JPH09247941A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
グ電源装置において、駆動パルスが負荷変動の影響を受
けず、常に安定したスイッチングを行なう。 【解決手段】 DC−DCコンバータ5内の駆動パルス
を出力するスイッチング制御回路の電源入力端子に接続
されたソースラインSLを、低周波用のインダクタンス
が大きく、従って抵抗分も大きいチョークコイルCHよ
りそれぞれ上流のACライン1a又は1b、或いはダイ
オードブリッジ3とチョークコイルCHとの間に接続
し、負荷11の変動によるチョークコイルCHの電圧降
下の変動を受けないようにする。
Description
御回路が出力する駆動パルスに応じてスイッチングを行
なうスイッチング電源装置に関し、特にスイッチング電
源装置においてその電源オン後の初期に作動を開始しな
ければならないスイッチング制御回路の電源入力端子の
接続に関する。
「1次交流電力」という)を整流平滑して1次直流電力
に変換し、その1次直流電力をDC−DCコンバータに
より任意の電圧の2次直流電力に変換して負荷に出力す
るスイッチング電源装置は、小型軽量でコストが安く電
力の変換効率が優れている。さらに、1次交流電力の電
圧や周波数が大幅に変わっても、常に一定電圧の直流電
力が得られるから、各種の電子機器の電源装置として広
く用いられている。
に、整流回路は殆んどダイオードブリッジによる全波整
流型であり、平滑回路としてはコンデンサ入力型とチョ
ーク入力型とが広く知られている。コンデンサ入力型平
滑回路は構成が簡単でコストも安いが、交流電流の導通
角が狭くそのピーク値が大きくなって力率が悪いため、
コンデンサの寿命を短くすると共に瞬間的な電源電圧の
低下を招き、発生する電気ノイズも大きいから交流電源
及びそれに接続された他の機器に悪影響を及ぼす。
広くなり、電流のピーク値やノイズが抑制されて力率が
向上するが、商用電源周波数のような低周波でもその結
果が得られるためには、数mH乃至数十mHものインダ
クタンスが必要になるから、チョークコイルが大きく重
くなって電源装置全体の大型化とコスト上昇が避けられ
ないという問題がある。
共に同一電源に接続される機器の数が増大するに従っ
て、ノイズや電源電圧低下等の他の機器に及ぼす悪影響
が無視出来なくなり、力率向上やノイズの抑制が厳しく
なっているので、電源入力部にノイズフィルタを設けた
り、1次直流電力の平滑回路としてコンデンサ入力型平
滑回路の前にアクティブフィルタを設けたり、チョーク
入力型平滑回路に換えて力率を向上させたものが増えて
いる。
を用いたスイッチング電源装置の従来例の構成を示す回
路図である。一般に、スイッチング電源装置はDC−D
Cコンバータ5のスイッチングによって直流電力を出力
するものであるから、DC−DCコンバータ5内の後述
するスイッチング制御回路が先ず作動して駆動パルスを
出力する必要があり、そのための電源電力をどこから入
力するかが問題になる。
ブリッジ3の下流すなわち1次直流電力のホットライン
4pに直列に設けた場合の一例を示し、DC−DCコン
バータ5内の図示しないスイッチング制御回路の、他端
がコモンライン4nに接続された電源入力端子の一端に
接続されたソースラインSLが、それぞれチョークコイ
ルCHの下流(コンデンサC1)側のホットライン4p
に接続されている。
(A)ではチョークコイルCHとコンデンサC1の間の
ホットライン4pに直列に挿入された共振防止用のダイ
オードD1の下流に、図7の(B)ではチョークコイル
CHとダイオードD1との間にそれぞれ接続されて、ス
イッチング制御回路のための電力が供給されている。
ブリッジ3の上流すなわち交流電源ライン(以下「AC
ライン」という)のいずれか、例えばACライン1aに
直列に設けた場合の一例を示し、ソースラインSLは、
図8の(A)ではダイオードブリッジ3の正の出力端子
に、図8の(B)ではチョークコイルCHが接続されて
いないACライン1bに、それぞれ接続されている。
明したように、低周波用のチョークコイルCHは大きな
インダクタンスを必要とし、インダクタンスが大きくな
るほどコアのサイズが大きくなると共にコイルの巻数も
