CN1055805C - 便携式电源装置 - Google Patents

Abstract

一种便携式电源装置，包括：具有一永磁式发电机，同步信号形成与永磁式发电机的输出频率同步；一对可变控制桥式电路形成具有所需频率的单相交流电流；一桥式电路驱动电路用于响应于来自同步信号形成电路的同步信号使所述一对可变控制桥式电路交替地切换以工作在单相交流电流的每半个重复周期，由此使交流-交流变频器产生单相交流电流；一输出电压检测电路。一输出电压调节电路，以这样一种方式控制该桥式电路驱动电路，使该对可变控制桥式电路的输出电压基本维持在固定值。

Description

便携式电源装置

本发明涉及一种便携式电源装置，其产生市电频率或类似频率的单相AC(交流)电功率，更具体说，涉及一种利用交流-交流变频器(cycloconverter)的便携式电源装置。

通常，一种作为小型发动机和同步发电机的组合体的便携式电源装置广泛地用于例如紧急备用、室外作业、体闲娱乐活动等场合。

然而，在这种传统的便携式电源装置中，其输出频率取决于发动机的转速。因此，在双极发电机的情况下，为了得到50赫(或60赫)的AC输出，发动机的转速需要维持在3000rpm(转/分)(或3600转/分)，即一个相对低的转速，该转速使电源装置的工作效率降低，另外，需要将发动机尺寸设计得很大，导致电源装置的总重量增加。

为了克服这些不便，已由本受让人提出一种所谓的逆变器(invertor)式发电机，例如在序号为7-67229的日本特许公报和序号为4-355672的日本公开特许公报中，其中为了得到发电机的高AC电力，发动机运行在相对高转速下，以及AC电力先变成直流，然后，利用逆变器将直流变换为市电频率的交流电流。

然而，该传统的逆变器式发电机需要提供两个功率变换部件，即一用于先将AC电功率变换为DC电功率的AC-DC变换部件以及一用于将DC电功率变换为具有预定频率的AC电功率的DC-AC变换部件，以及用于暂时存储DC电能的电路。因此，必须使用的很多的费用高的电力电路元件。这就使得难于降低发电机的尺寸并导致制造成本增加。

另一方面，通常还已知一种所谓的交流-交流变频器，其直接将具有固定频率的交流电变换为具有另一频率的交流电。该交流-交流变频器应用在发电厂中。

这种传统的交流-交流变频器通常用于对由市电频率电力线提供的电力或由大功率发电机产生的电力进行变换(例如见序号为60-9429的日本特许公报)，并且通常用于驱动AC电动机。

下面参照图1到图6介绍交流-交流变频器的工作原理。

图1是表示传统的交流-交流变频器的结构实例的电路示意图。

如图所示，这种交流-交流变频器CC由12个可控硅SCRk±(k＝1，2，...，6)组成，其中的6个可控硅SCRk+形成用于提供正电流的桥式电路BC1(下文称为正换流器(converter))，其余的6个可控硅SCRk-形成另一个桥式电路BC2(下文称为负换流器)，用于提供负电流。换句话说，两个桥式电路彼此反并联形成该交流-交流变频器。

当例如具有27个极的三相发电机(其中的3个极用于产生控制各可控硅SCRk±的相应控制极的同步信号)连接到该交流-交流变频器CC，并由内燃机驱动，发动机由轴每转一周，向交流-交流变频器提供9个周期的三相交流电流，如果发动机的转速设定到1200rpm(每分转数)到4500rpm的范围内(等效于频率范围20Hz(赫)到75Hz)，由发电机输出的三相交流电的频率为180Hz到675Hz，9倍于发动机的转速对应的频率。

由上述3个极上的线圈(下文这些线圈称为辅助线圈，其余磁极的线圈称为“主线圈”)得到的2相交流电流的各成分(即U相电流，V相电流，和W相电流)提供到一三相全波桥式整流器FR，该整流器FR由相应的6个光电耦合器PCk(k＝1，2，...6)的初级发光二极管(LED)和6个二极管Dk(k＝1，2，...6)组成，如图2所示。利用3相全波整流器FR进行全波整流的3相交流电流的每个直流分量由其中对应的一个初级发光二极管转变为光，然后由与光电耦合器PCk中的这些初级发光二极管相关的次级的光敏元件之一(未示出)转变为电流。简而言之，由光电耦合器中的次级光敏元件产生与由三相全波整流器FR进行全波整流的三相交流分量相对应的电流。这些电流每个用于形成一具有例如锯齿波形的同步信号，用于控制每个可控硅SCRk±的控制极的相位控制角(触发角，firing angle)，下文将详细介绍。

图3表示三相交流电流中的各对的U、V和W相之间形成的线间电压的变化以及每个光电耦合器PCk的定时。

假设线间电压(U-V，U-W，V-W，V-U，W-U和W-V)按照图3所示变化，由三相全波整流器FR输出的全波整流的波形的重复周期为由主线圈得到每一线间电压波形周期的1/6。例如，当U-V电压处在60°到120°的相角范围时即U-V电压在所有的线间电压中最高时，光电耦合器PC1和PC5成对导通(其它的光电耦合器保持关断)，由此，三相全波整流器电路FR按照与U-V电压对应的电压产生电流。即，三相全波整流器FR按照与所有的线间电压中的最大值相对应的电压产生电流，使得输出电压的重复周期对应于60°的相角，因此等于主线圈的三相输出电压的重复周期(对应于360°的相角)的1/6。

图3还示出了每个可控硅SCRk±的控制极的触发(导通)定时的可控范围，其相应于对应的线间电压的120°到0°的相角范围，是利用每个控制极的触发定时的两个实例以带阴影的部分(即触发角120°和60°)表示的，下文将介绍。

根据这种定时关系，触发(导通)正换流器中的每个控制极，以由该变流器产生电流，并使负换流器BC2的控制极导通以便吸收通到其上的电流。

无需说，不需要使各控制极在选择的可控范围部分连续地保持导通，而是在用带阴影部分表示的定时处(例如对应于120°和60°触发角中之一)施加预定的脉冲来使能如上所述的相同操作。

