JP2000078060A - 適応等化器装置及び適応等化器の制御方法 - Google Patents
適応等化器装置及び適応等化器の制御方法Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
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- H04L2025/03592—Adaptation methods
- H04L2025/03726—Switching between algorithms
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 確実、かつ、より短い時間で理想的な出力信
号が得られる適応等化器装置及び適応等化器の制御方法
を得る。 【解決手段】 シンボルを示す信号を受けて、予め設定
された複数のアルゴリズムのうちの一つを選択的に用い
て、シンボル間干渉を適応的に除去するために、シンボ
ルを示す信号に対してフィルタリングを行う適応等化器
４ａと、適応等化器の出力信号ｙ(n)を受け、出力信号
ｙ(n)のシンボルの回転状態を検出するための回転検出
回路１９とを備え、適応等化器４ａは、回転検出回路１
９の検出結果フラグα，βに応じて、複数のアルゴリズ
ムのうちの一つを選択する。
号が得られる適応等化器装置及び適応等化器の制御方法
を得る。 【解決手段】 シンボルを示す信号を受けて、予め設定
された複数のアルゴリズムのうちの一つを選択的に用い
て、シンボル間干渉を適応的に除去するために、シンボ
ルを示す信号に対してフィルタリングを行う適応等化器
４ａと、適応等化器の出力信号ｙ(n)を受け、出力信号
ｙ(n)のシンボルの回転状態を検出するための回転検出
回路１９とを備え、適応等化器４ａは、回転検出回路１
９の検出結果フラグα，βに応じて、複数のアルゴリズ
ムのうちの一つを選択する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばデジタルケ
ーブルテレビ（ＣＡＴＶ）のデジタル通信などの技術分
野に適用される適応等化器装置及び適応等化器の制御方
法に関する。
ーブルテレビ（ＣＡＴＶ）のデジタル通信などの技術分
野に適用される適応等化器装置及び適応等化器の制御方
法に関する。
【０００２】
【従来の技術】デジタルケーブルテレビなどのデジタル
通信は、従来のアナログ通信に替わる高速データ通信シ
ステムとして実用化が進められている。デジタルケーブ
ルテレビなどのデジタル通信において、送信側から受信
側へ送信されてくる受信信号ＩＮの特徴は図１２のとお
りである。すなわち、ＱＡＭ（Quadlature Amplitude M
odulation）送受信方式では、受信信号ＩＮは、……，
ｎ，ｎ＋１，ｎ＋２，……というように、予め定められ
た期間（シンボル周期ＳＰ）ごとに送信されてくる。ま
た、受信信号ＩＮは、シンボルと称される送信目的のデ
ータと、シンボルを送信するための高い周波数のキャリ
ア（搬送波）を含む。
通信は、従来のアナログ通信に替わる高速データ通信シ
ステムとして実用化が進められている。デジタルケーブ
ルテレビなどのデジタル通信において、送信側から受信
側へ送信されてくる受信信号ＩＮの特徴は図１２のとお
りである。すなわち、ＱＡＭ（Quadlature Amplitude M
odulation）送受信方式では、受信信号ＩＮは、……，
ｎ，ｎ＋１，ｎ＋２，……というように、予め定められ
た期間（シンボル周期ＳＰ）ごとに送信されてくる。ま
た、受信信号ＩＮは、シンボルと称される送信目的のデ
ータと、シンボルを送信するための高い周波数のキャリ
ア（搬送波）を含む。
【０００３】デジタルケーブルテレビでは、放置されて
いるケーブルの先端などで電波が反射することによっ
て、電波が複数の経路を伝搬する、つまり、マルチパス
伝搬が生じる。このマルチパス伝搬によって生じた複数
の電波が重なり合って生じる多重遅延波の存在が確認さ
れている。多重遅延波が起因して周波数選択性フェージ
ングが生じる。周波数選択性フェージングは受信信号Ｉ
Ｎを歪ませる。
いるケーブルの先端などで電波が反射することによっ
て、電波が複数の経路を伝搬する、つまり、マルチパス
伝搬が生じる。このマルチパス伝搬によって生じた複数
の電波が重なり合って生じる多重遅延波の存在が確認さ
れている。多重遅延波が起因して周波数選択性フェージ
ングが生じる。周波数選択性フェージングは受信信号Ｉ
Ｎを歪ませる。
【０００４】次に、従来の受信側を説明する。図１３
は、ＱＡＭ送受信方式の従来の受信処理回路の構成の一
部を示すブロック図である。まず、Ｉ／Ｑ復調器１は受
信信号ＩＮからキャリアを除去して、受信信号ＩＮをＩ
（Inphase）の成分ｘｉとＱ（Quadlature）の成分ｘｑ
とに分離する。入力信号ｘ(n)は成分ｘｉまたは成分ｘ
ｑを示す。また、符号に付けられている(n)はｎ番目の
シンボル周期ＳＰの信号であることを意味する。
は、ＱＡＭ送受信方式の従来の受信処理回路の構成の一
部を示すブロック図である。まず、Ｉ／Ｑ復調器１は受
信信号ＩＮからキャリアを除去して、受信信号ＩＮをＩ
（Inphase）の成分ｘｉとＱ（Quadlature）の成分ｘｑ
とに分離する。入力信号ｘ(n)は成分ｘｉまたは成分ｘ
ｑを示す。また、符号に付けられている(n)はｎ番目の
シンボル周期ＳＰの信号であることを意味する。
【０００５】キャリアはＩ／Ｑ復調器１によって完全に
除去されずに、入力信号ｘ(n)に残っている場合があ
る。入力信号ｘ(n)に徐々されずに残っているキャリア
をキャリア周波数誤差と称す。
除去されずに、入力信号ｘ(n)に残っている場合があ
る。入力信号ｘ(n)に徐々されずに残っているキャリア
をキャリア周波数誤差と称す。
【０００６】次に、入力信号ｘ(n)はキャリア周波数誤
差、周波数選択性フェージングによる歪み、その他の不
要な周波数帯の成分やノイズが除去されて、出力信号ｙ
(n)となる。つまり、マッチドフィルタ２は、入力信号
ｘ(n)から不要な周波数帯の成分やノイズを除去する。
キャリア周波数誤差除去回路３は、入力信号ｘ(n)から
キャリア周波数誤差を除去する。適応等化器４は入力信
号ｘ(n)から周波数選択性フェージングによる歪みを除
去し、この歪みを除去した入力信号ｘ(n)を出力信号ｙ
(n)として出力する。キャリア周波数誤差検出回路５は
キャリア周波数誤差を出力信号ｙ(n)から検出し、検出
結果Ｒ１によって、キャリア周波数誤差除去回路３をフ
ィードバック制御する。これによって、キャリア周波数
誤差除去回路３は入力信号ｘ(n)からキャリア周波数誤
差をより完全に除去する。
差、周波数選択性フェージングによる歪み、その他の不
要な周波数帯の成分やノイズが除去されて、出力信号ｙ
(n)となる。つまり、マッチドフィルタ２は、入力信号
ｘ(n)から不要な周波数帯の成分やノイズを除去する。
キャリア周波数誤差除去回路３は、入力信号ｘ(n)から
キャリア周波数誤差を除去する。適応等化器４は入力信
号ｘ(n)から周波数選択性フェージングによる歪みを除
去し、この歪みを除去した入力信号ｘ(n)を出力信号ｙ
(n)として出力する。キャリア周波数誤差検出回路５は
キャリア周波数誤差を出力信号ｙ(n)から検出し、検出
結果Ｒ１によって、キャリア周波数誤差除去回路３をフ
ィードバック制御する。これによって、キャリア周波数
誤差除去回路３は入力信号ｘ(n)からキャリア周波数誤
差をより完全に除去する。
【０００７】図１４は出力信号ｙ(n)の例を示す概念図
である。出力信号ｙ(n)は例えば６４個のデータからな
る。６４個のデータはそれぞれそれぞれＩの成分ｙｉと
Ｑの成分ｙｑからなる。この成分ｙｉ，ｙｑをドットと
してＩ−Ｑ座標上にプロットしたのが図１４であり、シ
ンボル点配置図と称される。図１４のＳがシンボルであ
り、６４個のドットの集まりである。図１４では、６４
個のドットでシンボルＳが構成されるので、６４値ＱＡ
Ｍと呼ばれる。キャリア周波数誤差が生じると、シンボ
ルＳが例えば図１５のように回転する。シンボルＳが回
転すると、受信信号ＩＮの処理が困難になる。
である。出力信号ｙ(n)は例えば６４個のデータからな
る。６４個のデータはそれぞれそれぞれＩの成分ｙｉと
Ｑの成分ｙｑからなる。この成分ｙｉ，ｙｑをドットと
してＩ−Ｑ座標上にプロットしたのが図１４であり、シ
ンボル点配置図と称される。図１４のＳがシンボルであ
り、６４個のドットの集まりである。図１４では、６４
個のドットでシンボルＳが構成されるので、６４値ＱＡ
Ｍと呼ばれる。キャリア周波数誤差が生じると、シンボ
ルＳが例えば図１５のように回転する。シンボルＳが回
転すると、受信信号ＩＮの処理が困難になる。
【０００８】キャリア周波数誤差が生じるとシンボルＳ
が回転する理由は次のとおりである。ＱＡＭ送受信方式
では、式(1)のように、Ｉ軸の成分ziにコサイン信号cos
(wt)を掛け、Ｑ軸の成分zqにサイン信号sin(wt)を掛
け、これらを足し合わせた送信信号ＩＮ０を送信側から
受信側へ送信する。
が回転する理由は次のとおりである。ＱＡＭ送受信方式
では、式(1)のように、Ｉ軸の成分ziにコサイン信号cos
(wt)を掛け、Ｑ軸の成分zqにサイン信号sin(wt)を掛
け、これらを足し合わせた送信信号ＩＮ０を送信側から
受信側へ送信する。
【０００９】ＩＮ０＝zi・cos(wt)+zq・sin(wt) …(1) 式(1)において、wは送信信号ＩＮ０のキャリア周波数、
tは時刻である。受信信号ＩＮは式(2)で表されるとす
る。
tは時刻である。受信信号ＩＮは式(2)で表されるとす
る。
【００１０】ＩＮ＝zi・cos(wat)+zq・sin(wat) …(2) 式(2)において、waは受信信号ＩＮのキャリア周波数で
ある。
ある。
【００１１】受信側では、式(3)のように入力信号ＩＮ
にコサイン信号cos(wt)を掛ける。
にコサイン信号cos(wt)を掛ける。
【００１２】 式（３）から低周波成分だけを取り出して、ｘｉとす
る。すなわち、 ｘｉ=zi/2・cos{(w-wa)t}+zq/2・sin{(w-wa)t} …(4) また、受信側では、式(5)のように入力信号ＩＮにコサ
イン信号sin(wt)を掛ける。
る。すなわち、 ｘｉ=zi/2・cos{(w-wa)t}+zq/2・sin{(w-wa)t} …(4) また、受信側では、式(5)のように入力信号ＩＮにコサ
イン信号sin(wt)を掛ける。
【００１３】 式(5)から低周波成分だけを取り出して、ｘｑとする。
すなわち、ｘｑ=-zi/2・sin{(w-wa)t}+zq/2・cos{(w-wa)
t} …(6)受信側のＩ／Ｑ復調器１は以上のようにして、
受信信号ＩＮから成分ｘｉ，ｘｑを取り出す。
すなわち、ｘｑ=-zi/2・sin{(w-wa)t}+zq/2・cos{(w-wa)
t} …(6)受信側のＩ／Ｑ復調器１は以上のようにして、
受信信号ＩＮから成分ｘｉ，ｘｑを取り出す。
【００１４】式(4)と式(6)において、waがwと等しいと
きは、 ｘｉ＝zi/2 ｘｑ＝zq/2 となり、周波数成分は一切残らない。つまり、キャリア
周波数誤差が生じない。
きは、 ｘｉ＝zi/2 ｘｑ＝zq/2 となり、周波数成分は一切残らない。つまり、キャリア
周波数誤差が生じない。
【００１５】しかし、waがwと等しくないときは、周波
数成分が残る。つまり、キャリア周波数誤差が生じる。
式(4)と式(6)を行列で表すと、
数成分が残る。つまり、キャリア周波数誤差が生じる。
式(4)と式(6)を行列で表すと、
【００１６】
【数１】
【００１７】となる。式(7)は回転を表す。式(7)から、
キャリア周波数誤差が生じると、シンボルＳが回転する
ことが分かる。
キャリア周波数誤差が生じると、シンボルＳが回転する
ことが分かる。
【００１８】従来の適応等化器４の基本的な構成を図１
６に示す。従来の適応等化器４は、中心的な要素の離散