多くなるため、必然的にコイルの抵抗が大きくなること
は避けられない。
電圧Vcを交流電源電圧の実効値を1として表わし、理
想的すなわちチョークコイルCHの抵抗分もコンデンサ
C1の損失もゼロとすれば、図9に示すように、出力電
流がゼロの時は電圧Vcが1.41になる。出力電流が
増えるに従って、コンデンサ入力型では電圧Vcが次第
に低下してゆくが、チョーク入力型では始めに急激に低
下し、1に達すると安定化する。インダクタンスが大き
いほど初期の低下が著しいが、速やかに安定化する。
てチョークコイルCHの抵抗分による電圧降下が加わっ
て破線で示したようになり、コンデンサ入力型もコンデ
ンサC1の損失等によって図示した曲線よりも低くなる
が、チョーク入力型の方がコンデンサ入力型に比べて、
出力電流が大きければ出力電流による電圧Vcの変動が
少ないが、出力電流が少ない間は逆に変動が大きくなる
傾向は変らない。
電流によって微分した値である平滑回路の出力インピー
ダンス(絶対値)は、チョーク入力型においては出力電
流が大きい時には殆んどチョークコイルCHの抵抗値で
決定され、出力電流が小さい時はインダクタンスに応じ
た値が抵抗値に加わってくる。
電圧が大きく変動しても応じられるため、スイッチング
制御回路に供給される電源電圧の変動が大きい上に、駆
動パルスが出力されるまではスイッチングが行なわれ
ず、実効的に平滑回路の負荷がゼロであるから、スイッ
チング制御回路の電源電圧として、許容入力電圧(交
流)の最大値の1.4倍という極めて高い電圧が入力す
る場合がある。その高い電源電圧でもスイッチング制御
回路は破壊されることなく、駆動パルスを出力する必要
がある。
イッチング電源装置に接続された負荷に直流電力を供給
するために、1次整流平滑回路の出力電流すなわち1次
直流電流が増大する。したがって、接続された負荷が大
きくなればなるほど、1次直流電流が大きくなるから、
チョークコイルCHの抵抗分による電圧降下が無視出来
なくなる。
もDC−DCコンバータ5の図示しないスイッチング制
御回路に供給される直流電流はチョークコイルCHを通
ったものであるから、交流電源10の電圧が許容入力電
圧の最小値であってしかも負荷が最大であるような場合
には、スイッチング制御回路の電源電圧が低くなり過ぎ
て駆動パルスの発振が停止する恐れがある。
は、チョークコイルCHを通らない交流電流が入力する
ように思われ易いが、ACライン1bがACライン1a
に対して負の時は、コモンライン4nとACライン1b
とが同電位になるから、スイッチング制御回路の電源電
圧はゼロで電流が流れず、ACライン1bが正の時はコ
モンライン4nがチョークコイルCH以降のACライン
1aと同電位になるから、電源電圧が正になって電流が
流れ、その電流がチョークコイルCHを通って交流電源
10に戻ることになる。
であり、1次直流電力を平滑するチョーク入力型の平滑
回路を備えたスイッチング電源装置において、スイッチ
ング制御回路が負荷の変動に影響されることなく常に安
定に駆動パルスを出力出来るようにすることを目的とす
る。
達成するため、交流電源から入力する交流電力を1次直
流電力に変換する全波整流回路と、該全波整流回路の出
力端子にそれぞれ接続したホットラインとコモンライン
と、該ホットラインとコモンラインとの間に接続した大
容量のコンデンサと低周波用のチョークコイルとからな
るチョーク入力型の平滑回路と、該平滑回路のコンデン
サの両端子間に接続した高周波用のトランスの1次巻線
とスイッチング素子との直列回路と、該直列回路のスイ
ッチング素子に駆動パルスを出力するスイッチング制御
回路と、該スイッチング制御回路が出力する駆動パルス
に応じてスイッチング素子が1次直流電力をスイッチン
グすることにより、トランスの2次巻線に誘起される2
次交流電力を2次直流電力に変換して出力する整流平滑
回路とを備えたスイッチング電源装置において、それぞ
れ次のようにしたものである。
とコンデンサとの間のホットラインに直列に接続したも
のであり、スイッチング制御回路の電源入力端子の一端
を、全波整流回路の入力端子にそれぞれ接続される交流
電源ラインのうちのいずれか、又は全波整流回路とチョ
ークコイルとの間のホットラインに接続し、他端をコモ