图4A到4D表示当正负换流器BC1和BC2的可控硅SCRk±按照各自120°和60°的触发角触发时得到的交流-交流变频器输出波形的实例。

图4A表示当正换流器BC1的每个可控硅SCRk+在120°的触发角α处导通时得到的交流-交流变频器CC的输出波形，图4B表示当负换流器BC2的每个可控硅SCRk-在120°的触发角α处导通时得到的相同的输出波形。另一方面，图4C表示当正换流器BC1的每个可控硅SCRk+在60°的触发角α处导通时得到的相同的输出波形，图4D表示当负换流器BC2的每个可控硅SCRk-在60°的触发角α处导通时得到的交流-交流变频器CC的输出波形。

当正换流器BC1的每个可控硅SCRk+按照120°的触发角α导通时，交流-交流变频器CC的输出波形呈现为如在图4A中所示的全波整流电流波形。当正换流器BC1中的每个可控硅SCRk+在60°的触发角α导通时，输出波形包含很多谐波分量，如图4C中所示。然而，这些谐波可以利用连接到交流-交流变频器CC的输出侧的低通滤波器除去，使得按照平均电压输出电流。如上所述，假设向交流-交流变频器供电的电源是具有27个极的3相发电机，发电机的转速设定到3600rpm，各谐波分量的基波频率由下式给定：

60Hz(＝3600rpm)×9(次谐波)×3(相)×2(半波(＝1全波))＝3.24kHz

此外，通过改变正变流器BC1的每个可控硅的处在0°到120范围内的触发角α，交流-交流变频器CC能够产生所需的正电压，其平均电压在0伏到正的全波整流电压范围内。通过以相同的方式改变负换流器BC2的每个可控硅的触发角α，交流-交流变频器CC能够产生所需的负电压，其平均电压在0伏到负的全波整流电压范围内。

下面，将介绍在0°到120°的范围内改变触发角α的方式。

图5表示为了控制交流-交流变频器的每个可控硅的触发角α产生的基准锯齿波。图中所示的基准锯齿波是根据所检测的即由光电耦合器中的次级的光电检测器取出的相应的电流产生的。

用于例如控制正换流器BC1的可控硅SCR1+的基准锯齿波其在120°到0°的相角范围内电压是变化的，假定在0°相角下为0伏。每个与相邻的一个具有60°相位差的各基准锯齿波顺序地分别对应于各可控硅SCRk+，即SCR1+，SCR6+，SCR2+，SCR4+，SCR3+，以及SCR5+。

另一方面，用于例如控制负换流器BC2的可控硅SCR1-的基准锯齿波，其与用于可控硅SCR1+的锯齿波相对于水平的零电压线是对称的，即与用于可控硅SCR1+的锯齿波具有180°的相位差。与正换流器BC1相似，每个与相邻的一个具有60°相位差的各基准锯齿波顺序地分别对应于各可控硅SCRk-，即SCR1-，SCR6-，SCR2-，SCR4-，SCR3-和SCR5-。

因此，12个锯齿波形成了各个用于控制正负换流器BC1、BC2的各可控硅SCRk±的基准波形。这些锯齿波利用设在12个通道中的未示出的比较器与所需的波形r相比较，每个锯齿波与所需的波形的交点(例如在可控硅SCR1+的情况下的点TO)确定了每个相应的可控硅SCRk±的触发角。

通过采用正弦波作为所需的波形，因此按正弦改变触发角α，能够由交流-交流变频器CC得到正弦输出波，如图6所示。当由每个具有例如540Hz频率的输入波得到50Hz的正弦输出波时，输出波由约65个一个接着一个的输入正弦波的部分组成。

在利用上述的交流-交流变频器的传统的电源装置中交流-交流变频器并未设有储能装置。因此，当利用交流-交流变频器来得到单相正弦交流电流时，输入到交流-交流变频器的能量也是按正弦变化的。

因此，当将发出小功率例如几百到几千kW的小型发电机连接到交流-交流变频器的输入侧，以便产生单相正弦波时，只有输入正弦波的部分作为输入能量加以利用，使得利用效率很低，导致按照单相交流电流仅取出很少的输出功率。

特别是，当将永磁式发电机用作该小型发电机时，如果电动机作为负载连接到该电源装置上时，永磁式发电机有限的输出功率可能引起该电源装置过负载，以及甚至在电动机起动时，由于流动瞬时很大的电流而使之不能工作。

此外，在传统的交流-交流变频器CC中，当小型的即发出几百到几千kW的发电机连接到交流-交流变频器的输入侧时，当大的负载连接到该电源装置时，由于发电机有限的发电能力会产生很大的输出电压降。当将永磁式发电机用作为该发电机时，该输出压降特别大，引起如下问题：

图7表示当由交流-交流变频器CC得到230V的交流输出电压时施加到各可控硅SCRk±上的电压。在该图中，G代表用作该发电机的永磁式发电机。

如上所述，永磁式发动机的负载特性为输出电压对于施加到发电机上的负载有很大的压降。因此，为了由交流-交流变频器CC得到AC230V输出，当电源装置处于无负载状态时线间电压应当具有高达600Vp的降值。假设，可控硅SCR1+和SCR6+成对导通，输出电压降值为AC230V，如在图中所示，可利用如下的式子计算施加到可控硅SCR5+上的电压Vscr： $\mathrm{Vscr}=230\×\sqrt{2}\mathrm{Vp}+600\mathrm{Vp}=920V$

通常，所使用的小型可控硅的耐压最大接近600V。因此，只要是使用这种小型的可控硅，就不可能由交流-交流变频器得到AC230V的电源。

本发明的第一个目的是提供一种便携式电源装置，其尺寸小，重量轻，制造成本低，但能按照其尺寸产生相对大的功率。

本发明的第二个目的是提供一种便携式电源装置，其即使在将小输出功率的发电机连接到交流-交流变频器的输入侧时出现短时的过负载，也能无困难地连续运行。

本发明的第三个目的是提供一种便携式电源装置，其采用由非高耐压的小型可控硅构成的交流-交流变频器，但当具有小输出功率的发电机连接到该交流-交流变频器的输入侧时能产生很大的输出。

