとえばノコギリ波）を生成するために用いられ
る。 【００２７】図５は、図３または４のＵ相、Ｖ相および
Ｗ相間に印加される電圧の推移、およびフォトカプラＰ
Ｃｋがオンするタイミングを示す図である。 【００２８】各線間電圧（Ｕ−Ｖ，Ｕ−Ｗ，Ｖ−Ｗ，Ｖ
−Ｕ，Ｗ−Ｕ，Ｗ−Ｖ）が、図５のように変化したとき
に、３相全波整流回路ＦＲにより全波整流された出力波
形は、メインコイルから得られる各線間電圧波形の周期
の１／６となる。たとえば、位相角が６０°〜１２０°
であるとき、すなわちＵ−Ｖ間電圧が他の線間電圧に比
べて最も高いとき、フォトカプラＰＣ１およびＰＣ５は
ペアでオン（他のフォトカプラはオフ）されるため、３
相全波整流回路ＦＲからは、Ｕ−Ｖ間電圧に応じた電圧
が出力される。すなわち、３相全波整流回路ＦＲから
は、各線間電圧の最大値に応じた電圧が出力されるの
で、この電圧の周期は６０°となり、メインコイルの電
圧の周期３６０°に対して、１／６となる。 【００２９】また、図５には、サイリスタＳＣＲｋ±の
各ゲートを点弧（turn on）させるタイミングも示さ
れ、同図には、各ゲートの導通角を１２０°〜０°の範
囲で点弧させるときのタイミングが示されている。 【００３０】このタイミングに従って、サイクロコンバ
ータＣＣから電流を出力するときには、正コンバータＢ
Ｃ１の各ゲートを点弧する一方、サイクロコンバータＣ
Ｃへ電流を吸収（供給）するときには、負コンバータＢ
Ｃ２の各ゲートを点弧する。 【００３１】なお、点弧は、同図に示す範囲に亘って継
続して行う必要はなく、同図の斜線で示すパルスをゲー
トに印加しても、同様の動作が得られる。 【００３２】図６は、導通角α＝１２０°，６０°で正
または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣ
Ｒｋ±を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出
力される波形を示す図である。 【００３３】同図において、（ａ）は、導通角α＝１２
０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を
点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力される
波形を示し、（ｂ）は、導通角α＝１２０°で負コンバ
ータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ−を点弧したときに
サイクロコンバータＣＣから出力される波形を示し、
（ｃ）は、導通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各
サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したときにサイクロコンバ
ータＣＣから出力される波形を示し、（ｄ）は、導通角
α＝６０°で負コンバータＢＣ２の各サイリスタＳＣＲ
ｋ−を点弧したときにサイクロコンバータＣＣから出力
される波形を示している。 【００３４】たとえば、導通角α＝１２０°で正コンバ
ータＢＣ１の各サイリスタＳＣＲｋ＋を点弧したとき
に、サイクロコンバータＣＣから出力される波形は、図
６（ａ）に示すように、全波整流波形となる。また、導
通角α＝６０°で正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋を点弧したときに、サイクロコンバータＣＣか
ら出力される波形は、図６（ｃ）に示すように、多量の
高調波成分を含む波形となるが、サイクロコンバータＣ
Ｃの出力側にハイカットフィルタを接続すると、この高
調波成分は除去されて、その平均電圧が出力される。前
述のように、入力発電機を２４極の３相発電機とし、エ
ンジン回転数を３６００ｒｐｍとすると、高調波の基本
波の周波数は、次のようになる。 【００３５】６０Ｈｚ（＝３６００ｒｐｍ）×８倍波×
３相×２（全波）＝２．８８ｋＨｚそして、正コンバー
タＢＣ１の導通角αを０°〜１２０°の範囲で変化させ
ることにより、サイクロコンバータＣＣは、平均電圧が
０Ｖ〜全波整流電圧の範囲内の任意の正の電圧を出力す
ることができる。また、負コンバータＢＣ２の導通角α
も、同様に変化させることで、サイクロコンバータＣＣ
は、平均電圧が０Ｖ〜−全波整流電圧の範囲内の任意の
