JP3400286B2 - 受信回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、光伝送装置、特
に、任意のパターンのバースト信号を伝送する必要があ
る光データ伝送装置の光受信回路の如き受信回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、マルチメディアの発達に伴い、情
報・通信機器の大容量化と高速化の要求が高まり、機器
内および機器間の電気配線では高周波化と結線数の増大
が深刻な問題となってきている。特に、波形歪と減衰、
ＥＭＩ対策、接地アイソレーション、及び、低消費電力
化など厳しいシステム要求に対して、電気配線ではこれ
らの全てをクリアするのは難しくなってきた。

【０００３】一方、光通信技術の成功により、高速で大
容量の長距離の信号伝送には、一旦信号を光に変換して
光ファイバーを使って伝達する方が直接電気信号をその
まま伝送するよりは優位性なことが証明された。即ち、
システム内に光電変換機能を導入した光伝送が実用的に
優れていることを示している。当然、光の持つ種々の特
徴を利用し、上記電気配線の諸問題を解決する方法、即
ち、光配線技術が考えられる。

【０００４】近年、光配線技術を実現する上で必須な光
デバイスの性能が向上し、さらに、光・電気実装に関す
る要求技術開発が進んだため、電気配線に代わり光配線
で置き換えるモジュールの開発が活発になってきてい
る。ただし、電気配線の置き換えを目指す光配線モジュ
ールでは、光通信技術と異なり複雑な制御を排除して、
電気のインターフェースＩＣと同様の使い勝手を実現す
ること、小型であること、低消費電力化と低コスト化な
ど、実用化上必須な要求課題も多い。必然的に、これを
実現するＩＣへの要求課題が多い。

【０００５】従来の光通信で利用されているＡＣ結合型
光受信器では、連続したマーク率一定のデータ信号が入
力することを前提としており、そのためにデータにコー
ディング処理回路を付加して実現している。同様の発想
で、光配線でもコーディング回路を導入して、光通信と
同様な構成で光受信回路を実現しようとする試みもある
が、回路規模が大きくなることに加えて、データの転送
効率が落ち、かつ、データ伝送の内部遅延時間が増大す
る問題があった。

【０００６】図８に示す一従来例に係るＤＣ結合型光受
信器では、光信号１００を光半導体検出器（ｐｉｎ−Ｐ
Ｄ）１０１で検出し、該検出信号をトランスインピーダ
ンス増幅器１０２に入力し、トランスインピーダンス増
幅器１０２の出力を識別器１０３で再生識別する。この
識別時の識別レベルの参照電圧Ｖｒｅｆは、一定である
ため、入力レベルの変動に伴って入力波形の全振幅に対
する識別レベルの割合が変り、出力パルスの幅が変動し
たり、伝送信号の誤り率が変わる問題があった。勿論こ
の場合には、伝送系全体を実際に結合した状態で最適な
識別レベルに微妙に手動調節することを必要としてお
り、光配線のように多数の結線が求められる場合には、
沢山の手動調整箇所があっては実用的には向かない。

【０００７】また、図９に示す他の従来例に係るＤＣ結
合型光受信器では、トランスインピーダンス増幅器２０
２が差動出力になっているため識別器２０２の識別レベ
ルが差動入力となって、基準電圧のＶｒｅｆの調整が多
少容易にはなるが、上記の本質的問題は残されたままで
ある。

【０００８】さらに、図１０に示される別のＤＣ結合型
光受信回路は、識別レベルの変動や外部調節を避けるた
め、内部で識別レベルを自動的に決めるようにしたもの
であり、Ｊ．Ｎｉｓｈｉｋｉｄｏらにより提案されてい
る（“Ｄｅｍｏｎｓｔｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｍｕｌｔｉ
ｇｉｇａｂｉｔ ｏｐｔｉｃａｌ ｉｎｔｅｒｃｏｎｎ
ｅｃｔｉｏｎ ｕｓｉｎｇ ｏｆｆｓｅｔ ｌａｓｅｒ
ｄｒｉｖｉｎｇ ｆｏｒ ａ ｂｒｏａｄｂａｎｄ
ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｎｅｔｗｏｒｋ”，ＯＦＣ／ＩＯ
ＯＣ‘９３ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｄｉｇｅｓｔ，ｐａ
ｐｅｒ ＴｈＣ３，ｐ１６８，１９９３）。この例で
は、ピーク検出器３（増幅器３０４，３０５，抵抗３０
６，３０７）の保持時間以内に論理レベル１と０が少な
くとも１回以上反転することが必要であり、そのような
信号変換回路が不可欠である。

