JP3387918B2 - 時間等化方法及び装置 - Google Patents

時間等化方法及び装置

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Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は時間等化方法及び装置に関し、特にメタリッ
ク回線を使用して超高速データ伝送を行う際に用いられ
るモデムなどに用いられる時間等化方法及び装置に関す
るものである。
背景技術 一般に、電話回線、専用回線、及び構内メタリック回
線等を使用しデータを伝送するためにモデムが使用され
るようになっているが、近年、モデムの処理は高速化が
強く求められている。
このようなモデムが使用される分野として、例えば、
電力線搬送通信がある。この電力線搬送通信において
は、家電機器が出す、例えばインバータ機器などによる
ランダムな雑音（白色雑音）が極めて多く含まれてお
り、高速のデータ通信の実用化を阻んでいる。
このような雑音への対策として、最近では、ＤＭＴ(D
iscrete MutiTone)方式やＯＦＤＭ（Orthogonal Freque
ncy Division Multiplexing）方式が提案されている。
このＤＭＴ方式やＯＦＤＭ方式はマルチキャリア（多チ
ャネル）変調方式を採用しており、雑音が多いキャリア
帯域は使わず避けて通るという技術であるが、マルチキ
ャリアを用いているため、図１２（１）に示すように送
信側において各チャネルの信号が同時に送信されたとし
ても、途中の伝送回線において、同図（２）に示すよう
に群遅延が生ずる結果、受信側では同図（３）に示すよ
うに、時間軸で各チャネルの到達時間が異なったものと
なっている。このため、受信側では、時間軸上でチャネ
ル間の干渉が発生してしまう。
すなわち、図１３に示すように、ＤＭＴ方式やＯＦＤ
Ｍ方式では、低速の矩形波を送信しているため、矩形波
の安定した部分では同図（２）に示すように正常な送信
信号（トーン）が得られるが、矩形波が変化する部分に
おいては、同図（１）及び（３）に示すように、個々の
チャネルの不要帯域が関数ｓｉｎｘ／ｘで減衰する波形
となる。
このように、群遅延が発生した回線特性下では個々の
チャネルの信号が相互に時間軸で干渉する形となり、回
線特性が平坦な部分のみチャネル間干渉が免れることと
なる。
一方、送信側で、干渉部分に相当する時間（すなわち
矩形波の変化する部分に相当する時間）を、図１３に示
すようにガードタイムＧＴとしてマスクすればチャネル
間干渉から回避可能となるが、このガードタイムＧＴ分
だけデータ伝送が出来ないこととなり、高速伝送を困難
にしてしまう。
従って、このような回線群遅延の問題を解決するため
の時間軸上での各チャネル間の等化が必要である。
一方、同じ機器でも電源のＯＮ／ＯＦＦ状態により、
静的特性は大きく異なる。例えば、テレビなどのスイッ
チング電源を用いた家電機器では、図１４（１）に示す
ように電圧が一定値以下であるか以上であるかにより２
つの伝達関数Ａ（又はＣ）とＢ（又はＤ）が１２０Ｈｚ
（使用周波数が６０Ｈｚの場合）毎に交互にスイッチン
グされることになる。すなわち、１秒間に２４０回伝達
関数が切り替わることになる。
このように、伝達関数が変化すると、同図（２）に示
すように周波数特性（振幅／位相）が伝達関数Ａ，Ｃを
示す実線と伝達関数Ｂ，Ｄを示す点線とに分かれてしま
い、互いに大きく異なってしまう。このような位相特性
の変動は時間軸上での変動をも含むものである。
従って、電力線搬送通信に用いられるモデムなどにお
いては、伝送回線に対する高速の追従性能が要求される
ことから、上記のように時間軸上の高速等化だけでな
く、周波数軸上の等化も必要であるが、時間軸上の等化
を行えば周波数軸上の等化にも寄与することになる。
図１５は、上記のような時間軸上の等化と周波数軸上
の等化を実現する従来技術を示したものであり、時間等
