JP3423957B2 - 降圧回路 - Google Patents
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Description
る外部電源電圧を降圧して内部回路にそれぞれ供給す
る、半導体集積回路装置が備える降圧回路に関する。
回路装置では、外部から供給される外部電源電圧VEX
をそのまま使用するだけでなく、降圧、または昇圧して
所定の内部電源電圧VCCを生成し、必要とする内部回
路にそれぞれ供給することにより、低消費電力化や素子
の信頼性向上を図っている。
圧(降圧電圧)VCCを生成する降圧回路は、内部回路
の構成要素であるトランジスタのゲート耐圧を越える電
圧が印加されないように保護するためのものであり、一
般に、所定の基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、
基準電圧と出力電圧である内部電源電圧を比較し、それ
らが一致するように制御する比較器と、内部電源電圧V
CCを内部回路に供給するための出力トランジスタとに
よって構成されている。
装置全体の消費電流をより低減することが求められてい
るため、降圧回路の消費電流も低減することが望まし
い。しかしながら、降圧回路で使用する比較器(アン
プ)は、一般に、動作状態のときに数十μA以上の定常
電流を流す必要があるため、消費電流を低減することが
困難である。
えば、半導体記憶装置のスタンバイ時に降圧回路の動作
を停止させて消費電流を低減する手法が特開平11−4
5947号公報で提案されている。この特開平11−4
5947号公報で開示された回路を図12に示す。
図である。
47号公報で開示された半導体記憶装置は、外部から供
給される外部電源電圧VEXを降圧し、内部電源電圧V
CCとして内部回路1に供給する降圧回路2と、外部電
源と内部回路1の電源供給端子間に挿入され、ダイオー
ドを用いて外部電源電圧VEXを降圧するダイオード回
路3とを有する構成である。
レクト信号CSによって動作/非動作が制御される。ま
た、ダイオード回路3は、外部電源から内部回路1に向
かって順方向に接続された複数のダイオード(図12で
はD11、D12)によって構成され、各ダイオードの
順方向電圧による電圧降下で降圧回路2から出力される
内部電源電圧VCCと等しい電圧を内部回路1に供給す
る。
回路が搭載される半導体記憶装置がスタンバイ状態にあ
るときには、チップセレクト信号CSが不図示の制御装
置によってネゲート(ハイレベルに設定)され、降圧回
路2が動作停止状態に設定されて内部回路1にダイオー
ド回路3を介して必要な電力が供給される。
あるときには、チップセレクト信号CSがアサート(ロ
ウレベルに設定)され、降圧回路2が動作状態に設定さ
れて内部回路1に降圧回路2を介して必要な電力が供給
される。
動作を停止させ、内部回路1に外部電源からダイオード
を介して必要な電力を供給することで半導体記憶装置の
スタンバイ時の消費電流を低減している。
された任意の半導体ICに供給される外部電源電圧VE
Xは、同じプリント基板上に実装された他の半導体IC
等に電流が流れることによって変動する(以下、電源バ
ンプと称す)。
12に示した降圧回路では、スタンバイ時に内部回路へ
ダイオードを介して内部電源電圧VCCを供給する構成
であるため、電源バンプによって外部電源電圧VEXが
上昇すると、降圧電圧に加えて電源バンプによる電圧上
昇分も内部回路に印加される。一般に、スタンバイ時の
内部回路の消費電流は非常に少ないため、スタンバイ時
に電源バンプによって外部電源電圧VEXが上昇する
と、その後外部電源電圧VEXが低下しても、内部回路
に印加される内部電源電圧VCCは、電源供給ラインの
容量及び負荷容量により上昇した電圧でそのまま長時間
維持される。また、このとき、スタンバイ状態から動作