为了实现第一个目的，根据本发明的第一个方面，提供的便携式电源装置包括：

具有三相输出绕组的永磁发电机；

同步信号形成电路，用于形成与该永磁发电机的输出频率同步的同步信号；

一对可变控制桥式电路，其连接到该三相输出绕组并彼此反并联，以形成一交流-交流变频器，用于产生提供到负载上的单相交流电流，该单相交流电流具有所需的频率；

桥式电路驱动电路，用于响应于来自同步信号形成电路的同步信号，使一对可变控制桥式电路交替地切换，以工作在持续单相交流电流的每半个重复周期，因此使该交流-交流变频器产生单相交流电流；

输出电压检测电路，用于检测该对可变控制桥式电路的输出电压；以及

输出电压调节电路，用于将由输出电压检测电路检测的输出电压与所需的电压比较，由此控制桥式电路驱动电路，其控制方式为使该对可变控制桥式电路的输出电压基本维持在固定的数值。

最好该永磁发电机具有一磁性转子；具有多个磁极的定子，这些磁极由其周围绕有三相输出绕组的磁极以及其它磁极而形成；和绕在所述其它磁极上的信号绕组，由在所述其它磁极周围绕制的信号绕组输出同步信号。

进一步，永磁式发电机最好由带有飞轮的内燃机驱动，永磁式发电机还用作该内燃机的飞轮。

为了实现本发明的第二个目的，根据本发明的第二个方面，提供的便携式电源装置包括：

具有三相输出绕组的永磁式发电机；

一对可变控制桥式电路，其连接到该三相输出绕组并彼此反并联，以形成一交流-交流变频器，用于产生向负载提供的单相交流电流，该单相交流电流具有所需的频率；

桥式电路驱动电路，用于使该对可变控制桥式电路交替地切换以工作在单相交流电流的每半个重复周期，由此，使交流-交流变频器产生单相交流电流；

输出电压检测电路，用于检测该对可变控制桥式电路的输出电压；以及

波形形成装置，用于以这样一种方式形成该对可变控制桥式电路的输出电压波形，即随着负载增加，该波形由正弦波变为矩形波，该矩形波的最大幅度由该组可变控制桥式电路的输出电压所限制。

最好是，该磁式发电机具有一磁性转子和具有多个磁极的定子，该永磁式发电机由带有飞轮的内燃机驱动，永磁式发电机也用作内燃机的飞轮。

为了实现第二个目的，根据本发明的第三个方面，提供的便携式电源装置包括：

具有三相输出绕组的永磁式发电机；

一对可变控制桥式电路，其连接到该三相输出绕组并彼此反并联，以形成用于向负载提供单相交流电流的交流-交流变频器，该单相交流电流具有所需的频率；

桥式电路驱动电路，用于使该对可变控制电路交替切换以工作在单相交流电流的每半个重复周期，因此使该交流-交流变频器产生单相交流电流；以及

所需波形形成装置，用于形成驱动信号的所需波形，该驱动信号用于以这样一种方式使该对可变控制桥式电路工作以产生单相交流电流，即使得所需波形当负载增加时由正弦波变为矩形波。

最好是，所需波形形成装置根据交流-交流变频器的输出电压与一设定电压比较的结果改变所需波形的幅值，以及通过将所需波形的幅值限制到一预定上限值和一预定下限值将所需波形由正弦波变为矩形波。

为了实现第三目的，根据本发明的第四方面，提供的便携式电源装置包括：

具有三相输出绕组的永磁式发电机，三相输出绕组具有中性点；

同步信号形成电路，用于形成与永磁式发电机的输出频率同步的同步信号；

一对可变控桥式电路，其连接到三相输出绕组并彼此反并联，以形成用于产生单相交流电流的交流-交流变频器；该交流-交流变频器具有用于输出单相交流电流的输出端；该交流-交流变频器的输出具有中性点；该对可变控制桥式电路每个具有由两个半波换流器(converter)组成的两层式结构；该交流-交流变频器的输出的中性点连接到三相输出绕组的中性点，使得该对可变控制桥式电路作为一倍压整流器运行；以及

一桥式电路驱动电路，用于使该对可变控制桥式电路交替地切换以工作在单相交流的每半重复周期，由此，使交流-交流变频器产生单相交流电。

更进一步，最好该便携式电源装置包括控制装置，用于将构成该对可变控制桥式电路的两个半波式换流器的输出电压的波形与相应的所需波形比较，由此控制该两个半波式换流器，使得该两个半波式换流器输出电压波形变得接近相应的所需波形。

