JP3337769B2 - Inverter device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、ブラシレスモータのよ
うな、複数の巻線を有するモータの各巻線をロータの所
定の回転位置に対応する転流タイミングで順次通電する
ためのスイッチング回路を有するインバータ装置に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention has a switching circuit for sequentially energizing each winding of a motor having a plurality of windings, such as a brushless motor, at a commutation timing corresponding to a predetermined rotational position of a rotor. It relates to an inverter device.

【０００２】[0002]

【従来の技術】近年エアコンや冷蔵庫において、コンプ
レッサの能力可変や電力消費量の節約のために直流モー
タの一種であるブラシレスモータを採用しこれをインバ
ータ装置によって駆動することが行われている。ブラシ
レスモータの場合、通常、巻線の通電相を決定するため
にロータの回転位置信号を必要とするが、エアコンや冷
蔵庫のコンプレッサのようにモータが冷媒に晒される
等、モータの使用環境によっては位置検出センサーを配
置することが困難な場合がある。このため、本願発明者
等は、モータの巻線の誘起電圧を検出しこれを電気的に
処理することにより回転位置信号を得る技術を開発しこ
れを特願昭６２ー１６２６５４号として出願した。2. Description of the Related Art In recent years, in air conditioners and refrigerators, a brushless motor, which is a type of DC motor, has been used and driven by an inverter device in order to change the capacity of a compressor and save power consumption. In the case of a brushless motor, the rotation position signal of the rotor is usually required to determine the current-carrying phase of the winding.However, depending on the usage environment of the motor, such as when the motor is exposed to a refrigerant like an air conditioner or a refrigerator compressor. It may be difficult to arrange the position detection sensor. For this reason, the present inventors have developed a technique for detecting a voltage induced in a winding of a motor and electrically processing the voltage to obtain a rotational position signal, and applied for the technique as Japanese Patent Application No. 62-162654.

【０００３】以下、その出願の発明がパルス幅変調（以
下、単にＰＷＭと称する）方式で実施される場合を例に
し、これを従来技術として図１５〜図１７を参照しなが
ら説明する。図１５に示されたインバータ装置におい
て、交流電源１に接続される直流電源回路２は全波整流
回路３、リアクトル４ａおよび平滑用コンデンサ４ｂか
らなり、この直流電源回路２の正側直流電源線５と負側
直流電源線６との間にはスイッチング回路としてスイッ
チング素子例えばスイッチング用トランジスタ７〜１２
からなる三相ブリッジ回路１３が接続され、その出力端
子１４ｕ，１４ｖ，１４ｗにブラシレスモータ１５の各
巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗの端子が接続されている。Hereinafter, a case where the invention of the application is implemented by a pulse width modulation (hereinafter simply referred to as PWM) method will be described as an example, and this will be described as a conventional technique with reference to FIGS. In the inverter device shown in FIG. 15, DC power supply circuit 2 connected to AC power supply 1 includes full-wave rectifier circuit 3, reactor 4 a and smoothing capacitor 4 b, and positive DC power supply line 5 of DC power supply circuit 2. A switching element such as a switching transistor 7 to 12 is provided as a switching circuit between the power supply 6 and the negative DC power supply line 6.
The three-phase bridge circuit 13 is connected, and the terminals of the windings 15u, 15v, 15w of the brushless motor 15 are connected to the output terminals 14u, 14v, 14w.

【０００４】上記三相ブリッジ回路１３において、正側
直流電源線５と出力端子１４ｕ，１４ｖ，１４ｗとの間
に接続された３個のトランジスタ７，９，１１は正側ス
イッチング素子に対応し、負側直流電源線６と出力端子
１４ｕ，１４ｖ，１４ｗとの間に接続された３個のトラ
ンジスタ８，１０，１２は負側スイッチング素子に対応
し、これら各トランジスタ７〜１２が所定の順序でオン
オフ制御されると、ブラシレスモータ１５はその各巻線
１５ｕ〜１５ｗが１２０度（電気角、以下同様）の位相
差をもって順次繰り返し通電されることにより回転駆動
される。この場合、一つのトランジスタは１２０度オ
ン、２４０度オフのオンオフ周期で制御され且つオン期
間では、図１６に示すＰＷＭ信号Ｐ1 によってデューテ
ィの制御がなされるので、ブラシレスモータ１５の各巻
線１５ｕ〜１５ｗの端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは図１６
に示す波形になる。In the three-phase bridge circuit 13, the three transistors 7, 9, 11 connected between the positive DC power supply line 5 and the output terminals 14u, 14v, 14w correspond to positive switching elements. Three transistors 8, 10, 12 connected between the negative DC power supply line 6 and the output terminals 14u, 14v, 14w correspond to a negative switching element, and these transistors 7 to 12 are arranged in a predetermined order. When on / off control is performed, the brushless motor 15 is rotationally driven by sequentially and repeatedly energizing the windings 15u to 15w with a phase difference of 120 degrees (electric angle, the same applies hereinafter). In this case, one transistor is controlled by an on / off cycle of 120 degrees on and 240 degrees off, and in the on period, the duty is controlled by the PWM signal P1 shown in FIG. 16, so that each winding 15u to 15w of the brushless motor 15 Terminal voltages Vu, Vv, Vw of FIG.
The waveform shown in FIG.

【０００５】図１７はＰＷＭ制御を伴わない場合の巻線
１５ｕの端子電圧Ｖｕおよび電流Ｉｕの波形を示す。こ
の波形において、約６０度（期間Ｔa ）の区間に渡る傾
斜部分は巻線１５ｕの誘起電圧、細長い正負パルスは三
相ブリッジ回路１３の各トランジスタ７〜１２と並列に
接続されたダイオードＤ1 〜Ｄ6 によるパルス電圧、ま
た、Ｖ0 は直流電源線５、６間に接続された抵抗分圧回
路１６によって形成された基準電圧である。この図１７
から、転流タイミングは誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とがク
ロスする時点（以下、単にゼロクロス時点と称する）か
ら約３０度遅れていることが理解される。FIG. 17 shows waveforms of the terminal voltage Vu and the current Iu of the winding 15u when PWM control is not performed. In this waveform, the sloped portion over the section of about 60 degrees (period Ta) is the induced voltage of the winding 15u, and the elongated positive and negative pulses are the diodes D1 to D6 connected in parallel with the transistors 7 to 12 of the three-phase bridge circuit 13. , And V0 is a reference voltage formed by a resistance voltage dividing circuit 16 connected between the DC power supply lines 5 and 6. This FIG.
From this, it is understood that the commutation timing is delayed by about 30 degrees from the time when the induced voltage crosses the reference voltage V0 (hereinafter, simply referred to as a zero crossing time).

【０００６】前記端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは位置検出
手段としての位置信号回路１７に設けられたコンパレー
タ１８〜２０によって前記基準電圧Ｖ0 と比較されるこ
とにより、ブラシレスモータ１５が有するロータの位置
情報として図１６に示すような端子電圧Ｖｕ〜Ｖｗの１
８０度区間認識用の基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´
に変換される。更にこれら基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，
Ｖｗ´が通電信号形成手段としての波形合成回路２１に
与えられ、ここでＰＷＭ信号Ｐ1 との照合により正パル
ス成分のみの時間幅１８０度の連続方形波からなり且つ
互に１２０度の位相差を有する認識波形信号Ｕａ，Ｖ
ａ，Ｗａに変換される。この認識波形信号Ｕａ，Ｖａ，
Ｗａの開始点（立上り時点）および終了点（立下り時
点）はゼロクロス時点に一致している。The terminal voltages Vu, Vv, Vw are compared with the reference voltage V0 by comparators 18 to 20 provided in a position signal circuit 17 as position detecting means, so that position information of the rotor of the brushless motor 15 is obtained. The terminal voltages Vu to Vw as shown in FIG.
Basic wave signals Vu ', Vv', Vw 'for 80-degree section recognition
Is converted to Further, these fundamental wave signals Vu ', Vv',
Vw 'is supplied to a waveform synthesizing circuit 21 as an energization signal forming means, where it is made up of a continuous square wave having a time width of 180 degrees of only a positive pulse component and a phase difference of 120 degrees from each other by comparison with a PWM signal P1. Recognition waveform signals Ua, V
a, Wa. The recognized waveform signals Ua, Va,
The start point (rising point) and end point (falling point) of Wa coincide with the zero-cross point.

【０００７】更にこの波形合成回路２１内では、これに
保有された第１および第２のタイマー機能のうち、第１
のタイマー機能によって前記３つの認識波形信号Ｕａ，
Ｖａ，Ｗａから時間幅Ｔｂが各々６０度をもつ６個の第
１の位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 を形成し、更に第２の
タイマー機能によって第１の各位相区分パターンＸ1〜
Ｘ6 の終点を起点とする時間幅が各々３０度をもつ６個
の第２の位相区分パターンＹ1 〜Ｙ6 を形成する。そし
て、波形合成回路２１は、最終的に上記のような第２の
位相区分Ｙ1 〜Ｙ6 信号から図１６に示す通電信号Ｕ
ｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを合成する。Further, in the waveform synthesizing circuit 21, of the first and second timer functions held by the
The three recognition waveform signals Ua,
Six first phase division patterns X1 to X6 each having a time width Tb of 60 degrees from Va and Wa are formed, and the first phase division patterns X1 to X6 are further formed by a second timer function.
Six second phase division patterns Y1 to Y6 each having a time width of 30 degrees starting from the end point of X6 are formed. Then, the waveform synthesizing circuit 21 finally converts the energizing signal U shown in FIG. 16 from the second phase section Y1 to Y6 signals as described above.
p, Un, Vp, Vn, Wp, Wn are synthesized.

【０００８】ここで、通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖ
ｎ，Ｗｐ，Ｗｎの開始点は、第２の位相区分パターンＹ
1 〜Ｙ6 の終了点に一致しているので、ゼロクロス時点
から３０度遅れた時点となり、従って、これら通電信号
Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎの位相パターン
は、三相ブリッジ回路１３のトランジスタ７〜１２に要
求された転流タイミングパターンに一致することとな
る。Here, the energization signals Up, Un, Vp, V
The starting points of n, Wp and Wn are determined by the second phase division pattern Y
Since they coincide with the end points of 1 to Y6, it is a time point delayed by 30 degrees from the zero crossing time point. Therefore, the phase pattern of these energization signals Up, Un, Vp, Vn, Wp, Wn is determined by the three-phase bridge circuit 13. This corresponds to the commutation timing pattern required for the transistors 7 to 12.

【０００９】一方、速度判定回路２２は、波形合成回路
２１からブラシレスモータ１５の回転速度検出信号とし
て与えられた通電信号Ｗｎと速度指令信号Ｓｃとから速
度偏差を判定し、その速度偏差に対応した速度偏差信号
Ｓｄを出力してこれをパルス幅変調回路２３に与える。
このパルス幅変調回路２３はＰＷＭ信号Ｐ1 のデューテ
ィを速度偏差信号Ｓｄの大きさに応じるように制御す
る。このようにデューティが制御されたＰＷＭ信号Ｐ1
は駆動手段を構成するゲート回路２４の各ゲート部２
５，２７，２９によって前記通電信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗ
ｐ，と合成例えば論理積をとられながら三相ブリッジ回
路１３の正側トランジスタ７，９，１１のベースにベー
ス制御信号として供給されてこれらがＰＷＭ信号Ｐ1 の
オンオフモードでオンオフ制御される。また、負側トラ
ンジスタ８，１０，１２のベースには前記通電信号Ｕ
ｎ，Ｖｎ，Ｗｎのみがゲート部２６，２８，３０を介し
て供給されてＰＷＭモードを伴わないオンオフ制御がな
され、この結果、トランジスタ７〜１２が通電信号Ｕｐ
〜Ｗｎにより図１６に示すパターンでオンオフ制御され
ることによってブラシレスモータ１５が駆動を継続する
と共に図１６に示されるＰＷＭ信号Ｐ1 によるデューテ
ィ制御によってその速度制御がなされる。On the other hand, the speed judging circuit 22 judges a speed deviation from the energizing signal Wn and the speed command signal Sc given from the waveform synthesizing circuit 21 as a rotation speed detection signal of the brushless motor 15, and responds to the speed deviation. The speed deviation signal Sd is output and supplied to the pulse width modulation circuit 23.
The pulse width modulation circuit 23 controls the duty of the PWM signal P1 according to the magnitude of the speed deviation signal Sd. The PWM signal P1 whose duty is controlled in this way.
Are the gate units 2 of the gate circuit 24 constituting the driving means.
5, 27, 29, the energization signals Up, Vp, W
The base signal is supplied to the bases of the positive transistors 7, 9, 11 of the three-phase bridge circuit 13 as a base control signal while being synthesized with, for example, a logical product, and these are controlled on / off in the on / off mode of the PWM signal P1. The energization signal U is provided at the bases of the negative transistors 8, 10, and 12.
Only n, Vn, and Wn are supplied through the gates 26, 28, and 30 to perform on / off control without the PWM mode. As a result, the transistors 7 to 12 turn on the energization signal Up.
16 is controlled in the pattern shown in FIG. 16 so that the brushless motor 15 continues to be driven, and its speed is controlled by the duty control based on the PWM signal P1 shown in FIG.