【０００９】これらの問題を解決して真にバースト信号
を受信できる回路方式が、Ｙ．Ｏｔａらにより提案され
た（“Ｂｕｒｓｔ ｍｏｄｅ ｄｉｇｉｔａｌ ｄａｔ
ａｒｅｃｅｉｖｅｒ”，ＵＳＰ Ｎｏ．５ ０２５ ４
５６，Ｊｕｎｅ １８，１９９１；“ＤＣ−１Ｇｂ／ｓ
Ｂｕｒｓｔ Ｍｏｄｅ ＣｏｍｐａｔｉｂｌｅＲｅｃ
ｅｉｖｅｒ ｆｏｒ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｂｕｓ Ａｐｐ
ｌｉｃａｔｉｏｎｓ”，Ｊｏｕｒ．Ｄｉｄｉｔ．Ｔｅｃ
ｈ．Ｖｏｌ．１０，ｐ２４４，１９９２）。基本的には
受信したデータ信号の差動信号を出力し、しかも、差動
出力信号が論理全振幅の中点で交差する出力となるよう
に自動的にオフセットを調整できる帰還構造を備え、結
果的に入力信号の論理振幅の中点で常に識別された矩形
パルスが得られる機能が実現されている。

【００１０】ただし、このような理想的な動作を得るた
めには、ＩＣの半導体プロセスに合わせた高速の帰還回
路を最適設計することが鍵であり、負帰還回路の不安定
性を抑え、かつ、所望の動作をさせる設計が難しい。加
えて、直接入力回路に直接帰還が懸かっているため、入
力信号のレベルが大きくなった時には、入力の動作電圧
が信号のレベルによって大きく変動し、光半導体検出器
（ｐｉｎ−ＰＤ）に印加される逆バイアス電圧が変動し
て接合容量が変調され、周波数特性が変わったり、内部
回路の動作点が変動してダイナミックレンジが制限され
るという問題を抱えている。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
技術による光受信回路では、電気信号の代わりに光に置
き換えて信号結線を実現する光配線に必須な特性を備え
ていないか、ある程度の特性は備えていても一部特性が
不十分であるという問題があった。

【００１２】本発明の目的は、例えば光信号の形態での
バースト信号を含めた任意パターンの論理信号データの
入力に対して、伝送波形と先頭パルスを含めてパルス幅
の変化の少ない波形を識別再生することが可能な、広い
ダイナミックレンジを有する受信回路を提供することに
ある。

【００１３】また、本発明の目的は、上述した機能を奏
すると共に、比較的単純な回路構成で回路規模が小さく
て済み、また複雑な帰還を使用せずに設計が容易であ
り、さらにプロセスのバラ付きによる特性の変化が小さ
い受信回路を提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明の受信回路は、入
力信号を電流信号に変換する入力信号変換回路と、この
入力信号変換回路からの出力振幅以内で電流の向きが逆
の直流バイアス電流を発生する直流バイアス発生器と、
前記直流バイアス電流によりバイアスされる前記入力信
号変換回路の出力に対応する２つの電流信号を電圧信号
に変換し、かつ、正相と逆相の同じ振幅の差動信号を出
力するトランスインピーダンス増幅器と、このトランス
インピーダンス増幅器からの正相と逆相の各々の出力信
号の正のピーク値を検出するピーク検出器と、このピー
ク検出器の出力と前記正相と逆相の同じ振幅の差動信号
の平均値とを比較し出力信号を切り替えるスイッチ回路
と、前記トランスインピーダンス増幅器の出力電圧と前
記スイッチ回路の出力電圧との間の加算演算を行う抵抗
回路網と、この抵抗回路網からの加算演算出力が交差す
る電位を識別し、該識別電位に応じて論理レベルを反転
して矩形パルス波形を発生する識別器とを具備すること
を特徴とする。

【００１５】このような構成の本発明においては、入力
変換回路にる電流信号をトランスインピーダンス増幅器
に入力する。同時に光受信パルスに対応する光電流出力
振幅以内で電流の向きが逆の電流を発生する直流バイア
ス発生器の出力を入力する。トランスインピーダンス増
幅器は、合成入力電流に比例した電圧信号に変換すると
同時に、正相と逆相の同じ大きさの振幅の差動信号とし
て出力する。二つのパルス電圧信号は、電圧レベルが互
いに交差するようになっている。交差点がパルス振幅の
中心になる理想的状態が直流バイアス電流の最適値であ
り、原理的に光電流パルス振幅の１／２の電流である。
これら正相と逆相の出力信号を、各々ピーク検出器に入
力する。ピーク検出器では、入力パルスの振幅によらず
正パルスのピーク値を、理想的には伝送データの最小パ
ルス幅以内、または、悪くともその２倍以内で検出でき
る機能を持たせる。各々のピーク検出器の出力信号は、
差動型増幅器の正相と逆相の信号の平均値の電圧と比較
され、大きければそのまま、小さければ反対側のピーク
検出信号を瞬時瞬時でダイナミックにスイッチ選択し、
正相と逆相のピーク参照電圧を出力する。

