JPH11346206A

JPH11346206A - デジタル放送受信機

Info

Publication number: JPH11346206A
Application number: JP10153045A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Taura; 賢一田浦; Tadatoshi Okubo; 忠俊大久保; Masayuki Ishida; 雅之石田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1998-06-02
Filing date: 1998-06-02
Publication date: 1999-12-14
Also published as: DE69923110T2; US6434205B1; EP0963068A3; DE69923110D1; EP0963068A2; EP0963068B1

Abstract

(57)【要約】【課題】デジタル放送受信機のＣＩＲに基づくタイミ
ング同期処理が、マルチパス、ＳＦＮ放送などの受信条
件下でも適切に行なわれるようにする。【解決手段】ＣＩＲ演算手段１５０から出力されるＣ
ＩＲデータを、積和演算手段１１１において重み係数デ
ータ保持手段１１０からの重み係数と順次乗算したのち
その総和を計算し、この総和に基づいてデータ復調器１
１に与える受信信号のタイミングを調整するよう構成
し、上記重み係数をガードインターバル相当期間の中央
を境に符号が異なり、かつ絶対値が対称となるようにす
ることでＣＩＲデータの主要部分すべてを評価し、この
ＣＩＲデータの中心がガードインターバル中央相当位置
に一致するように制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ＯＦＤＭ（Orth
ogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数
多重変調）などマルチキャリア伝送方式を使用するデジ
タル放送の受信機に関し、特にデータのフレーム構造お
よび各伝送シンボルへの同期制御方式に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】マルチパス、フェージングなど電波伝播
の問題の影響を強く受ける移動体に対し、デジタルデー
タを伝送可能とする方式としてＯＦＤＭ（Orthogonal F
requency Division Multiplex：直交周波数多重変調）
伝送方式が知られており、放送への利用が進められてい
る。その代表的なものがＩＴＵ−Ｒ勧告ＢＳ．７７４に
記載されるデジタル音声放送方式（以下、「ＤＡＢ」
（Digital Audio Broadcasting）という）である。

【０００３】図７に従来のデジタル音声放送受信機の構
成を示す。図において１はアンテナ、２はＲＦ増幅器、
３は周波数変換器、４は局部発振器、５は中間周波フィ
ルタ、６は中間周波増幅器、７は直交復調器、８はＶＣ
ＸＯ、９はＡ／Ｄ変換器、１０は同期信号検出器、１１
はデータ復調器、１２は制御装置、１３は誤り訂正符号
復号器、１４はＭＰＥＧ音声デコーダ、１５はＤ／Ａ変
換器、１６は音声増幅器、１７はスピーカである。

【０００４】以上のように構成された受信機において、
アンテナ１にて受信された放送波はＲＦ増幅器２におい
て増幅、周波数変換器３にて周波数変換、中間周波フィ
ルタ５にて隣接チャンネル波など不要成分の除去、中間
周波増幅器６にて増幅、直交復調器７にて検波が行わ
れ、ベースバンド信号としてＡ／Ｄ変換器９に与えられ
る。

【０００５】Ａ／Ｄ変換器９によりサンプリングされた
信号はデータ復調器１１にて復調される。ここでの具体
的な処理は、伝送シンボル毎の複素離散フーリエ変換処
理（以下、「ＤＦＴ処理」という）による４相位相変調
（ＱＰＳＫ）された各伝送キャリアの位相検出と、時間
的に隣接する２伝送シンボルの同一キャリア変調比較に
基づく差動復調である。ＯＦＤＭ復調されたデータは、
送信側にて変調を行う際のキャリア順序規則に従い、順
次誤り訂正符号復号器１３に対し出力される。

【０００６】誤り訂正符号復号器１３では、送信側にて
行われた複数伝送シンボルにまたがる時間インターリー
ブの解除を行うとともに、畳み込み符号化して伝送され
たデータの復号を行う。この際、伝送路で発生するデー
タの誤り訂正が行われる。

【０００７】誤り訂正符号復号器１３における復号デー
タのうち、音声データはＭＰＥＧ音声デコーダ１４に、
送信データの内容，構成を示す制御データは制御装置１
２にそれぞれ出力される。ＭＰＥＧ音声デコーダ１４
は、ＩＳＯ／ＭＰＥＧレイヤー２の規定に従い圧縮され
たＤＡＢ放送音声データを伸張しＤ／Ａ変換器１５に与
える。Ｄ／Ａ変換器１５にてアナログ変換された音声信
号は、音声増幅器１６をとおしてスピーカ１７より再生
される。

【０００８】ここで、同期信号検出器１０は、図９に示
すＤＡＢの伝送信号中のフレーム同期信号の内ヌルシン
ボル（＝信号なしの期間）をエンベロープ検波により検
出するものであり、この出力は制御装置１２に与えられ
る。制御装置１２はこのヌルシンボルタイミングに基づ
いて続く伝送シンボルのタイミングを推定し、データ復
調器１１におけるＤＦＴ処理が各シンボルに対して正し
く行われるように制御する。