化部１とガードタイム除去部２とＦＦＴ（高速フーリエ
変換）演算によるＤＭＴ分配部３と周波数等化部（ＦＥ
Ｑ）４と判定部（ＤＥＣ）５と符号変換部６とを直列接
続した構成となっている。
この構成において、時間等化部１は、受信信号に対し
て時間軸上の等化を行い、この後、送信側で付加したガ
ードタイムをガードタイム除去部２で除去し、さらにＤ
ＭＴ分配部３においてＦＦＴ変換する。この後、周波数
等化部４でキャリアの振幅及び位相の等化を行い、判定
部５で符号の判定を行った後、符号変換部６でナチュラ
ル（Ｎ）／グレイコード（Ｇ）変換、パラレル（Ｐ）／
シリアル（Ｓ）変換、及びデスクランブル（ＤＳＣＲ）
などの符号変換を行って受信データＲＤを得るようにし
ている。
このような従来技術においては、時間等化部１におい
て時間軸上の引込を実施するためには、特別なトレーニ
ング信号が必要であり、このトレーニング信号は長い時
間が必要であると共に、このトレーニングに伴う複雑な
処理を必要としていた。
すなわち、１：ｎのマルチポイントでは、上記のよう
に１２０Ｈｚ単位で変動する回線特性に関しては高速の
追従能力が要求されるため、各々のポイントに長いトレ
ーニング時間を与えることはできず、処理も簡単である
ことが必要となる。
従って、本発明は、短いトレーニング時間で受信信号
の回線群遅延を時間等化する方法及び装置を提供するこ
とを目的とする。
発明の開示 上記の目的を達成するため、本発明に係る時間等化方
法は、フレームまたはサブフレーム単位で振幅変調され
た受信信号のパワースペクトラムからタイミング位相情
報を抽出する第１ステップと、このタイミング位相情報
により該受信信号のタイミング位相同期を行う第２ステ
ップとを備えたことを特徴としている。
すなわち、それぞれ異なったチャネルで同時送信され
た周波数信号は、回線の群遅延特性により、図１（１）
に示すようにそれぞれ異なった時間に受信する。
そして本発明では、同図（２）に示すタイミング位相
制御を行うことにより、同図（１）に示すそれぞれ異な
った時間に到達した信号波形を回線の群遅延特性に合わ
せて時間等化を行い、同図（３）に示すように信号到達
時間を揃えている。
これを１つのチャネルにおける波形に着目して見る
と、図２（１）に示すように、本発明によるタイミング
位相の等化を行う前には、サンプル点に対して本来の受
信点がずれていることがわかる。この状態ではチャネル
間において相互に干渉を起こすことになる。
本発明では、すべてのチャネルにおいて、同図（２）
に示すようにタイミング位相の等化を行った後は、受信
点とサンプル点とが一致し、チャネル間干渉が無くな
り、図１２及び図１３に示した問題点が解消されるの
で、高速伝送が可能となる。
ここで、フレーム単位で振幅変調する場合には、図３
（１）に示すマスタフレームであるフレーム毎に同図
（２）に示すように送信キャリアにゼロ点を含む２つの
基準点Ｒ１，Ｒ２を挿入し、この２つの基準点信号Ｒ
１，Ｒ２のみでタイミング位相同期を行うことができ
る。
また、サブフレーム単位で振幅変調する場合には、図
４（１）に示すマスタフレームであるフレーム間におい
て変調単位であるサブフレームについて振幅変調を行う
ことができる。
従って、フレーム単位の場合もサブフレーム単位の場
合も、振幅変調された受信信号のパワースペクトラムか
らタイミング位相情報を抽出し、これに基づいて受信信
号のタイミング位相同期を行うので、このタイミング位
相情報を抽出するまでの時間は短くて済み、長いトレー
ニング信号を必要としない。
なお、上記の第２ステップの後にＦＦＴ変換を行う
か、又はその前後でＦＦＴ変換を分割して行うことがで
きる。後者の場合には、演算量が半減した状態で時間等
化が行えるメリットがある。
さらに、該第２ステップの後段で、該受信信号からキ
ャリアの振幅情報及び位相情報を抽出してタイミング位
相並びにキャリアの振幅及び位相の引込を行うことによ
り周波数等化を実行することができ、図１４の問題点が