【００１０】ここで、ＰＷＭ信号Ｐ1 のオンモードとは
そのパルス信号のハイレベルおよびロウレベルのうち、
トランジスタをオンさせるレベル（ハイレベルに設定）
のモードをいい、オフモードとはトランジスタをオフさ
せるレベル（ロウレベルに設定）のモードをいう。Here, the ON mode of the PWM signal P1 means the high level or the low level of the pulse signal.
Level to turn on transistor (set to high level)
The off mode refers to a mode of a level (set to a low level) at which a transistor is turned off.

【００１１】[0011]

【発明が解決しようとする課題】以上の説明から明らか
なように、各相の巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗには、ゼ
ロクロス時点から３０度遅れて１２０度の区間通電され
る。図１８の（ａ），（ｂ）および（ｃ）には、ブラシ
レスモータ１５のＵ相巻線１５ｕの誘起電圧とＰＷＭ制
御を伴わない場合の印加電圧および電流の関係を示す。
同図（ａ）〜（ｃ）から明らかなように、巻線１５ｕに
印加される直流電源回路２の電圧は誘起電圧のピーク時
点Ｔｐを中心に１２０度の範囲で対称波形となる。これ
に対し、巻線１５ｕに流れる電流Ｉｕは、電圧の印加開
始時点から傾斜状に徐々に増加して時間Ｔ1 だけ遅れて
定常状態に達し、また電圧の印加終了時点から傾斜状態
に徐々に減少して時間Ｔ2 （Ｔ1 と同等）だけ遅れてゼ
ロになる。従って、巻線１５ｕに流れる電流Ｉｕの波形
は誘起電圧のピーク時点Ｔｐに対し非対称となり位相差
を生ずる。このことは、ＰＷＭ制御を行った場合でも同
様に生ずる。As is apparent from the above description, the windings 15u, 15v, and 15w of each phase are energized for a section of 120 degrees with a delay of 30 degrees from the zero-cross point. FIGS. 18A, 18B and 18C show the relationship between the induced voltage of the U-phase winding 15u of the brushless motor 15 and the applied voltage and current without PWM control.
As is clear from FIGS. 7A to 7C, the voltage of the DC power supply circuit 2 applied to the winding 15u has a symmetrical waveform in a range of 120 degrees around the peak time Tp of the induced voltage. On the other hand, the current Iu flowing through the winding 15u gradually increases gradually from the start of the voltage application, reaches a steady state after a lapse of the time T1, and gradually decreases to the inclined state from the end of the voltage application. Then, it becomes zero with a delay of time T2 (equivalent to T1). Therefore, the waveform of the current Iu flowing through the winding 15u is asymmetric with respect to the peak time Tp of the induced voltage, and a phase difference is generated. This also occurs when PWM control is performed.

【００１２】一般にモータの発生トルクは、誘起電圧と
電流の積で表されるため、誘起電圧のピーク時点Ｔｐに
対し電流が非対称の波形となる従来では、モータの効率
が低下することとなる。特にエアコン等では、限られた
電源容量で最大に出力して急速な冷暖房が要求される
し、また省エネルギー、ランニングコストなどの面から
も効率向上が望まれている。Generally, the generated torque of the motor is represented by the product of the induced voltage and the current. Therefore, in the related art, the current has an asymmetric waveform with respect to the peak time Tp of the induced voltage, and the efficiency of the motor is reduced. In particular, in air conditioners and the like, rapid cooling and heating are required by maximizing output with a limited power supply capacity, and improvement in efficiency is also demanded in terms of energy saving and running cost.

【００１３】そこで、転流タイミングを誘起電圧と基準
電圧Ｖ0 とがクロスする時点から３０度遅れた時点では
なく、図１８の（ｄ）に示すように、誘起電圧と基準電
圧Ｖ0 とがクロスする時点から３０度遅れた時点よりも
一定角度（図１８の（ｄ）に示す時間Ｔｄに相当）だけ
早い時点に定めることが考えられる。このようにする
と、図１８の（ｅ）に示すように、電流Ｉｕの波形は、
誘起電圧のピーク時点Ｔｐに対し対称形となり、この結
果、いわゆる力率が改善されるから電流Ｉｕも小さくな
る。Therefore, the commutation timing is not delayed 30 degrees from the time when the induced voltage and the reference voltage V0 cross, but as shown in FIG. 18D, the induced voltage and the reference voltage V0 cross. It is conceivable that the time is determined to be earlier by a certain angle (corresponding to the time Td shown in FIG. 18D) than the time 30 degrees behind the time. Thus, as shown in FIG. 18E, the waveform of the current Iu becomes
The induced voltage becomes symmetrical with respect to the peak time Tp. As a result, the so-called power factor is improved, so that the current Iu is also reduced.

【００１４】しかしながら、上記遅れ時間Ｔ1 およびＴ
2 は常に一定ではなく、負荷トルク（電流）が大きいほ
ど長く、回転速度（誘起電圧）が大きいほど短くなる
等、場合場合に応じて変化する。このため、転流タイミ
ングをゼロクロス時点から３０度よりも小さな一定角度
遅れた一定時点に定めても、十分なる効率向上は望めな
い。However, the delay times T1 and T1
2 is not always constant, and changes depending on the case. For example, it becomes longer as the load torque (current) becomes larger, and becomes shorter as the rotation speed (induced voltage) becomes larger. For this reason, even if the commutation timing is set to a certain time delayed by a certain angle smaller than 30 degrees from the zero crossing time, a sufficient improvement in efficiency cannot be expected.

【００１５】本発明の目的は、モータの巻線への電圧印
加の開始時点および終了時点からの巻線電流の遅れ時間
がモータの負荷トルクや回転速度により一定せず場合場
合で異なるという事情があっても、巻線電流を誘起電圧
に対して同位相となるように流すことができ、モータの
効率向上を図ることができるインバータ装置を提供する
にある。An object of the present invention is that the delay time of the winding current from the start and end of the voltage application to the winding of the motor is different depending on the load torque and the rotation speed of the motor when it is not constant. Even so, an object of the present invention is to provide an inverter device that can flow a winding current so as to have the same phase with respect to an induced voltage and can improve the efficiency of a motor.

【００１６】[0016]

【課題を解決するための手段】請求項１記載のインバー
タ装置は、モータが有する複数相の巻線に順次通電する
ための、並列にダイオードを有する複数のスイッチング
素子からなるスイッチング回路と、前記モータが有する
ロータの位置情報を得る位置検出手段と、前記スイッチ
ング素子の転流時における前記巻線の蓄積エネルギーの
放出による前記ダイオードの通電時間を検出し、この検
出時間をスイッチング素子の転流時間とする転流時間検
出手段と、転流タイミングを前記位置情報と転流時間と
に基づいて決定し、その転流タイミングに対応する通電
信号を得る通電信号形成手段と、前記通電信号に基づい
て前記スイッチング素子を駆動する駆動手段とを具備し
てなるものである。請求項２記載のインバータ装置は、
転流時間検出手段が、ダイオードの通電時間を、巻線の
端子電圧と基準電圧との比較により検出するように構成
されていることを特徴とするものである。According to a first aspect of the present invention, there is provided an inverter device comprising: a switching circuit including a plurality of switching elements having diodes in parallel for sequentially energizing a plurality of phase windings of the motor; Position detecting means for obtaining the position information of the rotor of the switching element, and detecting the energization time of the diode due to the release of the energy stored in the winding at the time of commutation of the switching element. A commutation time detecting means, a commutation timing is determined based on the position information and the commutation time, and an energization signal forming means for obtaining an energization signal corresponding to the commutation timing; and And driving means for driving the switching element. The inverter device according to claim 2,
The invention is characterized in that the commutation time detecting means is configured to detect the energization time of the diode by comparing the terminal voltage of the winding with a reference voltage.

【００１７】請求項３記載のインバータ装置は、モータ
が有する複数相の巻線に順次通電するための、並列にダ
イオードを有する複数のスイッチング素子からなるスイ
ッチング回路と、パルス幅変調信号を得るパルス幅変調
回路と、前記モータが有するロータの位置情報を得る位
置検出手段と、前記スイッチング素子の転流時における
前記巻線の蓄積エネルギーの放出による前記ダイオード
の通電時間を検出し、その検出時間を前記パルス幅変調
信号の周期およびデューティに基づき補正してスイッチ
ング素子の転流時間を決定する転流時間検出手段と、転
流タイミングを前記位置情報と転流時間とによって決定
し、その転流タイミングに対応する通電信号を得る通電
信号形成手段と、前記通電信号およびパルス幅変調信号
に基づいて前記スイッチング素子を駆動する駆動手段と
を具備してなるものである。According to a third aspect of the present invention, there is provided an inverter device comprising: a switching circuit comprising a plurality of switching elements having diodes in parallel for sequentially energizing a plurality of phase windings of a motor; and a pulse width for obtaining a pulse width modulation signal. A modulating circuit, position detecting means for obtaining position information of a rotor of the motor, and detecting a conduction time of the diode due to release of stored energy in the winding during commutation of the switching element; A commutation time detecting means for correcting the commutation time of the switching element by correcting based on the cycle and duty of the pulse width modulation signal, and determining the commutation timing by the position information and the commutation time; Energizing signal forming means for obtaining a corresponding energizing signal; and the switch based on the energizing signal and the pulse width modulation signal. Those formed by and a driving means for driving the switching element.

【００１８】請求項４記載のインバータ装置は、モータ
が有する複数相の巻線に順次通電するために、正側直流
電源線と巻線の端子との間に接続された並列にダイオー
ドを有する複数の正側スイッチング素子および負側直流
電源線と巻線の端子との間に接続された並列にダイオー
ドを有する複数の負側スイッチング素子からなるスイッ
チング回路と、パルス幅変調信号を得るパルス幅変調回
路と、前記モータが有するロータの位置情報を得る位置
検出手段と、前記スイッチング素子の転流時における前
記巻線の蓄積エネルギーの放出による前記ダイオードの
通電時間を巻線の端子電圧と基準電圧との比較により検
出し、その検出時間をスイッチング素子の転流時間とす
る転流時間検出手段と、転流タイミングを前記位置情報
と転流時間とによって決定し、その転流タイミングに対
応する通電信号を得る通電信号形成手段と、前記正側ス
イッチング素子および負側スイッチング素子のうち、前
記パルス幅変調信号によってオンオフ制御する側のスイ
ッチング素子を選択するために前記通電信号の切り替わ
り毎に変化する選択信号を得る選択信号形成手段と、前
記正側スイッチング素子間で転流が行われるときには前
記負側スイッチング素子をパルス幅変調信号のオンオフ
モードに従いオンオフ制御すると共に、負側スイッチン
グ素子間で転流が行われるときには正側スイッチング素
子をパルス幅変調信号のオンオフモードに従いオンオフ
制御すべく、前記通電信号、パルス幅変調信号および選
択信号に基づいて前記スイッチング素子を駆動する駆動
手段とを具備してなるものである。請求項５記載のイン
バータ装置は、位置検出手段が巻線の端子電圧に基づい
て位置情報を得るように構成されていることを特徴とす
るものである。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided an inverter device having a plurality of diodes connected in parallel between a positive DC power supply line and a terminal of a winding for sequentially energizing a plurality of windings of the motor. Circuit comprising a plurality of negative switching elements having a diode in parallel connected between a positive switching element and a negative DC power supply line and a terminal of a winding, and a pulse width modulation circuit for obtaining a pulse width modulation signal Position detecting means for obtaining position information of the rotor of the motor, and the conduction time of the diode due to the release of energy stored in the winding during commutation of the switching element is determined by comparing a terminal voltage of the winding with a reference voltage. A commutation time detecting means for detecting by comparison and using the detected time as a commutation time of the switching element; and a commutation timing based on the position information and the commutation time. And an energizing signal forming means for obtaining an energizing signal corresponding to the commutation timing, and a switching element on / off controlled by the pulse width modulation signal is selected from the positive side switching element and the negative side switching element. Selection signal forming means for obtaining a selection signal that changes every time the energization signal is switched, and on / off control of the negative switching element according to the on / off mode of the pulse width modulation signal when commutation is performed between the positive switching elements. When commutation is performed between the negative switching elements, the switching element is controlled based on the energization signal, the pulse width modulation signal, and the selection signal so that the positive switching element is turned on and off in accordance with the on / off mode of the pulse width modulation signal. And driving means for driving. An inverter device according to a fifth aspect is characterized in that the position detecting means is configured to obtain position information based on a terminal voltage of the winding.