根据结合附图所作的如下的详细介绍，将会使本发明的上述和其它目的，特征以及优点将变得更明显。

图1是表示传统的交流-交流变频器结构的电路示意图；

图2是表示三相全波桥式整流器结构的电路示意图；

图3是表示U相、V相和W相之间的电压变化，每个光电耦合器的导通时间以及每个可控硅的控制极的导通时间的定时图；

图4A是表示当正换流器的每个可控硅在120°的触发角触发时该正换流器的输出波形示意图；

图4B是表示正换流器的每个可控硅在60°的触发角触发时该正换流器的输出波形示意图；

图4C是表示负换流器的每个可控硅在120°的触发角触发时该负换流器的输出波形示意图；

图4D是表示负换流器的每个可控硅在60°的触发角触发时该负换流器的输出波形示意图；

图5是表示用于控制可控硅的触发角而产生的基准锯齿波示意图；

图6是表示由图1中的交流-交流变频器产生的50Hz的正弦波的示意图；

图7是表示当由图1所示交流-交流变频器得到AC230V输出的施加到可控硅上的电压示意图；

图8是示意表示根据本发明第一实施例的电源装置的整体设置的方块图；

图9A是图8中所示的AC发动机的横断面图；

图9B是该AC发电机的纵断面图；

图10是用于控制各可控硅触发角而产生的基准锯齿波的示意图；

图11是用于解释当在120°到-60°范围内控制触发角时所要解决的问题的示意图；

图12A到12C是表示在各种不同的负载状态下由图8所示的电源装置产生的输出50Hz的波形实例的示意图；

图13是示意表示根据本发明第二实施例的电源装置整体配置的方块示意图；

图14A是表示用于控制正上部换流器的可控硅SCRk+的触发角而产生的基准锯齿波的示意图；

图14B是表示用于控制正下部换流器的可控硅SCRk+的触发角而产生的基准锯齿波的示意图；

图15A是表示用于控制负上部换流器的可控硅SCRk-的触发角而产生的基准锯齿波的示意图；

图15B是表示用于控制负下部换流器的可控硅SCRk-的触发角而产生的基准锯齿波的示意图；

图16A是表示图13所示电源装置中的上(半波)换流器的输出电压波形的示意图；

图16B是表示图13所示电源装置中的下(半波)换流器的输出电压波形的示意图；

图16C是表示上下(半波)换流器的合成输出电压波形的示意图；以及

图17是当由图13所示交流-交流变频器得到的输出AC230V时施加到可控硅上的电压的示意图。

下面参照表示本发明各实施例的附图对本发明进行介绍。

图8表示根据本发明一实施例的电源装置连同其控制***的整体配置图。在该图中，与上文作为先有技术参照图1到图7相同的各组成部分和元件，使用相同的标号来标注，不再对它们进行详细介绍。

在图8中，标号1和2表示围绕AC发电机定子独立绕制的输出绕组，即分别为三相主输出绕组(主线圈)和三相辅助输出绕组(辅助线圈)。

图9A和9B分别以纵断面图和横断面图表示AC发电机的结构。三相主线图1由形成在区域A1内的21个磁极的线圈构成，三相辅助线圈2由形成在区域A2内的3个磁极的线圈构成。转子R由永久磁铁的8对磁极构成，并利用未示出的内燃机来驱动旋转。

再参照图8，三相主线圈1具有3个输出端U、V和W，分别连接到交流-交流变频器CC中的正负换流器BC1和BC2的相应的输入端U、V和W上。交流-交流变频器CC的输出侧连接到LC滤波器3上，用于滤除由交流-交流变频器CC输出电流的谐波分量。LC滤波器3的输出侧连接到输出电压检测电路5，用于检测已滤除谐波分量的输出电压。输出电压检测电路5具有连接到滤波器3的正输入端和连接到电源装置的控制***的按地端GND的负输入端，由此，由输出电压检测电路5的正负输入端得到单相输出。

输出电压检测电路5的输出侧连接到近似有效值计算电路8，用于计算来自电路5的输出电压的近似有效值。电路8的输出侧连接到比较器9的负输入端。用于产生电源装置的基准电压值的基准电压发生电路10连接到比较器9的正输入端。比较器9的输出侧连接到控制函数计算电路11，用以根据该比较器9的比较结果计算控制函数例如线性函数。

控制函数计算电路11的输出侧连接到幅值控制电路12，该电路用于控制由连接到其上的正弦振荡器13产生的50Hz或60Hz市电频率的正弦波电压的幅值。即，幅值控制电路12响应于由控制函数计算电路11产生的控制函数，根据由正弦波振荡器13产生的正弦波的幅值产生幅值控制信号。

幅值控制电路12的输出侧连接到所需波形形成电路14，该电路14响应于来自电路12的幅值控制信号产生所需波形。所需波形形成电路14的输出侧连接到触发角控制器15以及比较器16的正输入端，该控制器15用于控制构成该交流-交流变频器CC的每个可控硅SCRk±的控制极的触发角。

触发角控制器15包括用于控制正换流器BC1的可控硅SCRk+控制极(下文称为“正控制极”)的触发角的正控制极控制器15a，以及用于控制负换流器BC2的可控硅SCRk-控制极(下文称为“负控制极”)的触发角的负控制极控制器15b。

每个正负控制极控制器15a、15b具有6个比较器(未示出)，每个比较器将所需波形与上文针对先有技术(图5)介绍的下文所称的同步信号(基准锯齿波)相比较，并且当两个波形彼此一致时触发相应的控制极。

所述比较器16的负输入端连接到输出电压检测电路5的输出侧，比较器的输出端连接到正侧控制极控制器15a和负侧控制极控制器15b。比较器16将由输出电压检测电路5产生的电压与所需波形进行比较，并根据比较结果选择性地产生高(H)电平信号和低(L)电平信号。

当由比较器16产生H电平信号时，正控制极控制器15a被使能而负控制极控制器15b禁止。另一方面，当由比较器16产生L电平时，正控制极控制器15a禁止，而负侧控制极控制器15b被使能。

三相辅助线圈2的输出侧连接到同步信号形成电路18，该形成电路18可以由上文针对现有技术(图2)所介绍的三相全波整流器FR构成。同步信号形成电路18响应于来自三相辅助线圈2的三相输出形成并输出如在图10中所示的锯齿波。

图10表示当每个触发角的可控范围设定在120°到-60°时的用于控制可控硅SCRk±的触发角的锯齿波的实例。这些锯齿波与上面介绍的(参照图5)不同之处在于锯齿波部分延伸了长度。与传统的交流-交流变频器CC相比，如此扩展可控硅SCRk±的触发角的可控范围到负侧的原因如下：

在常规的交流-交流变频器CC中，当电容性负载连接到其输出端时，同时在负载侧形成正电位时，如果交流-交流变频器CC的输出电压受控制使之降低，则在每个可控硅SCRk±的触发角和输出电压之间的相互关系出现不连续性，这使得不可能稳定输出电压。也就是说，当在负载侧具有正电位时为了降低输出电压，需要吸收负载侧的正电荷。然而，在传统的交流-交流变频器中，触发角α被控制在120°到0°的有限范围内，对于正换流器BC1不可能吸收在负载侧的正电荷，因此，负换流器BC2必须吸收它。当负换流器BC2吸收该正电荷时，由于负换流器BC2的输出电压可由负的全波整流电压变为0，在负载上的正电荷突然降低到零，使输出电压不连续。如果触发角的可控范围扩展到120°到-60°，就能够利用负换流器BC2吸收该正电荷，从而得到正的输出电压，使得在输出电压中不会产生不连续性，因此，使得能够保证稳定地控制。