解消される。
また、上記の第１ステップは、該パワースペクトラム
のベクトル信号を生成するステップと、該ベクトル信号
に別のベクトル信号を積算して回転させるステップと、
該回転させたベクトル信号の符号判定を行うステップ
と、該符号判定の結果を積分して該タイミング位相情報
として出力するステップと、該積分した値をベクトル変
換して該別のベクトル信号としてフィードバックするス
テップと、で構成することができる。
すなわち、タイミング位相情報のみを取り出す演算を
行っており、他のパラメータを必要としていないので、
演算量が少なく、以って高速でタイミング位相の引込を
行うことができる。
さらに、上記の符号判定を行うステップが、該符号判
定の結果を、演算処理毎に半減させれば、より一層高速
のタイミング位相引込が可能となる。
なお、受信信号のパワースペクトラムのベクトル信号
を生成するステップと、該ベクトル信号に別のベクトル
信号を乗算して回転させるステップと、該回転させたベ
クトル信号の符号判定を行うステップと、該符号判定の
結果を積分して該タイミング位相情報として出力するス
テップと、該積分した値をベクトル変換して該別のベク
トル信号としてフィードバックするステップと、を備え
たことを特徴とする位相引込方法も本発明として実現さ
れる。
上記の本発明に係る時間等化方法を実現する装置は、
フレーム単位またはサブフレーム単位で振幅変調された
受信信号のパワースペクトラムからタイミング位相情報
を抽出する第１手段と、該タイミング位相情報により該
受信信号のタイミング位相同期を行う第２手段と、を備
えたことを特徴としている。
上記の第１手段の該振幅変調は、該フレーム単位でゼ
ロ点を含む２つの基準点を用いることができる。
さらに、上記の第２手段の後段にＦＦＴ変換する手段
を設けるか、または該第２手段の前後に、ＦＦＴ変換す
る手段を分割して設けることができる。
さらに、該第２手段の後段で、該受信信号からキャリ
アの振幅情報及び位相情報を抽出してタイミング位相並
びにキャリアの振幅及び位相の引込を行う第３手段をさ
らに設けることができる。
また、該第１手段は、該パワースペクトラムのベクト
ル信号を生成する手段と、該ベクトル信号に別のベクト
ル信号を乗算して回転させる手段と、該回転させたベク
トル信号の符号判定を行う手段と、該符号判定の結果を
積分して該タイミング位相情報として出力するステップ
と、該積分した値をベクトル変換して該別のベクトル信
号としてフィードバックする手段と、を含むことをがで
きる。
さらに、該符号判定を行う手段は、該符号判定の結果
を、演算処理毎に半減させてもよい。
さらに本発明では、受信信号のパワースペクトラムの
ベクトル信号を生成する手段と、該ベクトル信号に別の
ベクトル信号を乗算して回転させる手段と、該回転させ
たベクトル信号の符号判定を行う手段と、該符号判定の
結果を積分して該タイミング位相情報として出力する手
段と、該積分した値をベクトル変換して該別のベクトル
信号としてフィードバックする手段と、を備えたことを
特徴とする位相引込装置が実現される。
図面の簡単な説明 図１は、本発明に係る時間等化方法及び装置の原理を
説明するための図である。
図２は、本発明に係る時間等化方法及び装置のタイミ
ング位相等化を１つのチャネルに着目して示した波形図
である。
図３は、本発明に係る時間等化方法及び装置に用いる
振幅変調のための基準点伝送を示したタイムチャート図
である。
図４は、本発明に係る時間等化方法及び装置に用いる
サブフレーム単位の振幅変調を説明するための波形図で
ある。
図５は、本発明に係る時間等化方法及び装置を用いた
モデムの実施例を示すブロック図である。
図６は、本発明に係る時間等化方法及び装置の受信系
統における特に時間等化部の具体例を示したブロック図
である。
図７は、図６に示したタイミング位相制御部の実施例
を示した回路図である。
図８は、図６に示したサブフレーム抽出部におけるパ