【００１９】[0019]

【作用】巻線に流れる電流が電圧の印加開始と同時にゼ
ロから定常状態に立上らず、電圧の印加終了と同時に定
常状態からゼロに立下らず、時間的に遅れを生ずる現象
は磁気エネルギーの蓄積およびその蓄積したエネルギー
の放出が逆起電力の影響を受けるからであり、従って電
圧の印加開始時の電流の遅れ時間と電圧の印加終了時の
電流の遅れ時間は略等しい。また、電圧の印加終了時に
巻線に蓄積されたエネルギーの放出に要する時間、すな
わち巻線の電流が定常状態からゼロになるまでの遅れ時
間はスイッチング素子の転流時間に略一致する。そし
て、そのとき流れる電流はスイッチング素子と並列に接
続されたダイオードを通じて巻線に還流するので、ダイ
オードの通電時間を検出することにより、スイッチング
素子の転流時間が分かることとなる。[Action] The phenomenon that the current flowing through the winding does not rise from zero to the steady state at the same time as the start of voltage application and does not fall from the steady state to zero at the same time as the end of the voltage application and causes a time delay is magnetic. This is because the accumulation of energy and the release of the accumulated energy are affected by the back electromotive force, so that the current delay time at the start of voltage application and the current delay time at the end of voltage application are substantially equal. Further, the time required for releasing the energy stored in the winding at the end of the voltage application, that is, the delay time from the steady state to the zero current of the winding substantially coincides with the commutation time of the switching element. Then, the current flowing at that time flows back to the winding through a diode connected in parallel with the switching element, so that the commutation time of the switching element can be determined by detecting the conduction time of the diode.

【００２０】従って、請求項１記載の手段によれば、位
置検出手段により得たロータの位置情報だけでなく、こ
の位置情報と転流時間検出手段により得た転流時間とか
ら転流タイミングを決定し、その転流タイミングに対応
する通電信号を形成するので、巻線電流を誘起電圧に対
し同位相となるように流すことができる。Therefore, according to the first aspect of the present invention, not only the rotor position information obtained by the position detecting means but also the commutation timing based on the position information and the commutation time obtained by the commutation time detecting means. Since the current is determined and an energization signal corresponding to the commutation timing is formed, the winding current can be made to flow in the same phase as the induced voltage.

【００２１】請求項２記載の手段によれば、ダイオード
の通電時間を検出する構成が簡単となる。請求項３記載
の手段によれば、ダイオードの通電時間の検出を巻線の
端子電圧と基準電圧との比較により行う場合、パルス幅
変調信号のオンオフモードによりスイッチング素子がオ
ンオフされると、巻線の端子電圧と基準電圧の比較によ
ってはダイオードの通電時間を正確に検出できなくなる
場合が生ずるが、巻線の端子電圧と基準電圧との比較に
より得たダイオードの通電時間をパルス幅変調信号の周
期およびデューティにより補正するので、ダイオードの
通電時間を実際の通電時間に近付けることができる。According to the second aspect, the structure for detecting the energizing time of the diode is simplified. According to the third aspect of the present invention, when the energization time of the diode is detected by comparing the terminal voltage of the winding with the reference voltage, when the switching element is turned on / off in the on / off mode of the pulse width modulation signal, Depending on the comparison between the terminal voltage of the winding and the reference voltage, it may be impossible to accurately detect the conduction time of the diode.However, the conduction time of the diode obtained by comparing the terminal voltage of the winding with the reference voltage is determined by the period of the pulse width modulation signal. And the duty is corrected, so that the energization time of the diode can be made closer to the actual energization time.

【００２２】請求項４記載の手段によれば、パルス幅変
調信号によりオンオフ制御するスイッチング素子を場合
に応じて正側スイッチング素子と負側スイッチング素子
との間で切り替えるので、ダイオードの通電時間の検出
を巻線の端子電圧と基準電圧との比較により行っても、
巻線の端子電圧の変化がダイオードの通電終了時に同期
して現れるようになる。According to the fourth aspect of the present invention, the switching element to be turned on / off by the pulse width modulation signal is switched between the positive side switching element and the negative side switching element as occasion demands. By comparing the terminal voltage of the winding with the reference voltage,
A change in the terminal voltage of the winding appears at the end of energization of the diode.

【００２３】請求項５記載の手段によれば、ロータの位
置情報を巻線の端子電圧と基準電圧との比較により得る
ので、ホール素子などの位置検出素子を設けなくとも済
む。According to the fifth aspect of the present invention, since the position information of the rotor is obtained by comparing the terminal voltage of the winding with the reference voltage, it is not necessary to provide a position detecting element such as a Hall element.

【００２４】[0024]

【実施例】以下、本発明の第１の実施例について図１〜
図８を参照しながら説明するが、図１５と異なる部分に
ついてのみ説明する。この実施例では、図１５に示され
た従来のインバータ装置における通電信号形成手段とし
ての波形成形回路２１はマイクロコンピュータ３１から
構成されている。このマイクロコンピュータ３１は、波
形成形回路２１のすべての機能に加え、後述するよう
に、転流タイミングを変化させる機能、特定の期間を認
識するための第３のタイマー機能、およびダイオードＤ
1 〜Ｄ6 の通電時間を検出するための転流時間検出手段
としての第４のタイマー機能を有する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
The description will be made with reference to FIG. 8, but only the portions different from FIG. 15 will be described. In this embodiment, the waveform shaping circuit 21 as the energizing signal forming means in the conventional inverter device shown in FIG. The microcomputer 31 has, in addition to all the functions of the waveform shaping circuit 21, a function of changing a commutation timing, a third timer function for recognizing a specific period, and a diode D as described later.
It has a fourth timer function as a commutation time detecting means for detecting the energization time of 1 to D6.

【００２５】上記特定期間の認識は、認識波形信号Ｕ
ａ，Ｖａ，Ｗａの立上りおよび立下がりタイミング近
傍、換言すればブラシレスモータ１５の各巻線１５ｕ，
１５ｖ，１５ｗの誘起電圧を含む端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，
Ｖｗと基準電圧Ｖ0 とがクロスする時点の近傍を認識す
るためのものである。そのため、マイクロコンピュータ
３１が有する第３のタイマー機能は、図２に示すよう
に、第２の各位相区分パターンＹ1 〜Ｙ6 の終了点から
時間Ｚ1 〜Ｚ6 を計測する。The recognition of the specific period is performed by the recognition waveform signal U.
a, Va, Wa, near the rising and falling timings, in other words, each winding 15u,
The terminal voltages Vu, Vv, including the induced voltages of 15v and 15w,
This is for recognizing the vicinity of the point where Vw and the reference voltage V0 cross. Therefore, the third timer function of the microcomputer 31 measures the time Z1 to Z6 from the end point of each of the second phase division patterns Y1 to Y6, as shown in FIG.

【００２６】後述の説明から明らかとなるが、この第３
のタイマー機能による時間Ｚ1 〜Ｚ6 の計測によって、
マイクロコンピュータ３１は第１の各位相区分パターン
Ｘ1〜Ｘ6 の終点（ゼロクロス時点）と同一の終点を持
つ時間幅１５度（Ｔｂ／４）相当時間の特定期間Ｔｉを
認識し、この特定期間Ｔｉ内においてコンパレータ１８
〜２０からの基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´を入力
するようにしている。このように基本波信号Ｖｕ´，Ｖ
ｖ´，Ｖｗ´の入力を特定期間Ｔｉに限定することによ
り、ダイオードＤ1 〜Ｄ6 によるパルス電圧が基準電圧
Ｖ0 とクロスする時点をゼロクロス時点と誤認識するこ
とを防止している。As will be apparent from the following description, this third
By measuring the time Z1 to Z6 by the timer function of
The microcomputer 31 recognizes a specific period Ti corresponding to a time width of 15 degrees (Tb / 4) having the same end point as the end point (zero crossing point) of each of the first phase division patterns X1 to X6. In the comparator 18
To 20 are input as fundamental wave signals Vu ', Vv', Vw '. Thus, the fundamental wave signals Vu ', V
By limiting the input of v 'and Vw' to the specific period Ti, it is possible to prevent the time when the pulse voltage by the diodes D1 to D6 crosses the reference voltage V0 from being erroneously recognized as the zero crossing time.

【００２７】マイクロコンピュータ３１によるゼロクロ
ス時点の認識は、コンパレータ１８〜２０からの基本波
信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびパルス幅変調回路２
３からのＰＷＭ信号Ｐ1 とマイクロコンピュータ３１が
有するメモリに記憶された位置検出用比較データとの比
較により行われる。位置検出用比較データは、次の表１
に示すように、第１の各位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 毎
に、基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信
号Ｐ1 のハイレベル（Ｈ）・ロウレベル（Ｌ）モードと
して構成されている。The microcomputer 31 recognizes the point of zero crossing by recognizing the fundamental signals Vu ', Vv', Vw 'from the comparators 18 to 20 and the pulse width modulation circuit 2
3 is compared with the comparison data for position detection stored in the memory of the microcomputer 31. The comparison data for position detection is shown in Table 1 below.
As shown in the figure, the first phase division patterns X1 to X6 are configured as a high level (H) / low level (L) mode of the fundamental signal Vu ', Vv', Vw 'and the PWM signal P1. .

【００２８】[0028]

【表１】 [Table 1]

【００２９】そして、マイクロコンピュータ３１は、第
１の各位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6においては、現在進
行中の位相区分パターンの位置検出用比較データを入力
し、前記特定期間Ｔｉ内で検出した基本波信号Ｖｕ´，
Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ・ロウの状
態がその入力した位相区分の比較データと一致したと
き、ゼロクロス時点すなわち進行中であった第１の位相
区分パターンの終了時点が且つ次の第１の位相区分パタ
ーンの開始点と認識する。Then, the microcomputer 31 inputs the comparison data for position detection of the currently proceeding phase division pattern in each of the first phase division patterns X1 to X6, and outputs the fundamental wave detected in the specific period Ti. The signal Vu ',
When the Vv ', Vw' and the high / low state of the PWM signal P1 coincide with the comparison data of the input phase division, the zero crossing time, that is, the end time of the first phase division pattern in progress, and the next time. It is recognized as the start point of the first phase division pattern.

【００３０】さて、図１８にＴ１，Ｔ２で示す巻線への
電圧印加開始および終了に対する電流の遅れは、巻線へ
の磁気エネルギーの蓄積および放出が逆起電力に逆らっ
て行われるから生ずるものである。この場合、巻線に蓄
積されるエネルギーと巻線から放出されるエネルギーと
は同一であるから、Ｔ１とＴ２とは等しく、また蓄積エ
ネルギーの放出に要する時間はトランジスタの転流時間
に等しい。従って、トランジスタの転流時間を計測し、
転流タイミングをゼロクロス時点から３０度遅れた時点
よりも転流時間の１／２相当時間だけ早めれば、誘起電
圧に対する巻線電流の位相のずれをなくすことができる
こととなる。The delay of the current with respect to the start and end of the voltage application to the windings indicated by T1 and T2 in FIG. 18 is caused by the fact that the magnetic energy is accumulated and released from the windings against the back electromotive force. It is. In this case, since the energy stored in the winding and the energy released from the winding are the same, T1 and T2 are equal, and the time required for releasing the stored energy is equal to the commutation time of the transistor. Therefore, measuring the commutation time of the transistor,
If the commutation timing is advanced by a time corresponding to の of the commutation time from the time when the commutation timing is delayed by 30 degrees from the zero crossing point, the phase shift of the winding current with respect to the induced voltage can be eliminated.

