JP2001211658A

JP2001211658A - 相補形スイッチを有するハロゲン電力変換器

Info

Publication number: JP2001211658A
Application number: JP2000379560A
Authority: JP
Inventors: Louis Robert Nerone; ルイス・ロバート・ネロン
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1999-12-16
Filing date: 2000-12-14
Publication date: 2001-08-03
Also published as: EP1109426A2; US6208086B1; CN1309460A

Abstract

(57)【要約】【課題】高電圧電源から低電圧ランプを含む負荷回路
に低電圧交流電流を供給する安定器で使用するための電
力変換器を提供する。【解決手段】電力線電圧の２倍の周波数を有する脈動
直流電圧を発生する整流器（１８）と、脈動直流電圧を
反転するように一対のスイッチ（１４、１６）を駆動す
るために、前記スイッチに接続された直列接続の駆動イ
ンダクタ（５８）、タイミングインダクタ（６０）及び
タイミングコンデンサ（６２）を含むゲート駆動回路
（３８）と、第１の変圧器巻線（５８）、第２の変圧器
巻線（２４）及びコンデンサ（２６）を含み、前記スイ
ッチからの出力信号を受ける変圧器と、変圧器巻線（２
４）からタップ（３１）を介して駆動信号を受けるラン
プ（１２）とを具備し、前記タップは前記変圧器巻線の
両端間に発生される信号を減衰するように構成されてい
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は低電圧ハロゲンラン
プの安定器回路に関し、特に、脈動直流から交流へのイ
ンバータにおいて一対の相補形スイッチを採用したその
種の安定器回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】高電圧電源（例えば、１２０ボルト、６
０Ｈｚ）から低電圧ランプ、特にハロゲンランプに電圧
を供給する代表的な方法は、従来の半波ブリッジ型高周
波インバータを使用する方法である。この方法では、高
電圧側のスイッチを周期的にオン／オフするために、レ
ベルシフティング方式を採用している。１つの構成によ
れば、供給電圧と低電圧ランプとの間で降圧変圧器を使
用する。この方法には、６０Ｈｚで動作する変圧器が、
通常、より高い周波数で必要な変圧器より大型で、重い
こと、降圧変圧器が相対的に高価であること、及び降圧
変圧器を採用する場合、本来、短絡に対する防護がなさ
れていないことなどの、いくつかの欠点がある。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、上記の欠点
を克服したハロゲンランプ又はその他の低電圧ランプの
安定器回路を提供する。

【０００４】

【課題を解決するための手段】低電圧ハロゲンランプ又
はその他のフィラメント加熱形ランプと、１つの単巻き
変圧器又は複数の互いに結合された変圧器と、容量とを
含む負荷回路に、高周波交流電流を供給する安定器回路
を説明する。安定器回路は、全波整流器及び容量を具備
する交流から直流への変換器回路と、母線導線と基準導
線との間に直列に接続された第１及び第２のスイッチを
含む脈動直流から交流へのインバータ回路とを含む。ス
イッチは、交流電流が流れる共通ノードと、制御ノード
とにおいて互いに接続されている。制御ノードと共通ノ
ードとの間には、コンデンサと２つのインダクタとを含
む直列接続回路が更に接続されている。制御ノードと共
通ノードとの間の電圧は、関連するスイッチの導通状態
を決定するために使用され、この直列接続回路の時定数
は動作周波数を決定する。

【０００５】また、母線導線と基準導線との間に直列に
接続され且つ制御ノードにも接続されている第１及び第
２の抵抗器も含まれる。第３の抵抗器が共通ノードと母
線導線及び基準導線のいずれか一方とに接続され、共通
ノードに関して制御ノードの初期極性を設定する。