ワースペクトラムのベクトル信号を求める過程を示した
説明図である。
図９は、図６に示したタイミング位相情報（θ）抽出
部の実施例を示した回路図である。
図１０は、図９に示した符号判定部の変形動作例を示
したグラフ図である。
図１１は、本発明に係る時間等化方法及び装置の変形
例を示したブロック図である。
図１２は、従来からの回線群遅延の問題点を説明する
ための波形図である。
図１３は、信号点変化時のチャネル間干渉を説明する
ための波形図である。
図１４は、電源のＯＮ／ＯＦＦ状態などにより伝達関
数が変化した場合の周波数特性の変化を示す波形図であ
る。
図１５は、従来の時間等化系統を示したブロック図で
ある。
符号の説明 １ 時間等化部 ２ ガードタイム除去部 3,3a,3b ＤＭＴ分配部（ＦＦＴ） ４ 周波数等化部（ＦＥＱ） ５ 判定部（ＤＥＣ） 6,11符号変換部 ７ タイミング位相制御部 ８ サブフレーム抽出部 ９ マスタフレーム抽出部 10 モデム 12 信号点発生部 13 ＤＭＴ多重部（ＩＦＦＴ） 14 振幅変調部 15 Ｄ／Ａ変換部 16 ローパスフィルタ（ＬＰＦ） 17 バンドパスフィルタ（ＢＰＦ） 18 Ａ／Ｄ変換部 19 ＤＭＴマスタフレーム同期部 71 遅延回路 72 乗算回路 73 加算回路 74 係数変換回路 81 ９０゜区間抽出部 82 パワー計算部（ＰＷＲ） 83 タイミング位相情報（θ）抽出部 83a 乗算回路 83b 符号判定部 83c 加算回路 83d 遅延回路 83e ベクトル信号生成部 図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
発明を実施するための最良の形態 図５は、本発明に係る時間等化方法及び装置を用いた
モデムの実施例を示したものである。
このモデム１０において、送信系統は、符号変換部１
１と信号点発生部１２とＤＭＴ多重部（ＩＦＦＴ）１３
と振幅変調部１４とＤ／Ａ変換部１５とローパスフィル
タ（ＬＰＦ）１６とがこの順に直列接続された構成とな
っている。
また、受信系統においては、バンドパスフィルタ（Ｂ
ＰＦ）１７とＡ／Ｄ変換部１８と時間等化部１とガード
タイム除去部２とＤＭＴ分配部（ＦＦＴ）３と周波数等
化部（ＦＥＱ）４と判定部（ＤＥＣ）５と符号変換部６
とがこの順に直列接続された構成となっており、この受
信系統の各部には、ＤＭＴマスタフレーム同期部１９か
らマスタフレーム信号が与えられるようになっている。
まず、送信系統における動作に関しては、送信信号Ｓ
Ｄを、符号変換部１１においてスクランブル処理（ＳＣ
Ｒ）とシリアル（Ｓ）／パラレル（Ｐ）変換とグレイ
（Ｇ）／ナチュラル（Ｎ）コード変換と和文演算とを行
う。そして信号点発生部１２において図２に示したよう
なナイキスト間隔（１２ｋＢ）のサンプル点を有する送
信信号として出力される。
信号点発生部１２からの出力信号はＤＭＴ多重部１３
において、逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）演算により、図３
（１）に示すマスタフレーム間で同図（２）に示すよう
な送信信号に多重される。
この多重信号は振幅変調部１４において、同図（３）
（及び後述する図８（１）及び（２））に示すように各
サブフレーム内にガードタイムが付加されると共に、図
３（４）に示すように振幅変調を行うためのゼロ点を含
む２つの基準点Ｒ１，Ｒ２がＤＭＴ多重信号（各ＤＭＴ
信号は１６シンボル＝チャネルのＤＭＴ信号から成
る。）に付加される。
一方の基準点Ｒ１は（１＋ｊ０）、他方の基準点Ｒ２
は（０＋ｊ０）であり、両者を用いて振幅変調している
ことを意味し、これからタイミング位相情報を抽出する
と共に、前者の基準点Ｒ１(１サブフレーム分)を用いて
キャリアの振幅及び位相を抽出する。従って、２つのサ
ブフレームで時間等化と周波数等化が実現できるので、
長いトレーニング信号は不要となる。
そして、この振幅変調部１４の出力信号は、Ｄ／Ａ変