【００３１】一方、トランジスタの転流が行われている
ときには、蓄積エネルギーの放出による電流がトランジ
スタと並列のダイオードを通じて流れる。そこで、この
実施例では、ダイオードＤ1 〜Ｄ6 の通電時間を検出
し、これをトランジスタ７〜１２の転流時間として決定
するようにしている。そして、そのダイオードＤ1 〜Ｄ
6 が通電中にあることの認識は巻線１５ｕ〜１５ｗの端
子電圧と基準電圧Ｖ0 との比較により行うようにしてい
るが、ここでダイオードＤ1 〜Ｄ6 が通電中にあること
を巻線１５ｕ〜１５ｗの端子電圧と基準電圧Ｖ0 との比
較結果である基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´により
認識できる理由を説明する。On the other hand, when the commutation of the transistor is performed, the current due to the release of the stored energy flows through the diode in parallel with the transistor. Therefore, in this embodiment, the energization time of the diodes D1 to D6 is detected, and this is determined as the commutation time of the transistors 7 to 12. The diodes D1 to D1
6 is energized by comparing the terminal voltages of the windings 15u to 15w with the reference voltage V0. Here, the fact that the diodes D1 to D6 are energized indicates that the windings 15u to 15w are energized. The reason why the signal can be recognized based on the fundamental wave signals Vu ', Vv', and Vw ', which are the result of comparison between the terminal voltage of 15w and the reference voltage V0, will be described.

【００３２】ダイオードＤ1 〜Ｄ6 が通電中にある場合
の基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´のレベルは、転流
するトランジスタによって異なる。図４は負側トランジ
スタ８，１０，１２のいずれかがオン期間にあるとき、
正側トランジスタ７，９，１１のうち２つのトランジス
タ間で転流が行われる場合（図２の第２の位相区分パタ
ーンＹ1 ，Ｙ3 ，Ｙ5 の終了時点）の一例として、第２
の位相区分パターンＹ3 の終了時点での転流、すなわち
負側トランジスタ１２がオン期間にあるとき、正側トラ
ンジスタ７のオン期間が終了（オフ期間が開始）し、正
側トランジスタ９のオン期間が開始される場合を例に取
って示しており、（ａ）は転流前、（ｂ）は転流中、
（ｃ）は転流後を示す。When the diodes D1 to D6 are energized, the levels of the fundamental signals Vu ', Vv', and Vw 'differ depending on the transistors to be commutated. FIG. 4 shows that when any of the negative-side transistors 8, 10, and 12 is in the ON period,
As an example of a case where commutation is performed between two of the positive-side transistors 7, 9, 11 (at the end of the second phase division patterns Y1, Y3, Y5 in FIG. 2), the second
The commutation at the end of the phase division pattern Y3, that is, when the negative transistor 12 is in the ON period, the ON period of the positive transistor 7 ends (the OFF period starts), and the ON period of the positive transistor 9 changes in the ON period. The case of starting is shown as an example, (a) before commutation, (b) during commutation,
(C) shows the state after the commutation.

【００３３】図４（ａ）の転流前では、矢印Ａ1 で示す
ように、正側直流電源線５→トランジスタ７→巻線１５
ｕ→巻線１５ｗ→トランジスタ１２→負側直流電源線６
の経路で電流が流れる。トランジスタ７がオフしトラン
ジスタ９がオンすることにより転流が開始されると、図
４（ｂ）に矢印Ａ2 で示すように、巻線１５ｕの蓄積エ
ネルギーの放出による電流が巻線１５ｕ→巻線１５ｗ→
トランジスタ１２→ダイオードＤ2 の経路で流れると同
時に、直流電源回路２の電圧印加により矢印Ａ3 で示す
ように正側直流電源線５→トランジスタ９→巻線１５ｖ
→巻線１５ｗ→トランジスタ１２→負側直流電源線６の
経路で新たな電流が流れ始める。そして、矢印Ａ2 で示
す経路を流れる電流は巻線１５ｕの蓄積エネルギーの放
出により次第に減少し、その電流がゼロとなったところ
で転流が終了し、転流後は図４（ｃ）に矢印Ａ3 で示す
電流だけが流れる。Before the commutation in FIG. 4A, as shown by the arrow A1, the positive side DC power supply line 5 → the transistor 7 → the winding 15
u → winding 15w → transistor 12 → negative DC power supply line 6
A current flows through the path. When commutation is started when the transistor 7 is turned off and the transistor 9 is turned on, as indicated by an arrow A2 in FIG. 15w →
At the same time as flowing through the path from the transistor 12 to the diode D2, the positive DC power supply line 5 → the transistor 9 → the winding 15v as indicated by the arrow A3 by the application of the voltage of the DC power supply circuit 2.
A new current starts flowing through the path of the winding 15w, the transistor 12, and the negative DC power supply line 6. The current flowing through the path indicated by the arrow A2 gradually decreases due to the release of the stored energy in the winding 15u. When the current becomes zero, the commutation ends. After the commutation, the arrow A3 in FIG. Only the current indicated by flows.

【００３４】このような転流時期において、ＰＷＭ制御
を伴わない場合の端子電圧Ｖｕの波形と、電流Ｉｕと、
端子電圧Ｖｕとコンパレータ１８による比較結果である
基本波信号Ｖｕ´とを図５に示す。なお、図５の記号
ａ，ｂ，ｃは各々図４の（ａ），（ｂ），（ｃ）と同一
の時点を示す。In such a commutation time, the waveform of the terminal voltage Vu without the PWM control, the current Iu,
FIG. 5 shows the terminal voltage Vu and the fundamental wave signal Vu ′ as a result of comparison by the comparator 18. Symbols a, b, and c in FIG. 5 indicate the same time points as (a), (b), and (c) in FIG.

【００３５】端子電圧Ｖｕは、転流前ではトランジスタ
７のオンにより正側直流電源線５の電位に略等しく、転
流中はダイオードＤ2 の導通により負側直流電源線６の
電位に略等しく、転流後は巻線１５ｕの誘起電圧が現れ
る。転流は誘起電圧が基準電圧Ｖ0 を越えている間に終
了するから、端子電圧Ｖｕと基準電圧Ｖ0 との比較結果
である基本波信号Ｖｕ´はダイオードＤ2 に電流が流れ
ている間（転流中）はロウレベルを維持し、転流が終了
するとハイレベルに変化する。このため、通電信号Ｕ
ｐ，Ｖｐの切り替え時点から基本波信号Ｖｕ´がロウレ
ベルにある時間を計測することにより、転流時間を検出
することができるものである。以上は第２の位相区分パ
ターンＹ3 の終了時点での転流につき説明したが、第２
の位相区分パターンＹ1 およびＹ5 の終了時点での転流
時間も、それぞれの時点に対応する基本波信号Ｖｗ´お
よびＶｖ´がロウレベルにある時間を計測することによ
り検出できる。The terminal voltage Vu is substantially equal to the potential of the positive DC power supply line 5 before commutation due to the turning on of the transistor 7, and substantially equal to the potential of the negative DC power supply line 6 during commutation due to conduction of the diode D2. After the commutation, an induced voltage of the winding 15u appears. Since the commutation ends while the induced voltage exceeds the reference voltage V0, the fundamental wave signal Vu ', which is the result of comparison between the terminal voltage Vu and the reference voltage V0, is generated while the current is flowing through the diode D2 (commutation). Middle) maintains the low level, and changes to the high level when the commutation ends. Therefore, the energization signal U
The commutation time can be detected by measuring the time during which the fundamental signal Vu 'is at the low level from the point in time when p and Vp are switched. The commutation at the end of the second phase division pattern Y3 has been described above.
The commutation time at the end of the phase division patterns Y1 and Y5 can also be detected by measuring the time during which the fundamental signals Vw 'and Vv' corresponding to each time are at the low level.

【００３６】一方、図６は正側トランジスタ７，９，１
１のいずれかがオン期間にあるとき、負側トランジスタ
８，１０，１２のうち２つのトランジスタ間で転流が行
われる場合（図２の第２の位相区分パターンＹ2 ，Ｙ4
，Ｙ6 ）の一例として、第２の位相区分パターンＹ4
の終了時点での転流、すなわち正側トランジスタ９がオ
ン期間にあるとき、負側トランジスタ１２のオン期間が
終了（オフ期間が開始）し負側トランジスタ８のオン期
間が開始される場合を例に取って示しており、（ａ）は
転流前、（ｂ）は転流中、（ｃ）は転流後を示す。FIG. 6 shows the positive-side transistors 7, 9, 1
1 is in the ON period, a commutation occurs between two of the negative transistors 8, 10, and 12 (the second phase division patterns Y2 and Y4 in FIG. 2).
, Y6), the second phase division pattern Y4
, Ie, when the positive transistor 9 is in the ON period, the ON period of the negative transistor 12 ends (the OFF period starts), and the ON period of the negative transistor 8 starts. (A) before commutation, (b) during commutation, and (c) after commutation.

【００３７】図６（ａ）の転流前では、矢印Ｂ1 で示す
ように、正側直流電源線５→トランジスタ９→巻線１５
ｖ→巻線１５ｗ→トランジスタ１２→負側直流電源線６
の経路で電流が流れる。トランジスタ１２がオフしトラ
ンジスタ８がオンすることにより転流が開始されると、
図６（ｂ）に矢印Ｂ2 で示すように、巻線１５ｗの蓄積
エネルギーの放出による電流が巻線１５ｗ→ダイオード
Ｄ5 →トランジスタ９→巻線１５ｖの経路で流れると同
時に、矢印Ｂ3 で示すように正側直流電源線５→トラン
ジスタ９→巻線１５ｖ→巻線１５ｕ→トランジスタ８→
負側直流電源線６の経路で新たな電流が流れ始める。そ
して、矢印Ｂ2 で示す経路を流れる電流は巻線１５ｖ，
１５ｗの蓄積エネルギーの放出により次第に減少し、そ
の電流がゼロになったところで転流が終了し、転流後は
図６（ｃ）に矢印Ｂ3 で示す電流だけが流れる。Before the commutation in FIG. 6A, the positive DC power supply line 5 → the transistor 9 → the winding 15 as shown by the arrow B1.
v → winding 15w → transistor 12 → negative DC power supply line 6
A current flows through the path. When commutation is started by turning off the transistor 12 and turning on the transistor 8,
As shown by the arrow B2 in FIG. 6B, the current due to the release of the energy stored in the winding 15w flows through the path of the winding 15w → the diode D5 → the transistor 9 → the winding 15v, and at the same time, as shown by the arrow B3. Positive DC power supply line 5 → transistor 9 → winding 15v → winding 15u → transistor 8 →
A new current starts flowing through the path of the negative DC power supply line 6. The current flowing through the path indicated by arrow B2 is the winding 15v,
The commutation ends when the current becomes zero due to the release of the 15 w of stored energy, and after the commutation, only the current indicated by the arrow B3 in FIG. 6C flows.

【００３８】このような転流時期において、ＰＷＭ制御
を伴わない場合の端子電圧Ｖｕの波形と、端子電圧Ｖｕ
とコンパレータ１８による比較結果である基本波信号Ｖ
ｕ´とを図７に示す。なお、図７の記号ａ，ｂ，ｃは各
々図６の（ａ），（ｂ），（ｃ）と同一の時点を示す。In such a commutation period, the waveform of the terminal voltage Vu without PWM control and the terminal voltage Vu
And the fundamental wave signal V, which is the result of comparison by the comparator 18
u ′ is shown in FIG. The symbols a, b, and c in FIG. 7 indicate the same time points as (a), (b), and (c) in FIG. 6, respectively.

【００３９】端子電圧Ｖｗは、転流前ではトランジスタ
１２のオンにより負側直流電源線６の電位に略等しく、
転流中はダイオードＤ5 の導通により正側直流電源線５
の電位に略等しく、転流後は巻線１５ｗの誘起電圧が現
れる。転流終了時点の巻線１５ｗの誘起電圧は基準電圧
Ｖ0 よりも低く、従って端子電圧Ｖｗと基準電圧Ｖ0と
の比較結果である基本波信号Ｖｗ´はダイオードＤ5 に
電流が流れている間（転流中）はハイレベルを維持し、
転流が終了するとロウレベルに変化する。このため、通
電信号Ｕｎ，Ｗｎの切り替え時点から基本波信号Ｖｗ´
がハイレベルにある時間を計測することにより、転流時
間を検出することができるものである。このことは第２
の位相区分パターンＹ2 およびＹ6 の終了時点での転流
においても、それぞれの時点に対応する基本波信号Ｖｖ
´およびＶｕ´がハイレベルにある時間を計測すること
により、転流時間を検出できる。Before the commutation, the terminal voltage Vw is substantially equal to the potential of the negative DC power supply line 6 by turning on the transistor 12;
During commutation, the positive DC power supply line 5
And the induced voltage of the winding 15w appears after the commutation. The induced voltage of the winding 15w at the end of the commutation is lower than the reference voltage V0. Therefore, the fundamental wave signal Vw ', which is the result of comparison between the terminal voltage Vw and the reference voltage V0, is generated while the current is flowing through the diode D5. Keeps the high level,
When the commutation ends, the level changes to a low level. For this reason, the fundamental wave signal Vw 'from the time when the energization signals Un and Wn are switched.
The commutation time can be detected by measuring the time when is at a high level. This is the second
In the commutation at the end of the phase division patterns Y2 and Y6 of FIG.
The commutation time can be detected by measuring the time during which ′ and Vu ′ are at the high level.