【０００６】

【発明の実施の形態】図１は、１２ボルトのハロゲンラ
ンプ１２を駆動するための電力変換器回路１０を示す。
スイッチ１４及び１６は、交流電源２０（例えば、１２
０ボルト、６０Ｈｚ）に接続する全波ブリッジ整流器１
８から供給される脈動直流電流を負荷回路２２に供給さ
れるべき交流電流に変換するようにそれぞれ制御され
る。負荷回路２２はインダクタ／変圧器巻線２４と、コ
ンデンサ２６とから構成されている。母線導線２８と、
基準導線３０との間には脈動直流母線電圧（Ｖ_BUS）が
現れる。負荷回路２２はハロゲンランプ１２を更に含
む。図示されているように、ハロゲンランプ１２は変圧
器巻線２４のノード、すなわち、タップ３１と、ノード
３２との間に接続されている。ノード３２は、変圧器巻
線３６をコンデンサ３４にも接続している。コンデンサ
３６はノード３２を母線電圧（Ｖ_BUS）の約１／２の電
圧に維持する働きをする。制御回路３８が、スイッチ
（１４、１６）と共にインバータ回路構成を形成す。

【０００７】コンデンサ３６は、母線導線２８から基準
導線３０にかけて、ブリッジ整流器の両端に接続されて
いる。このコンデンサ３６は、脈動直流電圧がサイクル
とサイクルの間にゼロになるのを防止するために設けら
れている。従って、コンデンサ３６は通常のフィルタコ
ンデンサ（例えば、０．１μＦ）よりはるかに小さくて
良い。このように、電力線では、ほぼ１の力率を観測す
ることができる。脈動直流電圧がゼロに近づくのを防止
することにより、正規の再生制御回路３８の動作が維持
されるので、回路を再始動する必要はなくなる。母線導
線２８に真の直流電流が供給されるのであれば、制御回
路３８は適切に動作するであろうが、ハロゲン電力変換
器の動作においてはそのようにする必要はなく、電解コ
ンデンサを使用することによるコストの増加は回避され
る。

【０００８】図１の電力変換器１０では、スイッチ１４
及び１６は、例えば、図１に示すように、スイッチ１４
がｎチャネルエンハンスメントモードデバイスであれ
ば、スイッチ１６はｐチャネルエンハンスメントモード
デバイスであるという意味で、互いに相補形である。図
２及び図３に示すように、一実施例においては、それぞ
れのスイッチ１４、１６は固有の逆導通ダイオード４０
又は４２を含む。ＭＯＳＦＥＴとして具現化すると、そ
れぞれのスイッチ１４及び１６は対応するゲート、すな
わち、制御端子を有する。スイッチ１４のゲートからソ
ースに至る電圧はそのスイッチの導通を制御する。同様
に、スイッチ１６のゲートからソースに至る電圧はその
スイッチの導通を制御する。図示されているように、ス
イッチ１４及び１６のソースは共に共通ノード４４に接
続されている。スイッチ１４及び１６のゲートが共通の
制御ノード４４に接続されているため、制御ノード４６
と共通ノード４４との間の１つの電圧が２つのスイッチ
１４及び１６の導通状態を制御することになる。スイッ
チのドレインは母線導線２８と、基準導線３０とにそれ
ぞれ接続されている。

【０００９】スイッチ１４及び１６を、図４及び図５に
それぞれ示すｐチャネルデバイス及びｎチャネルデバイ
スのように、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧ
ＢＴ）として具現化することも可能であろう。しかし、
その場合、各ＩＧＢＴスイッチに、図４及び図５に示す
ような逆導通ダイオード４８又は５０を付随して設ける
ことになるであろう。ＭＯＳＦＥＴと比較してＩＧＢＴ
が優れている点は、通常、ＩＧＢＴの方が高い電圧定格
を有しているため、広範囲の直流入力電圧値を有する回
路が同じＩＧＢＴを利用できるという点である。更に、
スイッチ１４及び１６を、図６及び図７にそれぞれ示す
ＮＰＮデバイス及びＰＮＰデバイスのような、バイポー
ラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）スイッチとして具現化す
ることも可能であろう。ＩＧＢＴスイッチの場合と同様
に、図６及び図７のＢＪＴスイッチにも、逆導通ダイオ
ード５２及び５４がそれぞれ付随して設けられている。
図１に戻ると、制御ノード４６と共通ノード４４との間
に接続するゲート駆動回路３８は、スイッチ１４及び１
６の導通状態を制御する。ゲート駆動回路３８は、イン
ダクタ変圧器巻線２４と互いに接続され且つ一端で共通
ノード４４に接続する駆動インダクタ５８を含む。ノー
ド４４に接続されている変圧器巻線２４の端部は、イン
ダクタ巻線５８及び２４により形成される変圧器のタッ
プであっても良い。インダクタ５８及び２４は、それら
を表す記号と隣り合わせて示してある黒い丸印に従って
成極されている。駆動インダクタ５８は、ゲート駆動回
路３８を動作させるための駆動エネルギーを供給する。
第２のインダクタ６０と、タイミングコンデンサ６２
は、ノード４６とインダクタ５８との間で、駆動インダ
クタ５８のもう一方の端部に直列に接続されている。