【０００９】このようにして復調信号への概略の同期が
とられるが、この同期処理は、上記のとおりフレームの
先頭に設けられたヌルシンボルのエンベロープ検波に基
づくものであり、信号に反射波や雑音が重畳する場合な
ど、正確なタイミングを得ることが困難となる。このた
め、同期信号の一部として設けられ、各キャリアの変調
が既知である位相基準シンボルに基づく、より正確な同
期処理が行われる。

【００１０】図８は制御装置１２に含まれ、この位相基
準シンボルに基づき制御装置１２の同期制御手段に与え
るタイミング補正値を生成するタイミング同期処理部１
００のブロック図であり、１０１は位相補正手段、１０
２は位相基準シンボルデータ保持手段、１０３はＩＤＦ
Ｔ手段、１０４はパワ演算手段、１０５はピーク検出手
段、１５０はＣＩＲ演算手段である。

【００１１】このタイミング同期処理部１００におい
て、位相補正手段１０１への入力は位相基準シンボルの
復調信号のＤＦＴ処理結果であり、これは下記の（１）
式（ｍ番目キャリアに対応のデータ）のように表すこと
ができる。但しここでは、前後のシンボルからの干渉お
よび雑音の影響は除いている。

【００１２】

【数１】

【００１３】ここに、θm は変調位相を、ｔe はデータ
復調器１１でのサンプリング開始タイミングの有効シン
ボル開始タイミングからの時間ずれを表す。

【００１４】この入力データに対し、位相補正手段１０
１では位相基準シンボルデータ保持手段１０２から与え
られる既知の位相基準シンボルデータを用いてその複素
共役値を各々乗ずる処理を行う。これにより理想的な状
態では位相基準シンボルの各キャリアごとに施された位
相変調が解除され、位相補正手段１０１の出力は全キャ
リアの位相が揃うこととなる。ここで位相基準シンボル
変調データの複素共役値は、数２で表すことができ、位
相補正手段１０１の出力からは（１）式のθｍを含む項
が除かれる。

【００１５】

【数２】

【００１６】次に位相補正手段１０１の出力に対し、Ｉ
ＤＦＴ手段１０３にてＩＤＦＴ処理を行うことにより、
その時間領域に変換された出力には、すべてのキャリア
位相が一致する時点、すなわちｔ＝ｔe にインパルス信
号が発生することとなる。ここで、以上のような処理に
より、すべてのキャリア位相が一致する点は、伝送シン
ボルにおける変調の基準となる点、すなわち図９に示す
伝送シンボルの構成において、有効シンボル期間の開始
点および終了点となる。

【００１７】パワ演算手段１０４では、このＩＤＦＴ手
段１０３の出力の各データについてその実数部および虚
数部の２乗和を計算する。ピーク検出手段１０５では、
インパルスの発生位置をパワ演算手段１０４から出力さ
れる各データの大きさに基づき検出を行うが、以上の理
由により、ここで検出するインパルスの位置は、位相基
準シンボルの有効シンボル期間の開始点または終了点を
表しており、この時間差ｔe は、データ復調器１１での
サンプリング開始タイミングと位相基準シンボルの開始
または終了タイミングとの時間ずれを表す。

【００１８】また、データ復調器１１で処理されるシン
ボルの期間は、有効シンボル期間に等しく設定されるた
め、データ復調器１１のサンプリング開始タイミングが
位相基準シンボルの開始点より先行する場合には、この
有効シンボル期間開始点によるインパルスがＩＤＦＴ手
段１０３の出力データの先頭部分に現れ、データ復調器
１１のサンプリング開始タイミングが位相基準シンボル
の開始点より遅れる場合には、この有効シンボル期間終
了点によるインパルスがＩＤＦＴ手段１０３の出力デー
タの後部に現れることとなる。

【００１９】以上、受信信号が単一である場合について
説明したが、受信信号が時間差を伴う複数の信号の合成
されたものとなる場合、つまりマルチパス伝播路を通し
て受信される場合には、ＩＤＦＴ手段１０３の出力には
各伝播路に対応して複数のインパルスが現れることとな
り、伝播路の応答、いわゆるチャンネルインパルスレス
ポンス（（以下、「ＣＩＲ」という）を表すものとな
り、各インパルスは、ＣＩＲデータ中の位置が伝播遅延
時間を、その大きさが伝播減衰量を表すこととなる。

【００２０】ここで、まず単一の受信信号に対応する単
一のインパルス信号の位置がＣＩＲデータの先頭に来る
ようタイミング調整を行う場合、データ復調器１１は有
効シンボル期間のデータのみをサンプリングして処理を
行うこととなる。したがってこのタイミングで処理を行
う場合、前後の伝送シンボルが処理データに入り込む余
地は無く、シンボル間干渉による復調性能の悪化を生じ
ない。図１０中のデータ入力期間（Ａ）は、この状況を
示すものであり、対応するＣＩＲデータは同図中ＣＩＲ
（Ａ）で示すようなものとなる。