型フィルタ６、誤差検出回路７及び係数更新回路８を含
む。離散型フィルタ６は、シフトレジスタＳＲ0〜ＳＲ
L-1、乗算器Ｍ0〜ＭL-1、加算器Ａ1〜ＡL-1を含む。
６に示す。従来の適応等化器４は、中心的な要素の離散
型フィルタ６、誤差検出回路７及び係数更新回路８を含
む。離散型フィルタ６は、シフトレジスタＳＲ0〜ＳＲ
L-1、乗算器Ｍ0〜ＭL-1、加算器Ａ1〜ＡL-1を含む。
【００１９】次に離散型フィルタ６の動作を説明する。
離散型フィルタ６は入力信号ｘ(n)から周波数選択性フ
ェージングによる歪みを除去し、この歪みを除去した入
力信号ｘ(n)を出力信号ｙ(n)として出力する。シフトレ
ジスタＳＲ0〜ＳＲL-1は入力信号ｘ(n)を遅延量Ｚ-1だ
け遅延させる。次に、乗算器Ｍ0〜ＭL-1は、シフトレジ
スタＳＲ0〜ＳＲL-1の各々の出力ノード（「タップ」と
称される）の信号と係数Ｃ0〜ＣL-1との乗算を行う。次
に、加算器Ａ1〜ＡL-1は、乗算器Ｍ0〜ＭL-1の乗算結果
を足し合わせる。乗算器Ｍ0〜ＭL-1の乗算結果を足し合
わせたものが出力信号ｙ(n)である。
離散型フィルタ６は入力信号ｘ(n)から周波数選択性フ
ェージングによる歪みを除去し、この歪みを除去した入
力信号ｘ(n)を出力信号ｙ(n)として出力する。シフトレ
ジスタＳＲ0〜ＳＲL-1は入力信号ｘ(n)を遅延量Ｚ-1だ
け遅延させる。次に、乗算器Ｍ0〜ＭL-1は、シフトレジ
スタＳＲ0〜ＳＲL-1の各々の出力ノード（「タップ」と
称される）の信号と係数Ｃ0〜ＣL-1との乗算を行う。次
に、加算器Ａ1〜ＡL-1は、乗算器Ｍ0〜ＭL-1の乗算結果
を足し合わせる。乗算器Ｍ0〜ＭL-1の乗算結果を足し合
わせたものが出力信号ｙ(n)である。
【００２０】周波数選択性フェージングによる歪みは離
散型フィルタ６によって完全に除去されずに、出力信号
ｙ(n)に残っている場合がある。出力信号ｙ(n)に残って
いる周波数選択性フェージングによる歪みを歪み誤差と
称す。歪み誤差が大きいと、シンボル間干渉が生じる。
シンボル間干渉とは、シンボル周期ＳＰごとに送信され
るシンボルＳが干渉することである。マルチパス伝搬が
起こらない理想的な伝送路では、周波数選択性フェージ
ングによる歪みが全く生じず、あるシンボルＳは他のシ
ンボル周期ＳＰに送信されるシンボルＳに影響を及ぼす
ことはない。つまり、シンボル間干渉が生じない。一
方、マルチパス伝搬によって多重遅延波が発生すると、
周波数選択性フェージングによる歪みが生じ、その遅延
によって複数のシンボルＳが同一のシンボル周期ＳＰ内
で受信側に到達する。すなわち、シンボル間干渉が生じ
る。
散型フィルタ６によって完全に除去されずに、出力信号
ｙ(n)に残っている場合がある。出力信号ｙ(n)に残って
いる周波数選択性フェージングによる歪みを歪み誤差と
称す。歪み誤差が大きいと、シンボル間干渉が生じる。
シンボル間干渉とは、シンボル周期ＳＰごとに送信され
るシンボルＳが干渉することである。マルチパス伝搬が
起こらない理想的な伝送路では、周波数選択性フェージ
ングによる歪みが全く生じず、あるシンボルＳは他のシ
ンボル周期ＳＰに送信されるシンボルＳに影響を及ぼす
ことはない。つまり、シンボル間干渉が生じない。一
方、マルチパス伝搬によって多重遅延波が発生すると、
周波数選択性フェージングによる歪みが生じ、その遅延
によって複数のシンボルＳが同一のシンボル周期ＳＰ内
で受信側に到達する。すなわち、シンボル間干渉が生じ
る。
【００２１】そこで、シンボル間干渉が生じないよう
に、図１６の誤差検出回路７は、出力信号ｙ(n)から歪
み誤差ｅ(n)を検出する。次に、係数更新回路８は、歪
み誤差ｅ(n)及び入力信号ｘ(n)を基に、係数Ｃ0〜ＣL-1
を計算して更新する。すなわち、誤差検出回路７及び係
数更新回路８は離散型フィルタ６をフィードバック制御
する。これによって、理想的な出力信号ｙ(n)、つま
り、周波数選択性フェージングによる歪みが完全に除去
された出力信号ｙ(n)に近づける。
に、図１６の誤差検出回路７は、出力信号ｙ(n)から歪
み誤差ｅ(n)を検出する。次に、係数更新回路８は、歪
み誤差ｅ(n)及び入力信号ｘ(n)を基に、係数Ｃ0〜ＣL-1
を計算して更新する。すなわち、誤差検出回路７及び係
数更新回路８は離散型フィルタ６をフィードバック制御
する。これによって、理想的な出力信号ｙ(n)、つま
り、周波数選択性フェージングによる歪みが完全に除去
された出力信号ｙ(n)に近づける。
【００２２】誤差検出回路７及び係数更新回路８の動作
については、例えば「Jablon N.K.,"Joint Blind Equal
ization,Carrier Recovery,and Timing Recovery for H
igh-Order QAM Signal Constellations,"IEEE Transact
ions on Signal Processing,Vol.40,No.6,pp1383-1398,
June 1992」（文献１）に開示されている。文献１によ
ると、まず、係数更新回路８が計算する各タップの係数
Ｃ0〜ＣL-1については、 Ｃh(n+1)＝Ｃh(n)−ｕ・ｅ(n)・ｘ(n-h)…(8) で求められる。式(8)においてhは０〜Ｌ−１のいずれか
である。ｕは、出力信号ｙ(n)の収束を保証する定数で
ある。なお、式(8)で表される工数更新方式は最小二乗
誤差（ＬＭＳ：Least Mean Square error）法と呼ばれ
る。
については、例えば「Jablon N.K.,"Joint Blind Equal
ization,Carrier Recovery,and Timing Recovery for H
igh-Order QAM Signal Constellations,"IEEE Transact
ions on Signal Processing,Vol.40,No.6,pp1383-1398,
June 1992」（文献１）に開示されている。文献１によ
ると、まず、係数更新回路８が計算する各タップの係数
Ｃ0〜ＣL-1については、 Ｃh(n+1)＝Ｃh(n)−ｕ・ｅ(n)・ｘ(n-h)…(8) で求められる。式(8)においてhは０〜Ｌ−１のいずれか
である。ｕは、出力信号ｙ(n)の収束を保証する定数で
ある。なお、式(8)で表される工数更新方式は最小二乗
誤差（ＬＭＳ：Least Mean Square error）法と呼ばれ
る。
【００２３】図１３のキャリア周波数誤差検出回路５が
キャリア周波数誤差を検出するアルゴリズムについて
は、「Yamanaka K.,et al.,"A multilevel QAM Demodul
ator VLSI with Wideband Carrier Recovery and Dual
Equalizing Mode,"IEEE Journal of Solid-State Circu
its,Vol.32,No.7,pp.1101-1107,July 1997」（文献２）
に開示されている。
キャリア周波数誤差を検出するアルゴリズムについて
は、「Yamanaka K.,et al.,"A multilevel QAM Demodul
ator VLSI with Wideband Carrier Recovery and Dual
Equalizing Mode,"IEEE Journal of Solid-State Circu
its,Vol.32,No.7,pp.1101-1107,July 1997」（文献２）
に開示されている。
【００２４】文献２によると、例えば、キャリア周波数
誤差検出回路５は図１７になる。まず、パワー演算回路
９は出力信号ｙ(n)の電力、つまり、√（ｙｉ2＋ｙ
ｑ2）を計算する。次に、出力判定結果推測回路１０
は、ｎ番目のシンボル周期ＳＰより前のいくつかの信号
ｙ(m)の中から、ｙａ(n)（出力信号ｙ(n)から周波数選
択性フェージング等による歪みを受けなければ得られた
であろうと推定される理想的な出力信号ｙ(n)）であろ
うと推測されるものを最大で４つ、信号Ｐ１〜Ｐ４とし
て選び出す。次に、位相角演算回路１１は出力信号ｙ
(n)と信号Ｐ１〜Ｐ４の各々との位相角Ｅ１〜Ｅ４を求
める。以上の動作を、例えばｎ番目，ｎ＋１番目，ｎ＋
２番目の出力信号ｙ(n)，ｙ(n+1)，ｙ(n+2)に対して行
うことで、ｎ番目，ｎ＋１番目，ｎ＋２番目における位
相角Ｅ１〜Ｅ４が得られる。位相誤差選択回路１２は、
３組の位相角Ｅ１〜Ｅ４の中から、値が同じ位相角を一
つ選び出して、それを実際のシンボルＳの回転角度とす
る。位相誤差検出回路１２は、シンボルＳの回転角度に
基づいてキャリア周波数誤差の検出結果Ｒ１を求めて出
力する。
誤差検出回路５は図１７になる。まず、パワー演算回路
９は出力信号ｙ(n)の電力、つまり、√（ｙｉ2＋ｙ
ｑ2）を計算する。次に、出力判定結果推測回路１０
は、ｎ番目のシンボル周期ＳＰより前のいくつかの信号
ｙ(m)の中から、ｙａ(n)（出力信号ｙ(n)から周波数選
択性フェージング等による歪みを受けなければ得られた
であろうと推定される理想的な出力信号ｙ(n)）であろ
うと推測されるものを最大で４つ、信号Ｐ１〜Ｐ４とし
て選び出す。次に、位相角演算回路１１は出力信号ｙ
(n)と信号Ｐ１〜Ｐ４の各々との位相角Ｅ１〜Ｅ４を求
める。以上の動作を、例えばｎ番目，ｎ＋１番目，ｎ＋
２番目の出力信号ｙ(n)，ｙ(n+1)，ｙ(n+2)に対して行
うことで、ｎ番目，ｎ＋１番目，ｎ＋２番目における位
相角Ｅ１〜Ｅ４が得られる。位相誤差選択回路１２は、
３組の位相角Ｅ１〜Ｅ４の中から、値が同じ位相角を一
つ選び出して、それを実際のシンボルＳの回転角度とす
る。位相誤差検出回路１２は、シンボルＳの回転角度に
基づいてキャリア周波数誤差の検出結果Ｒ１を求めて出
力する。
【００２５】このように、キャリア周波数誤差検出回路
５は出力信号ｙ(n)の電力に基づいて、出力判定結果ｙ
ａ(n)を推測する。
５は出力信号ｙ(n)の電力に基づいて、出力判定結果ｙ
ａ(n)を推測する。
【００２６】図１７のパワー演算回路９において、歪み
誤差ｅ(n)が大きい場合には、出力信号ｙ(n)の電力も大
きく変化し、出力判定結果ｙａ(n)を誤って推測する場
合がある。したがって、歪み誤差ｅ(n)が大きい場合、
図１３のキャリア周波数誤差検出回路５はキャリア周波
数誤差除去回路３に対して正常にフィードバック制御を
行うことができず、キャリア周波数誤差を小さく収束さ
せることができない。
誤差ｅ(n)が大きい場合には、出力信号ｙ(n)の電力も大
きく変化し、出力判定結果ｙａ(n)を誤って推測する場
合がある。したがって、歪み誤差ｅ(n)が大きい場合、
図１３のキャリア周波数誤差検出回路５はキャリア周波
数誤差除去回路３に対して正常にフィードバック制御を
行うことができず、キャリア周波数誤差を小さく収束さ
せることができない。
【００２７】誤差検出回路７に適用される、歪み誤差ｅ
(n)を検出するためのアルゴリズムについては、代表的
なものとして、ＤＤ（Decision Directed）法やＣＭＡ
（Constant Modulus Algorithm）法がある。しかし、Ｄ
Ｄ法やＣＭＡ法にはそれぞれ一長一短がある。つまり、 ＤＤ法の長所：ＣＭＡ法と比較して歪み誤差ｅ(n)は非
常に小さくなる。
(n)を検出するためのアルゴリズムについては、代表的
なものとして、ＤＤ（Decision Directed）法やＣＭＡ
（Constant Modulus Algorithm）法がある。しかし、Ｄ
Ｄ法やＣＭＡ法にはそれぞれ一長一短がある。つまり、 ＤＤ法の長所：ＣＭＡ法と比較して歪み誤差ｅ(n)は非
常に小さくなる。
【００２８】ＤＤ法の短所：キャリア周波数誤差が大き
いと、歪み誤差ｅ(n)は正常に収束しない。
いと、歪み誤差ｅ(n)は正常に収束しない。
【００２９】ＣＭＡ法の長所：キャリア周波数誤差が大
きくても、歪み誤差ｅ(n)は正常に収束する。