【００１０】この実施例ではツェナーダイオード６４及
び６６から構成されている両方向電圧クランプ６３は、
ゲート・ソース間電圧の正と負の変化を、例えば、図示
されているように背面結合ツェナーダイオードの電圧定
格により確定されるそれぞれの限界にクランプする。両
方向電圧クランプは、スイッチ１４及び１６がＭＯＳＦ
ＥＴ又はＩＧＢＴスイッチである場合には望ましいが、
スイッチがＢＪＴスイッチである場合には、両方向電圧
クランプは不必要であり、省略することができる。

【００１１】コンデンサ６８は、ノード４４とノード４
６との間のゲート・ソース間電圧の変化率を予測自在に
制限するために、ノード４４とノード４６との間に設け
られるのが好ましい。これにより、例えば、スイッチ１
４及び１６のスイッチングモードにおける、いずれか一
方のスイッチがオンされている時間から次にスイッチが
オンされるまでの両方のスイッチがオフ状態である時間
である非動作時間の間隔が有利に確保される。

【００１２】抵抗器７０及び７２は母線導線２８と基準
導線３０との間に直列に接続されている。第３の抵抗器
７４は、図示されているように、スイッチ１６の両端に
接続されている。抵抗器７０及び７２は、スイッチ１４
及び１６のデューティサイクルが等しい場合には、等し
い値であるのが好ましい。そのような場合、共通ノード
４４における定常状態の平均電圧は母線導線２８の母線
電圧（Ｖ_BUS）の約１／２であり、抵抗器７０及び７２
の値を等しく設定すると、中間ノード４６における平均
電圧も母線電圧（Ｖ_BUS）の約１／２になる。

【００１３】抵抗器７４は充電抵抗器として機能し、図
１に示すように、共通ノード４４と基準導線３０との間
に接続されているのが好ましい。あるいは、抵抗器７４
は共通ノード４４と母線導線２８との間に接続されてい
ても良い。抵抗器７４は、最初に始動される間に第１及
び第２のスイッチ１４及び１６の再生制御を開始する動
作を次のようにして補助する。電源２０を始動すると、
コンデンサ６２は、まず、抵抗器７０、７２及び７４を
介して充電される。電源２０が動作を開始した瞬間のコ
ンデンサ６２の電圧はゼロであり、始動プロセスの間
に、直列に接続するインダクタ５８及び６０は、コンデ
ンサ６２の充電の時定数が相対的に長いために、本質的
には短絡回路として動作する。例えば、抵抗器７０、７
２及び７４の値が等しければ、最初に母線が始動される
ときの共通ノード４４の電圧は母線電圧（Ｖ_BUS）の約
１／３である。この時点で、抵抗器７０を流れる電流は
抵抗器７２と、コンデンサ６２、インダクタ６０、イン
ダクタ５８及び抵抗器７４の直列接続シーケンスとの間
でほぼ均等に分割される。このように、コンデンサ６２
は図１に示すように左から右へ徐々に充電され、最終的
に、上部スイッチ１４のゲート・ソース間電圧の閾値電
圧（例えば、２〜３ボルト）に達する。この時点で、上
部スイッチ１４は導通モードに切り替わり、その結果、
電流はそのスイッチにより負荷回路２２に供給されるこ
とになる。これにより、負荷回路に供給された電流は、
インダクタ２４とインダクタ５８との誘導結合によっ
て、第１のスイッチ１４及び第２のスイッチ１６を再生
制御させる。