【００１６】差動増幅器の逆相出力と正相ピーク参照電
圧出力間、および、正相出力と逆相ピーク参照電圧出力
間に理想条件としては同一値の２個の抵抗を接続し、各
々の中点から信号波形を出力する。

【００１７】結果的にパルスピーク電圧の差異の１／２
だけ互いにシフトされ、原理的に、これらの出力電圧の
交差は、パルス信号の振幅の中点となる。交差電位を識
別して矩形波形を発生する識別器の出力からは、入力さ
れた光信号の振幅の大きさによらず、常に振幅の中点を
識別レベルとした再生波形が得られる。

【００１８】本発明における各要素はＤＣ結合されてお
り、結果的に任意の波形に対して内部で自動的に識別レ
ベルを発生できる光受信回路となっている。また本発明
においては、ピーク電圧が正確に決まらないバースト信
号の第１パルスが入力した場合でも、予めバイアス電流
が印加され振幅のセンター付近で交差するため、パルス
幅の変化は小さく抑えられる。

【００１９】さらに本発明においては、第１パルスの立
上がりは近似的に、第１パルスの立下がり以降は、等価
的に入力信号の論理振幅の中点を自動的に識別レベルと
して伝送波形を再生できる。このため、バースト信号を
含めた任意パターンの論理信号データ入力に対してもパ
ルス幅を保持したまま伝送することが可能である。この
場合、伝送信号のコーディングなどを必要としないの
で、データの伝送効率も高く、遅延時間も小さく光配線
に最適な機能を備えたものとなっている。

【００２０】また、本発明の受信回路は、上述した機能
を奏すると共に、比較的単純な回路構成であり回路規模
も小さく、複雑な帰還を使っていないため、設計が容易
である。しかも、半導体プロセスのバラ付きによる特性
の変化が小さい特徴を持つ。この特徴から、多チャンネ
ルの光配線に使う時には、時間スキューが小さくて同期
配線が可能となるため光バス回路に適用可能な特徴も兼
ね備える。また、バイアス電流回路を共通にしてピン数
を削減でき、さらに共通のバイアス調整以外には無調整
で動くので、多チャンネルの光配線の小型化が実現でき
る。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下発明の一実施形態を図１を参
照して説明する。図１に示すように、本実施形態の受信
回路は光信号を受信する光受信回路であり、入力変換回
路であって入力光信号を電流信号に変換するｐｉｎ−Ｐ
Ｄ１と、直流バイアス発生器であって直流バイアス定電
流電源７と、前置増幅器２１と帰還抵抗ＺＴとによる差
動型トランスインピーダンス増幅器２と、識別器３と、
抵抗回路網４と、スイッチ回路５，５´と、ピーク検出
器６，６´とを具備する。

【００２２】この構成にて、逆バイアス電圧Ｖｂが印加
されたｐｉｎ−ＰＤ１に光信号１００が入射され、この
ｐｉｎ−ＰＤ１により電流信号に変換されて出力Ｉｉｎ
を得る。また、Ｉｉｎの振幅以下、理想的には論理振幅
の１／２の大きさの直流電流Ｉｂを吸い込むタイプの直
流バイアス定電流電源７を具備する。前置増幅器２１
は、帰還抵抗ＺＴと組合わさってトランスインピーダン
ス増幅器２を構成し、同じ振幅の正相出力Ｖ−と逆相出
力Ｖ−の差動電圧を出力する。

【００２３】ここで、論理１のパルス入力（光信号１０
０）がｐｉｎ−ＰＤ１に入射すると、トランスインピー
ダンス増幅器２の出力Ｖ＋は、正のパルスを出力し、ト
ランスインピーダンス増幅器２の出力Ｖ−は、負のパル
スを出力する。ｐｉｎ−ＰＤ１の出力Ｉｉｎが零のとき
は、直流バイアス定電流電源７のバイアスＩｂにより、
トランスインピーダンス増幅器２の出力Ｖ＋とＶ−と
は、電位差を持ち、その値は理想的にはパルス電圧振幅
と等しい値となる。

【００２４】トランスインピーダンス増幅器２の出力Ｖ
＋及びＶ−は、各々ピーク検出器６、６′に入力され
る。ピーク検出器６、６′の出力Ｖｐ＋、Ｖｐ−は、ピ
ーク検出器の応答時間の遅れを持って立上がるが、理想
的には伝送データの最小パルス幅以内、遅くともその２
倍以内で瞬時瞬時で入力パルスのピーク値に等しくな
る。なお、ピーク値の減衰時間は、最小パルス幅の５倍
以上１０００倍以下の時定数を選定している。