換部１５でアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ
１６において例えば電力搬送波の周波数帯域（１０〜４
５０ｋＨｚ）を含む低周波帯域のみの信号を抽出して送
信線路に送り出す。
次に受信系統の動作に関しては、受信線路から受信し
た受信信号はバンドパスフィルタ１７によって所定の周
波数帯域成分（電力搬送モデムの場合は１０〜４５０ｋ
Ｈｚ）のみを抽出し、Ａ／Ｄ変換部１８においてデジタ
ル信号に変換する。
この後、受信信号は時間等化部１に送られる。この時
間等化部１の実施例が図６に示されており、この実施例
では、Ａ／Ｄ変換部１８からの受信信号を入力するタイ
ミング位相制御部７と、該受信信号からタイミング位相
情報θを抽出してタイミング位相制御部７に与えるサブ
フレーム抽出部８とで構成されている。
サブフレーム抽出部８は、さらに、９０゜区間抽出部
８１とパワー演算部（ＰＷＲ）８２とθ抽出部８３とで
構成されている。なお、マスタフレーム抽出部９は受信
信号からマスタフレームを抽出して図５に示したＤＭＴ
マスタフレーム同期部１９へ与え、各種の同期信号とし
て用いるようにしている。
また、図６に示したタイミング位相制御部７は、図７
に示す如く、受信信号をサンプル点間隔毎に遅延させる
遅延回路７１と、この遅延回路７１からの出力信号に対
して係数Ｃ１〜Ｃｎを掛ける乗算回路７２と、この乗算
回路７２の出力信号を加算する加算回路７３と、サブフ
レーム抽出部８からのタイミング位相情報θを上記の係
数Ｃ１〜Ｃｎに変換するための例えばテーブルで構成さ
れた変換部７４とで構成された公知（例えば特開平１０
−２２４２７１号）のトランスバーサルフィルタを用い
ることができる。
このような時間等化部１の動作を、図８〜図１０を参
照して以下に説明する。
まず、サブフレーム抽出部８における９０゜区間抽出
部８１では、図８（１）及び（２）に示すように２つの
サブフレームにおいて挿入された基準点Ｒ１及びＲ２を
同図（３）に示すように変調率１００％の振幅変調を受
けた状態で受信したとき、２つのサブフレームで３６０
゜とすると、この中で同図（４）〜（７）に示すように
９０゜間隔で９０゜区間を切り出してパワー演算部８２
に与える。
パワー演算部８２では、同図（４）の場合は、基準点
Ｒ１のみにおける９０゜の区間でパワー演算を行うので
その積算平均値は“１”であり、同図（５）に示すよう
に９０゜シフトさせた場合も同様である。さらに９０゜
シフトさせた同図（６）の場合には、基準点Ｒ１と基準
点Ｒ２とが半分ずつになるので、その積算平均値は
“０．５”となり、これをさらに９０゜シフトすると、
同図（７）に示すように全て基準点Ｒ２の中でのパワー
演算した積算平均値であるので“０”となる。
そして、このパワー演算部８２の演算結果はスカラー
であるので、ベクトル化するため、隣接した積算平均値
同士を加算する。この結果、同図（４）及び（５）のパ
ワー積算平均値をベクトル化すると同図右側に示す如く
（１+ｊ１）となる。同様にして、同図（５）及び
（６）の場合には（１+ｊ０．５）であり、同図（６）
および（７）の場合には（０．５+ｊ０）として出力さ
れることになる。
このようにパワー演算を続けると、図示の如く、原点
Ｏに対してベクトル信号として回転することになり、こ
の時の中心点Ｏと点（０+ｊ０）とを結ぶ線Ｌが基準線
であり、これに対する角度θ’が図９に示すθ抽出部８
３にベクトル信号として送られる。受信信号は基準線Ｌ
に合うようにタイミング位相制御を受ける。
このように、時間軸の異なる受信信号のパワーを計算
し、積分することにより、受信信号の時間位相（基準点
位相）が求まり、これに基づいて時間等化を行えば、Ｄ
ＭＴ多重信号には１６チャネル分のＤＭＴ信号が各サブ
フレームに多重されているので、各チャネルの到達時間
は図１(３)に示すように一致することになる。
θ抽出部８３は、乗算回路８３ａと符号判定部８３ｂ
と加算回路８３ｃと遅延回路８３ｄとベクトル信号生成