【００１４】本発明における動作の周波数は、従来のガ
ス放電ランプ用安定器回路とは異なり、共振負荷回路に
よっては確定されない。図１に示す実施例では、動作の
周波数は直列に接続するインダクタ５８、６０及びコン
デンサ６２の時定数により確定される。従って、制御回
路３８の動作の周波数は次の式により表される。

【００１５】ｆ＝１／（２πＣｔＬｇ）（１）式中、Ｃｔはコンデンサ６２、Ｌｇはインダクタ６０で
ある。

【００１６】ハロゲン電力変換器の好ましい動作周波数
は３０ｋＨｚから９０ｋＨｚであるが、このパラメータ
は重要ではない。脈動直流母線が電力線の谷部から頂部
へ変化するときに、インバータの周波数も変化すること
に注意すべきである。頂部では、周波数は最低のほぼ３
０ｋＨｚであり、谷部ではインバータ周波数は最高の約
１００ｋＨｚである。このようなインバータ周波数の変
化は、広い周波数範囲にわたり放出を広げる。従って、
インバータ周波数は母線電圧の変動により変調され、そ
の結果、電力線における導通ＥＭＩ放出は著しく減少す
る。

【００１７】本発明は、ハロゲンランプを動作させるた
めの少なくとも５つの次のような基準を満たす。＊１：出力電圧が低い（例えば、１２ボルト）。＊２：電圧波高率が２未満である。これは、ピーク出力
電圧が定格ランプ電圧の２倍（例えば、１２ボルトのラ
ンプの場合で、２４ボルト）を越えないことを意味して
いる。これにより、ランプのアーキングは絶対に起こら
ないことが保証される。また、このように波高率が低い
ために、インバータ回路の効率は改善される。＊３：電力変換器はランプの寿命を縮めない。＊４：電力変換器は短絡防止機能を有する。＊５：電力変換器は安価である。

【００１８】第１の基準に関して、図１は、巻線２４及
び巻線５８により形成される単巻き変圧器の低電圧巻線
２４に接続されたランプ１２を示している。

【００１９】第２の基準を満たすことに関して、以下に
説明する。

【００２０】先に述べた通り、母線導線２８には、図８
に示すような脈動直流電圧が印加される。図８の波形
は、先に説明したようにコンデンサ３６を使用している
ために、谷部でゼロにならない。説明の便宜上、交流電
源２０は代表的な１２０ボルト、６０Ｈｚの正弦波形で
あると仮定する。従って、ピーク電圧は１２０（２）^1/
²≒１６９．７ボルトである。制御回路３８の再生サイ
クリングによって、ノード４４は母線導線２８と基準導
線３０とに、電力線のピークでは約３０ｋＨｚの周波数
で、ゼロでない谷部では約９０ｋＨｚの周波数で交互に
接続される。従って、単巻き変圧器（２４、５８）の上
部接続点に現れる波形は、図９に示すように、ほぼ１２
０Ｈｚの正弦エンベロープが重畳された３０〜９０ｋＨ
ｚの方形波である。尚、読み取りやすさを考慮して、図
９は１２０Ｈｚエンベロープ内の３ｋＨｚ波形を示して
いる。単巻き変圧器（２４、５８）の直列巻線と、ラン
プ１２が接続されている共通巻線との比は、タップ３１
を介して提供され、１２ボルトのランプの場合、ランプ
電圧が１２ボルトＲＭＳとなるように選択される。エン
ベロープは正弦波形であるので、ランプ１２から見たピ
ーク電圧は１２（２） ^1/2≒１７ボルトになる。従っ
て、波高率は１７／１０＝１．７であり、これは十分な
余裕をもって２より小さい値である。

【００２１】第３の基準は、単に、単巻き変圧器（２
４、５８）の共通巻線に現れるＲＭＳランプ電圧が定格
ランプ電圧（例えば、１２ボルト）と一致するように保
証すると共に、先に説明したように波高率が２未満とな
るように保証することにより満たされる。これにより、
ランプ内部でランプを損傷するようなアーキングが発生
する事態は回避される。