【００４０】従って、第２の位相区分パターンＹ1 〜Ｙ
6 の終了時点の転流中における基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ
´，Ｖｗ´のハイレベル（Ｈ）、ロウレベル（Ｌ）の関
係は次の表２のようになる。Therefore, the second phase division patterns Y1 to Y
6, the fundamental wave signals Vu 'and Vv during commutation
The relationship between the high level (H) and the low level (L) of ', Vw' is as shown in Table 2 below.

【表２】 [Table 2]

【００４１】そして、各第２の位相区分パターンＹ1 〜
Ｙ6 での転流を終了した時点では、各基本波信号Ｖｕ
´，Ｖｖ´，Ｖｗ´は表２の状態から反転するので、各
第１の位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 内で転流を終了した
時点での各基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´、ＰＷＭ
信号Ｐ1 のハイ、ロウのレベル関係は次の表３のように
なる。Then, each of the second phase division patterns Y 1 to Y 1
When the commutation at Y6 is completed, each fundamental wave signal Vu
, Vv ', and Vw' are inverted from the states shown in Table 2, so that the fundamental wave signals Vu ', Vv', Vw ', and Vu' at the time when the commutation ends in each of the first phase division patterns X1 to X6. PWM
The relationship between the high and low levels of the signal P1 is as shown in Table 3 below.

【表３】 なお、表３のレベル関係は前記表１のレベル関係と共に
各第１の位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 と関連付けてマイ
クロコンピュータ３１が有するメモリに記憶されてい
る。[Table 3] The level relations in Table 3 are stored in the memory of the microcomputer 31 in association with the first phase division patterns X1 to X6 together with the level relations in Table 1.

【００４２】次に上記構成におけるマイクロコンピュー
タ３１の作用を説明する。まず、この実施例では、ゼロ
クロス時点から３０度相当時間だけ遅れた時点を基準タ
イミングとする一方、転流時間Ｔｃを計測して転流タイ
ミングを上記基準タイミングよりも該転流時間Ｔｃの１
／２相当時間（補正時間Ｔｄ）だけ早い時点となるよう
に設定する構成としている。Next, the operation of the microcomputer 31 having the above configuration will be described. First, in this embodiment, a point in time delayed by 30 degrees from the zero-cross point is set as the reference timing, while the commutation time Tc is measured and the commutation timing is set to be one time smaller than the reference timing.
/ 2 equivalent time (correction time Td).

【００４３】このことを、図３に示すフローチャートを
参照しながら具体的に説明する。さて、今、第１の位相
区分パターンＸ1 〜Ｘ6 のうち、或る位相区分パターン
の特定期間Ｔｉに入ったとすると、ステップＳ１で、現
在進行中の位相区分パターンの位置検出用比較データ
（表１参照）をロードし、特定期間Ｔｉにおいて入力さ
れる基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信
号Ｐ1 のハイ・ロウの状態を位置検出用比較データと比
較する（ステップＳ２）。そして、誘起電圧と基準電圧
Ｖ0 とがクロスすると、基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖ
ｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ・ロウのレベル状態が
位置検出用比較データと一致するので（ステップＳ２で
「ＹＥＳ」）、次の第１の位相区分パターンの開始とな
り、ステップＳ３において直前の第１の位相区分パター
ンの所要時間（第１のタイマー機能が計測した時間）Ｔ
ｂをロードすると共に、開始された第１の位相区分パタ
ーンの所要時間を計測するために第１のタイマー機能を
再スタートさせる。This will be specifically described with reference to the flowchart shown in FIG. Now, assuming that a specific period Ti of a certain phase division pattern among the first phase division patterns X1 to X6 has entered, in step S1, comparison data for position detection of a phase division pattern currently in progress (Table 1). ), And the high / low states of the fundamental wave signals Vu ', Vv', Vw 'and the PWM signal P1 input in the specific period Ti are compared with the position detection comparison data (step S2). When the induced voltage and the reference voltage V0 cross, the fundamental signals Vu ', Vv', V
Since the high and low level states of w 'and the PWM signal P1 match the position detection comparison data ("YES" in step S2), the next first phase division pattern starts, and in step S3, the immediately preceding first phase division pattern starts. Time required for one phase division pattern (time measured by first timer function) T
b, and restart the first timer function to measure the time required for the first phase division pattern that has been started.

【００４４】そして、次のステップＳ４で、第２の位相
区分パターンの時間（第２のタイマー機能が計測すべき
時間）を演算する。この場合、第２の位相区分パターン
の時間を（Ｔｂ／２）に設定すると、転流タイミングが
ゼロクロス時点から３０度遅れた時点（従来と同時点）
になってしまうので、これを直前の第１の位相区分パタ
ーンにおいて後述のステップＳ１３で求めた補正時間Ｔ
ｄを用いて［（Ｔｂ／２）−Ｔｄ］の式で補正し、第２
のタイマー機能をスタートさせる。この結果、図１８の
（ｄ）に示すように、転流タイミングが前記基準タイミ
ングよりもＴｄだけ早い時点に補正されたことになる。Then, in the next step S4, the time of the second phase division pattern (the time to be measured by the second timer function) is calculated. In this case, when the time of the second phase division pattern is set to (Tb / 2), the time when the commutation timing is delayed by 30 degrees from the zero crossing time (simultaneous with the conventional case)
Therefore, this is calculated using the correction time T obtained in step S13 to be described later in the immediately preceding first phase division pattern.
is corrected by the expression [(Tb / 2) -Td] using d,
Start the timer function of. As a result, as shown in FIG. 18D, the commutation timing has been corrected to a time point earlier by Td than the reference timing.

【００４５】次に、ステップＳ５でメモリに記憶された
第１の位相区分パターンの区数をインクリメントして新
たに開始された第１の位相区分パターンの区数に設定
し、第２のタイマー機能が［（Ｔｂ／２）−Ｔｄ］のカ
ウントを終了すると（ステップＳ６で「ＹＥＳ」）、こ
の時点が第２の位相区分パターンの終了時点、すなわち
転流タイミングとなるので、ステップＳ７で通電信号を
切替える。そして、次のステップＳ８で第３のタイマー
機能の計測時間を演算する。ここで、第３のタイマー機
能の計測時間（Ｚ1 〜Ｚ6 に相当）を第１の位相区分パ
ターンの時間Ｔｂの１／４に設定すると、第２の位相区
分パターンの時間が（Ｔｂ／４）よりＴｄだけ縮まって
いるため、特定期間ＴｉがＴｄだけ早い時点から開始さ
れてしまう。そこで、本実施例では、第３のタイマー機
能の計測時間（Ｚ1 〜Ｚ6 ）を［（Ｔ／４）＋Ｔｄ］な
る式により求め、特定期間Ｔｉがゼロクロス時点より略
１５度相当時間前に開始されるようにしている。Next, in step S5, the number of sections of the first phase section pattern stored in the memory is incremented and set to the section number of the newly started first phase section pattern, and the second timer function is performed. Ends the count of [(Tb / 2) -Td] ("YES" in step S6), this time becomes the end time of the second phase division pattern, that is, the commutation timing. Switch. Then, in the next step S8, the measurement time of the third timer function is calculated. Here, if the measurement time of the third timer function (corresponding to Z1 to Z6) is set to 1/4 of the time Tb of the first phase division pattern, the time of the second phase division pattern is (Tb / 4) The specific period Ti is started from a point earlier by Td because it is further reduced by Td. Therefore, in the present embodiment, the measurement time (Z1 to Z6) of the third timer function is obtained by the equation [(T / 4) + Td], and the specific period Ti is started approximately 15 degrees before the zero crossing point. I am trying to.

【００４６】次のステップＳ９で転流時間計測のために
第４のタイマー機能をスタートさせる。そして、ステッ
プＳ１０で転流終了時点を検出するために現在の第１の
位相区分パターン内の転流終了検出用比較データ（表３
参照）をロードし、ステップＳ１１において基本波信号
Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ・
ロウのレベル状態を比較データと比較する。In the next step S9, a fourth timer function is started for commutation time measurement. Then, in step S10, in order to detect the end point of the commutation, the comparison data for detecting the end of the commutation in the current first phase division pattern (Table 3)
), And the high-level signals of the fundamental signals Vu ', Vv', Vw 'and the PWM signal P1 are set in step S11.
The row state is compared with the comparison data.

【００４７】さて、転流が終了すると、基本波信号Ｖｕ
´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ・ロウ
のレベル状態が転流終了検出用比較データと一致するの
で（ステップＳ１１で「ＹＥＳ」）、次のステップＳ１
２で第４のタイマー機能が計測した転流時間Ｔｃをロー
ドし、そしてステップＳ１３で下記（１）式により補正
時間Ｔｄの演算を行う。When the commutation is completed, the fundamental wave signal Vu
, Vv ', Vw' and the high / low level state of the PWM signal P1 match the commutation end detection comparison data ("YES" in step S11), so that the next step S1
In step 2, the commutation time Tc measured by the fourth timer function is loaded, and in step S13, the correction time Td is calculated by the following equation (1).

【００４８】Ｔｄ＝Ｔｃ／２ …… （１） ここで、転流時間Ｔｃは図１８に示す電流の遅れ時間Ｔ
１，Ｔ２に相当する。従って、補正時間Ｔｄを転流時間
Ｔｃの半分にして転流タイミングがゼロクロス時間から
３０度遅れた時点より転流時間Ｔｃの半分の時間Ｔｄだ
け早められることとなる。Td = Tc / 2 (1) where the commutation time Tc is the current delay time T shown in FIG.
1, T2. Accordingly, the correction time Td is set to a half of the commutation time Tc, and the commutation timing is advanced by a time Td that is half of the commutation time Tc from the point in time when the commutation timing is delayed by 30 degrees from the zero crossing time.

【００４９】そして、第３のタイマー機能がステップＳ
８で設定された時間のカウントを終了して特定期間Ｔｉ
に入ると（ステップＳ１４で「ＹＥＳ」）、ステップＳ
５でインクリメントされた現在の第１の位相区分パター
ンの位置検出用比較データをロードする前記ステップＳ
１に戻る。Then, the third timer function is executed in step S
The counting of the time set in Step 8 is completed and the specific period Ti
(“YES” in step S14),
Loading the comparison data for position detection of the current first phase division pattern incremented in step S5
Return to 1.

【００５０】このように本実施例によれば、転流タイミ
ングがゼロクロス時点から３０度遅れた時点より補正時
間Ｔｄだけ早められる。この補正時間Ｔｄは実際に計測
した転流時間Ｔｃの半分に相当する時間であるから、図
１８の（ｃ）に示す遅れ時間Ｔ1 ，Ｔ2 を実際に計測し
てその半分に相当する時間に設定したこととなる。従っ
て、それら遅れ時間Ｔ1 ，Ｔ2 が負荷トルクや回転速度
に応じて変化しても、常に巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗ
の電流波形が図１８の（ｅ）に示すように誘起電圧のピ
ーク時点Ｔｐに対し対称形（誘起電圧と同位相）とな
り、いわゆる力率が改善されてブラシレスモータ１５の
効率が向上する。As described above, according to the present embodiment, the commutation timing is advanced by the correction time Td from the time when the commutation timing is delayed by 30 degrees from the zero crossing time. Since the correction time Td is a time corresponding to half of the commutation time Tc actually measured, the delay times T1 and T2 shown in FIG. It is done. Therefore, even if the delay times T1 and T2 change according to the load torque and the rotation speed, the windings 15u, 15v, and 15w
18 (e) becomes symmetrical (in phase with the induced voltage) with respect to the peak time Tp of the induced voltage as shown in FIG. 18 (e), so that the power factor is improved and the efficiency of the brushless motor 15 is improved.

【００５１】なお、以上の説明において、第１〜第４の
タイマー機能はそれぞれ別々のタイマーにより果たすよ
うにしても良いが、第２のタイマー機能は第３および第
４のタイマー機能と同時に動作することはないから、第
２のタイマー機能と第３のタイマー機能、或いは第２の
タイマー機能と第４のタイマー機能とを同一のタイマー
により果たすように構成すれば、タイマー数を減少させ
ることができる。In the above description, the first to fourth timer functions may be performed by separate timers, but the second timer function operates simultaneously with the third and fourth timer functions. Therefore, if the second timer function and the third timer function or the second timer function and the fourth timer function are performed by the same timer, the number of timers can be reduced. .