然而，如果因此将可控范围扩展到负侧，如图11所示，正负换流器BC1、BC2的输出范围彼此重叠，使得在所需波形r和每个锯齿波之间存在两个相交点TO1和TO2，因此不可能判断正负换流器BC1和BC2中的哪一个应当被选择用于触发其可控硅SCRk±中对应一个的控制极。为了解决这一问题，在本实施例中，如上所述，按照比较器16的比较结果选择正负换流器BC1和BC2其中的一个。

同步信号形成电路18的输出侧连接到正控制极控制器15a和负控制极控制器15b。在同步信号形成电路18和正负控制极控制器15a、15b之间的连接线分别由6条信号线组成，这些信号线分别连接到二控制极控制器15a和15b每个中6个比较器中对应的一个上，用于按照在图10中所表示的定时向它们提供参照图10上面介绍的相应的具有延伸的锯齿波部分的锯齿波。

正控制器15a中的6个比较器的输出侧连接到正换流器BC1的可控硅SCRk+中各自对应的一个上，而负控制器15b中的6个比较器的输出侧连接到负换流器BC2的可控硅SCRk-中各自对应的一个上。

虽然在本实施例中，同步信号形成电路18的构成使其能响应来自三相辅助线圈2的三相输出形成同步信号，但这并不是限定性的，可以用单相辅助线圈来代替三相辅助线圈2来响应单相输出形成同步信号(基准锯齿波)。

下面介绍按照上述构成的电源装置的工作情况。

当转子R由发动机驱动旋转时，在三相主线圈1的三相输出端之间如上所述产生电压。于是，随着每个可控硅SCRk±的控制极由触发角控制器触发，交流-交流变频器CC输出电流，并且滤波器3从该电流中滤除谐波分量。输出电压检测电路5检测该电流的电压。近似有效值计算电路8根据经此检测的电压计算该电压的近似有效值，并产生代表所计算的近似有效值的一个信号。

比较器9将该近似有效值和由基准电压发生电路10产生的基准电压值进行比较，并且控制函数计算电路11根据比较结果计算控制函数(线性函数)，输出所计算的函数。更具体地说，控制函数计算电路11计算线性函数。使得随着来自基准电压发生电路10的基准电压值与来自近似有效值计算电路8之间的差变大，线性函数的比例系数(比例常数)增加。

幅值控制电路12根据经此计算的控制函数对由正弦波振荡器13产生的50Hz或60Hz的正弦波的幅值进行控制，所需波形形成电路14根据该控制信号形成所需波形并将其输出。对来自所需波形形成电路14的输出信号或控制信号提供预定的上下限值，且所需波形形成电路14的构成使得其不能产生高于上限值的或低于下限值的电压值。即，随着来自比较器9的输出值增加，使得来自控制函数计算电路11的线性函数的比例系数增加，来自所需波形形成电路14的所需波形的形状由正弦波变为矩形波。

比较器16将来自所需波形形成电路14的所需波形与由输出电压检测电路5检测的输出电压相比较。当前者电压高于后者时，由比较器16产生高电平(H)信号，使能正控制极控制器15a，而当前者电压低于后者时，由比较器16产生低电平(L)信号，使能负侧控制极控制器15b。

正控制极控制器15a和负侧控制极控制器15b其中被选择的一个的各比较器中的每一个将来自所需波形形成电路14的所需波形与来自同步信号形成电路18的相应锯齿波比较，且当所需波形与锯齿波一致或相交时，由控制极控制器15向对应的一个可控硅SCRk±的控制极提供具有预定宽度的单触发脉冲以控制其触发角。

图12A到12C表示由本实施例的电源装置产生的输出波形的实例。图12A表示当电源装置处于无负载状态时产生的输出波形，图12B为处于额定载下的输出波形，图21C为处于过负载状态下的输出波形。

如在这些图中所示，当给电源装置加有过负载时，交流-交流变频器的输出波形根据过负载的程度，即根据在来自基准电压发生电路10的基准电压与来自近似有效值计算电路8的近似有效值之间的差由正弦波改变为矩形波。

虽然在本实施例中，所需波形的形状是按照负载状态由正弦波变为矩形波的，但这不是限定性的，而是当电源装置的构成使输出电压由最大幅值限定时，所需波形的幅值可以按照负载状态增加。

如上所述，根据本实施例，三相发电机的输出频率可以由该交流-交流变频器控制达到预定的频率，而与三相发电机的输出频率无关，即电源装置的输出频率并不取决于驱动动力源例如发动机的转速，与针对先有技术上面介绍的逆变式发电机相似。因此，由相当高转速的驱动动力源驱动的发电机可以得到高输出，由此，发电机可以降低尺寸和重量。

此外，根据本实施例，能够将AC发电机的高频输出直接变换为预定较低频率例如单相市电频率的AC输出，由此，电源电路组成元件的数目可以大量减少，制造成本可以大幅度降低。

此外，采用多极的永磁式发电机作为该发电机很大程度上有助于降低整个装置的尺寸和重量，并简化了同步信号的构成方式。

再者，发电机的转子R还可以用作发动机的飞轮，这样能够使整个电源装置进一步设计为小型化。

此外，根据本实施例，当电源装置瞬时大负载时，电源装置的输出自动地增加到来自发电机的整个输入能量的上限值。因此，电源装置的运行即使在电源装置瞬时过载时也能无困难地继续。