ンラインに接続したものである。
の入力端子に接続した交流電源ラインのうちのいずれか
に直列に接続したものであり、スイッチング制御回路の
電源入力端子の一端を交流電源ラインのチョークコイル
より前に接続し、他端をコモンラインに接続したもので
ある。
面を参照しながら具体的に説明する。図1は、この発明
の第1の実施形態であるチョークコイルが全波整流回路
の下流すなわち1次直流電力側に設けられたチョーク入
力型の平滑回路を備えたスイッチング電源装置の構成の
各例を示す回路図である。
スイッチング電源装置は、いずれも交流電源10から交
流電力が入力するノイズフィルタ2と、全波整流回路で
あるダイオードブリッジ3と、チョークコイルCHと大
容量のコンデンサC1とからなるチョーク入力型の平滑
回路と、チョークコイルCHとコンデンサC1の間に接
続した共振防止用のダイオードD1と、コンデンサC1
から平滑された1次直流電力を入力して正負の出力端子
6p,6nに接続された負荷11に2次直流電力を出力
するDC−DCコンバータ5とにより構成されている。
力する交流電源ラインであるACライン1a,1bは、
それぞれ双方向のノイズを遮断するノイズフィルタ2を
介して、ダイオードブリッジ3の各交流入力端子に接続
され、ダイオードブリッジ3の正負の出力端子には、そ
れぞれホットライン4pとコモンライン4nとが接続さ
れている。ホットラインとコモンラインはいずれが正で
あってもよいが、以下の実施形態においては正のライン
をホットライン4p、負のラインをコモンライン4nと
している。
ンバータ5の負の入力端子に、ホットライン4pは順に
直列にチョークコイルCHと、ダイオードブリッジ3か
らの電流がDC−DCコンバータ5に流れる向きのダイ
オードD1とを介してDC−DCコンバータ5の正の入
力端子にそれぞれ接続され、DC−DCコンバータ5の
正負の入力端子間にコンデンサC1が接続されている。
内の図示しないスイッチング制御回路の、他端がコモン
ライン4nに接続された電源入力端子の一端に接続され
たソースラインSLの先端が、上記の回路のうちのいず
れかに接続されるが、その接続点だけが図1の(A)乃
至(C)でそれぞれ異なっている。
構成の一例を示す回路図であり、図2に示したノイズフ
ィルタ2は、ACライン1a,1bの間に、コンデンサ
C4と中点がフレームグランドに落されたコンデンサC
5,C6からなる直列回路とが互いに並列に接続され、
その下流にそれぞれACライン1a,1bに直列に接続
された互いにコアを共有する高周波用のインダクタL
1,L2が設けられている。
ズは、その対称波形(逆相)成分がコンデンサC4によ
って打ち消され、残りの同相及び非対称波形成分はそれ
ぞれコンデンサC5又はC6を介してフレームグランド
にバイパスされる。一方、インダクタL1,L2はそれ
ぞれ双方向から入力するACライン1a,1b上のノイ
ズを遮断して、他方に伝わらないように作用する。
源10から入力するノイズの進入を防止すると共に、ス
イッチング電源装置内で発生するノイズを交流電源10
及びそれに接続された他の機器にリークさせることもな
い。インダクタL1,L2はいずれも高周波用であるか
らインダクタンスが小さく、したがってその抵抗分も極
めて小さいから、インダクタL1,L2に流れる電流に
よる電圧降下は問題にならない。
タ5の構成の一例を示す回路図であり、図3に示したD
C−DCコンバータ5は、1次乃至3次巻線N1,N
2,N3を有する高周波用のトランス7と、スイッチン
グ素子であるトランジスタ(FETでもよい)Qと、ト
ランジスタQに駆動パルスを出力してスイッチングさせ
るスイッチング制御回路(SWC)8と、トランジスタ
Qのスイッチングによって2次巻線N2に誘起される2
次交流電力を整流平滑して2次直流電力に変換し、出力
端子6p,6nを介して負荷11に出力する整流平滑回
路9とにより構成されている。
Qとの直列回路は、コンデンサC1(図1)からホット
ライン4p,コモンライン4nを介して供給される平滑
された1次直流電力の電流を、スイッチング制御回路8
から入力する駆動パルスに応じてトランジスタQがスイ
ッチングするから、1次巻線N1に流れる電流のオン・
オフによってトランス7の2次巻線N2及び3次巻線N