【００２１】また、伝送シンボルには、図９および図１
０に示すようにガードインターバルが設けられる。こガ
ードインターバルは、有効シンボル期間と同じ変調内容
のＯＦＤＭ信号を位相連続に延長したものであるため、
データ復調器１１のサンプリング開始タイミングが、こ
のガードインターバル期間の範囲内で先行する場合に
も、前後の伝送シンボルが処理データに入り込む余地は
無く、シンボル間干渉による復調性能の悪化を生じない
こととなる。

【００２２】このときＩＤＦＴ手段１３の出力データに
は、有効シンボル期間開始点によるインパルスが、その
先頭部分のガードインターバル期間相当部分の範囲内に
現れることとなる。図１０中のデータ入力期間（Ｂ）
は、この最も極端な状況を示すものであり、対応するＣ
ＩＲデータは、同図中ＣＩＲ（Ｂ）で示すようなものと
なる。

【００２３】また、図１０中のデータ入力期間（Ｃ）
は、データ復調器１１のサンプリング開始タイミングが
有効シンボル期間開始点より遅れる場合を示しており、
後続の伝送シンボルが一部処理データに入るため、シン
ボル間干渉による復調性能の悪化を生じる状況となる。
このとき対応するＣＩＲデータは、同図中ＣＩＲ（Ｃ）
で示すようなものとなる。

【００２４】また、図１０中のデータ入力期間（Ｄ）
は、データ復調器１１のサンプリング開始タイミングが
伝送シンボル開始点より先行する場合を示しており、先
行の伝送シンボルが一部処理データに入るため、シンボ
ル間干渉による復調性能の悪化を生じる状況となる。こ
のとき対応するＣＩＲデータは、同図中ＣＩＲ（Ｄ）で
示すようなものとなる。

【００２５】以上、受信信号が単一である場合について
説明したが、マルチパス伝播路を通して受信される場合
など、受信信号が時間差を伴う複数の信号の合成された
ものである場合にも同様に考えることができ、ＣＩＲデ
ータ中のインパルスが、すべてその開始点からガードイ
ンターバル相当期間に入るようにすれば、これらのイン
パルスが表す、すべての信号成分について前後の伝送シ
ンボル成分が処理データに入り込むことは無く、シンボ
ル間干渉による復調性能の悪化を生じないで済むことと
なる。

【００２６】言い換えれば、このＣＩＲデータに基づく
タイミング制御においては、ＣＩＲデータの主要な成分
のすべてが、ガードインターバル相当期間に収まるよう
に制御することが理想となる。また、信号成分の時間的
広がりが大きく、この条件を満たし得ない場合において
も、ガードインターバル相当期間から外れるＣＩＲデー
タの大きさの総量を最小限とすることが望ましい。

【００２７】従来、このＣＩＲデータに基づくタイミン
グ制御の方法として、ＣＩＲデータ中の最大の応答に対
し、これに先行しかつその応答の大きさが適当な範囲に
あるものを基準として、これがガードインターバル相当
期間のほぼ先端にくるよう制御する方法があった。

【００２８】これは、ＣＩＲに複数の応答が出る場合
に、時間的に最も先行するものがガードインターバル相
当期間の先端にくるよう制御すれば、これからガードイ
ンターバル期間以内の遅延時間をもつすべての成分がガ
ードインターバル相当期間内に収まるからであり、ガー
ドインターバルの利用の効率が最も良くなると考えられ
るからである。

【００２９】しかしながら、この方法では、現在観測さ
れ、最も先行すると認識される応答よりも更に前方に突
然信号が現れる場合には対応することができない。移動
受信においては、受信機が大きな建造物や特殊な地形の
影を出て、最も短距離で伝播してくる信号を急に強く受
けるようになるといった状況は珍しいものではなく、こ
の種の状況が頻繁に発生し得る。このため、ガードイン
ターバルを外れて現れる信号成分からのシンボル間干渉
により一時的に受信状態が悪化し、しばしば受信音声に
雑音を発生するという問題が生じる。

【００３０】この問題は、現在観測され、最も先行する
と認識される応答をガードインターバル相当期間の最先
端に来るよう調整するのではなく、適当なマージンをと
ってガードインターバルの中央寄りに位置させるよう調
整することにより、改善することができる。

【００３１】しかしながら、このようにした場合、現在
最も先行すると認識される応答に後続する応答について
は、それらがシンボル間干渉を発生することなく取り得
る遅延時間の範囲は、設定されたマージンの分だけ狭ま
り、ガードインターバルを十分に利用できないことにな
る。

【００３２】一方、ＤＡＢの運用上の大きな特長とし
て、単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ：Single Frequen
cy Network）構成が可能であることがある。ＳＦＮ構成
の放送系は、一般に、サービスエリア内のあらゆる受信
点で、このガードインターバル期間を超える時間差を持
つ強勢な信号が同時に受信される可能性が十分に低くな
る、という条件を満たす範囲で、地理的に離れた複数の
送信機から同一の周波数により同一内容の放送を行うこ
とで、サービスエリアを広げるとともに、同時に電力お
よび周波数利用効率を高めようとするものである。