状態に移っても、降圧回路が所定の降圧電圧を出力する
までにはある程度の時間が必要であるため、その間に降
圧電圧よりも高い電圧が印加され続けることになる。
時間印加されるため、内部回路の構成要素であるトラン
ジスタのゲート酸化膜の絶縁性能が劣化し、トランジス
タ特性が悪化するおそれがあった。
較器、及び出力トランジスタを有する構成では、上述し
たように、比較器に数十μA以上の定常電流を流す必要
があるため、消費電流を低減することが困難である。
る問題点を解決するためになされたものであり、降圧電
圧よりも高い電圧が長時間印加されることによる内部回
路のトランジスタの特性悪化を防止し、内部回路の消費
電流を低減することが可能な降圧回路を提供することを
目的とする。
本発明の降圧回路は、外部から供給される外部電源電圧
を降圧し、内部電源電圧として内部回路に供給する、半
導体集積回路装置が備えた降圧回路であって、前記外部
電源電圧から所望の電圧だけ降圧し、前記内部電源電圧
として出力するダイオード回路と、前記外部電源電圧が
低下したときに、前記ダイオード回路から出力される前
記内部電源電圧をプルダウンするためのプルダウン用ト
ランジスタと、前記プルダウン用トランジスタの動作を
制御するための制御回路と、を有する構成である。
部電源電圧から前記制御回路に向かって順方向に接続さ
れた、少なくとも1つのダイオードで構成されていても
よく、前記外部電源電圧から前記制御回路に向かって順
方向にダイオード接続された、少なくとも1つのトラン
ジスタで構成されていてもよい。
源電圧と前記制御回路間に挿入された降圧用トランジス
タを有し、該降圧用トランジスタのソース、ドレイン間
の電圧を所望の値に制御するための補償回路を有してい
てもよく、前記補償回路は、外部電源と接地電位間に直
列に挿入される、前記降圧用トランジスタの温度依存性
を相殺するようなオン抵抗になるように所定の基準電圧
がゲートに印加される補償用トランジスタ、及び前記補
償用トランジスタと直列に接続される少なくとも1つの
抵抗器と、前記抵抗器と前記補償用トランジスタの接続
部位、及び前記外部電源間に挿入されるコンデンサと、
を有する構成が望ましい。
タ容量で構成されていてもよい。
が印加される第1のトランジスタ、前記第1のトランジ
スタとゲートが共通に接続され、該ゲートとドレインが
接続された第2のトランジスタ、前記第1のトランジス
タに直列に接続される第1の抵抗器、及び前記第2のト
ランジスタに直列に接続される第2の抵抗器を有するカ
レントミラー回路と、前記第2のトランジスタのドレイ
ンと外部電源間に挿入されるコンデンサと、を有する構
成であってもよく、前記コンデンサは、トランジスタ容
量で構成されていてもよい。
レショルド電圧をVt1とし、前記第2のトランジスタ
のサブスレショルド電圧をVt2としたとき、Vt1>
Vt2であることが望ましい。
外部電源間に挿入される第2のコンデンサを有していて
もよく、前記第2のコンデンサは、トランジスタ容量で
構成されていてもよい。
第2の基板端子に、それぞれ前記外部電源電圧が印加さ
れていてもよく、前記第1のトランジスタの基板端子に
前記外部電源電圧が印加され、前記第2のトランジスタ
の基板端子が該第2のトランジスタのソースと接続され
ていてもよい。
源電圧から前記制御回路に向かって順方向に、前記第1
のトランジスタ及び前記第2のトランジスタと直列に接
続されるダイオード、または少なくとも前記第1のトラ
ンジスタと直列に接続されるダイオードを有し、前記第
2のトランジスタと直列に接続されるダイオードの数よ
りも、前記第1のトランジスタと直列に接続されるダイ
オードの数が多く設けられた構成であってもよい。
部電源電圧から所望の電圧だけ降圧し、内部電源電圧と
して出力するダイオード回路と、外部電源電圧が低下し