きくても、歪み誤差ｅ(n)は正常に収束する。
【００３０】ＣＭＡ法の短所：ＤＤ法と比較して歪み誤
差ｅ(n)は小さくならず、限界値Ｌ１に収束する。
差ｅ(n)は小さくならず、限界値Ｌ１に収束する。
【００３１】ＤＤ法の長所が生じる理由について説明す
る。ＤＤ法では、出力判定結果ｙａ(n)と実際の出力信
号ｙ(n)との差を歪み誤差ｅ(n)とする。すなわち、ＤＤ
法は、 ｅ(n)＝ｙ(n)−ｙａ(n)…(9) で表される。ＤＤ法では出力信号ｙ(n)と出力判定結果
ｙａ(n)との差を直接、歪み誤差ｅ(n)として求めるた
め、最終的に得られる歪み誤差ｅ(n)を非常に小さな値
へ収束させることができるのである。
る。ＤＤ法では、出力判定結果ｙａ(n)と実際の出力信
号ｙ(n)との差を歪み誤差ｅ(n)とする。すなわち、ＤＤ
法は、 ｅ(n)＝ｙ(n)−ｙａ(n)…(9) で表される。ＤＤ法では出力信号ｙ(n)と出力判定結果
ｙａ(n)との差を直接、歪み誤差ｅ(n)として求めるた
め、最終的に得られる歪み誤差ｅ(n)を非常に小さな値
へ収束させることができるのである。
【００３２】次に、ＤＤ法の短所が生じる理由について
説明する。図１３の適応等化器４が動作を開始する時点
では、キャリア周波数誤差除去回路３によって入力信号
ｘ(n)にキャリアが完全に除去されずに残っている、つ
まり、キャリア周波数誤差が生じることがある。キャリ
ア周波数誤差が生じると、出力信号ｙ(n)のシンボルＳ
が回転する。シンボルＳが回転すると、出力信号ｙ(n)
の電力も大きく変化し、式(9)の出力判定結果ｙａ(n)を
誤って推測する場合がある。したがって、ＤＤ法によれ
ば、キャリア周波数誤差が大きいと、歪み誤差ｅ(n)が
正常に収束しないのである。
説明する。図１３の適応等化器４が動作を開始する時点
では、キャリア周波数誤差除去回路３によって入力信号
ｘ(n)にキャリアが完全に除去されずに残っている、つ
まり、キャリア周波数誤差が生じることがある。キャリ
ア周波数誤差が生じると、出力信号ｙ(n)のシンボルＳ
が回転する。シンボルＳが回転すると、出力信号ｙ(n)
の電力も大きく変化し、式(9)の出力判定結果ｙａ(n)を
誤って推測する場合がある。したがって、ＤＤ法によれ
ば、キャリア周波数誤差が大きいと、歪み誤差ｅ(n)が
正常に収束しないのである。
【００３３】次にＣＭＡ法の長所が生じる理由について
説明する。ＣＭＡ法は、 ｅ(n)＝ｙ(n)・［｜ｙ(n)｜2−R2］…(10) で表される。式(10)において、｜ｙ(n)｜は出力信号ｙ
(n)の振幅であり、R2は固定値である。式(10)で表され
るＣＭＡ法によれば、出力信号ｙ(n)の振幅によって歪
み誤差ｅ(n)が求められるため、キャリア周波数誤差が
大きくても、歪み誤差ｅ(n)が正常に収束するのであ
る。
説明する。ＣＭＡ法は、 ｅ(n)＝ｙ(n)・［｜ｙ(n)｜2−R2］…(10) で表される。式(10)において、｜ｙ(n)｜は出力信号ｙ
(n)の振幅であり、R2は固定値である。式(10)で表され
るＣＭＡ法によれば、出力信号ｙ(n)の振幅によって歪
み誤差ｅ(n)が求められるため、キャリア周波数誤差が
大きくても、歪み誤差ｅ(n)が正常に収束するのであ
る。
【００３４】なお、固定値R2については「Godrad D.
N.,"Self-Recovering Equalization and Carrier Track
ing in Two Dimensional Data Communication System
s,"IEEE Transctions on Communications,Vol.COM-28,N
o.11,pp.1867-1875,Nov. 1980」（文献３）に開示され
ている。文献３によれば、 R2＝E［｜ｙａ(n)｜4］／E［｜ｙａ(n)｜2］…(11) である。式(11)において、E［｜ｙａ(n)｜4］は出力判
定結果ｙａ(n)の振幅の４乗の平均であり、E［｜ｙａ
(n)｜2］は出力判定結果ｙａ(n)の振幅の２乗の平均で
ある。
N.,"Self-Recovering Equalization and Carrier Track
ing in Two Dimensional Data Communication System
s,"IEEE Transctions on Communications,Vol.COM-28,N
o.11,pp.1867-1875,Nov. 1980」（文献３）に開示され
ている。文献３によれば、 R2＝E［｜ｙａ(n)｜4］／E［｜ｙａ(n)｜2］…(11) である。式(11)において、E［｜ｙａ(n)｜4］は出力判
定結果ｙａ(n)の振幅の４乗の平均であり、E［｜ｙａ
(n)｜2］は出力判定結果ｙａ(n)の振幅の２乗の平均で
ある。
【００３５】次にＣＭＡ法の短所が生じる理由について
説明する。式(10)によれば、｜ｙ(n)｜2と固定値R2との
差に基づいて、歪み誤差ｅ(n)が得られる。これによっ
て、出力信号ｙ(n)と出力判定結果ｙａ(n)との差を直
接、歪み誤差ｅ(n)とするＤＤ法と比較して、ＣＭＡ法
では、歪み誤差ｅ(n)が小さくならず、限界値Ｌ１に収
束するのである。
説明する。式(10)によれば、｜ｙ(n)｜2と固定値R2との
差に基づいて、歪み誤差ｅ(n)が得られる。これによっ
て、出力信号ｙ(n)と出力判定結果ｙａ(n)との差を直
接、歪み誤差ｅ(n)とするＤＤ法と比較して、ＣＭＡ法
では、歪み誤差ｅ(n)が小さくならず、限界値Ｌ１に収
束するのである。
【００３６】そこで、ＣＭＡ法及びＤＤ法の長所を生か
した方法が文献１に開示されている。文献１によれば、
まず、ＣＭＡ法によって適応等化器４を動作させて、あ
る程度まで周波数選択性フェージングによる歪みを除去
し、ある程度歪み誤差ｅ(n)が小さくなると、キャリア
周波数誤差検出回路５がキャリア周波数誤差除去回路３
に対して正常にフィードバック制御を行うことができる
状態になる。そして、予め定められた一定時間後に、キ
ャリア周波数誤差除去回路３及びキャリア周波数誤差検
出回路５を動作させる。これによって、時間が経つとと
もに、キャリア周波数誤差を小さく収束していく。しか
し、ＣＭＡ法のままなので、歪み誤差ｅ(n)は小さくな
らず、限界値Ｌ１に収束する。そこで、さらに予め定め
られた一定時間後に、ＣＭＡ法からＤＤ法に切り換えて
適応等化器４を動作させる。これによって、歪み誤差ｅ
(n)は非常に小さくなり、理想的な出力信号ｙ(n)が得ら
れる。
した方法が文献１に開示されている。文献１によれば、
まず、ＣＭＡ法によって適応等化器４を動作させて、あ
る程度まで周波数選択性フェージングによる歪みを除去
し、ある程度歪み誤差ｅ(n)が小さくなると、キャリア
周波数誤差検出回路５がキャリア周波数誤差除去回路３
に対して正常にフィードバック制御を行うことができる
状態になる。そして、予め定められた一定時間後に、キ
ャリア周波数誤差除去回路３及びキャリア周波数誤差検
出回路５を動作させる。これによって、時間が経つとと
もに、キャリア周波数誤差を小さく収束していく。しか
し、ＣＭＡ法のままなので、歪み誤差ｅ(n)は小さくな
らず、限界値Ｌ１に収束する。そこで、さらに予め定め
られた一定時間後に、ＣＭＡ法からＤＤ法に切り換えて
適応等化器４を動作させる。これによって、歪み誤差ｅ
(n)は非常に小さくなり、理想的な出力信号ｙ(n)が得ら
れる。
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、キャリ
アが完全に除去されてから、ＤＤ法に切り替わる時間ま
でが長いと、すなわち、前記予め定められた一定時間が
実際に必要な時間よりも長すぎると、その分、理想的な
出力信号ｙ(n)が得られるまで時間がかかるという問題
点がある。また、キャリア周波数誤差検出回路５がキャ
リア周波数誤差除去回路３に対して正常にフィードバッ
ク制御を行うことができない程度に歪み誤差ｅ(n)が大
きいときにＣＭＡ法からＤＤ法へ切り替われば、すなわ
ち、前記予め定められた一定時間が実際に必要な時間よ
りも短すぎると、キャリア周波数誤差検出回路５がキャ
リア周波数誤差除去回路３に対して正常にフィードバッ
ク制御を行うことができず、キャリア周波数誤差が小さ
く収束しない。よって、理想的な出力信号ｙ(n)が得ら
れないという問題点が生じる。
アが完全に除去されてから、ＤＤ法に切り替わる時間ま
でが長いと、すなわち、前記予め定められた一定時間が
実際に必要な時間よりも長すぎると、その分、理想的な
出力信号ｙ(n)が得られるまで時間がかかるという問題
点がある。また、キャリア周波数誤差検出回路５がキャ
リア周波数誤差除去回路３に対して正常にフィードバッ
ク制御を行うことができない程度に歪み誤差ｅ(n)が大
きいときにＣＭＡ法からＤＤ法へ切り替われば、すなわ
ち、前記予め定められた一定時間が実際に必要な時間よ
りも短すぎると、キャリア周波数誤差検出回路５がキャ
リア周波数誤差除去回路３に対して正常にフィードバッ
ク制御を行うことができず、キャリア周波数誤差が小さ
く収束しない。よって、理想的な出力信号ｙ(n)が得ら
れないという問題点が生じる。
【００３８】本発明は、これらの問題点を解決するため
になされたものであり、確実、かつ、より短い時間で理
想的な出力信号が得られる適応等化器装置及び適応等化
器の制御方法を得ることを目的とする。
になされたものであり、確実、かつ、より短い時間で理
想的な出力信号が得られる適応等化器装置及び適応等化
器の制御方法を得ることを目的とする。
【００３９】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係る
課題解決手段は、シンボルを示す信号を受けて、予め設
定された複数のアルゴリズムのうちの一つを選択的に用
いて、シンボル間干渉を適応的に除去するために、前記
シンボルを示す前記信号に対してフィルタリングを行う
適応等化器と、前記適応等化器の出力信号を受け、当該
出力信号の前記シンボルの回転状態を検出するための回
転検出回路とを備え、前記適応等化器は、前記回転検出
回路の検出結果を受け、当該検出結果に応じて、前記複
数のアルゴリズムのうちの一つを選択する。
課題解決手段は、シンボルを示す信号を受けて、予め設
定された複数のアルゴリズムのうちの一つを選択的に用
いて、シンボル間干渉を適応的に除去するために、前記
シンボルを示す前記信号に対してフィルタリングを行う
適応等化器と、前記適応等化器の出力信号を受け、当該
出力信号の前記シンボルの回転状態を検出するための回
転検出回路とを備え、前記適応等化器は、前記回転検出
回路の検出結果を受け、当該検出結果に応じて、前記複
数のアルゴリズムのうちの一つを選択する。
【００４０】本発明の請求項２に係る課題解決手段にお
いて、前記回転検出回路は、前記出力信号を受け、当該
出力信号の前記シンボルが予め定められた基準値をはみ
出したかどうかを検出するシンボルはみ出し検出部と、
前記シンボルはみ出し検出部の検出結果を受けて、前記
シンボルはみ出し検出部の前記検出結果が、前記シンボ
ルが前記基準値をはみ出していることを所定期間内に示
しているかどうかを検出して、前記回転検出回路の前記
検出結果として出力する回転周期検出部とを含む。
いて、前記回転検出回路は、前記出力信号を受け、当該
出力信号の前記シンボルが予め定められた基準値をはみ
出したかどうかを検出するシンボルはみ出し検出部と、
前記シンボルはみ出し検出部の検出結果を受けて、前記
シンボルはみ出し検出部の前記検出結果が、前記シンボ
ルが前記基準値をはみ出していることを所定期間内に示
しているかどうかを検出して、前記回転検出回路の前記
検出結果として出力する回転周期検出部とを含む。
【００４１】本発明の請求項３に係る課題解決手段にお
いて、前記シンボルは複数のドットからなり、前記複数
のドットはそれぞれ複数軸の座標の成分で表され、前記
シンボルはみ出し検出部は、前記出力信号を受け、前記
出力信号の前記成分が前記基準値からはみ出したかどう