【００３３】従って、ＳＦＮによる放送が行われる地域
では、通常、単一の送信機によるサービスに比べて受信
信号成分の時間的広がりが大きく、場所によって、ほぼ
ガードインターバル期間に相当する遅延を伴う強勢な遅
延波が存在する場合がある。このような場合、上記のマ
ージンを十分に取ろうとすると、遅延波がガードインタ
ーバルを外れる結果となり、ガードインターバルを外れ
て現れる信号成分からのシンボル間干渉により受信状態
が悪化し、しばしば受信音声に雑音を発生するという問
題が生じる。

【００３４】更にこのような場合、従来の方法では、遅
延波の存在について何等認識されないため、この強勢な
遅延波をガードインターバルの範囲に入れようとする何
等の制御もなされないこととなる。

【００３５】なお、データ復調器１１のデータ入力タイ
ミング調整に関係する具体的な処理として、直接的にデ
ータ復調器１１で処理するためのデータ取り込みのウィ
ンドウを動かすというタイミング制御処理と、Ａ／Ｄ変
換器９のサンプリング周波数の基準となるＶＣＸＯ８の
周波数を制御するという周波数制御処理とがある。

【００３６】ここでタイミング制御処理は、Ａ／Ｄ変換
器９のサンプリング周波数が正確であるとすれば、今回
検出した一般にサンプルデータの時間間隔を単位として
与えられる誤差を、そのまま補正することで、すなわ
ち、データ復調器１１にて処理を行うための１シンボル
分のデータの取り込み開始タイミングを、誤差に応じた
サンプル数分だけ進めるかまたは遅らせることで、次回
のタイミング誤差検出において完全に誤差が補正され、
誤差０となることが期待される、というものである。

【００３７】また、周波数制御処理は、タイミング制御
が行われてなお残る誤差が、ＣＩＲの時間的変化が小さ
いことを前提として、Ａ／Ｄ変換器９のサンプリング周
波数の誤差に起因するもと考えられることから、これを
補正して送信側の時間基準に合わせ込むことにより、よ
り正確な復調処理を行うことを可能とするものである。

【００３８】

【発明が解決しようとする課題】以上、説明したよう
に、従来のデジタル放送受信機のＣＩＲに基づくタイミ
ング同期処理においては、現在受信している信号の内、
最も時間的に先行する成分を基準にタイミング制御を行
うため、これより更に時間的に先行する信号成分が急速
に受信され始める条件に対応するための時間マージンを
設定する必要があり、実質的に伝送信号に設けられたガ
ードインターバル期間を狭める結果となり、比較的大き
な遅延をもつ信号成分がガードインターバル期間を外れ
ることによる受信性能悪化を招き易い、という問題があ
った。

【００３９】また、最も時間的に先行する信号成分だけ
に着目して制御を行うため、一旦比較的大きな遅延をも
つ信号成分による受信性能悪化が生じると、その状態が
改善されないという問題があった。

【００４０】この発明は、上述のような課題を解決する
ためになされたもので、ＣＩＲに基づくタイミング同期
処理が、マルチパス、ＳＦＮ放送などの受信条件下でも
適切に行なうことができるデジタル放送受信機を得るこ
とを目的とする。

【００４１】

【課題を解決するための手段】この発明に係るデジタル
放送受信機は、受信信号より変調データの復調を行うデ
ータ復調器と、このデータ復調器から出力される同期シ
ンボル復調データに基づき伝送チャンネルのインパルス
応答を求めるＣＩＲ演算手段と、このＣＩＲ演算手段か
ら出力される伝送チャンネルのインパルス応答の振幅ま
たはパワデータに対し、予め保持または算定される重み
係数を逐次乗算して積の総和を計算する積和演算手段と
を備え、この積和演算手段の出力に基づき上記データ復
調器に与える受信信号のタイミングを調整し得るよう構
成したものである。

【００４２】また、受信信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変
換器と、このＡ／Ｄ変換器にサンプリングの時間基準を
与えるＶＣＸＯと、上記Ａ／Ｄ変換器から出力される受
信信号から変調データの復調を行うデータ復調器と、こ
のデータ復調器の出力として与えられる同期シンボル復
調データから伝送チャンネルのインパルス応答を求める
ＣＩＲ演算手段と、このＣＩＲ演算手段から出力される
伝送チャンネルのインパルス応答の振幅またはパワデー
タに対し、予め保持または算定される重み係数を逐次乗
算して積の総和を計算する積和演算手段と、この積和演
算手段の出力に基づき上記データ復調器に与える受信信
号のタイミングを調整し得るよう構成され、かつ、伝送
チャンネルのインパルス応答の振幅またはパワデータ中
のピーク出現位置を検出するピーク検出手段と、このピ
ーク出現位置に対し上記タイミング調整における補正値
を補正した後これを記憶する手段とを備え、この記憶さ
れた前回のピーク出現位置に対し前回のタイミング補正
値を補正した値と今回のピーク出現位置との差に基づき
上記ＶＣＸＯの周波数を調整し得るよう構成したもので
ある。

【００４３】また、重み係数を、ＣＩＲパワデータのガ
ードインターバル相当期間のほぼ中央に対応するものを
境として符号が異なり、かつ、これを境にその絶対値が
ほぼ対称となるようにしたものである。