負電圧を出力することができる。 【００３６】次に、導通角αの制御方法を説明する。 【００３７】図７は、導通角αを制御するために生成さ
れた基準ノコギリ波を示す図であり、同図の基準ノコギ
リ波は、前記図４のフォトカプラＰＣｋの２次側光セン
サで検出された電流に基づいて生成される。 【００３８】正コンバータＢＣ１のサイリスタＳＣＲ１
＋に対応する基準ノコギリ波は、導通角αが１２０°〜
−６０°の範囲で、α＝０°のときに０Ｖになるノコギ
リ波が対応する。そして、６０°ずつ位相差を有するノ
コギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１＋，６＋，２
＋，４＋，３＋，５＋の順に各サイリスタＳＣＲｋ＋に
対応する。 【００３９】一方、負コンバータＢＣ２のサイリスタＳ
ＣＲ１−に対しては、上記サイリスタＳＣＲ１＋と上下
対称で位相が１８０°ずれたノコギリ波を生成する。そ
して、正コンバータＢＣ１と同様に、６０°ずつ位相差
を有するノコギリ波が、それぞれサイリスタＳＣＲ１
−，６−，２−，４−，３−，５−の順に各サイリスタ
ＳＣＲｋ−に対応する。 【００４０】このように、基準波形は、正および負コン
バータＢＣ１，ＢＣ２の各サイリスタＳＣＲｋ±に対応
した１２個のノコギリ波によって構成される。これらの
ノコギリ波は、目標波形ｒと１２系統の比較器（図示せ
ず）により、それぞれ比較され、その交点が各サイリス
タＳＣＲｋ±の導通角となる。 【００４１】そして、目標波として正弦波を採り、導通
角αを正弦波状に変化させることにより、サイクロコン
バータＣＣから、正弦波出力を得ることができる。 【００４２】図７では、導通角αの制御範囲を、図５で
説明した１２０°〜０°から１２０°〜−６０°に拡大
している。以下、導通角αの制御範囲を拡大した理由を
説明する。 【００４３】導通角αが１２０°〜０°の範囲で制御さ
れる場合に、サイクロコンバータＣＣの出力端子に容量
性の負荷が接続され、負荷側に正の電位があるときに、
出力電圧を下げるという制御を行うと、各サイリスタＳ
ＣＲｋ±の導通角と出力電圧との関係に不連続点が発生
し、出力電圧を安定に維持できないことがあった。すな
わち、負荷側に正の電位があるときに出力電圧を下げる
には、負荷の正電荷を吸収する必要があり、このとき、
導通角αは１２０°〜０°の範囲に限定されているた
め、正コンバータＢＣ１では負荷の正電荷を吸収でき
ず、したがって負コンバータＢＣ２で吸収しなければな
らなかった。そして、負コンバータＢＣ２によってこの
正電荷を吸収した場合には、前述のように、負コンバー
タＢＣ２からの出力電流は−全波整流電圧〜０Ｖである
ため、負荷の正電位は０Ｖまで急激に下がることにな
り、出力電圧に不連続点が発生する。このとき、導通角
を１２０°〜−６０°に拡大すれば、負コンバータＢＣ
２で正の電圧まで負荷の電荷を吸収することができるた
め、出力電圧に不連続点が発生せず、制御の安定性を保
つことができる。 【００４４】しかし、このように導通角を負側まで拡大
すると、図８に示すように、正および負コンバータＢＣ
１，ＢＣ２の出力範囲がオーバーラップするため、目標
波ｒと当該ノコギリ波との交点がＴＯ１およびＴＯ２の
２点となり、正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２のい
ずれを選択し、これに対応するサイリスタＳＣＲｋ±の
ゲートを点弧すればよいか判断できなかった。このた
め、本実施の形態では、上述のように、比較器１６の比
較結果に応じて正または負コンバータＢＣ１，ＢＣ２の
うちいずれか一方を選択している。 【００４５】図１に戻り、同期信号形成回路１８の出力
側は、正ゲート制御部１５ａおよび負ゲート制御部１５
ｂに接続されている。ここで、同期信号形成回路１８と
各ゲート制御部１５ａおよび１５ｂとを接続する各接続
ラインは、それぞれ６本の信号線で構成され、その各信
号線は、それぞれ前記ゲート制御部１５ａおよび１５ｂ
の各比較器に接続され、各比較器には、図７で説明した
タイミングのノコギリ波が供給される。 【００４６】正ゲート制御部１５ａの６個の比較器の出
力側は、それぞれ正コンバータＢＣ１の各サイリスタＳ
ＣＲｋ＋のゲートに接続され、負ゲート制御部１５ｂの
６個の比較器の出力側は、それぞれ負コンバータＢＣ２
の各サイリスタＳＣＲｋ−のゲートに接続されている。 【００４７】なお、本実施の形態では、同期信号形成回
路１８は、３相サブコイル２からの３相出力に応じて同