【００２２】第４の基準は、単巻き変圧器（２４、５
８）における漏れインダクタンスが増加することによっ
て満たされる。従来の代表的な電力変換器では、線間電
圧は単に降圧変圧器によって１２０ボルトから１２ボル
トに低下されるだけであった。降圧変圧器の漏れインダ
クタンスは、変圧器の二次巻線で短絡が起こった場合に
損傷を引き起こすほど高い電流が流れるのを阻止するほ
ど十分ではない。本発明のハロゲン電力変換器において
は、好ましい３０ｋＨｚで、電流を安全値に制限するの
に適する漏れインダクタンスが得られる。

【００２３】第５の基準が満たされるのは次のような理
由による。変圧器とインダクタは３０ｋＨｚで動作して
いるので、例えば、６０ｋＨｚ又は１２０ｋＨｚの場合
と比較して、変圧器とインダクタを当該技術で広く知ら
れているよりはるかに小さいサイズで形成することがで
きる。更に、制御回路３８を適切に動作させるために、
電解フィルタコンデンサを設ける必要はない。コンデン
サ３６は小型コンデンサ（例えば、０．１μＦ）であ
り、母線導線２８に供給される脈動直流電流の谷部で制
御回路３８の再生動作を十分に維持しうる大きさであれ
ば良い。その時点でランプ１２を流れる電流は非常に小
さく、そのため、コンデンサ３６はごく小型であっても
良いのである。

【００２４】このように、本発明は、１２ボルトのラン
プを駆動するための電力変換器１０を説明しており、電
力線電圧２０は整流され、インバータ（３８、１４、１
６）の母線導線２８に供給されるので、平滑コンデンサ
は不要である。このような構成によって、脈動直流波形
は、基本周波数が電力線周波数の二倍である母線導線２
８に印加される。脈動直流電流は、レベルシフティング
を必要としない対のスイッチ（１４，１６）の相補構成
により反転される。これらのスイッチはノード４４から
駆動される。タップ３１は、単巻き変圧器（２４、５
８）で発生するインバータ電圧を約１２ボルトＲＭＳに
減衰する。この低コストな方法は１２ボルトランプに高
い周波数で給電するので、誘導素子のサイズが小さくて
すむ。ここで開示した電力変換器はランプシステムの一
体の部分として使用されても良いし、あるいは外部電力
変換器として使用されても良いことを理解すべきであ
る。

【００２５】交流１２０ボルトの電圧が供給される場合
の１２ボルトを定格とするランプに関して、図１の回路
の各素子の数値の例を次に挙げる。

【００２６】負荷インダクタ（２４）１０ミリヘンリー（２４）と（５８）との巻き数の比３負荷コンデンサ（２６）０．２２マイクロファラドコンデンサ（３６）０．２２マイクロファラド駆動インダクタ（５８）７５マイクロヘンリータイミングインダクタ（６０）１ミリヘンリータイミングコンデンサ（６２）２２ナノファラドツェナーダイオード（６４、６６）各々１０ボルトコンデンサ（６８）２．２ナノファラド抵抗器（７０、７２、７４）各々２７０ｋオームコンデンサ（７６）４７０ピコファラド。

【００２７】以上、特定の実施例に関して本発明を説明
したが、以上の説明を参照すれば、当業者には数多くの
代替構成、変更及び変形が明白になることは自明であ
る。従って、特許請求の範囲の趣旨に含まれると思われ
るそのような全ての代替構成、変更及び変形が包含され
るものとする。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるハロゲン電力変換器の好ましい一
実施例を示す概略回路図。