下面参照图13到17介绍本发明的第二实施例。第二实施例与第一实施例的区别在于，正换流器BC1为由上换流器层(半波换流器)BC1U和下换流器层(半波换流器)BC1L组成的两层式结构，并且负换流器BC2为由上换流器层BC2U和下换流器层BC2L组成的两层式结构。此外，与每个正负换流器的两层式结构相对应，输出电压检测电路5包括上半波换流器电压检测电路5A、下半波换流器电压检测电路5B以及输出电压合成电路5C，并且触发角控制电路15包括正上控制极控制器15A，负上控制极控制器15B、正下控制极控制器15C，以及负下控制极控制器15D。

图13表示根据本发明第二实施例的电源装置的整体配置。在该图中，与参照图8上面介绍的第一实施例中相对应的组成部分和元件使用相同的标号来标注，不再对它们详细介绍。

如在图中所示，三相主线图1的三个输出端U、V和W分别连接到正负换流器BC1和BC2的各自的输入端U、V和W。交流-交流变频器CC的输出侧连接到LC滤波器3A和LC滤波器3B，LC滤波器3A用于滤去由正换流器中的可控硅SCR1+到SCR3+形成的上换流器层BC1U(下文称为正上换流器)或者由负换流器中的可控硅SCR1-到SCR3-组成的上换流器层BC2U(下文称为负上换流器)产生的半波整流电流中的谐波分量，LC滤波器3B用于滤去由正换流器BC1中的可控硅SCR4+到SCR6+组成的下换流器层BC1L(下文称为正下换流器)或者由负换流器BC2中的可控硅SCR4-到SCR6-组成的下换流器层BC2L(下文称为负下换流器)产生的谐波分量。LC滤波器3A和3B间的连接点C连接到三相主线圈1的中性点，且该中性点用作本控制块的接地点GND。

LC滤波器3A的输出侧连接到上半波换流器电压检测电路5A，用于检测由LC滤波器3A输出的已无谐波分量的半波电流的电压，而LC滤波器3B的输出侧连接到下半波换流器电压检测电路5B，用于检测LC滤波器3B输出的已无谐波分量的半波电流的电压。由上半波换流器电压检测电路5A的正输入端和下半波换流器电压检测电路5B的负输入端得到单相输出。

因此，在本实施例中，该连接点C即在单相输出侧形成的中性点和三相主线圈1的中性点彼此相连，以构成倍压整流器连接方式。与这种连接相对应，由各上换流器层BC1U和下换流器层BC1U以及上换流器层BC2U和下换流器层BC2L分别构成正负换流器BC1和BC2。

电压检测电路5A和5B各自的输出侧连接到输出电压合成电路5C。输出电压合成电路5C的输出侧连接到近似有效值计算电路8，该电路8的输出侧连接到比较器9的负输入端。该电源装置的从比较器9到本实施例中的所需波形形成电路14的各个部分的配置和连接与第一实施例相同，对它们不再介绍。

在本实施例中，所需波形形成电路14的输出侧连接到触发角控制器15，用于控制构成交流-交流变频器CC的可控硅SCRk±的控制极的触发角，该电路14的输出侧还连接到比较器16、17的正输入端。

如上所述，触发角控制器15包括：用于控制正上换流器BC1U中的可控硅SCR1+到SCR3+的控制极(下文称为“正上控制极”)的触发角的正上控制极控制器15A；用于控制负上换流器BC2U中的可控硅SCR1-到SCR3-的控制极(下文称为“负上控制极”)的触发角的负上控制极控制器15B；用于控制正下换流器BC1L中的可控硅SCR4+到SCR6+的控制极(下文称为“正下控制极”)的触发角的正下控制极控制器15C；和用于控制负下换流器BC2L中的可控硅SCR4-到SCR6-的控制极(下文称为“负下控制极”)的触发角的负下控制极控制器15D。

这些控制极控制器15a到15d每个具有3个未示出的比较器，其每个比较器正如对于先有技术(图5)所介绍的那样将来自所需波形形成电路14的所需波形与同步信号(基准锯齿波)相比较，并且当前者与后者一致时，触发相应的一个控制极。

比较器16的负输入端连接到上半波换流器电压检测电路15A的输出侧，而比较器17的负输入端连接到下半波换流器电压检测电路5B的输出侧。比较器16的输出侧连接到正上控制极控制器15A和负上控制极控制器15B，而比较器17的输出侧连接到正下控制极控制器15C和负下控制极控制器15D。比较器16将来自上半波换流器电压检测电路5A的电压与所需波形比较，并且根据比较的结果选择性地输出高(H)电平信号和低(L)电平信号。与之相似，比较器17将来自下半波换流器电压检测电路5B的电压与所需波形相比较，并根据比较结果选择性地输出高(H)电平信号和低(L)电平信号。

当由比较器16输出H电平信号时，正上控制极控制器15A被使能，而负上控制极控制器15B禁止。另一方面，当由其输出L电平信号时，使正上控制极控制器15A禁止，而负上控制极控制器15B被使能。与之相似，当由比较器17输出H电平信号时，正下控制极控制器15C被使能，而负下层控制极控制器15D禁止。另一方面，当由其输出L电平信号时，使正下层控制极控制器15C禁止，而负下层控制极控制器15D被使能。

三相辅助线圈2的输出端连接到同步信号形成电路18，该电路18可以由与上述第一实施例相似的如在图2中的三相全波整流器FR构成。同步信号形成电路18响应于来自三相辅助线圈2的三相输出产生并输出如在图14A到15B中所示的锯齿波。

图14A和14B表示用于控制正换流器BC1中的可控硅SCRk+的触发角的锯齿波的实例。图14A表示用于控制正上换流器BC1U中的可控硅SCR1+到SCR3+的触发角的锯齿波，而图14B表示用于控制正下换流器BC1L中的可控硅SCR4+到SCR6+的触发角的锯齿波。

另一方面，图15A和15B表示用于控制负换流器BC1中的可控硅SCRk-的触发角的锯齿波的实例。图15A表示用于控制负上换流器BC2U中的可控硅SCR1-到SCR3-的触发角的锯齿波，而图15B表示用于控制负下换流器BC2L中的可控硅SCR4-到SCR6-的触发角的锯齿波。