かを前記複数軸の座標の各軸ごとに検出する複数の成分
はみ出し検出器と、前記複数の成分はみ出し検出器の検
出結果を受けて、当該検出結果の論理和を、前記シンボ
ルはみ出し検出部の前記検出結果として出力する論理部
とを含み、前記回転周期検出部は、前記所定期間内にお
ける前記シンボルはみ出し検出部の特定の前記検出結果
のカウント数と所定値との大小比較の結果を前記回転検
出回路の前記検出結果として出力するカウント部を含
む。
いて、前記シンボルは複数のドットからなり、前記複数
のドットはそれぞれ複数軸の座標の成分で表され、前記
シンボルはみ出し検出部は、前記出力信号を受け、前記
出力信号の前記成分が前記基準値からはみ出したかどう
かを前記複数軸の座標の各軸ごとに検出する複数の成分
はみ出し検出器と、前記複数の成分はみ出し検出器の検
出結果を受けて、当該検出結果の論理和を、前記シンボ
ルはみ出し検出部の前記検出結果として出力する論理部
とを含み、前記回転周期検出部は、前記所定期間内にお
ける前記シンボルはみ出し検出部の特定の前記検出結果
のカウント数と所定値との大小比較の結果を前記回転検
出回路の前記検出結果として出力するカウント部を含
む。
【００４２】本発明の請求項４に係る課題解決手段は、
シンボルを示す信号を受けて、予め設定された複数のア
ルゴリズムのうちの一つを選択的に用いて、シンボル間
干渉を適応的に除去するために、前記シンボルを示す前
記信号に対してフィルタリングを行う適応等化器を制御
するための方法であって、前記適応等化器の出力信号を
受け、当該出力信号の前記シンボルの回転状態を検出
し、この検出結果に応じて、前記複数のアルゴリズムの
うちの一つを選択する。
シンボルを示す信号を受けて、予め設定された複数のア
ルゴリズムのうちの一つを選択的に用いて、シンボル間
干渉を適応的に除去するために、前記シンボルを示す前
記信号に対してフィルタリングを行う適応等化器を制御
するための方法であって、前記適応等化器の出力信号を
受け、当該出力信号の前記シンボルの回転状態を検出
し、この検出結果に応じて、前記複数のアルゴリズムの
うちの一つを選択する。
【００４３】本発明の請求項５に係る課題解決手段にお
いて、前記検出結果は、前記シンボルが所定期間内に予
め定められた基準値をはみ出しているかどうかである。
いて、前記検出結果は、前記シンボルが所定期間内に予
め定められた基準値をはみ出しているかどうかである。
【００４４】本発明の請求項６に係る課題解決手段にお
いて、前記シンボルは複数のドットからなり、前記複数
のドットはそれぞれ複数軸の座標の成分で表され、前記
検出結果は、特定の前記座標の軸上の前記成分と前記基
準値とを比較することによって得る。
いて、前記シンボルは複数のドットからなり、前記複数
のドットはそれぞれ複数軸の座標の成分で表され、前記
検出結果は、特定の前記座標の軸上の前記成分と前記基
準値とを比較することによって得る。
【００４５】
【発明の実施の形態】発明の背景．まず、発明の背景に
ついて説明する。図１は発明の背景の適応等化器装置の
一部を示すブロック図である。図１において、４ａは発
明の背景の適応等化器、１３はキャリア周波数誤差量比
較回路である。適応等化器とは、従来の技術で説明した
ように、フェージングによる歪みを除去してシンボル間
干渉を適応的に除去するためのものである。適応等化器
４ａは誤差検出アルゴリズム制御回路１４を含む。
ついて説明する。図１は発明の背景の適応等化器装置の
一部を示すブロック図である。図１において、４ａは発
明の背景の適応等化器、１３はキャリア周波数誤差量比
較回路である。適応等化器とは、従来の技術で説明した
ように、フェージングによる歪みを除去してシンボル間
干渉を適応的に除去するためのものである。適応等化器
４ａは誤差検出アルゴリズム制御回路１４を含む。
【００４６】図１において、Ｉ／Ｑ復調器１は受信信号
ＩＮからキャリアを除去して、受信信号ＩＮをＩ（Inph
ase）の成分ｘｉとＱ（Quadlature）の成分ｘｑとに分
離する。マッチドフィルタ２は、入力信号ｘ(n)から不
要な周波数帯の成分やノイズを除去する。キャリア周波
数誤差除去回路３は、入力信号ｘ(n)からキャリア周波
数誤差を除去する。適応等化器４ａは入力信号ｘ(n)か
ら周波数選択性フェージングによる歪みを除去し、この
歪みを除去した入力信号ｘ(n)を出力信号ｙ(n)として出
力する。キャリア周波数誤差検出回路５はキャリア周波
数誤差を出力信号ｙ(n)から検出し、キャリア周波数誤
差の検出結果Ｒ１によって、キャリア周波数誤差除去回
路３をフィードバック制御する。キャリア周波数誤差量
比較回路１３は検出結果Ｒ１によって、入力信号ｘ(n)
から周波数選択性フェージングによる歪みをより完全に
除去するために、適応等化器４ａをフィードバック制御
する。
ＩＮからキャリアを除去して、受信信号ＩＮをＩ（Inph
ase）の成分ｘｉとＱ（Quadlature）の成分ｘｑとに分
離する。マッチドフィルタ２は、入力信号ｘ(n)から不
要な周波数帯の成分やノイズを除去する。キャリア周波
数誤差除去回路３は、入力信号ｘ(n)からキャリア周波
数誤差を除去する。適応等化器４ａは入力信号ｘ(n)か
ら周波数選択性フェージングによる歪みを除去し、この
歪みを除去した入力信号ｘ(n)を出力信号ｙ(n)として出
力する。キャリア周波数誤差検出回路５はキャリア周波
数誤差を出力信号ｙ(n)から検出し、キャリア周波数誤
差の検出結果Ｒ１によって、キャリア周波数誤差除去回
路３をフィードバック制御する。キャリア周波数誤差量
比較回路１３は検出結果Ｒ１によって、入力信号ｘ(n)
から周波数選択性フェージングによる歪みをより完全に
除去するために、適応等化器４ａをフィードバック制御
する。
【００４７】Ｉ／Ｑ復調器１、マッチドフィルタ２、キ
ャリア周波数誤差除去回路３及び適応等化器４ａは、シ
ンボルＳを示す受信信号ＩＮを受けて、シンボルＳを示
す受信信号ＩＮに対してフィルタリングを行うフィルタ
Ｆを構成する。
ャリア周波数誤差除去回路３及び適応等化器４ａは、シ
ンボルＳを示す受信信号ＩＮを受けて、シンボルＳを示
す受信信号ＩＮに対してフィルタリングを行うフィルタ
Ｆを構成する。
【００４８】キャリア周波数誤差検出回路５は例えば図
１７と同様であってもよい。つまり、パワー演算回路９
は出力信号ｙ(n)の電力を計算する。次に、出力判定結
果推測回路１０は、ｎ番目のシンボル周期ＳＰより前の
いくつかの出力信号ｙ(m)の中から、出力判定結果ｙａ
(n)であろうと推測されるものを最大で４つ、信号Ｐ１
〜Ｐ４として選び出す。次に、位相角演算回路１１は出
力信号ｙ(n)と信号Ｐ１〜Ｐ４の各々との位相角Ｅ１〜
Ｅ４を求める。以上の動作を、例えばｎ番目，ｎ＋１番
目，ｎ＋２番目の出力信号ｙ(n)，ｙ(n+1)，ｙ(n+2)に
対して行うことで、ｎ番目，ｎ＋１番目，ｎ＋２番目に
おける位相角Ｅ１〜Ｅ４が得られる。位相誤差選択回路
１２は、３組の位相角Ｅ１〜Ｅ４の中から、値が同じ位
相角を一つ選び出して、それを実際のシンボルＳの回転
角度とする。位相誤差選択回路１２は、シンボルＳの回
転角度に基づいてキャリア周波数誤差の検出結果Ｒ１を
求めて出力する。
１７と同様であってもよい。つまり、パワー演算回路９
は出力信号ｙ(n)の電力を計算する。次に、出力判定結
果推測回路１０は、ｎ番目のシンボル周期ＳＰより前の
いくつかの出力信号ｙ(m)の中から、出力判定結果ｙａ
(n)であろうと推測されるものを最大で４つ、信号Ｐ１
〜Ｐ４として選び出す。次に、位相角演算回路１１は出
力信号ｙ(n)と信号Ｐ１〜Ｐ４の各々との位相角Ｅ１〜
Ｅ４を求める。以上の動作を、例えばｎ番目，ｎ＋１番
目，ｎ＋２番目の出力信号ｙ(n)，ｙ(n+1)，ｙ(n+2)に
対して行うことで、ｎ番目，ｎ＋１番目，ｎ＋２番目に
おける位相角Ｅ１〜Ｅ４が得られる。位相誤差選択回路
１２は、３組の位相角Ｅ１〜Ｅ４の中から、値が同じ位
相角を一つ選び出して、それを実際のシンボルＳの回転
角度とする。位相誤差選択回路１２は、シンボルＳの回
転角度に基づいてキャリア周波数誤差の検出結果Ｒ１を
求めて出力する。
【００４９】次に、キャリア周波数誤差量比較回路１３
を図２を用いて説明する。キャリア周波数誤差量比較回
路１３は絶対値演算回路１５及び比較器１６を含む。検
出結果Ｒ１が示すキャリア周波数誤差は正負両方の値を
取り得るため、絶対値演算回路１５が検出結果Ｒ１が示
すキャリア周波数誤差の絶対値ａを計算する。次に、比
較器１６は絶対値ａと基準値ｂとを比較し、ａ＞ｂなら
検出結果フラグαを立て、ａ＜ｂなら検出結果フラグβ
を立てる。
を図２を用いて説明する。キャリア周波数誤差量比較回
路１３は絶対値演算回路１５及び比較器１６を含む。検
出結果Ｒ１が示すキャリア周波数誤差は正負両方の値を
取り得るため、絶対値演算回路１５が検出結果Ｒ１が示
すキャリア周波数誤差の絶対値ａを計算する。次に、比
較器１６は絶対値ａと基準値ｂとを比較し、ａ＞ｂなら
検出結果フラグαを立て、ａ＜ｂなら検出結果フラグβ
を立てる。
【００５０】次に、適応等化器４ａを図３を用いて説明
する。適応等化器４ａは誤差検出回路７ａ以外、図１６
と同様である。つまり、適応等化器４ａは、誤差検出回
路７ａの他に、中心的な要素の離散型フィルタ６、誤差
検出回路７及び係数更新回路８を含む。離散型フィルタ
６は、シフトレジスタＳＲ0〜ＳＲL-1、乗算器Ｍ0〜Ｍ
L-1、加算器Ａ1〜ＡL-1を含む。離散型フィルタ６は入
力信号ｘ(n)から周波数選択性フェージングによる歪み
を除去し、この歪みを除去した入力信号ｘ(n)を出力信
号ｙ(n)として出力する。シフトレジスタＳＲ0〜ＳＲ
L-1は入力信号ｘ(n)を遅延量Ｚ-1だけ遅延させる。次
に、乗算器Ｍ0〜ＭL-1は、シフトレジスタＳＲ0〜ＳＲ
L-1の各々の出力ノード（「タップ」と称される）の信
号と係数Ｃ0〜ＣL-1との乗算を行う。次に、加算器Ａ1
〜ＡL-1は、乗算器Ｍ0〜ＭL-1の乗算結果を足し合わせ
る。乗算器Ｍ0〜ＭL-1の乗算結果を足し合わせたものが
出力信号ｙ(n)である。誤差検出回路７ａは、出力信号
ｙ(n)から歪み誤差ｅ(n)を検出する。次に、係数更新回
路８は、歪み誤差ｅ(n)及び入力信号ｘ(n)を基に、係数
Ｃ0〜ＣL-1を計算して更新する。すなわち、誤差検出回
路７及び係数更新回路８は離散型フィルタ６をフィード
バック制御する。
する。適応等化器４ａは誤差検出回路７ａ以外、図１６
と同様である。つまり、適応等化器４ａは、誤差検出回
路７ａの他に、中心的な要素の離散型フィルタ６、誤差
検出回路７及び係数更新回路８を含む。離散型フィルタ
６は、シフトレジスタＳＲ0〜ＳＲL-1、乗算器Ｍ0〜Ｍ
L-1、加算器Ａ1〜ＡL-1を含む。離散型フィルタ６は入
力信号ｘ(n)から周波数選択性フェージングによる歪み
を除去し、この歪みを除去した入力信号ｘ(n)を出力信
号ｙ(n)として出力する。シフトレジスタＳＲ0〜ＳＲ
L-1は入力信号ｘ(n)を遅延量Ｚ-1だけ遅延させる。次
に、乗算器Ｍ0〜ＭL-1は、シフトレジスタＳＲ0〜ＳＲ
L-1の各々の出力ノード（「タップ」と称される）の信
号と係数Ｃ0〜ＣL-1との乗算を行う。次に、加算器Ａ1
〜ＡL-1は、乗算器Ｍ0〜ＭL-1の乗算結果を足し合わせ
る。乗算器Ｍ0〜ＭL-1の乗算結果を足し合わせたものが
出力信号ｙ(n)である。誤差検出回路７ａは、出力信号
ｙ(n)から歪み誤差ｅ(n)を検出する。次に、係数更新回
路８は、歪み誤差ｅ(n)及び入力信号ｘ(n)を基に、係数
Ｃ0〜ＣL-1を計算して更新する。すなわち、誤差検出回
路７及び係数更新回路８は離散型フィルタ６をフィード
バック制御する。
【００５１】係数更新回路８が計算する各タップの係数
Ｃ0〜ＣL-1については、従来の技術同様、文献１に開示
の方法によって求めてもよい。
Ｃ0〜ＣL-1については、従来の技術同様、文献１に開示
の方法によって求めてもよい。