【００２５】光信号１００のｐｉｎ−ＰＤ１に対する入
力が連続（連続パルス入力）するときには、ピーク検出
器６，６´は、常に入力パルスのピーク値を保持する。
しかし、入力論理変化が継続的に途絶えたときには、ピ
ーク検出器６，６´の一方のピーク値はＶ＋とＶ−の平
均値よりも小さい値となって、保持すべきピーク値とは
かけ離れた低い値となり、他方の値は正しいピーク値を
出力する。

【００２６】このようにピーク検出器６，６´の一方の
出力が低い場合には、他方の出力値を選択して、近似的
なピーク値Ｖｐｒ＋、またはＶｐｒ−が得られ、論理変
化が適宜ある定常時には、Ｖｐｒ＋＝Ｖｐ＋、Ｖｐｒ−
＝Ｖｐ−が成り立つ。

【００２７】一方、光信号１００のｐｉｎ−ＰＤ１に対
する入力が例えば論理０の入力が続くときには、Ｖｐｒ
＋＝Ｖｐ−、Ｖｐｒ−＝Ｖｐ−となる。トランスインピ
ーダンス増幅器２の出力Ｖ−とスイッチ回路５の出力Ｖ
ｐｒ＋、トランスインピーダンス増幅器２の出力Ｖ＋と
スイッチ回路５´の出力Ｖｐｒ−に、抵抗回路網４の抵
抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４をそれぞれ接続し、電圧の加
算演算を行うようにしているので（理想条件として、Ｒ
１＝Ｒ２、Ｒ３＝Ｒ４なる抵抗値を選定する。）、識別
器３の入力端には、電圧（（Ｖ＋）＋（Ｖｐ−））／２
と（（Ｖ−）＋（Ｖｐ＋））／２が入力することにな
る。

【００２８】本実施形態の光受信回路の各部電圧の変化
の様子は、図２の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、
（ｅ）、（ｆ）の波形となった。図２の（ｆ）から明ら
かなように、識別器３の差動入力信号は、最初のパルス
入力の立下がり以降では、必ず振幅の中点で交差してお
り、電圧の交差反転で出力論理レベルを反転する出力Ｖ
Ｄは内部応答遅延だけ遅れて（ｇ）の出力波形を得る。

【００２９】最初の信号入力の立上がりが、パルス振幅
の中点で、厳密には交差しない例外を除くと、光データ
入力の振幅によらず、常に入力パルス振幅の中点で識別
再生が可能となる。

【００３０】本実施形態の受信回路では、光信号１００
のｐｉｎ−ＰＤ１に対する最初の信号入力の場合でも、
バイアス電流によって予めパルス振幅の中点、または、
中点に近い点で交差するため、先行する発明者による特
許出願（特願平７−７６２８７号）では不可避だったパ
ルス幅の変化は小さく抑えられる。

【００３１】また本実施形態の受信回路では、回路構成
としてバイアス定電流とピーク検出器が増えただけで、
本質的には特願平７−７６２８７号と変わらないため、
複雑な帰還回路を使わなくて済む分、回路設計が容易で
あること、プロセスによって変動する素子特性のバラ付
きにそれ程影響されない特徴は保持されたままである。
また、トランスインピーダンス増幅器２は、の入力部へ
の電圧帰還を懸けない標準的な使い方をしているので、
一般に増幅器の入力電位は変動しないし、その後の回路
の動作中心が変動して予期せぬダイナミックレンジの制
限が生じる虞れもない。

【００３２】従って、回路構成も比較的簡単であるの
で、コンパクトでチップサイズが小さくて、消費電力の
少ない回路が実現できる。一般に受信回路では、ｐｉｎ
−ＰＤの暗電流を保証するためにバイアス電流源を付け
るので、実質的にはピーク検出器が一個増えるだけで回
路規模の増大は小さい。

【００３３】以上述べたように本実施形態によれば、光
受信回路を構成する回路ブロックを全てＤＣ結合してお
り、等価的に入力信号の論理振幅の中点を自動的に識別
レベルとして伝送波形を再生できる回路構成となってい
る。このため、バースト信号を含めた任意パターンの論
理信号データ入力に対してもパルス幅を保持したまま伝
送することが可能であり、伝送信号のコーディングなど
を必要としないのでデータの伝送効率も高く、遅延時間
も小さく光配線に最適な機能を備えている。また、比較
的単純な回路であり回路規模も小さく、複雑な帰還を使
っていないため設計が容易であることに加えて、半導体
プロセスのバラ付きによる特性の変化が小さい特徴を持
つ。