【００５２】ところで、上述した第１の実施例では、正
側のトランジスタ７，９，１１がＰＷＭ信号Ｐ1 により
オンオフ制御されるが、そのＰＷＭ信号Ｐ1 の周期は転
流時間に比べて相当短い時間であるので、ダイオードＤ
1 〜Ｄ6 の通電時間として計測された転流時間Ｔｃは実
際の転流時間に略一致する。しかしながら、三相ブリッ
ジ回路１３の各トランジスタ７〜１２のスイッチング損
失を低減させる等の目的で、ＰＷＭ信号Ｐ1 の周期を長
く設定した場合には、端子電圧と基準電圧Ｖ0との比較
により検出される転流時間Ｔｃは実際の転流時間と差を
生ずることがある。このことを図８により説明する。In the first embodiment described above, the positive side transistors 7, 9, and 11 are on / off controlled by the PWM signal P1, but the period of the PWM signal P1 is considerably shorter than the commutation time. Therefore, the diode D
The commutation time Tc measured as the energization time of 1 to D6 substantially coincides with the actual commutation time. However, when the period of the PWM signal P1 is set long for the purpose of reducing the switching loss of each of the transistors 7 to 12 of the three-phase bridge circuit 13, it is detected by comparing the terminal voltage with the reference voltage V0. The commutation time Tc may differ from the actual commutation time. This will be described with reference to FIG.

【００５３】図８は負側トランジスタ８，１０，１２の
いずれかが通電期間にあるとき、正側トランジスタ７，
９，１１のうち２つのトランジスタ間で転流が行われる
場合（図２の第２の位相区分パターンＹ1 ，Ｙ3 ，Ｙ5
）の一例として、第２の位相区分パターンＹ3 の終点
での転流（図４の場合と同じ）において、端子電圧Ｖｕ
と基本波信号Ｖｕ´とをＰＷＭ信号Ｐ1 と関連付けて
（ａ）および（ｂ）に示している。FIG. 8 shows that when any one of the negative side transistors 8, 10, and 12 is in the energizing period, the positive side transistor 7,
In the case where commutation is performed between two transistors 9 and 11 (the second phase division patterns Y1, Y3 and Y5 in FIG. 2).
As an example), in the commutation at the end point of the second phase division pattern Y3 (the same as in FIG. 4), the terminal voltage Vu
And the fundamental wave signal Vu 'are shown in (a) and (b) in association with the PWM signal P1.

【００５４】（ａ）はＰＷＭ信号Ｐ1 のハイレベル中に
転流が終了した場合、（ｂ）はＰＷＭ信号Ｐ1 のロウレ
ベル中に転流が終了した場合であり、また図中、ｔｓは
転流タイミング、ｔｅは実際の転流終了時点を示す。
（ａ）の場合には転流終了時点ｔｅはＰＷＭ信号Ｐ1 の
ハイレベル期間（トランジスタ９オン）に存するから、
転流終了と同時に端子電圧Ｖｕは基準電圧Ｖ0 以上に立
ち上がることとなって、基本波信号Ｖｕ´がロウレベル
からハイレベルに転ずるので、計測された転流時間Ｔｃ
は実際の転流時間と同一となる。しかし、（ｂ）の場合
には転流終了時点ｔｅはＰＷＭ信号Ｐ1 のロウレベル期
間（トランジスタ９オフ）に存するから、転流が終了し
ても端子電圧Ｖｕは負側直流電源線６の電位のままとな
り、ＰＷＭ信号Ｐ1 がハイレベルに転じて初めて基準電
圧Ｖ0 以上に立ち上がることとなる。このため、計測さ
れた転流時間Ｔｃは実際の転流時間との間に差を生ずる
こととなる。(A) shows the case where the commutation ends while the PWM signal P1 is at the high level, (b) shows the case where the commutation ends while the PWM signal P1 is at the low level, and ts denotes the commutation in the figure. The timing te indicates the actual end point of the commutation.
In the case of (a), the commutation end time point te is in the high level period of the PWM signal P1 (the transistor 9 is on).
The terminal voltage Vu rises to the reference voltage V0 or more at the same time as the end of the commutation, and the fundamental wave signal Vu 'changes from the low level to the high level, so that the measured commutation time Tc
Is the same as the actual commutation time. However, in the case of (b), since the commutation end time point te is in the low level period of the PWM signal P1 (transistor 9 off), the terminal voltage Vu remains at the potential of the negative DC power supply line 6 even if the commutation ends. Only when the PWM signal P1 changes to the high level, it rises above the reference voltage V0. For this reason, a difference occurs between the measured commutation time Tc and the actual commutation time.

【００５５】ちなみに、負側トランジスタ８，１０，１
２間で転流が生じた場合（例えば図６の場合）には、巻
線の蓄積エネルギーは正側トランジスタに並列に接続さ
れているダイオードを通じて正側直流電源線５に流れ
る。このため、転流終了を検出すべき巻線の端子電圧
は、転流中は正側直流電源線５の電位、転流が終了する
と誘起電圧（正側トランジスタのオン時）、或いは負側
直流電源線６の電位（正側トランジスタのオフ時）とな
っていずれも基準電圧Ｖ0 を下回ることとなる。従っ
て、この場合には、ＰＷＭ信号Ｐ1 による正側トランジ
スタのオンオフとは無関係に、基本波信号は転流中はハ
イレベル、転流終了によりロウレベルに変化するので転
流終了時点を正確に検出でき、計測された転流時間Ｔｃ
と実際の転流時間との間に差を生ずることはない。By the way, the negative transistors 8, 10, 1
When commutation occurs between the two (for example, in the case of FIG. 6), the energy stored in the winding flows to the positive DC power supply line 5 through a diode connected in parallel to the positive transistor. For this reason, the terminal voltage of the winding from which the end of commutation is to be detected is the potential of the positive DC power supply line 5 during commutation, the induced voltage (when the positive transistor is on) when commutation ends, or the negative DC It becomes the potential of the power supply line 6 (when the positive-side transistor is turned off) and becomes lower than the reference voltage V0. Accordingly, in this case, the fundamental wave signal changes to a high level during commutation and changes to a low level upon completion of commutation irrespective of whether the positive side transistor is turned on or off by the PWM signal P1, so that the commutation end point can be accurately detected. , Measured commutation time Tc
And no actual commutation time.

【００５６】上述のような計測された転流時間Ｔｃと実
際の転流時間との間に差を生ずる場合があるという問題
を解消するための実施例として、以下に第２および第３
の実施例を説明する。まず第２の実施例では、図９に示
すように、パルス幅変調回路２３が速度偏差信号Ｓｄに
基づいて決定したＰＷＭ信号Ｐ1 のデューティＤはマイ
クロコンピュータ３１に与えられる。また、マイクロコ
ンピュータ３１が有するメモリにはＰＷＭ信号Ｐ1 の周
期Ｔｐが予め記憶されている。As an embodiment for solving the problem that a difference may occur between the measured commutation time Tc and the actual commutation time as described above, the second and third embodiments will be described below.
An example will be described. First, in the second embodiment, the duty D of the PWM signal P1 determined by the pulse width modulation circuit 23 based on the speed deviation signal Sd is given to the microcomputer 31, as shown in FIG. The cycle Tp of the PWM signal P1 is stored in the memory of the microcomputer 31 in advance.

【００５７】そして、マイクロコンピュータ３１は図３
のフローチャートのステップＳ１３において、補正時間
ＴｄをＰＷＭ信号Ｐ1 の周期ＴｐとデューティＤを用い
て以下の演算を行うことにより求め、これにて第４のタ
イマー機能によって計測された転流時間Ｔｃと実際の転
流時間との間に差をできるだけ生じないようにしてい
る。Then, the microcomputer 31 is arranged as shown in FIG.
In step S13 of the flowchart, the correction time Td is obtained by performing the following calculation using the cycle Tp of the PWM signal P1 and the duty D, and the commutation time Tc measured by the fourth timer function is calculated. The difference between the commutation time and the commutation time is minimized.

【００５８】すなわち、計測された転流時間Ｔｃの平均
値Ｔｃave は実際の転流時間Ｔｅに比べて次の（２）式
で示される時間だけ長くなる。 Ｔｃave −Ｔｅ＝（１−Ｄ）^２ ・Ｔｐ／２ …… （２） 上記（２）式の右辺はＰＷＭ信号Ｐ1 のロウレベル時間
の平均値を意味する。従って、例えば過去１２回（４極
モータの場合の１回転分）計測した転流時間Ｔｃの平均
をＴｃave として求め、下記（３）式により実際の転流
時間Ｔｅを演算により求める。 Ｔｅ＝Ｔｃave −（１−Ｄ）^２ ・Ｔｐ／２ …… （３） そして、補正時間Ｔｄは（３）式により求めた転流時間
Ｔｅの１／２として設定する。このように構成しても前
記第１の実施例と同様の効果を得ることができる。That is, the average value Tcave of the measured commutation times Tc is longer than the actual commutation time Te by the time shown by the following equation (2). Tcave−Te = (1−D) ² · Tp / 2 (2) The right side of the above equation (2) means the average value of the low level time of the PWM signal P1. Therefore, for example, the average of the commutation time Tc measured in the past 12 times (for one rotation in the case of a four-pole motor) is determined as Tcave, and the actual commutation time Te is calculated by the following equation (3). Te = Tcave− (1−D) ² · Tp / 2 (3) Then, the correction time Td is set as の of the commutation time Te obtained by the equation (3). Even with such a configuration, the same effect as in the first embodiment can be obtained.

【００５９】次に第３の実施例につき図１０〜図１３を
参照して説明するに、図１０には前記第１の実施例を示
す図１と同一部分に同一符号を付して異なる部分を述べ
る。マイクロコンピュータ３１は選択信号形成手段とし
ても機能し、図１１に示すように、ゼロクロス時点から
３０度遅れた時点よりも補正時間Ｔｄだけ早めた時点を
転流タイミングとする通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖ
ｎ，Ｗｐ，Ｗｎを形成すると共に、その通電信号の切替
わり時に変化、すなわちハイ・ロウのレベル関係が反転
する選択信号Ｓｐを形成する。Next, a third embodiment will be described with reference to FIGS. 10 to 13. In FIG. 10, the same parts as those of the first embodiment shown in FIG. State. The microcomputer 31 also functions as a selection signal forming means, and as shown in FIG. 11, the energization signals Up, Un, Vp having commutation timing set at a point earlier than the point 30 degrees delayed from the zero-cross point by the correction time Td. , V
In addition to forming n, Wp, and Wn, a selection signal Sp that changes when the energization signal is switched, that is, inverts the high / low level relationship, is formed.

【００６０】この選択信号Ｓｐは正側トランジスタ７，
９，１１間で転流が生じた場合には、そのときにオン期
間にある負側トランジスタをＰＷＭ信号Ｐ1 のオンオフ
モードに従いオンオフ制御すると共に、負側トランジス
タ８，１０，１２間で転流が生じた場合には、そのとき
にオン期間にある正側トランジスタをＰＷＭ信号Ｐ1の
オンオフモードに従いオンオフ制御するためのもので、
正側トランジスタ７，９，１１間で転流が生ずる場合に
は、ハイレベルからロウレベルに反転し、負側トランジ
スタ８，１０，１２間で転流が生ずる場合には、ロウレ
ベルからハイレベルに反転する。The selection signal Sp is supplied to the positive side transistor 7,
When commutation occurs between the transistors 9 and 11, the on-off control of the negative-side transistor in the on-period at that time is performed according to the on-off mode of the PWM signal P 1, and the commutation between the negative-side transistors 8, 10 and 12 is performed. When this occurs, the positive-side transistor in the on-period at that time is to be turned on / off in accordance with the on / off mode of the PWM signal P1,
When commutation occurs between the positive-side transistors 7, 9 and 11, the commutation is inverted from a high level to a low level, and when commutation occurs between the negative-side transistors 8, 10, and 12, the commutation is inverted from a low level to a high level. I do.