期信号（基準ノコギリ波）を形成するように構成した
が、これに限らず、３相サブコイル２に代えて単相サブ
コイルを用い、この単相出力に応じて同期信号を形成す
るようにしてもよい。 【００４８】以下、以上のように構成された可搬型電源
装置の動作を説明する。 【００４９】前記回転子Ｒがエンジンにより回転駆動さ
れると、３相メインコイル１の各相間には、前述したよ
うに電圧が印加される。そして、導通角制御部１５によ
りサイリスタＳＣＲｋ±の各ゲートが点弧されると、こ
れに応じてサイクロコンバータＣＣから電流が出力さ
れ、この電流はフィルタ３によりその高調波成分が除去
され、出力電圧検出回路５により電圧が検出される。こ
のようにして検出された各電圧は、近似実効値演算回路
８により、その近似実効値電圧が演算されて出力され
る。 【００５０】この近似実効値電圧は、比較器９により、
基準電圧出力回路１０から出力された基準電圧値と比較
され、その比較結果に応じて制御関数演算回路１１によ
り制御関数（比例関数）が演算されて出力される。具体
的には、制御関数演算回路１１は、比較器９からの出力
値が増大するに従って、すなわち基準電圧出力回路１０
からの基準電圧出力と近似実効値演算回路８からの近似
実効値との差が増大するに従って、比例係数が増大する
ような比例関数を演算して出力する。 【００５１】この演算され出力された制御関数に応じ
て、振幅制御回路１２は、正弦波発振器１３から出力さ
れた、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの正弦波の振幅を制御す
るための制御信号を生成し、目標波出力回路１４は、こ
の制御信号に応じて目標波を出力する。ここで、目標波
出力回路１４からの出力値には上下限値が設けられ、目
標波出力回路１４は、所定上限値よりも大きい値または
所定下限値より小さい値を出力することができないよう
に構成されている。すなわち、比較器９からの出力値が
増大し、制御関数演算回路１１から出力される比例関数
の比例係数が増大するに従って、目標波出力回路１４か
ら出力される目標波の形状は、正弦波から矩形波に変形
される。 【００５２】目標波出力回路１４から出力された目標波
は、比較器１６により、出力電圧検出回路５から出力さ
れた検出電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より
高い場合には、比較器１６からＨレベル信号が出力され
て、正ゲート制御部１５ａが作動するように選択される
一方、目標波の電圧が検出電圧より低い場合には、比較
器１６からＬレベル信号が出力されて、負ゲート制御部
１５ｂが作動するように選択される。 【００５３】正ゲート制御部１５ａまたは負ゲート制御
部１５ｂのうち、選択されたゲート制御部の各比較器に
おいて、目標波出力回路１４からの目標波と同期信号形
成回路１８からのノコギリ波とが比較され、両者が一致
した時点で、当該サイリスタＳＣＲｋ±のゲートに対し
て、所定幅を有するワンショットパルスが出力され、導
通角制御がなされる。 【００５４】図９は、本実施の形態の電源装置により生
成された５０Ｈｚの出力波形の一例を示す図であり、
（ａ）は、無負荷時の出力波形を示し、（ｂ）は、定格
負荷時の出力波形を示し、（ｃ）は、過負荷時の出力波
形を示している。 【００５５】同図に示すように、たとえば一時的な過負
荷が生じると、その過負荷の状態に応じて、すなわち前
記基準電圧出力回路１０からの基準電圧出力と近似実効
値演算回路８からの近似実効値との差に応じて、出力波
形は、正弦波から矩形波に変形される。 【００５６】なお、本実施の形態では、負荷の状態に応
じて目標波の形状を正弦波から矩形波に変形するように
したが、これに限らず、出力電圧が最大振幅で制限され
るように電源装置を構成した場合には、負荷の状態に応
じて目標波の振幅を増加させるようにすればよい。 【００５７】このように本実施の形態では、３相発電機
の出力周波数の大小に拘わらず、この出力周波数をサイ
クロコンバータＣＣにより所定周波数に変換するように
したので、すなわち前述したインバータ式発電機と同様
に、エンジン等の駆動源の回転数に出力周波数が依存し
ないようにしたので、比較的高い回転数で大きな出力を
取り出すことができ、発電機の小型軽量化を図ることが
可能となる。 【００５８】また、高い周波数の発電機出力を単相商用
周波数等の所定の低い交流周波数出力に直接変換して出