【００５２】次に、誤差検出回路７ａを図４を用いて説
明する。誤差検出回路７ａは、ＣＭＡアルゴリズム回路
１７、ＤＤアルゴリズム回路１８及び図１に示した誤差
検出アルゴリズム制御回路１４を含む。ＣＭＡアルゴリ
ズム回路１７はＣＭＡ法を用いて出力信号ｙ(n)から歪
み誤差ｅ(n)を検出する。ＤＤアルゴリズム回路１８は
ＤＤ法を用いて出力信号ｙ(n)から歪み誤差ｅ(n)を検出
する。誤差検出アルゴリズム制御回路１４は、検出結果
フラグαが立っているときＣＭＡアルゴリズム回路１７
の歪み誤差ｅ(n)を選択して出力し、検出結果フラグβ
が立っているときＤＤアルゴリズム回路１８の歪み誤差
ｅ(n)を選択して出力する。
明する。誤差検出回路７ａは、ＣＭＡアルゴリズム回路
１７、ＤＤアルゴリズム回路１８及び図１に示した誤差
検出アルゴリズム制御回路１４を含む。ＣＭＡアルゴリ
ズム回路１７はＣＭＡ法を用いて出力信号ｙ(n)から歪
み誤差ｅ(n)を検出する。ＤＤアルゴリズム回路１８は
ＤＤ法を用いて出力信号ｙ(n)から歪み誤差ｅ(n)を検出
する。誤差検出アルゴリズム制御回路１４は、検出結果
フラグαが立っているときＣＭＡアルゴリズム回路１７
の歪み誤差ｅ(n)を選択して出力し、検出結果フラグβ
が立っているときＤＤアルゴリズム回路１８の歪み誤差
ｅ(n)を選択して出力する。
【００５３】次に、キャリア周波数誤差除去回路３、適
応等化器４ａ、キャリア周波数誤差検出回路５及びキャ
リア周波数誤差量比較回路１３の全体の動作について、
図５を用いて説明する。
応等化器４ａ、キャリア周波数誤差検出回路５及びキャ
リア周波数誤差量比較回路１３の全体の動作について、
図５を用いて説明する。
【００５４】基準値ｂは、（Ａ）ＤＤ法によって歪み誤
差ｅ(n)が正常に収束する程度にキャリア周波数誤差が
小さいことを満たしたときに、検出結果フラグβを立て
るように予め調節されている。
差ｅ(n)が正常に収束する程度にキャリア周波数誤差が
小さいことを満たしたときに、検出結果フラグβを立て
るように予め調節されている。
【００５５】キャリア周波数誤差除去回路３、キャリア
周波数誤差検出回路５及び適応等化器４ａは時刻ｔ０で
一斉に動作する。時刻ｔ０の直後は、適応等化器４ａが
動作したばかりであり、歪み誤差ｅ(n)が大きいので、
キャリア周波数誤差検出回路５はキャリア周波数誤差除
去回路３に対して正常にフィードバック制御を行うこと
ができず、キャリア周波数誤差の絶対値ａは小さく収束
せず基準値ｂより大きくなるため、検出結果フラグαが
立つ。よって、誤差検出アルゴリズム制御回路１４はＣ
ＭＡアルゴリズム回路１７、つまり、ＣＭＡ法を選択す
る。したがって、キャリア周波数誤差が大きくても、歪
み誤差ｅ(n)は正常に収束する。
周波数誤差検出回路５及び適応等化器４ａは時刻ｔ０で
一斉に動作する。時刻ｔ０の直後は、適応等化器４ａが
動作したばかりであり、歪み誤差ｅ(n)が大きいので、
キャリア周波数誤差検出回路５はキャリア周波数誤差除
去回路３に対して正常にフィードバック制御を行うこと
ができず、キャリア周波数誤差の絶対値ａは小さく収束
せず基準値ｂより大きくなるため、検出結果フラグαが
立つ。よって、誤差検出アルゴリズム制御回路１４はＣ
ＭＡアルゴリズム回路１７、つまり、ＣＭＡ法を選択す
る。したがって、キャリア周波数誤差が大きくても、歪
み誤差ｅ(n)は正常に収束する。
【００５６】適応等化器４ａは周波数選択性フェージン
グによる歪みを徐々に除去するので、歪み誤差ｅ（ｎ）
は時刻ｔ０から時間が経つにつれて小さくなり、ＣＭＡ
法による限界値Ｌ１へ近づいていく。ある程度歪み誤差
ｅ(n)が小さくなると、時刻ｔ１でキャリア周波数誤差
検出回路５がキャリア周波数誤差除去回路３に対して正
常にフィードバック制御を行うことができる。よって、
キャリア周波数誤差除去回路３は入力信号ｘ(n)からキ
ャリアを徐々に除去し、キャリア周波数誤差の絶対値ａ
は時間が経つにつれて小さくなる。
グによる歪みを徐々に除去するので、歪み誤差ｅ（ｎ）
は時刻ｔ０から時間が経つにつれて小さくなり、ＣＭＡ
法による限界値Ｌ１へ近づいていく。ある程度歪み誤差
ｅ(n)が小さくなると、時刻ｔ１でキャリア周波数誤差
検出回路５がキャリア周波数誤差除去回路３に対して正
常にフィードバック制御を行うことができる。よって、
キャリア周波数誤差除去回路３は入力信号ｘ(n)からキ
ャリアを徐々に除去し、キャリア周波数誤差の絶対値ａ
は時間が経つにつれて小さくなる。
【００５７】その後の時刻ｔ２で、キャリア周波数誤差
の絶対値ａが基準値ｂより小さくなる。この時、条件
（Ａ）が満たされたとして、検出結果フラグβが立つ。
よって、誤差検出アルゴリズム制御回路１４はＤＤアル
ゴリズム回路１８、つまり、ＤＤ法を選択する。
の絶対値ａが基準値ｂより小さくなる。この時、条件
（Ａ）が満たされたとして、検出結果フラグβが立つ。
よって、誤差検出アルゴリズム制御回路１４はＤＤアル
ゴリズム回路１８、つまり、ＤＤ法を選択する。
【００５８】時刻ｔ２以降は、ＤＤ法によって歪み誤差
ｅ(n)が正常に収束する程度にキャリア周波数誤差が小
さい。したがって、歪み誤差ｅ(n)は正常に収束して非
常に小さくなり、理想的な出力信号ｙ(n)が得られる。
ｅ(n)が正常に収束する程度にキャリア周波数誤差が小
さい。したがって、歪み誤差ｅ(n)は正常に収束して非
常に小さくなり、理想的な出力信号ｙ(n)が得られる。
【００５９】時刻ｔ２付近の拡大したものを図６に示
す。図６に示すように、時刻ｔ２までは、キャリア周波
数誤差の絶対値ａが基準値ｂを上回ったり下回ったりす
る。この理由は、次のとおりである。歪み誤差ｅ(n)が
大きいということは、出力信号ｙ(n)が理想的なシンボ
ルＳ（例えば図１４）から離れていることを意味する。
ＣＭＡ法では、歪み誤差ｅ(n)が収束した状態でも、限
界値Ｌ１より小さくならないので、出力信号ｙ(n)が理
想的なシンボルＳ（例えば図１４）から離れている。こ
れが原因で、キャリア周波数誤差の絶対値ａが基準値ｂ
を上回ったり下回ったりするのである。
す。図６に示すように、時刻ｔ２までは、キャリア周波
数誤差の絶対値ａが基準値ｂを上回ったり下回ったりす
る。この理由は、次のとおりである。歪み誤差ｅ(n)が
大きいということは、出力信号ｙ(n)が理想的なシンボ
ルＳ（例えば図１４）から離れていることを意味する。
ＣＭＡ法では、歪み誤差ｅ(n)が収束した状態でも、限
界値Ｌ１より小さくならないので、出力信号ｙ(n)が理
想的なシンボルＳ（例えば図１４）から離れている。こ
れが原因で、キャリア周波数誤差の絶対値ａが基準値ｂ
を上回ったり下回ったりするのである。
【００６０】図２のように、時刻ｔａでは一時的に、絶
対値ａのピーク（図の上側のピーク）が基準値ｂを下回
るが、時間が経つにつれて、時刻ｔｂ，ｔｃ，ｔｄで
は、絶対値ａのピークが連続して基準値ｂを下回るよう
になる。したがって、図２の比較器１６は、例えばシン
ボル周期で絶対値ａをサンプリングし、サンプリングし
た絶対値ａが例えば３回連続して基準値ｂを下回れば、
条件（Ａ）が満たされたと判定し、検出結果フラグβを
立てる。
対値ａのピーク（図の上側のピーク）が基準値ｂを下回
るが、時間が経つにつれて、時刻ｔｂ，ｔｃ，ｔｄで
は、絶対値ａのピークが連続して基準値ｂを下回るよう
になる。したがって、図２の比較器１６は、例えばシン
ボル周期で絶対値ａをサンプリングし、サンプリングし
た絶対値ａが例えば３回連続して基準値ｂを下回れば、
条件（Ａ）が満たされたと判定し、検出結果フラグβを
立てる。
【００６１】あるいは、図７に示すように、キャリア周
波数誤差比較回路１３は、ｎ番目のシンボル周期ＳＰの
絶対値ａとｎ＋１番目のシンボル周期ＳＰの絶対値ａと
の差ｃを生成するための差分器１５ａをさらに含んでも
よい。この場合、差ｃは絶対値ａの変化量を示す。よっ
て、図７の比較器１６は、絶対値ａの変化量が例えば３
回連続して図７の回路用に設定された基準値ｂの範囲内
であれば、条件（Ａ）が満たされたと判定し、検出結果
フラグβを立てることになる。なお、差分器１５ａはｎ
番目のシンボル周期ＳＰの絶対値ａを保持するためのＤ
ラッチ１５１、Ｄラッチ１５１に保持されているｎ番目
のシンボル周期ＳＰの絶対値ａとｎ＋１番目のシンボル
周期ＳＰの絶対値ａとの差ｃを生成するための減算器１
５２とを含む。
波数誤差比較回路１３は、ｎ番目のシンボル周期ＳＰの
絶対値ａとｎ＋１番目のシンボル周期ＳＰの絶対値ａと
の差ｃを生成するための差分器１５ａをさらに含んでも
よい。この場合、差ｃは絶対値ａの変化量を示す。よっ
て、図７の比較器１６は、絶対値ａの変化量が例えば３
回連続して図７の回路用に設定された基準値ｂの範囲内
であれば、条件（Ａ）が満たされたと判定し、検出結果
フラグβを立てることになる。なお、差分器１５ａはｎ
番目のシンボル周期ＳＰの絶対値ａを保持するためのＤ
ラッチ１５１、Ｄラッチ１５１に保持されているｎ番目
のシンボル周期ＳＰの絶対値ａとｎ＋１番目のシンボル
周期ＳＰの絶対値ａとの差ｃを生成するための減算器１
５２とを含む。
【００６２】発明の背景によれば、条件（Ａ）が満たさ
れていることをキャリア周波数誤差比較回路１３が確認
すると同時に、ＣＭＡ法からＤＤ法へ自動的に切り替わ
る。これによって、一定時間後にＣＭＡ法からＤＤ法に
切り換える従来と比較して、確実、かつ、より短い時間
で理想的な出力信号ｙ(n)が得られる。
れていることをキャリア周波数誤差比較回路１３が確認
すると同時に、ＣＭＡ法からＤＤ法へ自動的に切り替わ
る。これによって、一定時間後にＣＭＡ法からＤＤ法に
切り換える従来と比較して、確実、かつ、より短い時間
で理想的な出力信号ｙ(n)が得られる。
【００６３】発明の背景のキャリア周波数誤差量比較回
路１３では、キャリア周波数誤差や位相誤差が上下する
ことによって、適切なタイミングでＣＭＡ法からＤＤ法
へ切り替わらない場合がある。次の実施の形態１は、こ
れを解決する。
路１３では、キャリア周波数誤差や位相誤差が上下する
ことによって、適切なタイミングでＣＭＡ法からＤＤ法
へ切り替わらない場合がある。次の実施の形態１は、こ
れを解決する。
【００６４】実施の形態１．図８は本発明の実施の形態
１の適応等化器装置の一部を示すブロック図である。図
８の適応等化器装置は、図１のキャリア周波数誤差量比
較回路１３を回転検出回路１９に置き換えたものであ
る。
１の適応等化器装置の一部を示すブロック図である。図
８の適応等化器装置は、図１のキャリア周波数誤差量比
較回路１３を回転検出回路１９に置き換えたものであ
る。
【００６５】回転検出回路１９の動作概念を図９及び図
１０を用いて詳しく説明する。図９は図１４に対応して
いる。図９において、Ｎ１〜Ｎ４は６４個のドットのう
ち、それぞれ最外郭にあって原点を基準として６４点中
最大の振幅をもつ４つの最外郭ドット、Ｖ１〜Ｖ４はそ
れぞれ原点から最外郭ドットＮ１〜Ｎ４へのベクトルで
ある。キャリア周波数誤差が生じると、出力信号ｙ(n)
のシンボルＳが回転し、ある時点では、図９の状態から
４５度回転して、図１０の状態になる。図１０の時点で
は、ベクトルＶ１〜Ｖ４はＩ軸及びＱ軸上に存在する。
例えばＩ軸及びＱ軸上で最外郭ドットＮ１〜Ｎ４が越え
るような基準値ｄを設定する。図１０のように、シンボ
ルＳが基準値ｄをはみ出せば、シンボルＳが回転してい
ることになる。以上のようにして、回転検出回路１９は
シンボルＳの回転状態を検出する。
１０を用いて詳しく説明する。図９は図１４に対応して
いる。図９において、Ｎ１〜Ｎ４は６４個のドットのう
ち、それぞれ最外郭にあって原点を基準として６４点中
最大の振幅をもつ４つの最外郭ドット、Ｖ１〜Ｖ４はそ
れぞれ原点から最外郭ドットＮ１〜Ｎ４へのベクトルで
ある。キャリア周波数誤差が生じると、出力信号ｙ(n)
のシンボルＳが回転し、ある時点では、図９の状態から
４５度回転して、図１０の状態になる。図１０の時点で
は、ベクトルＶ１〜Ｖ４はＩ軸及びＱ軸上に存在する。