【００６１】一方、図１０に示すように、駆動手段とし
てのゲート回路３２には、６個の例えばアンド回路から
なるゲート部２５〜３０の他に、６個の例えばゲート回
路からなるゲート部３３〜３８が設けられている。そし
て、前記選択信号Ｓｐは負側トランジスタ８，１０，１
２に対応するゲート回路３４，３６，３８に与えられる
と共に、正側トランジスタ７，９，１１に対応するゲー
ト回路３３，３５，３７にノット回路３９により反転さ
れて与えられ、それらゲート回路３３〜３８によりＰＷ
Ｍ信号Ｐ1 と論理和をとられながら各ゲート部２５〜３
０に与えられる。また、通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖ
ｎ，Ｗｐ，Ｗｎは各ゲート部２５〜３０に与えられ、こ
こでゲート回路３３〜３８の出力信号と論理積をとられ
ながら三相ブリッジ回路１３の各トランジスタ７〜１２
のベースにベース制御信号として与えられる。On the other hand, as shown in FIG. 10, the gate circuit 32 as the driving means includes, in addition to the gate sections 25 to 30 composed of, for example, six AND circuits, a gate section 33 composed of six, for example, gate circuits. To 38 are provided. The selection signal Sp is supplied to the negative transistors 8, 10, 1
2 and the gate circuits 33, 35, and 37 corresponding to the positive-side transistors 7, 9, and 11 are inverted by a knot circuit 39 and provided to the gate circuits 33 to 35. PW by 38
The gates 25 to 3 are logically ORed with the M signal P1.
0 is given. Also, the energization signals Up, Un, Vp, V
n, Wp, and Wn are given to each of the gate units 25 to 30, where each of the transistors 7 to 12 of the three-phase bridge circuit 13 is ANDed with the output signals of the gate circuits 33 to 38.
As a base control signal.

【００６２】ここで、選択信号Ｓｐがロウレベルにある
ときには、ゲート回路３３，３５，３７は常時ハイレベ
ル信号を出力し、ゲート回路３４，３６，３８はＰＷＭ
信号Ｐ1 と同一モードでハイレベルおよびロウレベルの
両信号を繰り返し出力するから、正側トランジスタ７，
９，１１は通電信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐによりオンオフ制
御され、負側トランジスタ８，１０，１２はＰＷＭ信号
Ｐ1 および通電信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎによりオンオフ制
御されることとなる。Here, when the selection signal Sp is at a low level, the gate circuits 33, 35 and 37 always output a high level signal, and the gate circuits 34, 36 and 38 output PWM signals.
Since both the high level signal and the low level signal are repeatedly output in the same mode as the signal P1, the positive side transistor 7,
On and off of the transistors 9 and 11 are controlled by energization signals Up, Vp and Wp, and on and off of the negative transistors 8, 10 and 12 are controlled by a PWM signal P1 and energization signals Un, Vn and Wn.

【００６３】選択信号Ｓｐがハイレベルにあるときに
は、ゲート回路３３〜３８は上述とは逆の出力状態とな
るから、負側トランジスタ８，１０，１２は通電信号Ｕ
ｎ，Ｖｎ，Ｗｎによりオンオフ制御され、正側トランジ
スタ７，９，１１はＰＷＭ信号Ｐ1 および通電信号Ｕ
ｎ，Ｖｎ，Ｗｎによりオンオフ制御されることとなる。
このようにして正側トランジスタ７，９，１１および負
側トランジスタ８，１０，１２が交互にＰＷＭ信号Ｐ1
のオンオフモードによってオンオフ制御される結果、端
子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは図１１に示す波形となる。When the selection signal Sp is at the high level, the gate circuits 33 to 38 are in an output state opposite to the above, so that the negative transistors 8, 10, and 12 are supplied with the energizing signal U.
n, Vn, and Wn are turned on and off, and the positive-side transistors 7, 9, and 11 receive the PWM signal P1 and the energizing signal U
On / off control is performed by n, Vn, and Wn.
In this way, the positive side transistors 7, 9, 11 and the negative side transistors 8, 10, 12 are alternately switched to the PWM signal P1.
As a result, the terminal voltages Vu, Vv, Vw have the waveforms shown in FIG.

【００６４】このように構成した本実施例では、正側ト
ランジスタ７，９，１１間で転流が生じた場合、転流終
了時点がＰＷＭ信号Ｐ1 のロウレベル期間内であって
も、巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗの端子電圧により転流
終了時点を正確に検出できる。これを図１２および図１
３により説明するが、図１２の（ａ）および（ｂ）は図
８の（ａ）および（ｂ）に示す状態に対応するものであ
る。ここで、正側トランジスタ７および９間で転流が生
じた場合、図８ではオン状態になった正側トランジスタ
９がＰＷＭ信号Ｐ1 によりオンオフ制御されていたが、
本実施例では、そのときに通電期間にある負側トランジ
スタ１２がＰＷＭ信号Ｐ1 によりオンオフ制御され、転
流された正側トランジスタ９はオン状態のままとなる。In the present embodiment configured as described above, when commutation occurs between the positive-side transistors 7, 9, and 11, even if the end of commutation is within the low-level period of the PWM signal P1, the winding 15u , 15v, and 15w, the commutation end point can be accurately detected. This is shown in FIG. 12 and FIG.
3A and 3B, FIGS. 12A and 12B correspond to the states shown in FIGS. 8A and 8B. Here, when commutation occurs between the positive-side transistors 7 and 9, the on-state of the positive-side transistor 9 in the ON state is controlled by the PWM signal P1 in FIG.
In the present embodiment, the negative side transistor 12 in the energizing period at that time is on / off controlled by the PWM signal P1, and the commutated positive side transistor 9 remains on.

【００６５】このため、転流中、負側トランジスタ１２
がオンのときには、図１３（ａ）に矢印Ｃ1 で示すよう
に巻線１５ｕ→巻線１５ｗ→トランジスタ１２→負側直
流電源線６→ダイオードＤ2 の経路で巻線１５ｕの蓄積
エネルギーによる電流が流れる。負側トランジスタ１２
がオフすると、図１３（ｂ）に矢印Ｃ2 で示すように巻
線１５ｕ→巻線１５ｗ→ダイオードＤ5 →正側直流電源
線５→コンデンサ４ｂ→負側直流電源線６→ダイオード
Ｄ2 の経路で巻線１５ｕの蓄積エネルギーによる電流が
流れる。従って、負側トランジスタ１２がＰＷＭ信号Ｐ
1 によりオンオフされても、転流中は巻線１５ｕの端子
電圧ＶｕはダイオードＤ2 の導通により負側直流電源線
６の電位のままに維持される。Therefore, during commutation, the negative side transistor 12
Is on, a current flows due to the energy stored in the winding 15u through the path of the winding 15u → the winding 15w → the transistor 12 → the negative DC power supply line 6 → the diode D2 as shown by an arrow C1 in FIG. . Negative transistor 12
Is turned off, winding 15u → winding 15w → diode D5 → positive DC power supply line 5 → capacitor 4b → negative DC power supply line 6 → diode D2 as shown by arrow C2 in FIG. A current flows due to the stored energy of the line 15u. Therefore, the negative side transistor 12 outputs the PWM signal P
Even if it is turned on and off by 1, the terminal voltage Vu of the winding 15 u is maintained at the potential of the negative DC power supply line 6 due to conduction of the diode D 2 during commutation.

【００６６】そして、正側トランジスタ９がオンのまま
であることにより、巻線１５ｕの端子電圧Ｖｕとして
は、負側トランジスタ１２がオン（ＰＷＭ信号Ｐ1 のハ
イレベル）しているときに転流が終了すると、図１３
（ａ）のように巻線１５ｕの誘起電圧が現れ、負側トラ
ンジスタ１２がオフのときに転流が終了すると、図１３
（ｂ）のように正側直流電源線５の電位が現れる。この
ため、転流が終了すると、端子電圧Ｖｕは負側直流電源
線６の電位から基準電圧Ｖ0 以上の電位に立上がるの
で、基本波信号Ｖｕ´がロウレベルからハイレベルに変
化した時点を転流終了として正確に検出でき、第４のタ
イマー機能により計測した転流時間Ｔｃは現実の転流時
間Ｔｅと同一となる。Since the positive-side transistor 9 remains ON, the commutation occurs as the terminal voltage Vu of the winding 15u when the negative-side transistor 12 is ON (the high level of the PWM signal P1). When finished, FIG.
As shown in FIG. 13A, when the induced voltage of the winding 15u appears and the commutation ends when the negative side transistor 12 is off, FIG.
The potential of the positive DC power supply line 5 appears as shown in FIG. Therefore, when the commutation is completed, the terminal voltage Vu rises from the potential of the negative DC power supply line 6 to a potential equal to or higher than the reference voltage V0. The end can be accurately detected, and the commutation time Tc measured by the fourth timer function becomes the same as the actual commutation time Te.

【００６７】なお、巻線の電気的時定数（リアクタンス
／抵抗）の大きなモータの場合には、電流波形が図１４
に実線で示すように電気的時定数が小さなモータ（破線
で示す）に比べて遅れ方向側に歪むので、転流時間Ｔｃ
の１／２よりも長い時間を補正時間として転流タイミン
グを決定することにより、モータの効率をより向上でき
る。従って、電気的時定数の大きなモータを一定速度で
駆動する場合には、実験的に或いは理論的計算で求めた
定数Ｋｓにより次の（４）式で補正時間Ｔｄを演算する
ようにしても良い。 Ｔｄ＝Ｋｓ・Ｔｃ …… （４）In the case of a motor having a large electrical time constant (reactance / resistance) of the winding, the current waveform shown in FIG.
As shown by the solid line, the motor is distorted in the delay direction as compared with a motor having a small electric time constant (shown by a broken line).
By determining the commutation timing with a time longer than 1/2 as the correction time, the efficiency of the motor can be further improved. Therefore, when a motor having a large electric time constant is driven at a constant speed, the correction time Td may be calculated by the following equation (4) using a constant Ks experimentally or theoretically calculated. . Td = Ks · Tc (4)

【００６８】また、電気的時定数の大きなモータを可変
速で使用する場合には、回転速度に応じた変数Ｋｒを実
験的或いは理論的計算で求めてメモリにテーブルとして
記憶させ、或いは次の（５）式を用いて決定し、（６）
式を用いて補正時間Ｔｄを演算すれば良い。 Ｋｒ＝Ａ・Ｎ＋Ｂ …… （５） ただし、Ａ，Ｂは定数、Ｎは回転速度である。When a motor having a large electric time constant is used at a variable speed, a variable Kr corresponding to the rotation speed is obtained by an experimental or theoretical calculation and stored in a memory as a table, or 5) Determined using equation, (6)
The correction time Td may be calculated using the equation. Kr = A · N + B (5) where A and B are constants, and N is a rotation speed.

【００６９】Ｔｄ＝Ｋｒ・Ｔｃ …… （６）Td = Kr · Tc (6)

【００７０】なお、上記した各実施例では、ロータの回
転位置を巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗの端子電圧Ｖｕ，
Ｖｖ，Ｖｗと基準電圧Ｖ0 との比較により検出するよう
にしたが、これは例えば特開昭５９−１６２７９３号公
報に見られるように端子電圧をフィルタ回路により正弦
波電圧信号により変換し、その変換された正弦波電圧信
号を利用して回転位置を検出する構成としても良い。In each of the embodiments described above, the rotational position of the rotor is determined by the terminal voltages Vu, of the windings 15u, 15v, 15w.
The detection is performed by comparing Vv and Vw with the reference voltage V0. For example, as described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 59-162793, the terminal voltage is converted by a filter circuit into a sine wave voltage signal, and the conversion is performed. The rotation position may be detected by using the obtained sine wave voltage signal.

【００７１】その他、本発明は上記と且つ図面に示す実
施例に限定されるものではなく、例えばロータの位置検
出としてはホール素子などの磁気検出素子により行う構
成としても良い等、その要旨を逸脱しない範囲で種々変
更して実施することができるものである。The present invention is not limited to the embodiments described above and shown in the drawings. For example, the position of the rotor may be detected by a magnetic detecting element such as a Hall element. Various changes can be made without departing from the scope of the present invention.

【００７２】[0072]

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、次
のような効果を得ることができる。請求項１記載のイン
バータ装置では、スイッチング素子と並列に設けられた
ダイオードの通電時間を検出してこれをスイッチング素
子の転流時間とし、転流タイミングをロータの位置情報
と転流時間とに基づいて決定する構成としたことによ
り、モータの負荷トルク、回転速度が変化しても、常に
モータ巻線の誘起電圧に関し、巻線電流が同位相となる
ような転流タイミングを確保でき、その結果、モータの
効率を向上させることができる。According to the present invention as described above, the following effects can be obtained. In the inverter device according to the first aspect, the energization time of the diode provided in parallel with the switching element is detected, and the detected time is used as the commutation time of the switching element. With this configuration, commutation timing can be ensured so that the winding current is always in phase with respect to the induced voltage of the motor winding even if the load torque and rotation speed of the motor change. Thus, the efficiency of the motor can be improved.