【００３４】以上の特徴から本実施形態の光受信回路
を、多チャンネルの光配線に用いた場合は、伝送信号の
スキューが小さくて同期配線が可能となるため光バス回
路に適用可能な特徴も兼ね備える。

【００３５】次に、本発明を適用した受信回路を集積回
路素子（ＩＣ）として実際に試作した場合の詳細な回路
構成例について説明する。図３と図４にそれぞれ同回路
構成例を示す。なお、図４は、図３のピーク検出器に後
述するダンピング回路を付加したものであり、図４の回
路のＡ−Ａ′の左側の部分には、図３の回路のＡ−Ａ′
の左側の半分と同じ回路が存在するが、図面上では省略
している。

【００３６】図３において、ｐｉｎ−ＰＤ１の電流出力
は入力端子Ｉｎｐｕｔより入力され、トランジスタＱ１
のベースに入る。トランジスタＱ１、Ｑ２の負荷抵抗Ｒ
１０、Ｒ１１、および、トランジスタＱ２４、Ｖｃｓ、
抵抗Ｒ２７の定電流源で構成される差動増幅器と、それ
に続くトランジスタＱ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ２５、
Ｑ２６によるエミッターフォロワと、帰還抵抗Ｒｆとで
トランスインピーダンス増幅器を形成している。このト
ランスインピーダンス増幅器は、二つの抵抗Ｒｃ１＝Ｒ
ｃ２＝２ＲｆでＶ＋とＶ−の出力の中点を取りＱ２のベ
ースに入力しており、理想値に近いトランスインピーダ
ンス利得を得ることと、バランス良い差動出力を得るこ
とができる特徴がある。そして、請求項２の実施例とも
なっている。また、Ｉｎｐｕｔ端子をＶｃｃに対して−
３Ｖ程度の電圧を採るように設計することができる。さ
らにこの電圧は入力の大きさに依存せず一定であるた
め、良好なｐｉｎ−ＰＤの逆バイアスとして利用でき
る。この回路は、請求項１０の実施例にもなっている。

【００３７】Ｖ＋信号は、トランジスタＱ７のベースに
入力される。トランジスタＱ７、トランジスタＱ８の負
荷抵抗Ｒ１２、Ｒ１３、および、トランジスタＱ２７、
Ｖｃｓ、Ｒ３０の定電流源で構成される差動増幅器と、
スイッチとエミッターフォロワの作用を果たすトランジ
スタＱ９と、電圧保持容量Ｃｐｄと、そのエミッターフ
ォロワトランジスタＱ１０と、定電流発生トランジスタ
Ｑ２８とによりピーク検出器を構成している。

【００３８】出力電圧Ｖｐ−は、正のパルスが入力した
とき、トランジスタＱ９がオンして電圧保持容量Ｃｐｄ
がチャージされ、パルスのピーク値が出力される。実際
に回路を作ってみると、帰還回路の伝搬遅延が作用して
信号入力が小さい時には２倍程度のオーバーシュートが
観測された。トランジスタＱ９のエミッターと電圧保持
容量Ｃｐｄの間には数１０から数１００Ωの抵抗を挿入
すると、オーバーシュートを改善することができる。

【００３９】しかし、入力振幅の大きさによって、最適
な値が変わった。抵抗Ｒ１２とＲ１３の間に容量Ｃｂと
抵抗Ｒｂを直列に接続すると、ピース検出器の誤差増幅
器の利得特性を図５の実線のように変形できる。ｆＢと
Ｇ１の値は、容量Ｃｂと抵抗Ｒｂの値を変えることによ
って自由に変えることができ、最適化を試みることによ
って入力変動に対して立上がり時間をほぼ一定にするこ
とができた。最適値はＩＣのプロセスに依存して一概に
は言えないが、Ｇ１＝Ｇ０／２〜４、ｆＢ＝ｆｃ／２〜
５であった。これは、請求項６の実施例になっている。

【００４０】帰還増幅器の利得Ｇ０を得るため、抵抗Ｒ
１２を零とした変形も可能であるが、出力のオフセット
電圧が変わることと、容量Ｃｂと抵抗Ｒｂの最適値が変
わることに注意しなければならない。

【００４１】通常、以上の方法によってピーク検出器の
必要なダイナミックレンジを確保できる。しかし、さら
に広いダイナミックレンジを得るためには、図３のＡ−
Ａ′、Ｂ−Ｂ′間のピーク検出器を図４に示す回路構成
が効果的である。すなわち、ピーク検出器は、原理的に
は前記の図３と同様に設計した後、トランジスタＱ９の
トランジスタサイズを２〜４倍に大きくする。これによ
ってピーク検出器は、入力の大きさによらず出力は常に
オーバーシュート気味の特性を持つ。オーバーシュート
を持つピーク検出信号出力の過渡応答を、抵抗Ｒ１４、
抵抗Ｒ１５、容量Ｃ１と、トランジスタＱ１、トランジ
スタＱ１２からなる差動増幅器で検出し増幅する。