力することができるので、電力用回路部品を大幅に削減
することができ、これにより、製造コストを大幅に低減
させることができる。 【００５９】さらに、発電機として多極の磁石発電機を
用いたので、装置全体の小型軽量化の効果が大きく、ま
た、同期信号の取り出しが簡単になる。 【００６０】また、発電機の回転子Ｒをエンジンのフラ
イホイールと兼用したので、電源装置全体が一層小型コ
ンパクトになる。 【００６１】 【発明の効果】以上説明したように、本発明に依れば、
出力電圧検出手段によりこの電源装置が出力した単相交
流の電圧が検出され、目標波出力手段によりこの電源装
置が出力すべき目標波の電圧が出力されて、比較手段に
より両電圧の大小関係が判別され、この判別結果に基づ
いて、１組の可変制御ブリッジ回路を交互に切り換え動
作させる際の切り換えタイミングが制御されるので、す
なわち、１組の可変制御ブリッジ回路を交互に切り換え
動作させるために、出力電圧検出手段、目標波出力手段
および比較手段という簡単な構成の手段以外の手段を必
要としないので、一層の小型軽量化を図るとともに製造
コストを低減化し、さらに制御手段の制御動作を簡単化
させることが可能となる効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態に係る可搬型電源装置の
概略構成を示すブロック図である。 【図２】図１の交流発電機の断面図である。 【図３】図１のサイクロコンバータ部分のみを取り出し
た電気回路図である。 【図４】同期信号形成回路１８の一例を示す電気回路図
である。 【図５】図６または７のＵ相、Ｖ相およびＷ相間に印加
される電圧の推移、フォトカプラがオンするタイミン
グ、およびサイリスタの各ゲートを点弧させるタイミン
グを示す図である。 【図６】導通角α＝１２０°，６０°で正または負コン
バータの各サイリスタを点弧したときにサイクロコンバ
ータから出力される波形を示す図である。 【図７】導通角を制御するために生成された基準ノコギ
リ波を示す図である。 【図８】導通角を１２０°〜−６０°にしたときに生ず
る問題を説明するための図である。 【図９】図１の可搬型電源装置により生成された５０Ｈ
ｚの出力波形の一例を示す図である。 【符号の説明】 １ ３相メインコイル（３相出力巻線） ５ 出力電圧検出回路（出力電圧検出手段） １４ 目標波出力回路（目標波出力手段） １５ 導通角制御部（制御手段） １６ 比較器（比較手段） ＢＣ１ 正コンバータ（可変制御ブリッジ） ＢＣ２ 負コンバータ（可変制御ブリッジ） ＣＣ サイクロコンバータ
概略構成を示すブロック図である。 【図２】図１の交流発電機の断面図である。 【図３】図１のサイクロコンバータ部分のみを取り出し
た電気回路図である。 【図４】同期信号形成回路１８の一例を示す電気回路図
である。 【図５】図６または７のＵ相、Ｖ相およびＷ相間に印加
される電圧の推移、フォトカプラがオンするタイミン
グ、およびサイリスタの各ゲートを点弧させるタイミン
グを示す図である。 【図６】導通角α＝１２０°，６０°で正または負コン
バータの各サイリスタを点弧したときにサイクロコンバ
ータから出力される波形を示す図である。 【図７】導通角を制御するために生成された基準ノコギ
リ波を示す図である。 【図８】導通角を１２０°〜−６０°にしたときに生ず
る問題を説明するための図である。 【図９】図１の可搬型電源装置により生成された５０Ｈ
ｚの出力波形の一例を示す図である。 【符号の説明】 １ ３相メインコイル（３相出力巻線） ５ 出力電圧検出回路（出力電圧検出手段） １４ 目標波出力回路（目標波出力手段） １５ 導通角制御部（制御手段） １６ 比較器（比較手段） ＢＣ１ 正コンバータ（可変制御ブリッジ） ＢＣ２ 負コンバータ（可変制御ブリッジ） ＣＣ サイクロコンバータ
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フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０２Ｐ 9/42 Ｈ０２Ｐ 9/42
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 5/00 - 5/48
H02M 7/00 - 7/40
G05F 1/00 - 1/70
H02P 9/00 - 9/48