部８３ｅとで構成され、まず、乗算部８３ａにおいてこ
のベクトル信号θ’と、ベクトル信号生成部８３ｅで生
成された半径＝１．０の位相情報を有する別のベクトル
信号と乗算する。
すると、ベクトル信号θ’はΔθだけ位相回転を受
け、乗算回路８３ａは、この信号から虚数成分のみを抽
出して符号判定部８３bに送る。
符号判定部８３ｂでは、この虚数信号の符号が＋であ
れば［ＦＦＦＦ］を出力し、符号が−であれば［０００
１］を判定結果として出力して加算部８３ｂに与える。
加算回路８３ｃにおいては、遅延回路８３ｄを介して前
回サンプリングした位相情報と加算され、新しい位相情
報を与える。
加算回路８３ｃと遅延回路８３ｄとで積分回路を構成
しているので、この積分値θがベクトル信号生成部８３
ｅに送られると、このベクトル信号生成部８３ｅでは、
ｃｏｓ／ｓｉｎ変換を行ってスカラー入力θをベクトル
に出力θに変換し、半径＝１．０のθ情報を乗算回路８
３ａに与える。
このような動作を次のベクトル信号θ’が入力される
までに、複数回繰り返すことにより、ベクトル信号θ’
の複素共役値θ（θ’の修正量に相当）をタイミング位
相情報として遅延回路８３ｄから出力することができ
る。
なお、この動作は、図８に示す基準点Ｒ１とＲ２の２
つのサブフレーム区間で行われ、ベクトル信号θ’が抽
出部８３に与えられる度にタイミング位相情報θが出さ
れることになり、充分このタイミング位相情報を引込む
ことができる。従って、長いトレーニング信号を必要と
することはない。
また、図９に示した符号判定部８３ｂの実施例では、
常に＋か−かによって一定の判定結果を出力している
が、この判定結果を変化させることにより、より高速に
引込を行うことができる。
すなわち、ベクトル信号生成部８３ｅのベクトル信号
θが最初、図８に示した基準線Ｌの点（０＋ｊ０）を点
（−０．５＋ｊ０．５）に移して１３５゜回転させるこ
とによって対応させた基準ベクトルＲ（１＋ｊ０）であ
るので、図１０（１）に示すように基準ベクトルＲ（１
＋ｊ０）に対してθが一致した状態であり、このとき、
乗算回路８３ａに入って来るベクトル信号θ’に対して
は乗算回路８３ａで回転されないので、符号判定部８３
ｂの入力信号はθ’のままであり、同図（２）に示すよ
うに、このθ’は＋である。
そこで、符号判定部８３ｂでは、同図（３）に示すよ
うに、θを９０゜だけ−方向（時計方向）に回転させる
判定結果を出力するので、同図（４）に示すようにベク
トル信号θ’を９０゜−方向に回転させ、基準点Ｒに近
づける。
この状態ではまだ、ベクトル信号θ’は＋状態である
ので、同図（５）に示すように、さらに４５゜だけ−方
向にθ’を回転させることにより、同図（６）に示すよ
うに、ベクトルθ’は今度は−になる。
そこで、今度は同図（７）に示すように、＋方向に２
２．５゜回転させれば、同図（８）に示すように、ベク
トル信号θ’はより基準点Ｒに近づくことになる。
このように、±９０゜→±４５゜→±２２．５゜→±
１１．２５゜→…というように判定角度を半減させて行
ければ、より高速のタイミング位相引込を実現すること
ができる。
図１０の例ではタイミング位相情報θ＝−９０゜−４
５゜＋２２．５゜＋１１．２５゜＋…という積算値が得
られることになる。
この場合、θ抽出部８３をＤＳＰ（Digital Signal P
rocessor）で構成したとすると、±１８０゜の角度に対
してＤＳＰの取り得る値は通常±２．０であるので、符
号判定部８３ｂで出力される値は、「２」の補数表示で
以下に示す通りとなる。
＋２．０ → ＋１８０゜ ［７ＦＦＦ］ ＋１．０ → ＋ ９０゜ ［４０００］ ＋０．５ → ＋ ４５゜ ［２０００］ ０．０ → ０゜ ［００００］ −１．０ → −９０゜ ［Ｃ０００］ −２．０ → −１８０゜ ［８０００］ このようにして求められたタイミング位相情報θは、
図６に示すタイミング位相制御部７に与えられる。この
タイミング位相制御部７では、図７に示す如く、タイミ