【００４４】また、重み係数を、ＣＩＲパワデータのガ
ードインターバル相当期間のほぼ中央に対応するものを
境として符号が異なり、かつ、これを境にその絶対値が
ほぼ対称となり、さらに、ＣＩＲパワデータのガードイ
ンターバル相当期間の端に相当する位置を越える部分に
ついてより大きな重みを与えるようにしたものである。

【００４５】また、重み係数を、ＣＩＲパワデータのガ
ードインターバル相当期間のほぼ中央に対応するものを
境として符号が異なり、かつ、これを境にその絶対値が
ほぼ対称となり、さらに、ＣＩＲパワデータのガードイ
ンターバル相当期間の端に相当する位置に近づくにつれ
重みを増し、ガードインターバル相当期間を外れる部分
については更に大きく重みを増すようにしたものであ
る。

【００４６】また、重み係数を、初期値を負または正の
最大値として、処理に用いるＣＩＲパワのデータ数を適
宜分割した所定数のデータを処理する間、逐次所定の増
分をもって重み係数を増加または減少させ、続く分割部
分に対する所定数のデータを処理する間、逐次この分割
部分に対する所定の増分をもって重み係数を増加または
減少させる計算を繰り返して与えるようにしたものであ
る。

【００４７】

【発明の実施の形態】この発明の実施の形態であるデジ
タル放送受信機においては、ＣＩＲパワデータの主要部
分すべてに対し適当な重みを掛けて総和をとった結果に
基づきデータ復調器への受信信号入力タイミング調整に
用いる。また、ＣＩＲパワデータに掛ける重みを、ガー
ドインターバル相当期間に対し適当に変化させてタイミ
ング調整を効果的に行うことでガードインターバルを活
用する。

【００４８】更に、従来、データ復調器への受信信号入
力タイミング調整に用いると同じ補正値に基づいてＶＣ
ＸＯの周波数調整をしていたのに対し、ＣＩＲパワデー
タ中のピーク出現位置を検出して、前回のピーク出現位
置に対し前回制御装置１２の同期制御手段に与えたタイ
ミング補正値を補正したものと、今回のピーク出現位置
との差に基づき周波数調整するよう変更することで、そ
の動作を安定化する。

【００４９】以下、この発明をその実施の形態を示す図
面に基づいて具体的に説明する。実施の形態１．この発明の実施の形態１に係るデジタル
放送受信機の構成は、図７と同様であり、制御装置１２
の構成が異なる。図１に、この実施の形態１に係る制御
装置１２内のタイミング同期処理部１００のブロック図
を示す。図において、１０１は位相補正手段、１０２は
位相基準シンボルデータ保持手段、１０３はＩＤＦＴ手
段、１０４はパワ演算手段で、１０１〜１０４でＣＩＲ
演算手段１５０を構成している。１１０は重み係数デー
タ保持手段、１１１は積和演算手段である。

【００５０】このタイミング同期処理部１００におい
て、位相補正手段１０１への入力は位相基準シンボルの
復調信号のＤＦＴ処理結果であり、これは上記（１）式
（ｍ番目キャリアに対応のデータ）のように表すことが
できる。但しここでは、前後のシンボルからの干渉およ
び雑音の影響は除いている。

【００５１】この入力データに対し、位相補正手段１０
１では位相基準シンボルデータ保持手段１０２から与え
られる既知の位相基準シンボルデータを用いてその複素
共役値を各々乗ずる処理を行う。これにより理想的な状
態では位相基準シンボルの各キャリアごとに施された位
相変調が解除され、位相補正手段１０１の出力は全キャ
リアの位相が揃うこととなる。ここで位相基準シンボル
変調データの複素共役値は、数３で表すことができ、位
相補正手段１０１の出力からは式１のθｍを含む項が除
かれる。

【００５２】

【数３】

【００５３】次に位相補正手段１０１の出力に対し、Ｉ
ＤＦＴ手段１０３にてＩＤＦＴ処理を行うことにより、
その時間領域に変換された出力には、すべてのキャリア
位相が一致する時点、すなわちｔ＝ｔe にインパルス信
号が発生することとなる。ここで、以上のような処理に
より、すべてのキャリア位相が一致する点は、伝送シン
ボルにおける変調の基準となる点、すなわち図９に示す
伝送シンボルの構成において、有効シンボル期間の開始
点および終了点となる。

【００５４】パワ演算手段１０４から出力されるＣＩＲ
データは、積和演算手段１１１にて順次重み係数データ
保持手段１１０からの出力である重み係数と乗算され、
その積の総和が計算される。この総和が、タイミング調
整値として積和演算手段１１１から制御装置１２の同期
制御手段に与えられる。

【００５５】ここで、重み係数データ保持手段１１０に
保持されるデータは、例えば、図２に示すようなもので
ある。図において、縦軸は重み係数値を表し、横軸はこ
の係数が掛けられるＣＩＲパワデータの位置を表す。な
お、ＣＩＲパワデータの位置はデータの先端が０であ
り、−ｔs ／４から０までの負の値は、実際にはｔs ×
３／４からｔs までのＣＩＲ後部を巡回してつなげたも
のであり、この部分では有効シンボル期間終了点による
インパルスを評価することとなる。ここでｔs は有効シ
ンボル期間を表しており、ＤＡＢではガードインターバ
ル期間がｔs ／４となる。