例えばＩ軸及びＱ軸上で最外郭ドットＮ１〜Ｎ４が越え
るような基準値ｄを設定する。図１０のように、シンボ
ルＳが基準値ｄをはみ出せば、シンボルＳが回転してい
ることになる。以上のようにして、回転検出回路１９は
シンボルＳの回転状態を検出する。
【００６６】シンボルＳが回転することは、キャリア周
波数誤差が生じていることを意味する。よって、シンボ
ルＳの回転状態を検出することによって、ＤＤ法によっ
て歪み誤差ｅ(n)が正常に収束する程度にキャリア周波
数誤差が小さいかどうか、すなわち、条件（Ａ）が満た
されているかどうかが分かる。回転検出回路１９は、例
えば後述するような方法でシンボルＳが回転していない
ことを検出したときは、条件（Ａ）が満たされたと判断
して、検出結果フラグβを立て、そうでなければ、検出
結果フラグαを立てる。
波数誤差が生じていることを意味する。よって、シンボ
ルＳの回転状態を検出することによって、ＤＤ法によっ
て歪み誤差ｅ(n)が正常に収束する程度にキャリア周波
数誤差が小さいかどうか、すなわち、条件（Ａ）が満た
されているかどうかが分かる。回転検出回路１９は、例
えば後述するような方法でシンボルＳが回転していない
ことを検出したときは、条件（Ａ）が満たされたと判断
して、検出結果フラグβを立て、そうでなければ、検出
結果フラグαを立てる。
【００６７】次に、キャリア周波数誤差除去回路３、適
応等化器４ａ、キャリア周波数誤差検出回路５及びキャ
リア周波数誤差量比較回路１９の全体の動作について、
図５を用いて説明する。
応等化器４ａ、キャリア周波数誤差検出回路５及びキャ
リア周波数誤差量比較回路１９の全体の動作について、
図５を用いて説明する。
【００６８】キャリア周波数誤差除去回路３、キャリア
周波数誤差検出回路５及び適応等化器４ａは時刻ｔ０で
一斉に動作する。時刻ｔ０の直後は、適応等化器４ａが
動作したばかりであり、歪み誤差ｅ(n)が大きいので、
キャリア周波数誤差検出回路５はキャリア周波数誤差除
去回路３に対して正常にフィードバック制御を行うこと
ができず、キャリア周波数誤差は小さく収束しない。よ
って、シンボルＳは回転する。回転検出回路１９は、例
えば後述の構成によってシンボルＳが回転していると判
断し、条件（Ａ）が満たさていないとして、検出結果フ
ラグαを立てる。よって、誤差検出アルゴリズム制御回
路１４はＣＭＡアルゴリズム回路１７の歪み誤差ｅ
(n)、つまり、ＣＭＡ法を選択する。したがって、キャ
リア周波数誤差が大きくても、歪み誤差ｅ(n)は正常に
収束する。
周波数誤差検出回路５及び適応等化器４ａは時刻ｔ０で
一斉に動作する。時刻ｔ０の直後は、適応等化器４ａが
動作したばかりであり、歪み誤差ｅ(n)が大きいので、
キャリア周波数誤差検出回路５はキャリア周波数誤差除
去回路３に対して正常にフィードバック制御を行うこと
ができず、キャリア周波数誤差は小さく収束しない。よ
って、シンボルＳは回転する。回転検出回路１９は、例
えば後述の構成によってシンボルＳが回転していると判
断し、条件（Ａ）が満たさていないとして、検出結果フ
ラグαを立てる。よって、誤差検出アルゴリズム制御回
路１４はＣＭＡアルゴリズム回路１７の歪み誤差ｅ
(n)、つまり、ＣＭＡ法を選択する。したがって、キャ
リア周波数誤差が大きくても、歪み誤差ｅ(n)は正常に
収束する。
【００６９】適応等化器４ａは周波数選択性フェージン
グによる歪みを徐々に除去するので、歪み誤差ｅ（ｎ）
は時刻ｔ０から時間が経つにつれて小さくなり、ＣＭＡ
法による限界値Ｌ１へ近づいていく。ある程度歪み誤差
ｅ(n)が小さくなると、時刻ｔ１でキャリア周波数誤差
検出回路５がキャリア周波数誤差除去回路３に対して正
常にフィードバック制御を行うことができる。よって、
キャリア周波数誤差の絶対値ａは時間が経つにつれて小
さくなる。キャリア周波数誤差の絶対値ａが小さくなる
に従って、シンボルＳの回転角度は小さくなる。
グによる歪みを徐々に除去するので、歪み誤差ｅ（ｎ）
は時刻ｔ０から時間が経つにつれて小さくなり、ＣＭＡ
法による限界値Ｌ１へ近づいていく。ある程度歪み誤差
ｅ(n)が小さくなると、時刻ｔ１でキャリア周波数誤差
検出回路５がキャリア周波数誤差除去回路３に対して正
常にフィードバック制御を行うことができる。よって、
キャリア周波数誤差の絶対値ａは時間が経つにつれて小
さくなる。キャリア周波数誤差の絶対値ａが小さくなる
に従って、シンボルＳの回転角度は小さくなる。
【００７０】その後の時刻ｔ２で、シンボルＳはほとん
ど回転しなくなる。回転検出回路１９は、例えば後述の
構成によってシンボルＳが回転していないと判断し、条
件（Ａ）が満たさたとして、検出結果フラグβを立て
る。誤差検出アルゴリズム制御回路１４はＤＤアルゴリ
ズム回路１８の歪み誤差ｅ(n)、つまり、ＤＤ法を選択
する。
ど回転しなくなる。回転検出回路１９は、例えば後述の
構成によってシンボルＳが回転していないと判断し、条
件（Ａ）が満たさたとして、検出結果フラグβを立て
る。誤差検出アルゴリズム制御回路１４はＤＤアルゴリ
ズム回路１８の歪み誤差ｅ(n)、つまり、ＤＤ法を選択
する。
【００７１】時刻ｔ２以降は、ＤＤ法によって歪み誤差
ｅ(n)が正常に収束する程度にキャリア周波数誤差が小
さい。したがって、歪み誤差ｅ(n)は正常に収束して非
常に小さくなり、理想的な出力信号ｙ(n)が得られる。
ｅ(n)が正常に収束する程度にキャリア周波数誤差が小
さい。したがって、歪み誤差ｅ(n)は正常に収束して非
常に小さくなり、理想的な出力信号ｙ(n)が得られる。
【００７２】回転検出回路１９の内部構成の例を図１１
に示す。回転検出回路１９はシンボルはみ出し検出部１
９ａ及び回転周期検出部１９ｂを含む。シンボルはみ出
し検出部１９ａは成分はみ出し検出器（比較器）１９１
ａ，１９１ｂ、論理部１９２を含む。回転周期検出部１
９ｂはカウント部１９３を含む。カウント部１９３はカ
ウンタ１９３ａが主要構成要素である。
に示す。回転検出回路１９はシンボルはみ出し検出部１
９ａ及び回転周期検出部１９ｂを含む。シンボルはみ出
し検出部１９ａは成分はみ出し検出器（比較器）１９１
ａ，１９１ｂ、論理部１９２を含む。回転周期検出部１
９ｂはカウント部１９３を含む。カウント部１９３はカ
ウンタ１９３ａが主要構成要素である。
【００７３】成分はみ出し検出器１９１ａは成分ｙｉと
基準値ｄとの比較を行い、成分ｙｉが基準値ｄからはみ
出す、つまり、ｙｉ＞ｄならば”１”、そうでなけれ
ば”０”を比較結果Ｒ２ａとして出力する。成分はみ出
し検出器１９１ｂは成分ｙｑと基準値ｄとを比較し、成
分ｙｑが基準値ｄからはみ出す、つまり、ｙｑ＞ｄなら
ば”１”、そうでなければ”０”を比較結果Ｒ２ｂとし
て出力する。論理部１９２は成分はみ出し検出器１９１
ａ，１９１ｂの比較結果Ｒ２ａ，Ｒ２ｂの論理和をシン
ボルはみ出し検出部１９ａの検出結果Ｒ３として出力す
る。検出結果Ｒ３はシンボル周期に同期して順次出力さ
れる。カウント部１９３のカウンタ１９３ａはシンボル
はみ出し検出部１９ａから順次送られてくる検出結果Ｒ
３のうち、”０”の検出結果Ｒ３の数をカウントする。
また、カウント部１９３は、シンボルはみ出し検出部か
ら”１”の検出結果Ｒ３が送られてくれば、カウンタ１
９３ａのカウント値を零にリセットする。さらに、カウ
ント部１９３はカウント値が所定値ｆを越えると、検出
結果フラグβを立て、そうでなければ、検出結果フラグ
αを立てる。
基準値ｄとの比較を行い、成分ｙｉが基準値ｄからはみ
出す、つまり、ｙｉ＞ｄならば”１”、そうでなけれ
ば”０”を比較結果Ｒ２ａとして出力する。成分はみ出
し検出器１９１ｂは成分ｙｑと基準値ｄとを比較し、成
分ｙｑが基準値ｄからはみ出す、つまり、ｙｑ＞ｄなら
ば”１”、そうでなければ”０”を比較結果Ｒ２ｂとし
て出力する。論理部１９２は成分はみ出し検出器１９１
ａ，１９１ｂの比較結果Ｒ２ａ，Ｒ２ｂの論理和をシン
ボルはみ出し検出部１９ａの検出結果Ｒ３として出力す
る。検出結果Ｒ３はシンボル周期に同期して順次出力さ
れる。カウント部１９３のカウンタ１９３ａはシンボル
はみ出し検出部１９ａから順次送られてくる検出結果Ｒ
３のうち、”０”の検出結果Ｒ３の数をカウントする。
また、カウント部１９３は、シンボルはみ出し検出部か
ら”１”の検出結果Ｒ３が送られてくれば、カウンタ１
９３ａのカウント値を零にリセットする。さらに、カウ
ント部１９３はカウント値が所定値ｆを越えると、検出
結果フラグβを立て、そうでなければ、検出結果フラグ
αを立てる。
【００７４】次に図５を用いて動作を説明する。ここ
で、時刻ｔ２の直前では、シンボルＳが、説明上、シン
ボル周期の１００周期に４５度回転するとする。この場
合、シンボル周期の１００周期内に生じる”０”の検出
結果Ｒ３の数は、６４（シンボルＳを構成するドットの
数）×１００（適切なシンボル周期の数）なので、所定
値ｆは、時刻ｔ２、すなわち、条件（Ａ）を満たしたと
きに、検出結果フラグβを立てるように予め調節してお
く。
で、時刻ｔ２の直前では、シンボルＳが、説明上、シン
ボル周期の１００周期に４５度回転するとする。この場
合、シンボル周期の１００周期内に生じる”０”の検出
結果Ｒ３の数は、６４（シンボルＳを構成するドットの
数）×１００（適切なシンボル周期の数）なので、所定
値ｆは、時刻ｔ２、すなわち、条件（Ａ）を満たしたと
きに、検出結果フラグβを立てるように予め調節してお
く。
【００７５】まず、時刻ｔ０では、成分ｙｉ及び成分ｙ
ｑが基準値ｄを上回って論理部１９２が”１”を出力す
るので、カウント部１９３のカウント値は所定値ｆを越
える前に零にリセットされる。このようにして、シンボ
ルＳが回転する場合は、検出結果フラグαが立つ。時間
が経過すると共に、歪み誤差ｅ(n)が徐々に小さくな
り、シンボルＳの回転角度も小さくなっていく。ついに
は、時刻ｔ２において、シンボル周期の１００周期でシ
ンボルＳが４５度回転しなくなり、成分ｙｉ及び成分ｙ
ｑが基準値ｄを上回ることがなくなる。よって、カウン
ト部１９３のカウント値は所定値ｆを越え、検出結果フ
ラグβが立つ。以上のように、カウント部１９３は、シ
ンボル周期の１００周期内におけるシンボルはみ出し検
出部１９ａの”０”の検出結果Ｒ３の数と所定値ｆとの
大小比較の結果を回転検出部１９の検出結果フラグα，
βとして出力する。また、所定値ｆは、条件（Ａ）を満
たしたときに、検出結果フラグβを立てるように予め調
節しておく。
ｑが基準値ｄを上回って論理部１９２が”１”を出力す
るので、カウント部１９３のカウント値は所定値ｆを越
える前に零にリセットされる。このようにして、シンボ
ルＳが回転する場合は、検出結果フラグαが立つ。時間
が経過すると共に、歪み誤差ｅ(n)が徐々に小さくな
り、シンボルＳの回転角度も小さくなっていく。ついに
は、時刻ｔ２において、シンボル周期の１００周期でシ
ンボルＳが４５度回転しなくなり、成分ｙｉ及び成分ｙ
ｑが基準値ｄを上回ることがなくなる。よって、カウン
ト部１９３のカウント値は所定値ｆを越え、検出結果フ
ラグβが立つ。以上のように、カウント部１９３は、シ
ンボル周期の１００周期内におけるシンボルはみ出し検
出部１９ａの”０”の検出結果Ｒ３の数と所定値ｆとの
大小比較の結果を回転検出部１９の検出結果フラグα，
βとして出力する。また、所定値ｆは、条件（Ａ）を満
たしたときに、検出結果フラグβを立てるように予め調
節しておく。
【００７６】以上のようにして、シンボルはみ出し検出
部１９ａは、シンボルＳが基準値ｄをはみ出したかどう
かを検出する。回転周期検出部１９ｂは、シンボルはみ
出し検出部１９ａの検出結果Ｒ３を受けて、検出結果Ｒ
３がシンボルＳが基準値ｄを所定期間内にはみだしてい
ることを例えばシンボル周期の１００周期内に示せば、
シンボルＳが回転しているとして、フラグαを立てる。
逆に、検出結果Ｒ３がシンボルＳが基準値ｄを所定期間
内にはみだしていることをシンボル周期の１００周期内