【図２】図１の回路で使用できる別のスイッチを示す概
略回路図。

【図３】図１の回路で使用できる別のスイッチを示す概
略回路図。

【図４】図１の回路で使用できる別のスイッチを示す概
略回路図。

【図５】図１の回路で使用できる別のスイッチを示す概
略回路図。

【図６】図１の回路で使用できる別のスイッチを示す概
略回路図。

【図７】図１の回路で使用できる別のスイッチを示す概
略回路図。

【図８】ブリッジ整流器の代表的な出力電圧（ＶＢＵ
Ｓ）の波形図。

【図９】ハロゲンランプの代表的な電圧（ＶＬＡＭＰ）
の波形図。

【符号の説明】

１０電力変換器１２ハロゲンランプ１４、１６スイッチ１８全波ブリッジ整流器２０交流電源２２負荷回路２４インダクタ／変圧器巻線２６コンデンサ２８母線導線３０基準導線３１タップ３２ノード３４コンデンサ３６変圧器巻線３８制御回路４４共通ノード４６制御ノード５８駆動インダクタ６０第２のインダクタ６２タイミングコンデンサ６４、６６ツェナーダイオード６８コンデンサ７０、７２、７４抵抗器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電力線電圧を発生する電源（２０）と、電力線電圧を整流し、電力線電圧の周波数の２倍の周波
数を有する脈動直流電圧を発生するように構成された整
流器（１８）と、脈動直流電圧を受け取るように構成されていて、レベル
シフティングを使用せずに、脈動直流電圧を反転するよ
うに制御される一対のスイッチ（１４、１６）を駆動す
るゲート駆動回路（３８）であって、互いに直列に接続
されていると共に、前記スイッチ（１４、１６）の動作
を制御するために前記スイッチ（１４、１６）に接続さ
れている駆動インダクタ（５８）、タイミングインダク
タ（６０）及びタイミングコンデンサ（６２）を含んで
いるゲート駆動回路（３８）と、第１の変圧器巻線（５８）、第２の変圧器巻線（２４）
及びコンデンサ（２６）を含み、前記スイッチ（１４、
１６）からの出力信号を受信するように構成された変圧
器と、前記変圧器巻線（２４）のタップ（３１）と、前記変圧器巻線（２４）から前記タップ（３１）を介し
て駆動信号を受信するように接続されているランプ（１
２）とを具備し、前記タップ（３１）は前記変圧器巻線の両端間に発生さ
れる信号を減衰するように構成されていること、を特徴
とする電力変換器回路。
【請求項２】前記ランプはハロゲンランプである請求
項１記載の電力変換器回路。
【請求項３】前記電力変換器はランプシステムと一体
の部分である請求項１記載の電力変換器回路。
【請求項４】前記電力変換器はランプシステムの外部
にある請求項１記載の電力変換器回路。
【請求項５】前記ゲート駆動回路（３８）及び前記ス
イッチ（１４、１６）はインバータを形成し、前記イン
バータの周波数は脈動直流母線における変化に応答して
変更される請求項１記載の電力変換器回路。
【請求項６】前記インバータの周波数は、電力線の電
圧が頂部にあるときは最低であり、電力線の電圧が谷部
にあるときには最高であり、これにより、前記インバー
タの周波数は母線電圧の変動により変調されて、広い周
波数範囲にわたり放出を広げ、その結果、電力線におけ
るＥＭＩ放出が減少される請求項５記載の電力変換器回
路。
【請求項７】高電圧交流電源から低電圧ランプ（１
２）を含む負荷回路（２２）に低電圧交流電流を供給す
る安定器で使用するための電力変換器（１０）におい
て、ａ）母線導線（２８）及び基準導線（３０）に接続する
全波整流器回路と、ｂ）前記母線導線（２８）と前記基準導線（３０）との
間に直列に接続され、前記交流電流が流れる共通ノード
（４４）で互いに接続され、且つ共用する制御ノード
（４６）を有する第１及び第２のスイッチ（１４、１
６）を含み、前記制御ノードと前記共通ノードとの間の
電圧が関連するスイッチの導通状態を決定するようにす
る脈動直流から交流への変換器回路と、ｃ）負荷回路（２２）であって、（イ）前記共通ノード
（４４）と前記基準導線（３０）との間に直列に接続さ
れ、且つ短絡を防止するのに十分な漏れインダクタンス