图14A和14B中所示的锯齿波与参照图5上面介绍的不同之处在于，该锯齿波部分具有各自的延伸的长度，即触发角的可控范围扩展到120°到60°的范围。如此将可控硅SCRk±的触发角的可控范围与传统的交流-交流变频器CC相比扩展到负侧的原因与上述相同。

如果将可控范围由此扩展到负侧，如图14A到15B所示，出现的问题如参照图11上在介绍的。因此，在本实施例中，根据比较器16、17比较的结果，选择正负换流器BC1和BC2的其中之一。

同步信号形成电路18的输出侧连接到正上控制极控制器15A、负上控制极控制器15B、正下控制极控制器15C和负下控制极控制器15D。在同步信号形成电路18和各控制极控制器15A到15D之间的连接线每个都由3个信号线组成，这些信号线的端部分别连接到控制极控制器15A到15D中的比较器中对应的一个上，用于向它们提供参照图14A到15B上面所述的具有延伸的锯齿部分的相应3个锯齿波。即，具有如在图14A和14B中所示具有延伸的锯齿部分的3个锯齿波在图14A和14B中所示的定时处分别提供到正上控制极控制器15A和正下控制极控制器15C的比较器中对应的一个上。而具有如在图15A和15B中所示具有延伸锯齿部分的3个锯齿波在图15A和15B中所示定时处分别提供到负上控制极控制器15B和负下控制极控制器15D的比较器中对应的一个上。

正上控制器15A中的三个比较器的输出侧分别连接到正上换流器BC1U中的可控硅SCR1+到SCR3+中对应的一个的控制极上；负上控制器15B中的3个比较器的输出侧分别连接到负上换流器BC2U中的可控硅SCR1-到SCR3+中对应的一个的控制极上；正下控制器15C中的3个比较器的输出侧分别连接到正下换流器BC1L中的可控硅SCR4+到SCR6+中对应的一个的控制极上；负下控制器15D中的3个比较器的输出侧分别连接到负下换流器BC1L中的可控硅SCR4-到SCR6-中对应的一个的控制极上。

下面，介绍按照上述构成的电源装置的工作情况。

随着利用发动机驱动转子R旋转，如上所述在三相主线圈1的三相输出端之间产生电压。于是，当利用触发角控制器15触发每个可控硅SCRk±的控制极时，交流-交流变频器CC产生并输出通过将三相主线圈1的中性点连接到接地点GND而得到的两个半波整流电流，并且滤波器3A和3B滤去该两个半波整流电流中的谐波分量。上下半波换流器电压检测电路5A和5B检测半波整流的电流的电压，这两部分电压由输出电压合成电路5C相加在一起。近似有放值计算电路8根据由此合成的电压计算交流-交流变频器输出电压的近似有效值，并产生代表所计算的近似有效值的信号。

比较器9将该近似有效值与由基准电压发生电路10产生的基准电压值相比较，并根据比较结果由该控制函数计算电路11计算控制函数(线性函数)。根据如此计算的控制函数，幅值控制电路12控制由正弦波振荡器13产生的50Hz或60Hz的正弦波的幅值，以产生一个控制信号；并且所需波形形成电路14根据该控制信号产生所需波形(正弦波)。即调节所需波形的幅值达到一与由同步信号形成电路18输出的锯齿波的幅值没有大的不同的数值。

比较器16将来自所需波形形成电路14的所需波形与由上层半波换波器电压检测电路5A检测的输出电压相比较，且当前者电压高于后者时，由比较器16产生高(H)电平信号从而使能正上控制极控制器15A，而当前者电压低于后者时，由比较器16输出低(L)电平信号从而使能负上控制极控制器15B。与之相似，比较器17将所需波形与由下半波流器电压检测电路5B检测的输出电压相比较，且当前者电压高于后者时，由比较器17输出高(H)电平信号从而使能正下控制极控制器15C，而当前者电压低于后者时，由比较器17输出低(L)电平信号从而使能负下控制极控制器15D。

选择正上控制极控制器15A和负上控制极控制器15B其中之一的所用的比较器和选择正下控制极控制器15C和负下控制极控制器15D其中之一的所用比较器的每一个都将来自所需波形形成电路14的所需波形与来自同步信号形成电路18的相应锯齿波相比较，并且当所需波形与锯齿波一致时，由控制极控制器15向对应的一个可控硅SCRk±的控制极提供一具有预定宽度的单触发脉冲，从而控制可控硅的触发角。

图16A到16C表示本实施例的电源装置产生的输出波形的实例。图16A表示由上(半波)换流器BC1U和BC2U形成的输出波形，图15B表示由下(半波)换流器BC1L和BC2L形成的输出波形，以及图16C表示通过将图16A和16B中的波形合成形成的输出波形，即本实施例的电源装置的输出电压波形。

因此，根据本实施例，上(半波)换流器BC1U和BC2U形成具有如图16C中所示的单相输出波形的一半幅值的波形，而下(半波)换流器BC1L和BC2L形成具有如图16C所示的单相输出波形的一半幅值的波形，将这些波形合成即叠加在一起，并提供给负载作为单相输出。形成图16A中的波形和图16B中的波形的方式与参照图1到图6上面介绍的相同，因此对其不再介绍。

图17表示当由交流-交流变频器CC产生230V交流输出电压时施加到SCRk±上的电压。与图7相类似，假设可控硅SCR1+和SCR6+成对导通，并假设输出电压峰值为AC 230V，施加到可控硅SCR5+的电压Vscr可以按如下方程计算： $\mathrm{Vscr}=115\×\sqrt{2}V1\·\mathrm{Vp}+300\mathrm{Vp}=463V$