【００４２】トランジスタＱ１１、トランジスタＱ１２
からなる差動増幅器は、抵抗負荷Ｒ１６で発生する過渡
信号電圧をトランジスタＱ１３によるエミッターフォロ
ワを介し、さらに抵抗Ｒ１７、Ｒ３３を通じてトランジ
スタＱ１１、トランジスタＱ１２の共通エミッタに供給
する電流発生トランジスタＱ２９のベースに供給され、
全体的には帰還増幅器となっている。

【００４３】通常過渡信号が入力されていないときの共
通エミッタへのバイアス電流は、１００μＡ以下で増幅
回路の必要とする帯域幅が確保できる範囲でできるだけ
小さい値になるように帰還増幅器の定数を決める。同時
に、トランジスタＱ１１のコレクターはピーク保持容量
Ｃｐｄに接続されており、過渡応答が入っている時だけ
最大ｍＡオーダーの電流が流れて、ピーク検出器のオー
バーシュート分を速やかに減衰させるように回路定数を
決める。

【００４４】以上の様に、ピーク検出器に過渡応答に伴
うオーバーシュートを抑圧するダンピング回路を付加し
た組合せ回路により、広いダイナミックレンジで過渡応
答を含めて精度良く作動するピーク検出器を構成でき
た。ただし、この場合には高速の帰還型ダンピング回路
の最適化が必要となり、トランジスタの性能が影響する
ので多少プロセス依存性が強くなるが止むを得ない。

【００４５】Ｖ−に対するピーク検出器は、図３と図４
では表記を省略しているが、上記Ｖ＋信号に対する回路
と同一なものとする。これにより、Ｖｐ−信号処理の遅
延などは、Ｖｐ＋と同一な特性を持つようになる。

【００４６】ピーク検出されたＶｐ−信号は、トランジ
スタＱ１７のベースに入力される。トランジスタＱ１
７、トランジスタＱ１８と負荷抵抗Ｒ１８、および、ト
ランジスタＱ３１、Ｖｃｓ、抵抗Ｒ３５の定電流源で構
成される比較増幅器は、抵抗Ｒ１９＝Ｒ２０でＶ＋とＶ
−との平均電圧がトランジスタＱ１８のベースに入力さ
れているので、Ｖｐ−がＶ＋とＶ−の平均値より小さい
時にはトランジスタＱ１６のベースがＨｉｇｈとなるた
め、トランジスタＱ１６がスイッチｏｎしてトランジス
タＱ１５のエミッターフォロワ動作が可能となってＶｐ
ｒ＋はＶｐ−を出力する。

【００４７】バースト信号が入力してＶｐ−信号が立上
ると、トランジスタＱ１６はｏｆｆしてトランジスタＱ
１５もｏｆｆし、一方トランジスタＱ１４のエミッター
フォロワが動作開始して、Ｖｐｒ＋にはトランジスタＱ
１０のエミッターと同じ電圧のＶｐ＋が出力される。

【００４８】これらの過渡特性は、図２の（ｂ）、
（ｄ）、（ｅ）に示される。バースト波形が入力される
前のＶｐｒ＋の電圧レベルは、Ｖｐ＋が低い電圧となる
ため近似値としてＶｐ−が選ばれる。

【００４９】信号入力があって一旦Ｖｐ−が正しいピー
ク値に近づくと、自動的にＶｐｒ−はＶｐ−にスイッチ
切り替えが起こる。前記のとおり、入力バイアス電流Ｉ
ｂを調整してＶｐ−は理想的にはＶｐ＋と同じ値になる
ように設定するが、理想状態からずれた場合でも保持す
べきピーク電圧に近い。

【００５０】この結果、Ｖｐｒ−出力は常時保持すべき
ピーク電圧に近い値を採ることができるので、識別され
たバースト信号の第１パルス幅の広がりは、殆どないか
あっても小さくなる特徴をもつ。

【００５１】Ｖ−、Ｖ＋、Ｖｐｒ−、Ｖｒｐ＋の電圧間
の加算演算を行う抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３、抵抗
Ｒ４の理想的な値は上記の通りであるが、実際に設計し
たところでは、殆ど理想値のままで差し支えなかった。
厳密には、差動信号の大きさと波形のバランスが多少崩
れているので、抵抗値を理想値から多少振ってやること
によってアンバランスを補正することができた。これ
は、請求項４の実施例である。トランジスタＱ１９、ト
ランジスタＱ２０のトランジスタと負荷抵抗Ｒ２１、抵
抗Ｒ２２、抵抗Ｒ２３、および、トランジスタＱ３２、
Ｖｃｓ、抵抗Ｒ３６の定電流源で構成される差動増幅器
はリミッタ増幅器として設計されており、後段の出力回
路と組み合わせて識別器を構成するようにしてある。