を有する変圧器（２４）及びコンデンサ（２６）と、
（ロ）前記変圧器の共通巻線の両端のノードに接続され
た低電圧ランプ（１２）とを含む負荷回路（２２）と、ｄ）前記共通ノードと前記制御ノードとの間をブリッジ
する再生制御回路であって、（ハ）前記交流電流（６
０）の瞬時変化速度に比例する電圧が誘導されるように
前記変圧器と相互結合された第１の駆動インダクタ（５
８）と、（ニ）直列に接続された第２のタイミングイン
ダクタと、（ホ）前記タイミングインダクタと共に、直
列に組み合わされた時定数が前記電力変換器の動作周波
数を決定するように選択されている直列接続のタイミン
グコンデンサ（６２）とを含む再生制御回路と、を具備
する電力変換器。
【請求項８】前記ランプ（１２）はフィラメント加熱
形ランプである請求項７記載の電力変換器。
【請求項９】前記ランプ（１２）はハロゲンランプで
ある請求項７記載の電力変換器。
【請求項１０】前記変圧器（２４）は相互に結合され
たインダクタンスから形成される請求項７記載の電力変
換器。
【請求項１１】前記スイッチ（１４、１６）はＭＯＳ
ＦＥＴスイッチ又はＩＧＢＴスイッチのいずれかであ
り、且つ前記制御ノード（４６）と前記共通ノード（４
４）との間には両方向電圧クランプ（６２）が接続され
ている請求項７記載の電力変換器。
【請求項１２】前記両方向電圧クランプ（６２）は背
面結合ツェナーダイオード（６４、６６）である請求項
１１記載の電力変換器。
【請求項１３】前記スイッチ（１４、１６）はＢＪＴ
スイッチである請求項７記載の電力変換器。
【請求項１４】高電圧電源（２０）から低電圧ランプ
（１２）を含む負荷回路（２２）に低電圧交流電流を供
給する安定器で使用するための電力変換器（１０）にお
いて、ａ）小型の第１のコンデンサ（３６）が並列接続された
全波整流器を含み、母線導線（２８）及び基準導線（３
０）に接続される交流から脈動直流への変換器回路（１
８）と、ｂ）前記母線導線（２８）と前記基準導線（３０）との
間に直列に接続され、前記交流電流が流れる共通ノード
（４４）で互いに接続され且つ共用する制御ノード（４
６）を有する第１及び第２のスイッチ（１４、１６）を
含み、前記制御ノードと前記共通ノードとの間の電圧が
関連するスイッチの導通状態を決定するようにした脈動
直流から交流への変換器回路と、ｃ）前記母線導線（２８）と前記基準導線（３０）との
間に直列に接続された第１及び第２の抵抗器（７０、７
２）であって、それらの中間ノードが前記制御ノード
（４６）に接続されている第１及び第２の抵抗器（７
０、７２）と、ｄ）前記共通ノード（４４）と前記母線導線（２８）又
は前記基準導線（３０）のいずれかとの間に接続された
第３の抵抗器（７４）と、ｅ）一端が前記共通ノード（４４）に接続されている単
巻き変圧器（３４）と、ｆ）前記基準導線（３０）と前記単巻き変圧器（２４）
の他端との間に接続された第２のコンデンサ（２６）
と、ｇ）前記単巻き変圧器（２４）の中央端子に接続された
第１のランプノード（３１）と、ｈ）前記単巻き変圧器（２４）と前記第２のコンデンサ
（２６）との間の共通接続点に接続され、前記低電圧ラ
ンプ（１２）を前記第１のランプノード（３１）との間
に接続するための第２のランプノード（３２）と、ｉ）前記第３の抵抗器（７４）と並列に接続された第３
のコンデンサ（７６）と、ｊ）前記共通ノード（４４）と前記制御ノード（４６）
との間に接続された第４のコンデンサ（６８）と、ｋ）前記交流電流の瞬時変化速度に比例する電圧が誘導
されるように前記単巻き変圧器（２４）と相互結合され
た第１の駆動インダクタ（５８）と、ｌ）一端が前記駆動インダクタ（５８）に接続された第
２のタイミングインダクタ（６０）と、ｍ）前記制御ノード（４６）と前記タイミングインダク
タ（６０）の他端との間に直列に接続された第５のタイ
ミングコンデンサ（６２）であって、この第５のタイミ
ングコンデンサに直列に接続されている前記タイミング
インダクタ（６０）の時定数が前記電力変換器（１０）
の動作周波数を決定するように選択されている第５のタ
イミングコンデンサ（６２）と、を具備する電力変換
器。