たときにダイオード回路から出力される内部電源電圧を
プルダウンするためのプルダウン用トランジスタと、プ
ルダウン用トランジスタの動作を制御するための制御回
路とを有することで、外部電源電圧が低下したときに内
部電源電圧も追従して低下するため、従来の降圧回路の
ように内部回路に降圧電圧よりも高い電圧が長時間印加
されることがなくなる。
て説明する。
回路の第1の実施の形態の構成を示す回路図である。
0は、内部回路100に内部電源電圧VCCを供給する
ためのダイオード回路201と、外部電源電圧VEXの
変動を検出するためのカレントミラー回路202、及び
トランジスタ容量であるPチャネルMOSFET(以
下、PチャネルMOSFETは全てPMOSトランジス
タと称す)P3と、外部電源電圧VEXが変動したとき
に内部電源電圧VCCをプルダウンするためのNチャネ
ルMOSFET(以下、NチャネルMOSFETは全て
NMOSトランジスタと称す)N1とを有する構成であ
る。なお、PMOSトランジスタP3の代わりにコンデ
ンサが設けられていてもよい。
内部回路100の電源供給ライン101に接続され、ソ
ースは接地電位に接続されている。また、NMOSトラ
ンジスタN1のゲートは、後述するダイオード回路のダ
イオードD1のカソードと接続されている。
外部電源203とそれぞれ接続され、ゲートが共通に接
続されたPMOSトランジスタP1、P2と、一端がP
MOSトランジスタP1のドレイン及びNMOSトラン
ジスタN1のゲートに接続され、他端が接地電位に接続
された抵抗器R1と、一端がPMOSトランジスタP2
のドレインに接続され、他端が接地電位に接続された抵
抗器R2とを有する構成である。なお、PMOSトラン
ジスタP3は、外部電源203とPMOSトランジスタ
P2のドレイン間に挿入されている。また、PMOSト
ランジスタP2のゲートとドレインが共通に接続され、
カレントミラー回路202は、PMOSトランジスタP
1に流れる電流がPMOSトランジスタP2に流れる電
流と等しくなるように動作する。
とカレントミラー回路202間に挿入されるダイオード
D1、D2を有し、ダイオードD1のアノードは外部電
源203と接続され、カソードはカレントミラー回路2
02のPMOSトランジスタP1のソース、NMOSト
ランジスタN1のドレイン、及び内部回路100の電源
供給ライン101にそれぞれ接続されている。また、ダ
イオードD2のアノードは外部電源203に接続され、
カソードはカレントミラー回路202のPMOSトラン
ジスタP2のソースに接続されている。
態の降圧回路の動作について図2及び図3を用いて説明
する。
部電源電圧VCCの変化に対する内部回路の消費電流I
ccの変化を示すグラフであり、図3は図1に示した降
圧回路に供給される外部電源電圧VEXの変化に対する
内部電源電圧VCCの変化を示すグラフである。なお、
図3のグラフは、スタンバイ状態時に外部電源電圧VE
Xが±1V変動したときの内部電源電圧VCCの変動の
様子を示している。
(通常の動作状態)とスタンバイ状態があり、図2に示
すように、アクティブ状態では、主としてVCC=VE
X−Vf以下で動作し、スタンバイ状態では、主として
VCC=VEX−Vf以上で動作する。なお、スタンバ
イ状態では、上述したように電源バンプの影響を受けや
すいため、以下では電源バンプ無し状態と電源バンプ有
り状態とに分けて考えることにする。
の動作状態のことであり、内部回路100に電源電流が
流れることにより、降圧回路200から出力される内部
電源電圧VCCは低下する方向(図2の左側)へ遷移す
る。しかしながら、ダイオードD1を介して外部電源2
03から電力が供給され、内部電源電圧VCCは外部電
源電圧VEXからダイオードD1の順方向電圧Vfだけ
低下した電圧で維持される。なお、このとき、内部電源