当前可用的小型可控硅包括耐压接近600V的可控硅。因此，即使交流-交流变频器由这种小型的可控硅组成，也能由交流-交流变频器得到AC230V电源。

如上所述，根据本实施例，在单相输出侧形成的中性点和三相主线圈1的中性点彼此相连，以形成倍压整流器的连接方式，并且由各自的正上换流器BC1U和正下换流器BC1L以及负上换流器BC2U和负下换流器BC2L形成的两层式结构分别构成正负换流器BC1和BC2。因此，即使将产生几百到几千kW的小输出功率的发电机连接到交流-交流变频器的输入侧，即使是在线间电压在电源装置处于无负载状态下时也能将施加到可控硅SCRk±上的电压控制到一个低的数值。这样就使得能够利用具有较低耐压的小型可控硅。

此外，本发明当使用永磁式发电机作为AC发电机时更为有利，因为当采用永磁式发电机时，在电源装置的无负载状态下电压增加得特别大。

Claims (11)

1.一种便携式电源装置，包括：

一具有三相输出绕组的永磁式发电机；

同步信号形成电路，用于形成与所述永磁式发电机的输出频率相同步的同步信号；

一对可变控制桥式电路，连接到所述三相输出绕组且彼此反并联，以形成一用于产生向负载提供的单相交流电流的交流-交流变频器，所述单相交流电流具有一所需频率；

一桥式电路驱动电路，用于响应于来自所述同步信号形成电路的所述同步信号，使所述一对可变控制桥式电路交替地切换以工作在所述单相交流电流的每半个重复周期，从而使所述交流-交流变频器产生所述单相交流电流；

输出电压检测电路，用于检测所述一对可变控制桥式电路的输出电压；以及

输出电压调节电路，用于将由所述输出电压检测电路检测的所述输出电压与一所需电压相比较，由此以这样一种方式控制所述桥式电路驱动电路，即使得所述一对可变控制桥式电路的输出电压基本维持在一固定值。

2.根据权利要求1所述的电源装置，其中的永磁式发电机具有一磁性转子；具有多个磁极的定子，所述磁极由周围绕有所述三相输出绕组的磁极、和其它磁极形成；以及绕在所述其它磁极周围的所述信号绕组，所述同步信号从绕在所述其它磁极上的所述信号绕组取出。

3.根据权利要求2所述的电源装置，其中所述的永磁式发电机由带有飞轮的内燃机驱动，所述的磁性转子也用作所述内燃机的所述飞轮。

4.一种便携式电源装置，包括：

一具有三相输出绕组的永磁式发电机；

一对可变控制桥式电路，连接到所述三相输出绕组且彼此反并联，以形成一用于产生要向负载提供的单相交流电流的交流-交流变频器，所述单相交流电流具有一所需的频率；

桥式电路驱动电路，用于驱动所述一对可变控制桥式电路交替地切换以工作在所述单相交流电流的每半个重复周期，从而使所述交流-交流变频器产生所述单相交流电流；

输出电压检测电路，用于检测所述一对可变控制桥式电路的输出电压；以及

波形形成装置，用于以这样一种方式形成所述一对可变控制桥式电路的所述输出电压的波形，即当所述负载增加时，所述波形由正弦波变化到矩形波，而该矩形波的最大幅值受所述可变控制桥式电路组的所述输出电压限制。

5.根据权利要求4所述的便携式电源装置，其中所述的永磁式发电机具有一磁性转子，以及具有多个磁极的定子，所述永磁式发电机由带有飞轮的内燃机驱动，所述的磁性转子还用作所述内燃机的所述飞轮。

6.一种便携式电源装置，包括：

一具有三相输出绕组的永磁式发电机；

一对可变控制桥式电路，连接到所述三相输出绕组且彼此反并联，以形成用于产生要向负载提供的单相交流电流的交流-交流变频器，所述单相交流电流具有一所需的频率；

桥式电路驱动电路，用于驱动所述一对可变控制桥式电路交替地切换以工作在所述单相交流电流的每半个重复周期，从而使所述交流-交流变频器产生所述单相交流电流；

所需波形形成装置，用于以这样一种方式形成用于使所述一对可变控制桥式电路工作以产生所述单相电流的驱动信号的所需波形，即随着负载增加，使所述所需波形由正弦波变为矩形波。

7.根据权利要求6所述的便携式电源装置，其中所述的所需波形形成装置根据所述交流-交流变频器的输出电压与一设定电压的比较结果来改变所述所需波形的幅值，并通过将所述所需波形的所述幅值限制到一预定上限和一预定下限来将所述所需波形由所述正弦波形变为所述矩形波形。

8.根据权利要求7所述的便携式电源装置，其中所述的永磁式发电机具有一磁性转子，以及具有多个磁极的定子，由带有飞轮的内燃机驱动所述的磁性转子，所述的磁性转子还用作所述内燃机的所述飞轮。

9.一种便携式电源装置，包括：

一具有三相输出绕组的永磁式发电机，所述三相轮出绕组具有一中性点；

同步信号形成电路，用于形成与所述永磁式发电机的输出频率同步的同步信号；

一对可变控制桥式电路，连接到所述三相输出绕组且彼此反并联，以形成用于产生单相交流电流的交流-交流变频器，所述交流-交流变频器具有用于输出单相交流电流的输出，所述交流-交流变频器的所述输出具有一中性点，所述一对可变控制桥式电路每个具有由两个半波换流器组成的两层式结构，所述交流-交流变频器的所述输出的所述中性点连接到所述三相输出绕组的所述中性点，使得所述一对可变控制桥式电路作为一倍压整流器工作；以及

桥式电路驱动电路，用于驱动所述一对可变控制桥式电路交替地切换以工作于所述单相交流电流的每半个重复周期，从而使所述交流-交流变频器产生所述单相交流电流。

10.根据权利要求9所述的便携式电源装置，包括控制装置，用于将构成所述一对可变控制桥式电路的所述两个半波换流器的输出电压的波形与相应的所需波形相比较，从而控制所述两个半波换流器使得所述两个半波换流器的所述输出电压的所述波形变得接近所述相应的所需波形。

11.根据权利要求10所述的便携式电源装置，其中的所述永磁式发电机具有一磁性转子，以及具有多个磁极的定子，所述永磁式发电机由带有飞轮的内燃机驱动，所述的磁性转子还用作所述内燃机的所述飞轮。

Images