3にそれぞれ2次及び3次交流電力が誘起される。
SLを介して供給される電力及び3次巻線N3に誘起さ
れる3次交流電力を電源として、出力端子6p,6n間
の電圧すなわちスイッチング電源装置の出力電圧を検出
して予め設定された基準電圧と比較し、検出された出力
電圧が高ければ駆動パルスのオンデューティ比を下げ、
低ければオンデューティ比を上げることにより、負荷1
1の変動に関係なく出力電圧が定電圧を維持するよう
に、フィードバック制御する。
路8の構成の第1の例を示す回路図であり、図4に示し
たスイッチング制御回路8は、出力端子6p,6nから
入力する出力電圧に応じたオンデューティ比の駆動パル
スを出力するPWM(パルス幅変調)回路14と、PW
M回路14の電源部をそれぞれ構成する抵抗R1,R2
とダイオードD2,D3及び定電圧用のツェナダイオー
ドZD,平滑用のコンデンサC3とからなっている。
端子である端子8a,8bの間には、降圧用の抵抗R1
と逆流防止用のダイオードD2と、ツェナダイオードZ
DとコンデンサC3の並列回路とが、互いに直列に接続
されている。電源入力端子の一端である端子8aにはソ
ースラインSLが、他端である端子8bにはコモンライ
ン4nが、それぞれ接続されている。
端子は、トランス7の3次巻線N3の両端に接続され、
トランジスタQのスイッチングによって3次巻線N3に
誘起される3次交流電力は、整流用のダイオードD3に
より整流され、電流制限用の抵抗R2を介してコンデン
サC3を充電する。
は、コンデンサC1(図1)の充電が始まってもコンデ
ンサC3の電圧はゼロであり、PWM回路14が作動し
ないからスイッチングが行なわれず、3次巻線N3の起
電力はゼロのままである。したがって、PWM回路14
が駆動パルスを出力し始めるための電源は、専らコモン
ライン4nに対して正のソースラインSLから供給され
る(PWM回路14が必要とする電圧より遥かに高い電
圧の)直流電力によっている。
する高い電圧の直流電力は、抵抗R1によって電圧降下
され、ツェナダイオードZDによって定電圧化されてコ
ンデンサC3を充電する。コンデンサC3の端子間電圧
が或る電圧以上になると、PWM回路14が駆動パルス
を出力し始め、トランジスタQがスイッチングを開始す
るから、コンデンサC3の充電は3次巻線N3からダイ
オードD3を介して入力する電流がメインになる。
力端子6p,6nの電圧がゼロであるから、駆動パルス
のオンデューティ比は最大になっている。したがって、
3次巻線N3に誘起される3次交流電力をダイオードD
3で整流したままでコンデンサC3とツェナダイオード
ZDとの並列回路に供給すると、ツェナダイオードZD
に過大な電流が流れて焼損する恐れがある。そのため、
電流制限用の抵抗R2を設け、過大な電流が流れないよ
うにしてツェナダイオードZDの焼損を防止している。
は、特には図示しないが、3次巻線N3を備えてないト
ランスが用いられた場合の例であって、図4に示したス
イッチング制御回路8において、3次巻線N3と共に、
スイッチング制御回路8内のダイオードD3と抵抗R2
との直列回路を省いたものであるから、詳しい説明は省
略する。このスイッチング制御回路の場合は、トランジ
スタQのスイッチング開始後も、PWM回路14の電源
は常にソースラインSLを介して供給される電力のみで
ある。
回路は、スイッチング開始後のPWM回路14の電源が
一部はソースラインSLを介して供給され続けるが、主
として3次巻線N3から供給されるスイッチング制御回
路8に比べて、構成が簡単でトランスを含めたコストが
安いから、特に廉価なスイッチング電源装置に採用され
ることが多いが、ソースラインSLの電圧変動の影響を
受け易いという問題がある。
ンSLの電圧の一例を示す波形図であり、交流電源電圧
はACライン1bを基準としたACライン1aの電圧で
表わし、ソースラインSLの電圧はコモンライン4nを
基準として、A,B,C3種類の電圧波形を示してい
る。図6に示したソースライン電圧A,B,Cの各波形
は、説明を容易にするため、交流電源電圧に対して、チ
ョークコイルCHによる位相ズレがないものとして示し
ている。
の実施形態におけるそれぞれソースラインSLをACラ