電圧VCCは電源供給ライン101の配線容量及び内部
回路100内のトランジスタの負荷容量により比較的安
定な電圧となる。
対してアクセスを行わない状態であり、例えば、SRA
M等の場合は情報を記憶しておくための保持電流のみが
微少(数μA)に流れている状態である。この状態で
は、アクティブ状態よりも内部回路100に流れる電源
電流が非常に少ないが、基本的にアクティブ状態と同様
にVEX−Vfの内部電源電圧VCCが印加される。
(電源バンプ無し)状態における本実施形態の降圧回路
の消費電流について説明する。
は、ダイオードD1を介してNMOSトランジスタN1
のドレイン−ソース間に流れる電流I1と、ダイオード
D1、PMOSトランジスタP1のドレイン−ソース
間、及び抵抗器R1に流れる電流I2と、ダイオードD
2、PMOSトランジスタP1のドレイン−ソース間、
及び抵抗器R2に流れる電流I3とがある。
スレッショルド電圧(しきい値電圧)をVt1とし、P
MOSトランジスタP2のサブスレッショルド電圧をV
t2とすると、本実施形態では、トランジスタのチャネ
ル領域に対する不純物注入量を変えてVt1>Vt2の
関係に設定し、電源バンプが無い状態ではPMOSトラ
ンジスタP1がONしないように設定する。
ば、電流I2が流れないため、PMOSトランジスタP
1のドレイン(ノードB)は0[V]になる。また、ノー
ドBが0[V]であればNMOSトランジスタN1がON
しないため、電流I1も流れない。
P2のサブスレッショルド電圧をVt1>Vt2に設定
することによって、I1=I2=0[mA]となるため、
降圧回路200の消費電流はI3のみとなる。
をモニタするために流しているだけであるため、抵抗器
R2を非常に大きな抵抗値にすることができる。例え
ば、抵抗器R2を1×107(10M)[Ω]に設定すれ
ば、外部電源電圧VEX=3.3[V]、Vf=0.7
[V]とすると、I3=(VEX−Vf)/R2=0.2
6[μA]<[1μA]となる。
プが無いスタンバイ状態では、降圧回路に流れる電流を
1[μA]以下にすることが可能であるため、降圧回路の
消費電流を大幅に低減することができる。
イ状態における本実施形態の降圧回路200の消費電流
について説明する。
電源電圧VEXが1[V]上昇すると、それに追従して内
部電源電圧VCCも1[V]上昇する。また、上述したよ
うに、外部電源電圧VEXが低下しても内部電源電圧V
CCは上昇したままで維持される。この場合、内部回路
には外部電源電圧VEXよりも高い電圧が長時間印加さ
れてしまう。
0では、外部電源電圧VEXが上昇すると従来と同様に
内部電源電圧VCCも上昇するが、外部電源電圧VEX
が低下すると、NMOSトランジスタN1がオンするこ
とで内部電源電圧VCCを低下させる。これによって電
源バンプが発生している場合でもVCC=VEX−Vf
の関係を維持する(図3参照)。この外部電源電圧VE
Xが低下したときの降圧回路200の動作について詳細
に説明する。
例えば、3.3[V]とすると、PMOSトランジスタP
1、P2のソース電位VCCは、VCC=VEX(3.
3[V])−Vf(0.7[V])=2.6[V]である。
2のドレイン)の電位Vaは、Va=VEX−Vf−V
t2=2.6[V]−Vt2である。
P1のゲート−ソース間電圧Vgs(VCC−ノードA
の電位Va)は、Vgs=Vt2となる。
のサブスレッショルド電圧Vt1とPMOSトランジス
タP2のサブスレッショルド電圧Vt2をVt1>Vt
2に設定し、PMOSトランジスタP1がONしないよ
うにしているため、ノードB(PMOSトランジスタP
1のドレイン)は0[V]である。
ると(3.3[V]から2.3[V]に変化すると)、PM
OSトランジスタP3から成るトランジスタ容量を介し
てノードAの電位Vaは、2.6[V]−Vt2から1.