【００７３】請求項２記載のインバータ装置では、ダイ
オードの通電時間を巻線の端子電圧と基準電圧との比較
により検出する構成としたことにより、転流時間検出手
段の構成を簡素化できる。In the inverter device according to the present invention, since the conduction time of the diode is detected by comparing the terminal voltage of the winding with the reference voltage, the configuration of the commutation time detecting means can be simplified.

【００７４】請求項３記載のインバータ装置では、ダイ
オードの通電時間を巻線の端子電圧と基準電圧との比較
により検出するものにおいて、パルス幅変調信号により
スイッチング素子がオンオフ制御されることにより、端
子電圧がダイオードの通電終了時点に同期して変化せ
ず、若干の遅れが生じても、検出したダイオードの時間
をパルス幅変調信号の周期およびデューティにより補正
するので、実際の通電時間により近い時間として検出す
ることができる。In the inverter device according to the third aspect, the energizing time of the diode is detected by comparing the terminal voltage of the winding with the reference voltage, and the on / off control of the switching element is performed by the pulse width modulation signal. Even if the voltage does not change in synchronization with the end of energization of the diode and there is a slight delay, the time of the detected diode is corrected by the cycle and duty of the pulse width modulation signal. Can be detected.

【００７５】請求項４記載のインバータ装置では、ダイ
オードの通電時間を巻線の端子電圧と基準電圧との比較
により検出するものにおいて、正側スイッチング素子間
で転流が生じた場合には、負側スイッチング素子をパル
ス幅変調信号によりオンオフ制御し、負側スイッチング
素子間で転流が生じた場合には、正側スイッチング素子
をパルス幅変調信号によりオンオフ制御する構成とした
ことにより、巻線の端子電圧がダイオードの通電終了時
点に同期して変化するようになり、実際のダイオードの
通電時間を正確に検出できる。In the inverter device according to the present invention, the energizing time of the diode is detected by comparing the terminal voltage of the winding with the reference voltage. The on-off control of the switching element by the pulse width modulation signal and the on / off control of the positive switching element by the pulse width modulation signal when commutation occurs between the negative switching elements, The terminal voltage changes in synchronization with the end of energization of the diode, and the actual energization time of the diode can be accurately detected.

【００７６】請求項５記載のインバータ装置では、ロー
タの位置情報を巻線の端子電圧と基準電圧との比較によ
り得る構成としたので、ホール素子などの位置検出素子
を設けなくとも済む。In the inverter device according to the fifth aspect, since the position information of the rotor is obtained by comparing the terminal voltage of the winding with the reference voltage, it is not necessary to provide a position detecting element such as a Hall element.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.

【図２】図１の各部の波形図FIG. 2 is a waveform diagram of each part in FIG.

【図３】マイクロコンピュータの作用を説明するための
フローチャートFIG. 3 is a flowchart for explaining the operation of the microcomputer;

【図４】転流時の電流の流れの一例を示す要部の回路図FIG. 4 is a circuit diagram of a main part showing an example of a current flow during commutation.

【図５】図４の転流時における端子電圧、巻線電流、基
本波信号の波形図5 is a waveform diagram of a terminal voltage, a winding current, and a fundamental wave signal during commutation in FIG.

【図６】転流時の電流の流れの他の例を示す要部の回路
図FIG. 6 is a main part circuit diagram showing another example of the current flow during commutation.

【図７】図６の転流時における端子電圧、巻線電流、基
本波信号の波形図FIG. 7 is a waveform diagram of a terminal voltage, a winding current, and a fundamental signal during commutation in FIG. 6;

【図８】ＰＷＭ信号により正側トランジスタをオンオフ
制御する場合の一例を示す波形図FIG. 8 is a waveform chart showing an example of a case where on-off control of a positive-side transistor is performed by a PWM signal;

【図９】本発明の第２の実施例を示す図１相当図FIG. 9 is a view corresponding to FIG. 1, showing a second embodiment of the present invention.

【図１０】本発明の第３の実施例を示す図１相当図FIG. 10 is a view corresponding to FIG. 1, showing a third embodiment of the present invention;

【図１１】図２相当図FIG. 11 is a diagram corresponding to FIG. 2;

【図１２】転流時における端子電圧、巻線電流、基本波
信号の波形図FIG. 12 is a waveform diagram of a terminal voltage, a winding current, and a fundamental wave signal during commutation.

【図１３】転流時における電流の経路を示す要部の回路
図FIG. 13 is a circuit diagram of a main part showing a current path during commutation.

【図１４】電気的時定数が大きいモータの端子電圧と電
流の波形図FIG. 14 is a waveform diagram of terminal voltage and current of a motor having a large electric time constant.

【図１５】従来のインバータ装置の回路図FIG. 15 is a circuit diagram of a conventional inverter device.

【図１６】図２相当図FIG. 16 is a diagram corresponding to FIG. 2;

【図１７】ブラシレスモータの一つの巻線の端子電圧と
電流の波形図FIG. 17 is a waveform diagram of terminal voltage and current of one winding of a brushless motor.

【図１８】ブラシレスモータの一つの巻線の誘起電圧、
端子電圧、電流の波形図FIG. 18 shows an induced voltage of one winding of the brushless motor,
Terminal voltage and current waveform diagrams

【符号の説明】[Explanation of symbols]

２は直流電源回路、７，９，１１は正側のトランジスタ
（正側スイッチング素子）、８，１０，１２は負側のト
ランジスタ（負側スイッチング素子）、１３は三相ブリ
ッジ回路（スイッチング回路）、１５はブラシレスモー
タ、１５ｕ，１５ｖ，１５ｗは巻線、１７は位置信号回
路（位置検出手段）、２３はパルス幅変調回路、２４は
ゲート回路（駆動手段）、３１はマイクロコンピュータ
（通電信号形成手段、転流時間検出手段、選択信号形成
手段）、３２はゲート回路（駆動手段）である。2 is a DC power supply circuit, 7, 9, and 11 are positive-side transistors (positive-side switching elements), 8, 10, and 12 are negative-side transistors (negative-side switching elements), and 13 is a three-phase bridge circuit (switching circuit). , 15 are brushless motors, 15u, 15v, 15w are windings, 17 is a position signal circuit (position detecting means), 23 is a pulse width modulation circuit, 24 is a gate circuit (driving means), and 31 is a microcomputer (power supply signal forming). Means, commutation time detecting means, selection signal forming means) and 32 are gate circuits (driving means).

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 モータが有する複数相の巻線に順次通電
するための、並列にダイオードを有する複数のスイッチ
ング素子からなるスイッチング回路と、 前記モータが有するロータの位置情報を得る位置検出手
段と、 前記スイッチング素子の転流時における前記巻線の蓄積
エネルギーの放出による前記ダイオードの通電時間を検
出し、この検出時間をスイッチング素子の転流時間とす
る転流時間検出手段と、 転流タイミングを前記位置情報と転流時間とに基づいて
決定し、その転流タイミングに対応する通電信号を得る
通電信号形成手段と、 前記通電信号に基づいて前記スイッチング素子を駆動す
る駆動手段とを具備してなるインバータ装置。A switching circuit for sequentially energizing windings of a plurality of phases of the motor, the switching circuit including a plurality of switching elements having diodes in parallel; position detecting means for obtaining position information of a rotor of the motor; A commutation time detecting means for detecting an energization time of the diode due to a release of stored energy in the winding at the time of commutation of the switching element, and using this detection time as a commutation time of the switching element; An energization signal forming unit that determines the energization signal corresponding to the commutation timing determined based on the position information and the commutation time, and a driving unit that drives the switching element based on the energization signal. Inverter device. 【請求項２】 転流時間検出手段は、ダイオードの通電
時間を、巻線の端子電圧と基準電圧との比較により検出
する構成であることを特徴とする請求項１記載のインバ
ータ装置。2. The inverter device according to claim 1, wherein the commutation time detecting means detects the energizing time of the diode by comparing a terminal voltage of the winding with a reference voltage. 【請求項３】 モータが有する複数相の巻線に順次通電
するための、並列にダイオードを有する複数のスイッチ
ング素子からなるスイッチング回路と、 パルス幅変調信号を得るパルス幅変調回路と、 前記モータが有するロータの位置情報を得る位置検出手
段と、 前記スイッチング素子の転流時における前記巻線の蓄積
エネルギーの放出による前記ダイオードの通電時間を検
出し、その検出時間を前記パルス幅変調信号の周期およ
びデューティに基づき補正してスイッチング素子の転流
時間を決定する転流時間検出手段と、 転流タイミングを前記位置情報と転流時間とによって決
定し、その転流タイミングに対応する通電信号を得る通
電信号形成手段と、 前記通電信号およびパルス幅変調信号に基づいて前記ス
イッチング素子を駆動する駆動手段とを具備してなるイ
ンバータ装置。3. A switching circuit comprising a plurality of switching elements having diodes in parallel for sequentially energizing windings of a plurality of phases of a motor; a pulse width modulation circuit for obtaining a pulse width modulation signal; Position detecting means for obtaining position information of the rotor having, the commutation time of the switching element, the energization time of the diode due to the discharge of the stored energy of the winding is detected, and the detection time is determined by the period of the pulse width modulation signal and A commutation time detecting means for correcting the commutation time of the switching element by correcting based on the duty; and energization for determining a commutation timing based on the position information and the commutation time and obtaining an energization signal corresponding to the commutation timing. Signal forming means; driving for driving the switching element based on the energization signal and the pulse width modulation signal Inverter formed by and a stage. 【請求項４】 モータが有する複数相の巻線に順次通電
するために、正側直流電源線と巻線の端子との間に接続
された並列にダイオードを有する複数の正側スイッチン
グ素子および負側直流電源線と巻線の端子との間に接続
された並列にダイオードを有する複数の負側スイッチン
グ素子からなるスイッチング回路と、 パルス幅変調信号を得るパルス幅変調回路と、 前記モータが有するロータの位置情報を得る位置検出手
段と、 前記スイッチング素子の転流時における前記巻線の蓄積
エネルギーの放出による前記ダイオードの通電時間を巻
線の端子電圧と基準電圧との比較により検出し、その検
出時間をスイッチング素子の転流時間とする転流時間検
出手段と、 転流タイミングを前記位置情報と転流時間とによって決
定し、その転流タイミングに対応する通電信号を得る通
電信号形成手段と、 前記正側スイッチング素子および負側スイッチング素子
のうち、前記パルス幅変調信号によってオンオフ制御す
る側のスイッチング素子を選択するために前記通電信号
の切り替わり毎に変化する選択信号を得る選択信号形成
手段と、 前記正側スイッチング素子間で転流が行われるときには
前記負側スイッチング素子をパルス幅変調信号のオンオ
フモードに従いオンオフ制御すると共に、負側スイッチ
ング素子間で転流が行われるときには正側スイッチング
素子をパルス幅変調信号のオンオフモードに従いオンオ
フ制御すべく、前記通電信号、パルス幅変調信号および
選択信号に基づいて前記スイッチング素子を駆動する駆
動手段とを具備してなるインバータ装置。4. A plurality of positive-side switching elements having a diode connected in parallel and connected between a positive-side DC power supply line and a terminal of the winding, so as to sequentially energize a plurality of phase windings of the motor. Circuit comprising a plurality of negative-side switching elements having a diode in parallel connected between a side DC power supply line and a terminal of a winding; a pulse width modulation circuit for obtaining a pulse width modulation signal; and a rotor of the motor. Position detecting means for obtaining the position information of the switching element, and detecting the energization time of the diode due to the release of the energy stored in the winding at the time of commutation of the switching element by comparing the terminal voltage of the winding with a reference voltage, and detecting the same. A commutation time detecting means for setting a commutation time to a commutation time of the switching element; and a commutation timing determined by the position information and the commutation time. Energization signal forming means for obtaining an energization signal corresponding to the following: each time the energization signal is switched to select a switching element on / off controlled by the pulse width modulation signal from the positive side switching element and the negative side switching element. And a selection signal forming means for obtaining a selection signal that changes between the negative switching element and the negative switching element when commutation is performed between the positive switching elements. Driving means for driving the switching element based on the energization signal, the pulse width modulation signal and the selection signal so as to perform on / off control of the positive side switching element according to the on / off mode of the pulse width modulation signal when commutation is performed. Inverter device. 【請求項５】 位置検出手段は、巻線の端子電圧に基づ
いて位置情報を得る構成であることを特徴とする請求項
１ないし４のいずれかに記載のインバータ装置。5. The inverter device according to claim 1, wherein the position detecting means is configured to obtain position information based on a terminal voltage of the winding.