イン1a,1b又はダイオードブリッジ3の正の出力端
子に接続した場合の例を示し、ソースライン電圧はそれ
ぞれ図6のB,C又はAに示した波形になる。
(A)に示したようにACライン1a(ノイズフィルタ
2以前でも同じ)に接続すると、ソースライン電圧は図
6のBに示したように、交流電源電圧が正の間はコモン
ライン4nとACライン1bとが同電位になるから、ソ
ースライン電圧はACライン1aと共に正になって電流
が流れる。逆に、交流電源電圧が負の間はコモンライン
4nとACライン1aとが同電位になるから、ソースラ
イン電圧はゼロになって電流が流れない。
たようにACライン1b(ノイズフィルタ2以前でも同
じ)に接続すると、ソースライン電圧は図6のCに示し
たように、交流電源電圧が正の間はコモンライン4nと
ACライン1bとが同電位になるから、ソースライン電
圧はゼロになって電流が流れない。逆に、交流電源電圧
が負の間はコモンライン4nとACライン1aとが同電
位になるから、ソースライン電圧はACライン1bと共
に正になって電流が流れる。
たようにダイオードブリッジ3の正の出力端子、すなわ
ちダイオードブリッジ3とチョークコイルCHとの間の
ホットライン4pに接続すると、該ホットライン4pの
電圧はコモンライン4nに対して正弦波形の絶対値すな
わち全波整流波形を示すから、ソースライン電圧は図6
のAに示した波形になる。
(C)に示した実施形態が、図7の(A),(B)に示
した従来例と異なるところは、ソースラインSLのホッ
トライン4pに対する接続点がチョークコイルCHの前
にあるか後にあるかという点である。DC−DCコンバ
ータ5のスイッチング開始以前は負荷11の影響がゼロ
であるから、両者の差は殆んどない。
スイッチングが開始されると、負荷11の変動によって
チョークコイルCHに流れる電流が大きく変化するか
ら、図7に示した従来例においてはソースラインSLの
電圧が交流電源電圧の変動に加えて負荷11の変動に大
きく影響されるが、図1に示した実施形態では全く影響
されることがなく、交流電源電圧の変動のみになる。
のみに依存するスイッチング制御回路の第2の例では、
そのちがいが極めて大きく、従来例では駆動パルスの発
振停止の恐れが生じるような場合でも、この実施形態に
おいては負荷の変動による発振停止は発生しない。
供給を受けるスイッチング制御回路8であっても、第2
の例と同様にソースライン電圧の変動が少なければ、電
圧降下用の抵抗R1の抵抗値の決定が容易で、電力容量
の少ないツェナダイオードZDを選択することが出来る
から、抵抗R1の電圧降下による電力ロスを小さくする
ことが出来る。
チョークコイルが全波整流回路の上流すなわち交流電源
10側に設けられたチョーク入力型の平滑回路を備えた
スイッチング電源装置の構成の各例を示す回路図であ
り、図1に示した第1の実施形態と同一部分には同一符
号を付して説明を省略する。
1に示したスイッチング電源装置と異なるところは、ダ
イオードブリッジ3の出力側にあったチョークコイルC
Hをその入力側に移すと共に、不要になった共振防止用
のダイオードD1を廃止したことである。チョークコイ
ルCHは、ACライン1a,1bのいずれに設けてもよ
いが、図5に示したスイッチング電源装置では、ノイズ
フィルタ2とダイオードブリッジ3との間のACライン
1aに直列に設けている。
C−DCコンバータ5の(スイッチング制御回路8の)
ソースラインSLが、チョークコイルCHを設けたAC
ライン1aのチョークコイルCHより前に接続され、図
5の(A)はノイズフィルタ2とダイオードブリッジ3
との間に、図5の(B)はノイズフィルタ2以前にそれ
ぞれ接続した例を示している。
べたように、ノイズフィルタ2のインダクタL1又はL
2による電圧降下は、インダクタL1,L2の抵抗値が
チョークコイルCHの抵抗値に比べて遙かに小さく、問
題にならないから、図5の(A)と(B)に示した例
は、実際的に同じものと考えてもよい。
チング電源装置を、図8に示した従来例と比較すると、
図8の(B)に示した従来例とのちがいは、ソースライ
ンSLの接続先がACライン1aであるか、ACライン
1bであるかのちがいであり、その結果としてソースラ
イン電圧は、図5の(A),(B)に示した実施形態で