6[V]−Vt2に低下する。
ゲート−ソース間の電圧Vgsは、Vgs=Vt2+1
[V]に上昇するため、PMOSトランジスタP1、P2
のサブスレッショルド電圧がVt2+1[V]>Vt1>
Vt2であれば、PMOSトランジスタP1がONし、
電流I2が流れてノードBの電位Vbが上昇する。ノー
ドBの電位Vbが上昇するとNMOSトランジスタN1
がONするため、電流I1が流れて内部電源電圧VCC
は低下する方向に遷移する。
SトランジスタP1のゲート−ソース間電圧VgsがV
t2+1[V]からVt2に戻るため、ノードBが接地電
位まで徐々に低下し、NMOSトランジスタN1の電流
が徐々に低減し、ノードBが接地電位に達するとNMO
SトランジスタN1はOFFする。これら一連の動作に
よって内部電源電圧VCCは、VCC=VEX(2.3
[V])−Vf(0.7[V])=1.6[V]まで低下す
る。
トランジスタ容量を用いて外部電源電圧VEXの電圧変
動をモニターすることで、外部電源電圧VEXが電源バ
ンプによって変動しても、それに追従して内部電源電圧
VCCが変化する。
では、従来と同様に内部回路100に降圧電圧よりも高
い電圧が印加されるが、その高い電圧が長時間印加され
ることがないため、内部回路100のトランジスタのゲ
ート酸化膜の絶縁性能が劣化することがなく、トランジ
スタ特性の悪化が防止される。
路の第2の実施の形態について図面を参照して説明す
る。図4は本発明の降圧回路の第2の実施の形態の構成
を示す回路図である。
は、カレントミラー回路のPMOSトランジスタP2の
ソース(ノードC)と外部電源間にトランジスタ容量で
あるPMOSトランジスタP4を設けた点が第1の実施
の形態と異なっている。その他の構成は第1の実施の形
態と同様であるため、その説明は省略する。
スタP2のドレイン)と外部電源間だけでなく、ノード
Cと外部電源間にもトランジスタ容量を設けることで、
外部電源電圧VEXの電圧変動をより正確にモニタする
ことができる。
ンプに対する内部電源電圧VCCの追従性を第1の実施
の形態よりも向上させることができる。
路の第3の実施の形態について図面を参照して説明す
る。図5は本発明の降圧回路の第3の実施の形態の構成
を示す回路図である。
は、カレントミラー回路の構成要素であるPMOSトラ
ンジスタP2の基板端子をそのソースと接続した点が第
1の実施の形態と異なっている。その他の構成は第1の
実施の形態と同様であるため、その説明は省略する。
SトランジスタP1に定常電流が流れることは降圧回路
の消費電流の増加を招くために好ましくない。したがっ
て、第1の実施の形態では、PMOSトランジスタP
1、P2のサブスレッショルド電圧をVt1>Vt2に
設定することで、PMOSトランジスタP1が電源バン
プが無い状態でONしないように設定している。
PMOSトランジスタP1をより確実にONさせない工
夫として、PMOSトランジスタP2の基板端子をその
ソース(ノードC)に接続する。
に対するバイアス効果の影響が無くなるため、基板端子
を外部電源に接続したときと比べてサブスレッショルド
電圧Vt2が低下する。このことにより、第1の実施の
形態よりも確実にPMOSトランジスP1がONしない
ようになる。
路の第4の実施の形態について図面を参照して説明す
る。図6は本発明の降圧回路の第4の実施の形態の構成
を示す回路図である。
は、ダイオード回路の構成要素であるダイオードD1に
ダイオードD3を直列に接続し、ダイオードD2にダイ
オードD4を直列に接続した点が第1の実施の形態と異
なっている。その他の構成は第1の実施の形態と同様で
あるため、その説明は省略する。
向電圧をそれぞれVfとすると、内部電源電圧VCC
は、VCC=VEX−2Vfとなる。このように、ダイ
オードの数を増やすことによって、より低い降圧電圧を
得ることができるため、外部電源電圧VEXに依存せず
に所望の内部電源電圧VCCを得ることができる。な
お、図6では2つのダイオードが直列に接続された構成