【００５６】図２から明らかなように、重み計数値はガ
ードインターバル相当期間０からｔs ／４のほぼ中央で
０となり、これから正の方向に外れるに従い重みを増
し、ガードインターバル相当期間を外れるｔs ／４付近
から更に急速に重みを増すように設定し、また負の方向
に外れる場合には符号をマイナスとして順次重みを増
し、ガードインターバルを外れる０付近からは更に急速
に重みを増すように設定する。

【００５７】このとき、制御装置１２の同期制御手段
は、積和演算手段１１１の出力が０に近づくようデータ
復調器への受信信号入力タイミング調整を行う。これに
より、ＣＩＲのパワが比較的狭い範囲に集中する場合、
つまりマルチパスによる遅延波が存在しない場合など
は、そのＣＩＲの応答がほぼガードインターバルの中央
に位置するように、即ち制御装置１２の同期制御手段に
与えられるタイミング誤差データが０に収束する制御が
行われることとなる。

【００５８】また、ガードインターバル期間に相当する
ほどの広範囲に遅延をもつ反射波が存在する場合には、
ガードインターバルの中央から前後に現れるＣＩＲのパ
ワが適当にバランスし、且つ大きな成分がより中央寄り
に位置するよう制御が行われることとなる。

【００５９】いずれにしても、ＣＩＲパワデータの中心
的な部分がほぼガードインターバルの中央に位置する結
果となるため、従来問題となっていた、ＣＩＲパワデー
タの中心的な部分から前後に外れた点に応答を生じるよ
うな強勢な信号が突然現れる場合でも、ほぼ最大限のマ
ージンを設けるに近い効果を得ることができ、多くの場
合、このような応答をガードインターバル相当期間に吸
収することができるので、受信復調への悪影響を最小限
にとどめることができる。

【００６０】なお、以上の説明では、重み係数データを
図２に示すようなものとしたが、ＣＩＲパワデータの時
間的な広がりの比較的小さな場合においては、この重み
係数を図３に示すような単純な係数とすることもでき
る。この場合にも積和演算手段１１１からの誤差出力が
０となるのは、ガードインターバル相当期間の中央から
前に現れるＣＩＲのパワの総和と、これより後ろに現れ
るＣＩＲのパワの総和とが等しくなる場合であり、ほぼ
所望の動作を行い得ることとなる。この場合は、同一の
係数を繰り返し使用することで保存すべき重み係数の種
類が少なくなるため、重み係数データ保持手段１１０の
構成を著しく簡略化することができる。

【００６１】また、重み係数データを図４に示すような
ものとして、保存すべき重み係数の種類を抑えながらガ
ードインターバルの端に相当する位置を越える部分につ
いてより大きな重みを与えることで、重み係数データ保
持手段１１０の構成を簡略化しながら、ＣＩＲの時間的
広がりが比較的大きい場合にも良好なタイミング制御処
理を行うようにすることができる。

【００６２】実施の形態２．図５は、この発明の実施の
形態２を示すもので、制御装置１２によるタイミング同
期処理を、プログラム処理として実行する場合のフロー
チャートである。

【００６３】図において、３０１は位相基準シンボルに
対する離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理完了判定、３０
２は位相補正処理、３０３はＩＤＦＴ処理、３０４〜３
０８はＩＤＦＴ処理結果としてのＣＩＲデータから応答
のピーク探索、およびＣＩＲ応答データに対する重み係
数の乗算と積和演算処理、３０９〜３１１はタイミング
調整データおよびＶＣＸＯ制御データの生成処理、３１
２はタイミング調整処理である。

【００６４】次に、処理動作を説明する。位相基準シン
ボルデータの処理に基づく同期処理開始３００の時点で
は、ヌルシンボルのエンベロープ検出に基づく概略のタ
イミング同期処理が完了しているものとする。次に、３
０１で位相基準シンボルのＤＦＴ処理の完了が判定され
ると、３０２で送信側で各データに対して施された位相
変調を解除するための位相補正処理を行う。３０３で
は、位相補正された位相基準シンボルデータに対しＩＤ
ＦＴ処理を施し、これをＣＩＲデータに変換する。

【００６５】次に、処理３０４では、複素数として与え
られるＣＩＲデータのパワを計算する。処理３０５で
は、この結果に対し予め保持する重み係数値を乗じ、累
和をとる。判定３０６では、今回計算のＣＩＲデータの
パワをこれまでの最大値と比較し、もし今回の結果が大
きければ、このデータに対応するデータ位置をＣＩＲピ
ーク位置として保存する。処理３０８では、処理すべき
全データについて３０４以降の処理が行われたか否かの
判定を行う。全データの処理が完了した場合、処理３０
９にてＣＩＲデータのパワに重みをつけて累和を取った
結果に基づきタイミング補正値ＤＴの計算を行う。