は図6のBに示した波形を示し、図8の(B)に示した
従来例では図6のCに示した波形を示す。
(A),(B)に示した実施形態及び図8の(B)に示
した従来例と異なり、ソースラインSLの接続先がAC
ライン1a,1bではなく、ダイオードブリッジ3の正
の出力端子又はホットライン4pであって、ソースライ
ン電圧は図6のAに示した波形になっている。
は、図6のBに示したように、交流電源電圧が正の間だ
けチョークコイルCHを通らずにACライン1aから直
接にソースラインSLを介して電流が流れるのに対し
て、図8の(B)に示した従来例は、図6のCに示した
ように、交流電源電圧が負の間だけACライン1bから
ソースラインSLを介して電流が流れる。
た電流は、コモンライン4nからACライン1aとチョ
ークコイルCHを通って交流電源10に戻る。図8の
(A)に示した従来例も、交流電源電圧が正であっても
負であっても、ソースラインSLに流れる電流は必ずチ
ョークコイルCHを通って交流電源10に戻る。
ョークコイルCHによる電圧降下の影響を受けるのに対
して、第2の実施形態ではソースライン電圧がチョーク
コイルCHによる電圧降下すなわち負荷の変動の影響を
受けないことは、第1の実施形態と同様であり、したが
ってその効果も第1の実施形態と同じである。
源電圧の変動が、交流電源10の電圧変動の影響のみで
負荷変動の影響を受けなければ、それだけ変動幅が少な
くなるため、その変動を吸収するツェナダイオードZD
の負担が少なくなるのみならず、ツェナダイオードZD
と電圧降下用の抵抗R1の発熱すなわち電力損失を予め
小さく設定することが出来るから、省エネルギの効果も
得られる。
実施形態は、ソースラインSLをダイオードブリッジ3
とチョークコイルCHとの間に接続した点で、例えば特
開平6−98542号公報の図1に示された回路に、ま
た図5の(B)に示した実施形態は、ソースラインSL
をノイズフィルタ2の前段ACライン1aに接続した点
で、例えば特開平6−78542号公報の図1に示され
た回路に、それぞれ類似しているように見える。
2号公報の図1に示された回路は、昇圧型コンバータ回
路であるから、チョークコイルL1はスイッチング周波
数に対応する高周波用のものであり、インダクタンスも
抵抗値も小さいから電圧降下が問題になるものではな
い。さらに、PWM制御回路5からのラインは、整流器
RC1の出力端電圧を検出するためのものであって、電
源ラインとして電力を入力するものではない。したがっ
て、図1の(C)に示した実施形態とは全く異なるもの
である。
の図1に示された回路は、力率を改善するための回路で
あり、コンデンサ入力型の平滑回路であるからチョーク
コイルは存在しない。したがって、制御回路10の電源
ラインを交流入力電源1からのACラインのいずれに接
続しても変らないから、図5の(B)に示した実施形態
とは全く異なるものである。
次直流電力を平滑するチョーク入力型の平滑回路を備え
たスイッチング電源装置は、スイッチング制御回路が負
荷の変動に影響されることなく駆動パルスを出力するか
ら、常に安定したスイッチングを行なうことができる。
ルを全波整流回路の下流に設けたスイッチング電源装置
の構成の例を示す回路図である。
す回路図である。
例を示す回路図である。
例を示す回路図である。
ルを全波整流回路の上流に設けたスイッチング電源装置
の構成の例を示す回路図である。
けるソースライン電圧の例とを示す波形図である。
スイッチング電源装置の従来例の構成を示す回路図であ
る。
スイッチング電源装置の従来例の構成を示す回路図であ
る。
路の出力電流に対するコンデンサの端子間電圧の変化の
一例を示す線図である。
Claims (2)
- 【請求項1】 交流電源から入力する交流電力を1次直
流電力に変換する全波整流回路と、該全波整流回路の出
力端子にそれぞれ接続したホットラインとコモンライン
と、前記ホットラインに直列に接続した低周波用のチョ
ークコイルと前記ホットラインとコモンラインとの間に
接続した大容量のコンデンサとからなるチョーク入力型
の平滑回路と、該平滑回路のコンデンサの両端子間に接
続した高周波用のトランスの1次巻線とスイッチング素
子との直列回路と、該直列回路のスイッチング素子に駆