を示しているが、さらに多くのダイオードから構成され
ていてもよい。
路の第5の実施の形態について図面を参照して説明す
る。図7は本発明の降圧回路の第5の実施の形態の構成
を示す回路図である。
は、ダイオード回路の構成要素であるダイオードD1の
みにダイオードD3を直列に接続した点が第1の実施の
形態と異なっている。その他の構成は第1の実施の形態
と同様であるため、その説明は省略する。
スタP2の基板端子とそのソースを接続することで、電
源バンプが無い状態でPMOSトランジスタP1がON
しないように設定している。
1のソースに直列に接続されるダイオードの数のみを増
やすことで、PMOSトランジスタP1がONしないよ
うに設定する。
のソース電位VCCは、VCC=VEX−2Vfであ
る。一方、PMOSトランジスタP2のソース(ノード
C)の電位Vcは、Vc=VEX−Vfである。また、
PMOSトランジスタP2のドレイン(ノードA)の電
位Vaは、Va=Vc−Vt2=VEX−Vf−Vt2
である。
ゲート−ソース間電圧Vgsは、Vgs=VCC−Va
=−Vf+Vt2であり、Vt1>Vt2>Vgs(−
Vf+Vt2)の関係から、PMOSトランジスタP1
をより確実にONしないようび設定できる。
1のソースに2つのダイオードが直列に接続され、PM
OSトランジスタP2のソースに1つのダイオードが接
続された構成を示しているが、PMOSトランジスタP
1に直列に接続されるダイオードの数がPMOSトラン
ジスタP2に直列に接続されるダイオードの数よりも多
ければダイオードの数はいくつであってもよく、PMO
SトランジスタP1のみにダイオードが接続され、PM
OSトランジスタP2に接続されるダイオードが無い構
成であってもよい。
路の第6の実施の形態について図面を参照して説明す
る。図8は本発明の降圧回路の第6の実施の形態の構成
を示す回路図である。
は、ダイオード回路の構成要素であるダイオードD1、
D2の代わりに、ダイオード接続(ドレインとゲートを
接続)されたNMOSトランジスタN2、N3を設けた
点が第1の実施の形態と異なっている。その他の構成は
第1の実施の形態と同様であるため、その説明は省略す
る。
タN2、N3がそれぞれダイオードとして動作するた
め、第1の実施の形態と同様の効果を得ることができ
る。
路の第7の実施の形態について図面を参照して説明す
る。図9は本発明の降圧回路の第7の実施の形態の構成
を示す回路図である。
を得るために複数のダイオードを直列に接続した構成を
示している。しかしながら、ダイオードの数が増加する
と、それに比例して周囲温度の変動に対する順方向電圧
Vfの変化量(温度依存性)が大きくなる。すなわち、
複数のダイオードを直列に接続して外部電源電圧から降
圧電圧を得る構成では、周囲温度の変動に対して安定し
た降圧電圧を得ることが難しい。
は、ダイオード回路の構成要素であるダイオードD1、
D2の代わりにNMOSトランジスタN2、N3をそれ
ぞれ設け、NMOSトランジスタN2、N3のソース・
ドレイン間の電圧を一定に制御するための補償回路30
0を設けた構成である。
に挿入される、直列に接続された複数の抵抗器(図9で
は、抵抗器R3、R4、R5)、及びNMOSトランジ
スタN4と、トランジスタ容量であるPMOSトランジ
スタP5とを有する構成である。なお、PMOSトラン
ジスタP5は、抵抗器R3、R4の接続点と外部電源間
に挿入され、外部電源電圧VEXの変動に応じてNMO
SトランジスタN2、N3のゲート電圧を制御するため
のものである。また、NMOSトランジスタN4のゲー
トには所定の基準電圧VREFが印加される。その他の
構成は第1の実施の形態と同様であるため、その説明は
省略する。
ジスタN2、N3のゲート(ノードD)には、抵抗器R
3とNMOSトランジスタN4の抵抗比で決まる電圧V
dが印加される。NMOSトランジスタN4のオン抵抗
は基準電圧VREFによって制御され、基準電圧VRE
Fは、例えば、図10に示すようなバンドギャップ・リ