ング位相情報θを変換部７４において係数Ｃ１〜Ｃｎに
変換して乗算回路７２に与える。この乗算回路７２は遅
延回路７１からの各サンプリング出力に対して係数Ｃ１
〜Ｃｎを乗算する。
そして、この乗算部７２の乗算結果を加算部７３で加
算することにより時間等化信号が得られる。なお、この
タイミング位相制御部７は上述の如く公知の構成によ
り、タイミング位相情報θに基づいて時間等化信号を出
力することが可能である。
この後、図６に示すように、タイミング位相制御部７
からの時間等化信号はガードタイム除去部２とＤＭＴ分
配部３と周波数等化部４と判定部５の符号変換部６に送
られるが、これらの動作は図１５に示したものと同様で
ある。また、周波数等化部４では、図３（２）に示した
基準点Ｒ１のみを用いて周波数等化を実行する。
図１１は、図６に示した本発明の実施例の変形例を示
している。図６の実施例では、タイミング位相制御部７
からの時間等化信号をガードタイム除去部２を介してＤ
ＭＴ分配部３でＦＦＴ演算を行っているが、図１１の変
形例では、このＦＦＴ演算を２つに分割し、タイミング
位相制御部７の前段にＤＭＴ分配部３ａを設けて第１の
ＦＦＴ演算を行い、後段にＤＭＴ分配部３ｂを設けて第
２のＦＦＴ演算を行う。
これにより、ＤＭＴ分配部３ａで一旦ＦＦＴ処理をし
ているためサンプリング周波数が低くなり、タイミング
位相制御部７での演算処理が高速化できるという効果が
ある。なお、この場合にはガードタイム除去部２をＤＭ
Ｔ分配部３ａの前段に設けることが好ましい。
なお、上記の説明において、ガードタイムが付加され
ているが、本発明の時間等化により、このガードタイム
期間は図１３のような例に比べて大幅に短縮でき、高速
化の妨げにはならない。
以上説明したように、本発明に係る時間等化方法及び
装置によれば、フレーム単位またはサブフレーム単位で
振幅変調された受信信号のパワースペクトラムからタイ
ミング位相情報を抽出し、このタイミング位相情報によ
り受信信号のタイミング位相同期を行うように構成した
ので、長いトレーニング期間を必要とせずに時間等化を
実現することができる。
また、パワースペクトラムのベクトル信号を生成し、
このベクトル信号に別のベクトル信号を積算して回転さ
せ、この回転させたベクトル信号の符号判定を行ってそ
の結果を積分し、タイミング位相信号として出力すると
共に、積分した値をベクトル変換して該別のベクトル信
号とフィードバックすることにより、より高速に位相引
込を実現することが可能となる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平10−224271（ＪＰ，Ａ) 特開2002−164801（ＪＰ，Ａ) 特開2000−68973（ＪＰ，Ａ) 特開2000−261404（ＪＰ，Ａ) 特開2000−286817（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 11/00

Claims (14)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】複数の受信信号に対して時間軸上の等化を
    行う時間等化方法において、 フレーム単位でゼロ点を含む２つの基準点信号を用いる
    ことにより振幅変調された各受信信号のパワースペクト
    ラムからタイミング位相情報を抽出する第１ステップ
    と、 該タイミング位相情報により各受信信号のタイミング位
    相同期を行う第２ステップと、を備えたことを特徴とす
    る時間等化方法。
  2. 【請求項２】複数の受信信号に対して時間軸上の等化を
    行う時間等化方法において、 サブフレーム単位でゼロ点を含む２つの基準点信号を用
    いることにより振幅変調された各受信信号のパワースペ
    クトラムからタイミング位相情報を抽出する第１ステッ
    プと、 該タイミング位相情報により各受信信号のタイミング位