【００５２】入力部に接続されているトランジスタＱ２
３は、直流のオフセットバイアス電流を発生させる定電
流源である。Ｃｏｎｔｒｏｌ入力によってバイアス電流
量を調節する。Ｃｏｎｔｒｏｌは、前記条件を満たすよ
うに外部から設定しても良いが、クロック信号やマーク
率が決まった信号がありパルス振幅の平均値が内部的に
得られる場合には、これを基準とした帰還回路を構成し
て常時最適値に近い値となるようにすることができる。

【００５３】また、伝送信号の論理レベルが適宜変移す
る場合には、正相と逆相のピーク検出器の出力電圧Ｖｐ
＋とＶｐ−とを基準とした帰還を行うこともできる。こ
れは、請求項１１の実施例である。

【００５４】実施例に示した回路例によれば、回路規模
はコンパクトであり、消費電力の低減とチップサイズの
縮小が可能なことは明らかである。また、回路をアレイ
化して多チャンネルの光受信器に利用することは容易で
ある。必然的に、光配線の受信回路に適用できることは
明白である。

【００５５】図６と図７は、請求項８、９の実施例であ
り、図１の差動型トランスインピーダンス増幅器２が、
単相のトランスインピーダンス増幅器１２と差動増幅器
１３との組合わせを用いたもの、または、単相のトラン
スインピーダンス増幅器１２と差動増幅器１３の間に可
変利得回路１４を挿入して、入力のダイナミックレンジ
を拡大したものである。

【００５６】以上の実施例ではＳｉバイポーラ・トラン
ジスタを使った回路を使って説明したが、ＭＯＳＦＥＴ
や、ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ、ＧａＡｓ ＨＢＴ、Ｉｎ
ＰＨＥＭＴ、ＩｎＰ ＨＢＴなどの能動素子で構成する
こともできる。また、光半導体検出器として、ｐｉｎ−
ＰＤを例に説明してきたが、ＡＰＤやＭＳＭ光り検出器
や、フォトトランジスタでも良い。

【００５７】上記では任意のパターンのバースト信号を
伝送する必要がある光データ伝送装置の光受信回路を例
示したが、任意のパターンのバースト信号を伝送する光
以外の信号のデータ伝送装置の受信回路にも適用できる
ことはいうまでもない。

【００５８】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、入
力パルス振幅の中点を自動識別することによって、バー
スト信号を含めた任意パターンの論理信号入力に対し、
その振幅の大きさによらず、元々の入力波形を識別再生
することができ、しかも、先頭パルスを含めた全パルス
に対してパルス幅変化が小さいこと、入力のダイナミッ
クレンジが広い等の利点を奏する受信回路を提供でき
る。

【００５９】また、本発明によれば、比較的単純な回路
構成で回路規模が小さくて済み、複雑な帰還を使用せず
に設計が容易であり、しかもプロセスのバラ付きによる
特性の変化が小さいことなどの利点を有し、低コスト
化、多チャンネル化が可能となる受信回路を提供でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る受信回路の一実施形態のブロック
図。

【図２】同実施形態におけるバースト信号入力時の回路
内部の波形を示す図。

【図３】同実施形態のＩＣ回路の具体例を示す図。

【図４】本発明に係る受信回路の他の実施形態を示すも
のであって、ピーク検出器にオーバーシュートを抑圧す
る回路を具備した実施形態のＩＣ回路の具体例を示す
図。

【図５】実施形態におけるピーク検出器の誤差増幅器の
周波数特性を示す図。

【図６】本発明における差動型トランスインピーダンス
増幅器の一変形例を示す回路図。

【図７】本発明における差動型トランスインピーダンス
増幅器の他の変形例を示す回路図。

【図８】従来の受信回路の一例を示す回路図。

【図９】従来の受信回路の他例を示す回路図。

【図１０】従来のＤＣ結合型光受信回路の回路図。

【符号の説明】

１…ｐｉｎ−ＰＤ ２…差動型トランスインピーダンス増幅器 ３…識別器（弁別器） ４…抵抗回路網 ５…スイッチ回路 ６…ピーク検出器 ７…直流バイアス定電流電源 １００…入射光信号

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/26 10/28 Ｈ０４Ｌ 25/03 (56)参考文献 特開 平８−331064（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−84160（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−286655（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−232917（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−293838（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−11515（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−107628（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03F 3/08 H03K 5/01 H04B 9/00 H04L 25/03