ファレンス回路から成る基準電圧発生回路によって安定
的に供給される。
NMOSトランジスタN2、N3の温度依存性を相殺す
るように設定すれば、上記目的が達成される。すなわ
ち、基準電圧VREFを用いる目的はNMOSトランジ
スタN4のオン抵抗を所望の値にするためと、NMOS
トランジスタN2、N3の温度依存性を相殺することで
ある。
ョルド電圧をVtnとし、抵抗器R3の電圧降下をVr
3とすると、内部電源電圧VCCは、VCC=VEX−
Vr3−Vtnとなる。
は、抵抗器R3の電圧降下Vr3の値を調整すれば可能
であり、図9に示すように、抵抗器R3と直列に複数の
抵抗器R4,R5を接続しておき、抵抗器R4、R5と
並列に接続されたヒューズを切断、または切断しないこ
とにより容易に設定可能である。
路の第8の実施の形態について図面を参照して説明す
る。図11は本発明の降圧回路の第8の実施の形態の構
成を示す回路図である。
導体記憶装置の情報を記憶するためのメモリセル40
0、及びそれらを制御するための周辺回路500に、内
部電源電圧を供給するための降圧回路200a、200
bがそれぞれに設けられた構成である。
述した第1の実施の形態〜第7の実施の形態に示された
ものと同様であるため、その説明は省略する。
路500にそれぞれ専用の降圧回路200a、200b
を設けることで、周辺回路500に電流が流れることに
よるメモリセル400への影響を最小限に抑制すること
ができる。
の形態ではカレントミラー回路をPMOSトランジスタ
で構成する回路例を示しているが、外部電源側に抵抗器
を設け、接地電位側にトランジスタを設ける構成であれ
ば、NMOSトランジスタで構成することも可能であ
る。
の形態では正の外部電源電圧を用いて正の内部電源電圧
VCCを内部回路に供給する回路例を示しているが、外
部電源を接地電位に変更し、接地電位を負の外部電源に
変更すれば、負の内部電源電圧を内部回路に供給する構
成も可能である。
いるので、以下に記載する効果を奏する。
内部電源電圧として出力するダイオード回路と、外部電
源電圧が低下したときにダイオード回路から出力される
内部電源電圧をプルダウンするためのプルダウン用トラ
ンジスタと、プルダウン用トランジスタの動作を制御す
るための制御回路とを有することで、外部電源電圧が低
下したときに内部電源電圧も追従して低下するため、従
来の降圧回路のように、内部回路に降圧電圧よりも高い
電圧が長時間印加されることがなくなる。
ート酸化膜の絶縁性能が劣化することがなく、トランジ
スタ特性の悪化が防止される。
れる第1のトランジスタ、第1のトランジスタとゲート
が共通に接続され、該ゲートとドレインが接続された第
2のトランジスタ、第1のトランジスタに直列に接続さ
れる第1の抵抗器、及び第2のトランジスタに直列に接
続される第2の抵抗器を有するカレントミラー回路と、
第2のトランジスタのドレインと外部電源間に挿入され
るコンデンサとを有する構成とし、第1のトランジスタ
のサブスレショルド電圧をVt1、及び第2のトランジ
スタのサブスレショルド電圧をVt2をVt1>Vt2
の関係にすること、第1のトランジスタの基板端子に外
部電源電圧を印加し、第2のトランジスタの基板端子を
該第2のトランジスタのソースと接続すること、あるい
は、ダイオード回路に、外部電源電圧から制御回路に向
かって順方向に、第1のトランジスタ及び第2のトラン
ジスタと直列に接続されるダイオードをそれぞれ有し、
第2のトランジスタと直列に接続されるダイオードの数
よりも、第1のトランジスタと直列に接続されるダイオ
ードの数が多く設けることで、内部回路がアクティブ状
態及びスタンバイ(電源バンプ無し)状態で、降圧回路
に流れる電流を少なくすることが可能であるため、降圧
回路の消費電流を低減することができる。
示す回路図である。
VCCの変化に対する内部回路の消費電流Iccの変化
を示すグラフである。
圧VEXの変化に対する内部電源電圧VCCの変化を示
すグラフである。
示す回路図である。