【００６６】次に、処理３１２では、前回の処理でメモ
リに蓄えた、前回のＣＩＲピーク位置に前回のタイミン
グ補正値を補正した結果を読み出した後、今回のＣＩＲ
ピーク位置に今回のタイミング補正値を補正した結果を
メモリに蓄える。

【００６７】次に、処理３１３では、今回のＣＩＲピー
ク位置と前回のＣＩＲピーク位置に対し、前回のタイミ
ング補正値を補正した値との差に基づいて、ＶＣＸＯに
対する周波数補正値Ｄvcxoの計算を行う。

【００６８】これは、もし前回から今回の位相基準シン
ボルを受信するまでの間に伝送チャンネルの特性に変化
が無く、かつＶＣＸＯの周波数が正確であったとすれ
ば、今回のＣＩＲピーク位置は、前回のＣＩＲピーク位
置に対し前回のタイミング補正値を補正した値に一致す
るはずである。言い換えれば、この今回のＣＩＲピーク
位置と前回のＣＩＲピーク位置に対し、前回のタイミン
グ補正値を補正した値との差は、伝送チャンネルの特性
変化がフレーム周期に対し緩やかであるという条件で、
ＶＣＸＯの周波数誤差を反映することとなるからであ
る。

【００６９】最後に、処理３１４にてタイミング制御値
ＤＴに基づき、データ復調器１１へのデータ入力のタイ
ミングを調整する。また、ＶＣＸＯ補正値ＤvcxoをＶＣ
ＸＯに対する現在の制御値に加算出力することで、ＶＣ
ＸＯの周波数補正を行う。

【００７０】ＶＣＸＯの周波数制御処理を、以上説明し
たように実施するのは、この実施の形態２に係るデータ
入力タイミング制御が、ＶＣＸＯ周波数に相関の高いＣ
ＩＲ発生位置だけでなく、ＣＩＲのパワにも依存して決
まるためであり、ＣＩＲのパワが比較的激しく変化する
移動受信等において、従来例と同じように、単にデータ
入力タイミング制御に与えると同じ制御値に基づいた制
御を行ったのでは適切な制御がなされず、ＶＣＸＯの周
波数が理想値に収束しないだけでなく、大きな振動を発
生することさえあるからである。

【００７１】なお、この実施の形態２においては、重み
計数値Ｋm をインデックスｍに対応して制御装置のメモ
リ上の数表として蓄えるとしたが、これを計算によって
得ることもできる。

【００７２】図６は、この計算方法を説明するための図
で、例えば、ＤＡＢの伝送モード１のときに、全ＣＩＲ
データのうち、１５３６データを処理する場合、Ｋm の
初期値を−３２７６８として、最初の４４８個のデータ
を処理する間は１データ処理毎にＫm の値を２４ずつ増
加させ、続く９６データについてはＫm の値を１７３ず
つ増加させ、続く４４８データについてはＫm の値を２
４ずつ増加させ、続く９６データについてはＫm の値を
１７３ずつ増加させ、続く４４８データについてはＫm
の値を２４ずつ増加させることで、Ｋm の最終値が３２
７０４となり、ほぼ図２に示す重み係数が得られること
を示している。他の伝送モード２〜４についても同様で
ある。

【００７３】なお、上記の説明では、便宜上、Ｋm の値
を整数として扱ったが、実際の計算の際はこのＫm の値
を２の１５乗、即ち３２７６８で正規化した−１〜１の
範囲の実数値として取り扱うことができる。

【００７４】

【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているので、以下に示すような効果を奏する。

【００７５】ＣＩＲの主要な部分すべてを評価してタイ
ミング調整処理を行うようにしたので、マルチパスやＳ
ＦＮ放送下でも良好にデジタル音声放送を受信すること
ができる。

【００７６】また、ＣＩＲデータ中のピーク出現位置に
対してタイミング調整値を補正した結果に基づいてＶＣ
ＸＯの周波数制御処理を行うようにしたので、ＣＩＲの
パワが比較的激しく変化する受信条件等においても安定
した周波数制御を行うことができる。

【００７７】また、簡易な重み係数データ保持手段を用
いてＣＩＲの主要な部分すべてを評価してタイミング調
整処理を行うようにしたので、マルチパスやＳＦＮ放送
下でも良好にデジタル音声放送を受信することができ
る。

【００７８】また、比較的簡易な重み係数データ保持手
段を用いてＣＩＲの主要な部分すべてを評価し、特にＣ
ＩＲのガードインターバル相当期間を外れる成分に対し
て大きな重みを与えてタイミング調整処理を行うように
したので、マルチパスやＳＦＮ放送下でも良好にデジタ
ル音声放送を受信することができる。

【００７９】また、ＣＩＲの主要な部分すべてを評価
し、特にＣＩＲのガードインターバル中央相当位置から
外れる成分に対して順次大きな重みを与え、ＣＩＲのガ
ードインターバル相当期間を外れる成分に対しては更に
順次大きな重みを与えてタイミング調整処理を行うよう
にしたので、マルチパスやＳＦＮ放送下でも良好にデジ
タル音声放送を受信することができる。