に示されなければ、シンボルＳが回転していないとし
て、フラグβを立てる。このようにして、シンボルはみ
出し検出部１９ａ及び回転周期検出部１９ｂによって、
回転検出回路１９の動作を実現できる。
部１９ａは、シンボルＳが基準値ｄをはみ出したかどう
かを検出する。回転周期検出部１９ｂは、シンボルはみ
出し検出部１９ａの検出結果Ｒ３を受けて、検出結果Ｒ
３がシンボルＳが基準値ｄを所定期間内にはみだしてい
ることを例えばシンボル周期の１００周期内に示せば、
シンボルＳが回転しているとして、フラグαを立てる。
逆に、検出結果Ｒ３がシンボルＳが基準値ｄを所定期間
内にはみだしていることをシンボル周期の１００周期内
に示されなければ、シンボルＳが回転していないとし
て、フラグβを立てる。このようにして、シンボルはみ
出し検出部１９ａ及び回転周期検出部１９ｂによって、
回転検出回路１９の動作を実現できる。
【００７７】実施の形態１によれば、条件（Ａ）が満た
されていることを回転検出回路１９が確認すると同時
に、ＣＭＡ法からＤＤ法へ自動的に切り替わる。これに
よって、一定時間後にＣＭＡ法からＤＤ法に切り換える
従来と比較して、確実、かつ、より短い時間で理想的な
出力信号ｙ(n)が得られる。
されていることを回転検出回路１９が確認すると同時
に、ＣＭＡ法からＤＤ法へ自動的に切り替わる。これに
よって、一定時間後にＣＭＡ法からＤＤ法に切り換える
従来と比較して、確実、かつ、より短い時間で理想的な
出力信号ｙ(n)が得られる。
【００７８】ところで、先の図６を用いて説明したよう
に、キャリア周波数誤差は基準値ｂを上下する。図２や
図７のキャリア周波数誤差量比較回路１３は、信号の大
きさ（キャリア周波数誤差の絶対値ａ）と基準値との単
なる比較に基づいてＣＭＡ法からＤＤ法に切り換える。
また、適応等化器に関する特開平５−２４４０４０号公
報も、キャリア周波数誤差に相当する位相誤差と基準値
との単なる比較に基づいて、ＣＭＡ法からＤＤ法に切り
換える。よって、キャリア周波数誤差量比較回路１３や
先の公報では、キャリア周波数誤差や位相誤差が上下す
ることによって、適切なタイミングでＣＭＡ法からＤＤ
法へ切り替わらない場合がある。一方、実施の形態１に
よれば、回転検出回路１９は信号の大きさではなく、シ
ンボルＳの回転状態によって、ＣＭＡ法からＤＤ法に切
り換えるタイミングを判定するため、キャリア周波数誤
差が上下しても、キャリア周波数誤差量比較回路１３や
先の公報と比較して適切なタイミングでＣＭＡ法からＤ
Ｄ法に切り換えることができる。
に、キャリア周波数誤差は基準値ｂを上下する。図２や
図７のキャリア周波数誤差量比較回路１３は、信号の大
きさ（キャリア周波数誤差の絶対値ａ）と基準値との単
なる比較に基づいてＣＭＡ法からＤＤ法に切り換える。
また、適応等化器に関する特開平５−２４４０４０号公
報も、キャリア周波数誤差に相当する位相誤差と基準値
との単なる比較に基づいて、ＣＭＡ法からＤＤ法に切り
換える。よって、キャリア周波数誤差量比較回路１３や
先の公報では、キャリア周波数誤差や位相誤差が上下す
ることによって、適切なタイミングでＣＭＡ法からＤＤ
法へ切り替わらない場合がある。一方、実施の形態１に
よれば、回転検出回路１９は信号の大きさではなく、シ
ンボルＳの回転状態によって、ＣＭＡ法からＤＤ法に切
り換えるタイミングを判定するため、キャリア周波数誤
差が上下しても、キャリア周波数誤差量比較回路１３や
先の公報と比較して適切なタイミングでＣＭＡ法からＤ
Ｄ法に切り換えることができる。
【００７９】また、シンボルはみ出し検出部１９ａ及び
回転周期検出部１９ｂによって、シンボルＳが所定期間
内にはみ出したかどうかを検出する。これによって、Ｄ
Ｄ法によって歪み誤差ｅ(n)が正常に収束する程度にキ
ャリア周波数誤差が小さいことを判定できる。
回転周期検出部１９ｂによって、シンボルＳが所定期間
内にはみ出したかどうかを検出する。これによって、Ｄ
Ｄ法によって歪み誤差ｅ(n)が正常に収束する程度にキ
ャリア周波数誤差が小さいことを判定できる。
【００８０】さらに、例えば図１０のように、シンボル
Ｓが基準値ｄからはみ出したかどうかは、Ｉ軸及びＱ軸
上の成分と基準値ｄとを比較すればよい。この考えに基
づいて、成分はみ出し検出器１９１ａ，１９１ｂ，論理
部１９２を用いることによってシンボルはみ出し検出部
１９ａを簡単な構成で実現でき、カウンタ１９３ａを主
要構成要素とするカウント部１９３によって回転周期検
出部１９ｂを簡単な構成で実現できる。
Ｓが基準値ｄからはみ出したかどうかは、Ｉ軸及びＱ軸
上の成分と基準値ｄとを比較すればよい。この考えに基
づいて、成分はみ出し検出器１９１ａ，１９１ｂ，論理
部１９２を用いることによってシンボルはみ出し検出部
１９ａを簡単な構成で実現でき、カウンタ１９３ａを主
要構成要素とするカウント部１９３によって回転周期検
出部１９ｂを簡単な構成で実現できる。
【００８１】変形例．発明の背景及び実施の形態１で
は、ＣＭＡ法及びＤＤ法の２つの誤差検出アルゴリズム
を用いたが、これらに限らず、ＣＭＡ法の代わりにキャ
リア周波数誤差の存在にかかわらず、歪み誤差ｅ(n)が
速く収束するアルゴリズム、ＤＤ法の代わりに歪み誤差
ｅ(n)が精度良く収束するアルゴリズムであればよい。
は、ＣＭＡ法及びＤＤ法の２つの誤差検出アルゴリズム
を用いたが、これらに限らず、ＣＭＡ法の代わりにキャ
リア周波数誤差の存在にかかわらず、歪み誤差ｅ(n)が
速く収束するアルゴリズム、ＤＤ法の代わりに歪み誤差
ｅ(n)が精度良く収束するアルゴリズムであればよい。
【００８２】なお、発明の背景や実施の形態１では、キ
ャリア周波数誤差量比較回路１３や回転検出回路１９の
ハードウェアで適応等化器４ａを制御したが、適応等化
器４ａをプログラムに基づいて制御しても良い。
ャリア周波数誤差量比較回路１３や回転検出回路１９の
ハードウェアで適応等化器４ａを制御したが、適応等化
器４ａをプログラムに基づいて制御しても良い。
【００８３】
【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、シンボル
の回転状態に応じて、複数のアルゴリズムのうちの一つ
を選択する。よって、確実、かつ、より短い時間で理想
的な出力信号が得られ、しかも、例えば特開平５−２４
４０４０号公報に開示の技術と比較して、適切なタイミ
ングでＣＭＡ法からＤＤ法に切り換えることができる。
の回転状態に応じて、複数のアルゴリズムのうちの一つ
を選択する。よって、確実、かつ、より短い時間で理想
的な出力信号が得られ、しかも、例えば特開平５−２４
４０４０号公報に開示の技術と比較して、適切なタイミ
ングでＣＭＡ法からＤＤ法に切り換えることができる。
【００８４】請求項２記載の発明によれば、シンボルは
み出し検出部及び回転周期検出部によって、シンボルが
所定期間内にはみ出したかどうかを検出する。これによ
って、例えば、ＤＤ法によって歪み誤差が正常に収束す
る程度にキャリア周波数誤差が小さいことを判定でき
る。
み出し検出部及び回転周期検出部によって、シンボルが
所定期間内にはみ出したかどうかを検出する。これによ
って、例えば、ＤＤ法によって歪み誤差が正常に収束す
る程度にキャリア周波数誤差が小さいことを判定でき
る。
【００８５】請求項３記載の発明によれば、シンボルが
基準値からはみ出したかどうかは、例えばＩ軸及びＱ軸
上の成分と基準値とを比較すればよい。この考えに基づ
いて、成分はみ出し検出器，論理部を用いることによっ
てシンボルはみ出し検出部１９を簡単な構成で実現で
き、カウント部によって回転周期検出部を簡単な構成で
実現できる。
基準値からはみ出したかどうかは、例えばＩ軸及びＱ軸
上の成分と基準値とを比較すればよい。この考えに基づ
いて、成分はみ出し検出器，論理部を用いることによっ
てシンボルはみ出し検出部１９を簡単な構成で実現で
き、カウント部によって回転周期検出部を簡単な構成で
実現できる。
【００８６】請求項４記載の発明によれば、シンボルの
回転状態に応じて、適応等化器を制御する。よって、確
実、かつ、より短い時間で理想的な出力信号が得られ、
しかも、例えば特開平５−２４４０４０号公報に開示の
技術と比較して、適切なタイミングでＣＭＡ法からＤＤ
法に切り換えることができる。
回転状態に応じて、適応等化器を制御する。よって、確
実、かつ、より短い時間で理想的な出力信号が得られ、
しかも、例えば特開平５−２４４０４０号公報に開示の
技術と比較して、適切なタイミングでＣＭＡ法からＤＤ
法に切り換えることができる。
【００８７】請求項５記載の発明によれば、シンボルが
所定期間内に基準値をはみ出したかどうかを検出するこ
とによって、例えば、ＤＤ法によって歪み誤差が正常に
収束する程度にキャリア周波数誤差が小さいことを判定
できる。
所定期間内に基準値をはみ出したかどうかを検出するこ
とによって、例えば、ＤＤ法によって歪み誤差が正常に
収束する程度にキャリア周波数誤差が小さいことを判定
できる。
【００８８】請求項６記載の発明によれば、シンボルが
基準値からはみ出したかどうかは、特定の軸上の成分と
基準値とを比較すればよいので、適応等化器の出力信号
から検出結果を得るためのアルゴリズムが簡単になる。
基準値からはみ出したかどうかは、特定の軸上の成分と
基準値とを比較すればよいので、適応等化器の出力信号
から検出結果を得るためのアルゴリズムが簡単になる。
【図１】 本発明の背景の適応等化器装置の例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】 本発明の背景のキャリア周波数誤差比較回路
の例を示すブロック図である。
の例を示すブロック図である。
【図３】 本発明の背景の適応等化器の例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図４】 本発明の背景の誤差検出回路の例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図５】 本発明の背景の適応等化器装置の動作を示す
タイミングチャートである。
タイミングチャートである。
【図６】 本発明の背景の適応等化器装置の動作を示す
タイミングチャートである。
タイミングチャートである。
【図７】 本発明の背景のキャリア周波数誤差比較回路
の例を示すブロック図である。
の例を示すブロック図である。
【図８】 本発明の実施の形態１の適応等化器装置の例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図９】 本発明の実施の形態１の適応等化器装置の動
作を説明するためのシンボル点配置図である。
作を説明するためのシンボル点配置図である。
【図１０】 本発明の実施の形態１の適応等化器装置の
動作を説明するためのシンボル点配置図である。
動作を説明するためのシンボル点配置図である。
【図１１】 本発明の実施の形態１の出力振幅比較回路
の例を示すブロック図である。
の例を示すブロック図である。
【図１２】 受信信号の概念図である。
【図１３】 従来の適応等化器装置を示すブロック図で
ある。
ある。
【図１４】 出力信号の例を示す概念図である。
【図１５】 出力信号の例を示す概念図である。
【図１６】 従来の適応等化器を示すブロック図であ
る。
る。
【図１７】 従来のキャリア周波数誤差検出回路を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
Ｆ フィルタ、シンボルはみ出し検出部１９ａ、１９ｂ
回転周期検出部、１９１ａ，１９１ｂ 成分はみ出し
検出器、１９３ カウント部。
回転周期検出部、１９１ａ，１９１ｂ 成分はみ出し
検出器、１９３ カウント部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 水谷 弘幸 兵庫県伊丹市東有岡４丁目42−８ 株式会 社エルテック内 Ｆターム(参考） 5J023 DB05 DC01 DD02 5K004 AA08 JH02 JJ09 5K046 AA01 BA01 BA06 BB03 BB05 EE06 EE47 EF15 EF46