    相同期を行う第２ステップと、を備えたことを特徴とす
    る時間等化方法。
  3. 【請求項３】請求の範囲１又は２において、 該第２ステップの後にＦＦＴ変換を行うことを特徴とし
    た時間等化方法。
  4. 【請求項４】請求の範囲１又は２のいずれかにおいて、 該第２ステップの前後にＦＦＴ変換を分割して行うこと
    を特徴とした時間等化方法。
  5. 【請求項５】請求の範囲１から４のいずれかにおいて、 該第２ステップの後段で、該受信信号からキャリアの振
    幅情報及び位相情報を抽出してタイミング位相並びにキ
    ャリアの振幅及び位相の引込を行う第３ステップをさら
    に備えたことを特徴とする時間等化方法。
  6. 【請求項６】請求の範囲１から５のいずれかにおいて、 該第１ステップが、該パワースペクトラムのベクトル信
    号を生成するステップと、該ベクトル信号に別のベクト
    ル信号を乗算して回転させるステップと、該回転させた
    ベクトル信号の符号判定を行うステップと、該符号判定
    の結果を積分して該タイミング位相情報として出力する
    ステップと、該積分した値をベクトル変換して該別のベ
    クトル信号としてフィードバックするステップと、を含
    むことを特徴とした時間等化方法。
  7. 【請求項７】請求の範囲６において、 該符号判定を行うステップが、該符号判定の結果を、演
    算処理毎に半減させることを特徴とする時間等化方法。
  8. 【請求項８】受信信号に対して時間軸上の等化を行う時
    間等化装置において、 フレーム単位でゼロ点を含む２つの基準点信号を用いる
    ことにより振幅変調された各受信信号のパワースペクト
    ラムからタイミング位相情報を抽出する第１手段と、 該タイミング位相情報により各受信信号のタイミング位
    相同期を行う第２手段と、を備えたことを特徴とする時
    間等化装置。
  9. 【請求項９】受信信号に対して時間軸上の等化を行う時
    間等化装置において、 サブフレーム単位でゼロ点を含む２つの基準点信号を用
    いることにより振幅変調された各受信信号のパワースペ
    クトラムからタイミング位相情報を抽出する第１手段
    と、 該タイミング位相情報により各受信信号のタイミング位
    相同期を行う第２手段と、を備えたことを特徴とする時
    間等化装置。
  10. 【請求項１０】請求の範囲８又は９において、 該第２手段の後段にＦＦＴ変換する手段を設けたことを
    特徴とする時間等化装置。
  11. 【請求項１１】請求の範囲８又は９において、 該第２手段の前後に、ＦＦＴ変換する手段を分割して設
    けたことを特徴とする時間等化装置。
  12. 【請求項１２】請求の範囲９から１１のいずれか１つに
    おいて、 該第２手段の後段で、該受信信号からキャリアの振幅情
    報及び位相情報を抽出してタイミング位相並びにキャリ
    アの振幅及び位相の引込を行う第３手段をさらに設けた
    ことを特徴とする時間等化装置。
  13. 【請求項１３】請求の範囲９から１２のいずれか１つに
    おいて、 該第１手段が、該パワースペクトラムのベクトル信号を
    生成する手段と、該ベクトル信号に別のベクトル信号を
    乗算して回転させる手段と、該回転させたベクトル信号
    の符号判定を行う手段と、該符号判定の結果を積分して
    該タイミング位相情報として出力するステップと、該積
    分した値をベクトル変換して該別のベクトル信号として
    フィードバックする手段と、を含むことを特徴とした時
    間等化装置。
  14. 【請求項１４】請求の範囲１３において、 該符号判定を行う手段が、該符号判定の結果を、演算処
    理毎に半減させることを特徴とする時間等化装置。
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