【００８０】さらに、積和演算手段に与える重み係数を
逐次簡易な計算を繰り返して与えることで、多数の重み
係数を保持する必要をなくしたので、デジタル音声放送
受信機を安価に構成することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態１におけるタイミング
同期処理部のブロック図である。

【図２】実施の形態１の動作説明図である。

【図３】実施の形態１の動作説明図である。

【図４】実施の形態１の動作説明図である。

【図５】この発明の実施の形態２のフローチャートで
ある。

【図６】実施の形態２の動作説明図である。

【図７】従来のデジタル放送受信機のブロック図であ
る。

【図８】従来のデジタル放送受信機におけるタイミン
グ同期処理部のブロック図である。

【図９】デジタル音声放送方式（ＤＡＢ）のデータ構
成図である。

【図１０】従来のデジタル放送受信機の動作説明図で
ある。

【符号の説明】

１アンテナ、２ＲＦ増幅器、３周波数変換器、４
局部発振器、５中間周波フィルタ、６中間周波増
幅器、７直交復調器、８ＶＣＸＯ、９Ａ／Ｄ変換
器、１０同期信号検出器、１１データ復調器、１２
制御装置、１３誤り訂正符号復号器、１４ＭＰＥ
Ｇ音声デコーダ、１５Ｄ／Ａ変換器、１６音声増幅
器、１７スピーカ、１００タイミング同期処理部、
１０１位相補正手段、１０２位相基準シンボルデータ
保持手段、１０３ＩＤＦＴ手段、１０４パワ演算手
段、１１０重み係数データ保持手段、１１１積和演
算手段、１５０ＣＩＲ演算手段。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号より変調データの復調を行うデ
ータ復調器と、このデータ復調器から出力される同期シンボル復調デー
タに基づき伝送チャンネルのインパルス応答を求めるＣ
ＩＲ演算手段と、このＣＩＲ演算手段から出力される伝送チャンネルのイ
ンパルス応答の振幅またはパワデータに対し、予め保持
または算定される重み係数を逐次乗算して積の総和を計
算する積和演算手段とを備え、この積和演算手段の出力に基づき上記データ復調器に与
える受信信号のタイミングを調整し得るよう構成されて
いることを特徴とするデジタル放送受信機。
【請求項２】受信信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器
と、このＡ／Ｄ変換器にサンプリングの時間基準を与えるＶ
ＣＸＯと、上記Ａ／Ｄ変換器から出力される受信信号から変調デー
タの復調を行うデータ復調器と、このデータ復調器の出力として与えられる同期シンボル
復調データから伝送チャンネルのインパルス応答を求め
るＣＩＲ演算手段と、このＣＩＲ演算手段から出力される伝送チャンネルのイ
ンパルス応答の振幅またはパワデータに対し、予め保持
または算定される重み係数を逐次乗算して積の総和を計
算する積和演算手段と、この積和演算手段の出力に基づき上記データ復調器に与
える受信信号のタイミングを調整し得るよう構成され、
かつ、伝送チャンネルのインパルス応答の振幅またはパ
ワデータ中のピーク出現位置を検出するピーク検出手段
と、このピーク出現位置に対し上記タイミング調整における
補正値を補正した後これを記憶する手段とを備え、この記憶された前回のピーク出現位置に対し前回のタイ
ミング補正値を補正した値と今回のピーク出現位置との
差に基づき上記ＶＣＸＯの周波数を調整し得るよう構成
されていることを特徴とするデジタル放送受信機。
【請求項３】重み係数を、ＣＩＲパワデータのガード
インターバル相当期間のほぼ中央に対応するものを境と
して符号が異なり、かつ、これを境にその絶対値がほぼ
対称となるようにしたことを特徴とする請求項１または
請求項２に記載のデジタル放送受信機。
【請求項４】重み係数を、ＣＩＲパワデータのガード
インターバル相当期間のほぼ中央に対応するものを境と
して符号が異なり、かつ、これを境にその絶対値がほぼ
対称となり、さらに、ＣＩＲパワデータのガードインタ
ーバル相当期間の端に相当する位置を越える部分につい
てより大きな重みを与えるようにしたことを特徴とする
請求項１または請求項２に記載のデジタル放送受信機。
【請求項５】重み係数を、ＣＩＲパワデータのガード
インターバル相当期間のほぼ中央に対応するものを境と
して符号が異なり、かつ、これを境にその絶対値がほぼ
対称となり、さらに、ＣＩＲパワデータのガードインタ
ーバル相当期間の端に相当する位置に近づくにつれ重み
を増し、ガードインターバル相当期間を外れる部分につ
いては更に大きく重みを増すようにしたことを特徴とす
る請求項１または請求項２に記載のデジタル放送受信
機。
【請求項６】重み係数を、初期値を負または正の最大
値として、処理に用いるＣＩＲパワのデータ数を適宜分
割した所定数のデータを処理する間、逐次所定の増分を
もって重み係数を増加または減少させ、続く分割部分に
対する所定数のデータを処理する間、逐次この分割部分
に対する所定の増分をもって重み係数を増加または減少
させる計算を繰り返して与えるようにしたことを特徴と
する請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載のデジタ
ル放送受信機。