Claims (6)
- 【請求項１】 シンボルを示す信号を受けて、予め設定
された複数のアルゴリズムのうちの一つを選択的に用い
て、シンボル間干渉を適応的に除去するために、前記シ
ンボルを示す前記信号に対してフィルタリングを行う適
応等化器と、 前記適応等化器の出力信号を受け、当該出力信号の前記
シンボルの回転状態を検出するための回転検出回路と、
を備え、 前記適応等化器は、前記回転検出回路の検出結果を受
け、当該検出結果に応じて、前記複数のアルゴリズムの
うちの一つを選択する適応等化器装置。 - 【請求項２】 前記回転検出回路は、 前記出力信号を受け、当該出力信号の前記シンボルが予
め定められた基準値をはみ出したかどうかを検出するシ
ンボルはみ出し検出部と、 前記シンボルはみ出し検出部の検出結果を受けて、前記
シンボルはみ出し検出部の前記検出結果が、前記シンボ
ルが前記基準値をはみ出していることを所定期間内に示
しているかどうかを検出して、前記回転検出回路の前記
検出結果として出力する回転周期検出部と、を含む請求
項１記載の適応等化器装置。 - 【請求項３】 前記シンボルは複数のドットからなり、 前記複数のドットはそれぞれ複数軸の座標の成分で表さ
れ、 前記シンボルはみ出し検出部は、 前記出力信号を受け、前記出力信号の前記成分が前記基
準値からはみ出したかどうかを前記複数軸の座標の各軸
ごとに検出する複数の成分はみ出し検出器と、 前記複数の成分はみ出し検出器の検出結果を受けて、当
該検出結果の論理和を、前記シンボルはみ出し検出部の
前記検出結果として出力する論理部と、を含み、 前記回転周期検出部は、 前記所定期間内における前記シンボルはみ出し検出部の
特定の前記検出結果のカウント数と所定値との大小比較
の結果を前記回転検出回路の前記検出結果として出力す
るカウント部を含む請求項２記載の適応等化器装置。 - 【請求項４】 シンボルを示す信号を受けて、予め設定
された複数のアルゴリズムのうちの一つを選択的に用い
て、シンボル間干渉を適応的に除去するために、前記シ
ンボルを示す前記信号に対してフィルタリングを行う適
応等化器を制御するための方法であって、 前記適応等化器の出力信号を受け、当該出力信号の前記
シンボルの回転状態を検出し、この検出結果に応じて、
前記複数のアルゴリズムのうちの一つを選択する、適応
等化器の制御方法。 - 【請求項５】 前記検出結果は、前記シンボルが所定期
間内に予め定められた基準値をはみ出しているかどうか
である、請求項４記載の適応等化器の制御方法。 - 【請求項６】 前記シンボルは複数のドットからなり、 前記複数のドットはそれぞれ複数軸の座標の成分で表さ
れ、 前記検出結果は、特定の前記座標の軸上の前記成分と前
記基準値とを比較することによって得る、請求項５記載
の適応等化器の制御方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10241625A JP2000078060A (ja) | 1998-08-27 | 1998-08-27 | 適応等化器装置及び適応等化器の制御方法 |
| US09/256,175 US6678317B1 (en) | 1998-08-27 | 1999-02-24 | Adaptive equalizer device and method for controlling adaptive equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10241625A JP2000078060A (ja) | 1998-08-27 | 1998-08-27 | 適応等化器装置及び適応等化器の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000078060A true JP2000078060A (ja) | 2000-03-14 |
| JP2000078060A5 JP2000078060A5 (ja) | 2005-10-27 |
Family
ID=17077114
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10241625A Pending JP2000078060A (ja) | 1998-08-27 | 1998-08-27 | 適応等化器装置及び適応等化器の制御方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6678317B1 (ja) |
| JP (1) | JP2000078060A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002077288A (ja) * | 2000-06-20 | 2002-03-15 | Comspace Corp | 閉ループ周波数制御 |
| WO2008117363A1 (ja) * | 2007-03-23 | 2008-10-02 | Fujitsu Limited | 信号伝送方法、送信／受信回路及びこれを備えた装置 |
| AU2003213579B2 (en) * | 2002-03-04 | 2008-11-13 | Glowlink Communications Technology | Detecting and measuring interference contained within a digital carrier |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1061746A1 (en) * | 1999-06-14 | 2000-12-20 | Sony International (Europe) GmbH | Channel decoder for a digital broadcast receiver |
| KR100338755B1 (ko) * | 1999-07-12 | 2002-05-30 | 윤종용 | 디지털 신호 수신장치 및 그 방법 |
| KR100379395B1 (ko) * | 2000-08-23 | 2003-04-10 | 엘지전자 주식회사 | 반송파 복구 장치 및 방법 |
| JP3387918B2 (ja) * | 2000-12-04 | 2003-03-17 | 富士通株式会社 | 時間等化方法及び装置 |
| KR100869500B1 (ko) * | 2001-12-29 | 2008-11-19 | 엘지전자 주식회사 | 통신 시스템에서 주파수 에러 정정 장치 및 방법 |
| US7139340B2 (en) * | 2002-06-28 | 2006-11-21 | Hitachi, Ltd. | Robust OFDM carrier recovery methods and apparatus |
| KR100542118B1 (ko) * | 2002-12-12 | 2006-01-11 | 한국전자통신연구원 | 소프트웨어 무선 시스템을 위한 디지털 여파기와 이를 구비한 디지털 중간 주파수 대역 신호 처리 장치 및 그 방법 |
| US8526551B2 (en) * | 2010-06-01 | 2013-09-03 | Synopsys, Inc. | Multiple-input, on-chip oscilloscope |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2073944C (en) * | 1991-07-26 | 2000-09-19 | Woo H. Paik | Carrier phase recovery for an adaptive equalizer |
| US5970093A (en) * | 1996-01-23 | 1999-10-19 | Tiernan Communications, Inc. | Fractionally-spaced adaptively-equalized self-recovering digital receiver for amplitude-Phase modulated signals |
| US5835731A (en) * | 1996-09-18 | 1998-11-10 | Lucent Technologies Inc. | Technique for improving the blind convergence of a two-filter adaptive equalizer |
| US5809074A (en) * | 1996-11-08 | 1998-09-15 | Lucent Technologies Inc. | Technique for improving the blind convergence of an adaptive equalizer using a transition algorithm |
| US6088389A (en) * | 1997-05-13 | 2000-07-11 | Lucent Technologies, Inc. | System and method for training a plurality of equalizers and a modem employing the system or method |
| US6314134B1 (en) * | 1998-04-24 | 2001-11-06 | Lucent Technologies Inc. | Blind equalization algorithm with joint use of the constant modulus algorithm and the multimodulus algorithm |
-
1998
- 1998-08-27 JP JP10241625A patent/JP2000078060A/ja active Pending
-
1999
- 1999-02-24 US US09/256,175 patent/US6678317B1/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002077288A (ja) * | 2000-06-20 | 2002-03-15 | Comspace Corp | 閉ループ周波数制御 |
| AU2003213579B2 (en) * | 2002-03-04 | 2008-11-13 | Glowlink Communications Technology | Detecting and measuring interference contained within a digital carrier |
| WO2008117363A1 (ja) * | 2007-03-23 | 2008-10-02 | Fujitsu Limited | 信号伝送方法、送信／受信回路及びこれを備えた装置 |
| JP4818432B2 (ja) * | 2007-03-23 | 2011-11-16 | 富士通株式会社 | 信号伝送方法、送信／受信回路及びこれを備えた装置 |
| US8798568B2 (en) | 2007-03-23 | 2014-08-05 | Fujitsu Limited | Signal transmission method, transmission circuit and apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6678317B1 (en) | 2004-01-13 |
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