示す回路図である。
示す回路図である。
示す回路図である。
示す回路図である。
示す回路図である。
生回路の一構成例を示す回路図である。
を示す回路図である。
Claims (14)
- 【請求項1】 外部から供給される外部電源電圧を降圧
し、内部電源電圧として内部回路に供給する、半導体集
積回路装置が備えた降圧回路であって、 前記外部電源電圧から所望の電圧だけ降圧し、前記内部
電源電圧として出力するダイオード回路と、 前記外部電源電圧が低下したときに、前記ダイオード回
路から出力される前記内部電源電圧をプルダウンするた
めのプルダウン用トランジスタと、 前記プルダウン用トランジスタの動作を制御するための
制御回路と、を有する降圧回路。 - 【請求項2】 前記ダイオード回路は、 前記外部電源電圧から前記制御回路に向かって順方向に
接続された、少なくとも1つのダイオードから成る請求
項1記載の降圧回路。 - 【請求項3】 前記ダイオード回路は、 前記外部電源電圧から前記制御回路に向かって順方向に
ダイオード接続された、少なくとも1つのトランジスタ
から成る請求項1記載の降圧回路。 - 【請求項4】 前記ダイオード回路は、前記外部電源電
圧と前記制御回路間に挿入された降圧用トランジスタを
有し、 該降圧用トランジスタのソース、ドレイン間の電圧を所
望の値に制御するための補償回路を有する請求項1記載
の降圧回路。 - 【請求項5】 前記補償回路は、 外部電源と接地電位間に直列に挿入される、前記降圧用
トランジスタの温度依存性を相殺するようなオン抵抗に
なるように所定の基準電圧がゲートに印加される補償用
トランジスタ、及び前記補償用トランジスタと直列に接
続される少なくとも1つの抵抗器と、 前記抵抗器と前記補償用トランジスタの接続部位、及び
前記外部電源間に挿入されるコンデンサと、を有する請
求項4記載の降圧回路。 - 【請求項6】 前記コンデンサは、 トランジスタ容量から成る請求項5記載の降圧回路。
- 【請求項7】 前記制御回路は、 前記内部電源電圧が印加される第1のトランジスタ、前
記第1のトランジスタとゲートが共通に接続され、該ゲ
ートとドレインが接続された第2のトランジスタ、前記
第1のトランジスタに直列に接続される第1の抵抗器、
及び前記第2のトランジスタに直列に接続される第2の
抵抗器を有するカレントミラー回路と、 前記第2のトランジスタのドレインと外部電源間に挿入
されるコンデンサと、を有する請求項1記載の降圧回
路。 - 【請求項8】 前記コンデンサは、 トランジスタ容量から成る請求項7記載の降圧回路。
- 【請求項9】 前記第1のトランジスタのサブスレショ
ルド電圧をVt1とし、前記第2のトランジスタのサブ
スレショルド電圧をVt2としたとき、 Vt1>Vt2である請求項7記載の降圧回路。 - 【請求項10】 前記第2のトランジスタのソースと外
部電源間に挿入される第2のコンデンサを有する請求項
7記載の降圧回路。 - 【請求項11】 前記第2のコンデンサは、 トランジスタ容量から成る請求項10記載の降圧回路。
- 【請求項12】 前記第1のトランジスタ及び前記第2
の基板端子に、それぞれ前記外部電源電圧が印加された
請求項7記載の降圧回路。 - 【請求項13】 前記第1のトランジスタの基板端子に
前記外部電源電圧が印加され、前記第2のトランジスタ
の基板端子が該第2のトランジスタのソースと接続され
た請求項7記載の降圧回路。 - 【請求項14】 前記ダイオード回路は、 前記外部電源電圧から前記制御回路に向かって順方向
に、前記第1のトランジスタ及び前記第2のトランジス
タと直列に接続されるダイオード、または少なくとも前
記第1のトランジスタと直列に接続されるダイオードを
有し、 前記第2のトランジスタと直列に接続されるダイオード
の数よりも、前記第1のトランジスタと直列に接続され
るダイオードの数が多く設けられた請求項7記載の降圧
回路。
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