動パルスを出力するスイッチング制御回路と、該スイッ
チング制御回路が出力する駆動パルスに応じて前記スイ
ッチング素子が前記1次直流電力をスイッチングするこ
とにより、前記トランスの2次巻線に誘起される2次交
流電力を2次直流電力に変換して出力する整流平滑回路
とを備えたスイッチング電源装置において、 前記スイッチング制御回路の電源入力端子の一端を、前
記全波整流回路の入力端子にそれぞれ接続される交流電
源ラインのうちのいずれか、又は前記全波整流回路と前
記チョークコイルとの間のホットラインに接続し、他端
を前記コモンラインに接続したことを特徴とするスイッ
チング電源装置。 - 【請求項2】 交流電源から入力する交流電力を1次直
流電力に変換する全波整流回路と、該全波整流回路の出
力端子にそれぞれ接続したホットラインとコモンライン
と、前記全波整流回路の入力端子に接続した交流電源ラ
インのうちのいずれかに直列に接続した低周波用のチョ
ークコイルと前記ホットラインとコモンラインとの間に
接続した大容量のコンデンサとからなるチョーク入力型
の平滑回路と、該平滑回路のコンデンサの両端子間に接
続した高周波用のトランスの1次巻線とスイッチング素
子との直列回路と、該直列回路のスイッチング素子に駆
動パルスを出力するスイッチング制御回路と、該スイッ
チング制御回路が出力する駆動パルスに応じて前記スイ
ッチング素子が前記1次直流電力をスイッチングするこ
とにより、前記トランスの2次巻線に誘起される2次交
流電力を2次直流電力に変換して出力する整流平滑回路
とを備えたスイッチング電源装置において、 前記スイッチング制御回路の電源入力端子の一端を、前
記交流電源ラインの前記チョークコイルより前に接続
し、他端を前記コモンラインに接続したことを特徴とす
るスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP05178196A JP3676873B2 (ja) | 1996-03-08 | 1996-03-08 | スイッチング電源装置 |
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JP05178196A JP3676873B2 (ja) | 1996-03-08 | 1996-03-08 | スイッチング電源装置 |
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JPH09247941A true JPH09247941A (ja) | 1997-09-19 |
JP3676873B2 JP3676873B2 (ja) | 2005-07-27 |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102067446A (zh) * | 2008-06-20 | 2011-05-18 | 欧陆汽车有限责任公司 | 滤波设备 |
JP2012015849A (ja) * | 2010-07-01 | 2012-01-19 | Fuji Electric Co Ltd | ノーマルモードリアクトルおよびこれを備えた電力変換装置 |
-
1996
- 1996-03-08 JP JP05178196A patent/JP3676873B2/ja not_active Expired - Fee Related
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CN102067446A (zh) * | 2008-06-20 | 2011-05-18 | 欧陆汽车有限责任公司 | 滤波设备 |
US8878456B2 (en) | 2008-06-20 | 2014-11-04 | Continental Automotive Gmbh | Filter device |
JP2012015849A (ja) * | 2010-07-01 | 2012-01-19 | Fuji Electric Co Ltd | ノーマルモードリアクトルおよびこれを備えた電力変換装置 |
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