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 ３相発電機と、この発電機の３相巻線出
力に接続され、互いに逆並列接続されて、単相電流を出
力するサイクロコンバータを構成する１組の可変制御ブ
リッジ回路とを備え、この互いに逆並列接続された可変
制御ブリッジ回路を、負荷に給電される電流の半周期毎
に交互に切り換え動作させて単相の交流電流を出力する
電源装置において、 この電源装置が出力した前記単相交流の電圧を検出する
出力電圧検出手段と、 この電源装置が出力すべき目標波の電圧を出力する目標
波出力手段と、 前記出力電圧検出手段により検出された単相交流の出力
電圧と、前記目標波出力手段により出力された目標波の
電圧とを比較することによって両電圧の大小関係を判別
する比較手段と、 この比較手段によって判別された両電圧の大小関係に基
づいて、前記１組の可変制御ブリッジ回路を交互に切り
換え動作させる際の切り換えタイミングを制御する制御
手段とを有することを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000024414A JP3493330B2 (ja) | 1996-08-01 | 2000-02-01 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8218141A JPH1052046A (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 可搬型電源装置 |
| JP2000024414A JP3493330B2 (ja) | 1996-08-01 | 2000-02-01 | 電源装置 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8218141A Division JPH1052046A (ja) | 1996-08-01 | 1996-08-01 | 可搬型電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000188866A JP2000188866A (ja) | 2000-07-04 |
| JP3493330B2 true JP3493330B2 (ja) | 2004-02-03 |
Family
ID=31719114
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000024414A Expired - Lifetime JP3493330B2 (ja) | 1996-08-01 | 2000-02-01 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3493330B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005269801A (ja) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Toyota Motor Corp | 電圧変換装置およびそれを備えた車両 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5220589B2 (ja) | 2006-03-30 | 2013-06-26 | 新電元工業株式会社 | バッテリ充電装置、３相電圧生成回路、３相電圧生成方法、および遅角制御方法 |
-
2000
- 2000-02-01 JP JP2000024414A patent/JP3493330B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005269801A (ja) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Toyota Motor Corp | 電圧変換装置およびそれを備えた車両 |
| JP4556458B2 (ja) * | 2004-03-19 | 2010-10-06 | トヨタ自動車株式会社 | 車両 |
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| JP2000188866A (ja) | 2000-07-04 |
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