Claims (13)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号を電流信号に変換する入力信号
   変換回路と、 この入力信号変換回路からの出力振幅以内で電流の向き
   が逆の直流バイアス電流を発生する直流バイアス発生器
   と、 前記直流バイアス電流によりバイアスされる前記入力信
   号変換回路の出力に対応する２つの電流信号を電圧信号
   に変換し、かつ、正相と逆相の同じ振幅の差動信号を出
   力するトランスインピーダンス増幅器と、 このトランスインピーダンス増幅器からの正相と逆相の
   各々の出力信号の正のピーク値を検出するピーク検出器
   と、 このピーク検出器の出力と前記正相と逆相の同じ振幅の
   差動信号の平均値とを比較し出力信号を切り替えるスイ
   ッチ回路と、 前記トランスインピーダンス増幅器の出力電圧と前記ス
   イッチ回路の出力電圧との間の加算演算を行う抵抗回路
   網と、 この抵抗回路網からの加算演算出力が交差する電位を識
   別し、該識別電位に応じて論理レベルを反転して矩形パ
   ルス波形を発生する識別器とを具備することを特徴とす
   る受信回路。
2. 【請求項２】 前記識別器は差動増幅器からなり、 前記ピーク検出器は正相ピーク検出器及び逆相ピーク検
   出器からなり、 前記抵抗回路網は互いの抵抗値の間に所定の関係を有す
   る４つの抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４からなると共に、 前記識別器をなす差動増幅器の逆相入力端子には、前記
   正相ピーク検出器に接続した抵抗Ｒ１と前記逆相電圧信
   号に接続した抵抗Ｒ２との接続点の電圧を与え、 前記識別器の正相入力端子に、前記逆相ピーク検出器に
   接続した抵抗Ｒ３と前記正相電圧信号に接続した抵抗Ｒ
   ４との接続点の電圧を与えることを特徴とする請求項１
   に記載の受信回路。
3. 【請求項３】 前記抵抗回路網をなす抵抗Ｒ１、Ｒ２、
   Ｒ３、Ｒ４の抵抗値は、Ｒ１＝Ｒ２、Ｒ３＝Ｒ４なる関
   係に設定したことを特徴とする請求項２に記載の受信回
   路。
4. 【請求項４】 前記抵抗回路網をなす抵抗のうち所定の
   抵抗は、抵抗値が他の回路の利得とオフセットのアンバ
   ランスを補償する量だけ理論値からずらして設定されて
   いることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に
   記載の受信回路。
5. 【請求項５】 前記トランスインピーダンス増幅器は、
   差動増幅器を有する差動型トランスインピーダンス増幅
   器であり、前記差動増幅器の逆相入力端子には、前記正
   相の電圧信号と前記逆相の電圧信号の平均電圧を基準電
   圧として与えることを特徴とする請求項１又は４に記載
   の受信回路。
6. 【請求項６】 前記ピーク検出器は負帰還増幅回路を具
   備し、当該負帰還増幅回路は、２段ロールオフ特性の利
   得特性を有することを特徴とする請求項１乃至５のいず
   れか１項に記載の受信回路。
7. 【請求項７】 前記ピーク検出器は、過渡応答に伴うオ
   ーバーシュートを抑圧するダンピング回路を具備するこ
   とを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の
   受信回路。
8. 【請求項８】 前記トランスインピーダンス増幅回路
   は、単相型のトランスインピーダンス増幅器および差動
   増幅器を具備することを特徴とする請求項１乃至４、６
   又は７のいずれか１項に記載の受信回路。
9. 【請求項９】 前記トランスインピーダンス増幅回路
   は、単相型のトランスインピーダンス増幅器、可変利得
   回路および差動増幅器を具備することを特徴とする請求
   項１乃至４、６又は７のいずれか１項に記載の受信回
   路。
10. 【請求項１０】 前記トランスインピーダンス増幅器
    は、前記入力変換回路に一定電圧の逆バイアス電圧を印
    加する手段を具備することを特徴とする請求項１乃至
    ５、８又は９のいずれか１項に記載の受信回路。
11. 【請求項１１】 前記直流バイアス発生器の制御電圧と
    して、外部固定電圧に代って差動増幅器出力、または、
    ピーク検出器の出力信号を利用した帰還回路を具備する
    ことを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項に記
    載の受信回路。
12. 【請求項１２】 前記直流バイアス発生器は、電圧制御
    型定電流源を具備することを特徴とする請求項１乃至１
    １のいずれか１項に記載の受信回路。
13. 【請求項１３】 前記入力信号変換回路は、光信号を入
    力し、該光信号を電流信号を変換する光半導体検出器を
    具備することを特徴とする請求項１乃至１２のいずれか
    １項に記載の受信回路。