JP3277023B2 - Dc−dcコンバータ回路 - Google Patents
Dc−dcコンバータ回路Info
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Description
タ回路に関し、特に、誘導負荷駆動装置の駆動開始時等
に昇圧した電圧を印加して負荷電流の良好な立上がりを
確保するためのDC−DCコンバータ回路に関する。
ュエータを高速に動作させるためには、励磁電流をイン
ダクタンスに打ち勝って急速に立ち上げる必要がある。
Lとしたときの印加電圧Eに対する励磁電流Iの伝達関
数G(S)は G(S)=(1/R)・(1/(1+L・S/R)) ……(1) で知られており、式から明らかなようにI=0の状態で
電圧Eを印加した直後の電流Iの立ち上がり勾配はE/
L、定常電流はE/Rであり、時定数L/Rの一次遅れ
が生じることが知られている。
に電流を立ち上げ、素早く動作させるためには、印加電
圧Eを大きくする必要がある。しかし、印加電圧Eを大
きくするにともない定常電流も必要以上に大きくなって
しまいコイルの発熱、焼損等を招くことになり易く、装
置も大型化しエネルギーの無駄でもある。また移動車両
中のように車載バッテリを電源とする機械では印加電圧
が制限されるため、充分な電圧が得られない場合が多
い。
加電圧を高めるための電圧昇圧回路(たとえばフライバ
ック式DC−DCコンバータ等)と定常電流を制限する
ための電流制御回路とを設け、電流立ち上がり時には高
電圧を印加して急速に電流を増加させると共に、電流が
所定の値になったときには電流制御回路によって印加電
圧を抑制し必要以上に電流が増加するのを防止するよう
にしていた。
DCコンバータを用いた誘導負荷駆動装置の従来例の一
例を図22に示す。図中、10がフライバック式DC−
DCコンバータからなるチャージャ回路である。
DCコンバータを用いたときの問題の一つは、装置の大
型化の問題である。従来、エネルギを蓄積するためのチ
ャージャ回路のインダクタンスとして、チヨークコイル
やトランスが用いられることが多かったが、このために
装置が大型化し、複雑化してしまっていた。
誘導負荷駆動装置においては、誘導性負荷の立ち上がり
を改善するために、フライバック式DC−DCコンバー
タを用いたとき、装置が大型化、複雑化してしまうなど
の問題点があった。
比較的小型軽量で回路構成の簡単な効率の良いDC−D
Cコンバータ回路を提供することを目的とする。
め、この発明のDC−DCコンバータ回路は、電源と、
前記電源に接続されるコイルと、前記電源及び前記コイ
ルを含む閉回路を開閉するスイッチ手段と、前記スイッ
チ手段に並列に接続されたコンデンサとを具備し、前記
スイッチ手段を閉路して、前記コイルに前記電源電圧を
印加することにより前記コイルにエネルギを蓄積し、任
意に決定されたタイミングで前記スイッチ手段を開路す
ることにより、前記コイルに蓄積されたエネルギを前記
コンデンサに蓄積して出力するDC−DCコンバータ回
路において、前記コイルの磁芯を前記電源から供給され
る電流により誘起される磁束の方向と逆方向に一定の磁
界で磁気バイアスし、該磁気バイアスにより、前記コイ
ルに通電していない状態における該コイルの磁芯を磁気
飽和させたことを特徴とする。
動作点をシフトする。これにより、磁芯コアの単位面積
当たりのエネルギ密度を上げる事ができ、コイルに蓄積
されるエネルギを多くすることができる。したがって、
比較的小型なコイルを用いても、効率良くコンデンサに
充電することができ、小型軽量のチャージャ回路部を実
現する事ができる。
−DCコンバータ回路およびこのDC−DCコンバータ
回路を用いた誘導負荷駆動装置の実施例を説明する。
回路の第1の実施例を示したものである。
イッチSwはあるタイミンングでオン/オフされてい
る。電源E、コイルL、スイッチSwからなる閉回路A
において、スイッチSwがオンされると、コイルLを流
れる電流により、コイルLにはエネルギーが蓄積されて
行く。
と、電流路は電源、コイルL、コンデンサCからなる閉
回路Bに移り、スイッチSwがオフした瞬間にはコイル
Lの両端にはダイオードD側を高電位側として、高電圧
が発生し、ダイオードDを通してコンデンサCを充電し
ていく。ダイオードDは次にスイッチSwがオンされた
時、コンデンサCの短絡を防止する目的で挿入されてい
る。
により、コンデンサCは徐々に高圧に充電され、より多
くのエネルギーがコンデンサCに蓄積される。
るためのコイルLの磁芯に、永久磁石Mgにより、電流
を通じることによって発生する磁束方向とは逆方向にバ
イアスを掛け、B−H曲線の動作点をずらし、それによ
ってより多くのエネルギーが蓄積できるようにした。
的なB−H曲線を図2(a)に示す。簡略のため、これ
を模式的に図2(b)のように記述する。この時、電流
を流すことによってa点まで磁束密度を上げた場合にコ
イルに蓄積されるエネルギーは斜線で示したWaの部分
になる。このコイルに、バイアスを加えて動作点をシフ
トすると、図2(c)の斜線の部分で示すように蓄積さ
れるエネルギーを多くすることができる。
では、コイルLの磁芯に、永久磁石Mgを利用してバイ
アスを掛ける方法を取っている。この様にすることによ
り、磁芯の単位面積当たりのエネルギー密度を上げ、同
じエネルギーを得るためには、コンデンサCを充電する
ためのコイルLを小型軽量にすることができる。また同
じ大きさのコイルを使用したとすると、一回のスイッチ
ングで得られるエネルギーを多くとることができる。
路の第2の実施例の回路を示す。
と同じで、第1の実施例の単一インダクタンスの変わり
に複巻トランスTを用いたものである。このトランスT
にも、磁芯の単位面積当たりのエネルギー密度を上げる
ために、永久磁石Mgにより、電流を通じることによっ
て発生する磁束方向とは逆方向にバイアスを掛ける。こ
れにより同等の能力のチャージャを実現するのに、より
小型のトランスを使用することができ、小型軽量のチャ
ージャ部を実現することができる。
る。
る。電源から供給されるエネルギーは複巻トランスTの
一次側コイルL1 に蓄積される。スイッチSwを開路す
ると、一次側コイルL1 に蓄積されていたエネルギーが
2次側のコイルL2 に移動し、閉回路Bに電流が流れて
コンデンサCに充電される。このスイッチSwの開閉動
作が繰り返されることにより、より多くのエネルギーを
コンデンサCに蓄積することができる。
がある。
換できる。
の1次側の巻数を多くし、2次側の巻数を少なくする
と、2次側のインピーダンスを低くする事ができる。こ
れにより2次側に設けたコンデンサCを低圧で充電する
事ができる。
を少なくし、2次側の巻数を多くすると、2次側のイン
ピーダンスを高くする事ができる。これにより2次側に
設けたコンデンサCを高圧で充電する事ができる。また
この場合、コンデンサCの充電電圧をVcとし、トラン
スの巻数比をr=n2 /n1 (n1 、n2 はそれぞれ一
次側コイルL1 、2次側のコイルL2 の巻数)とする
と、スイッチSwの耐圧をVc/rと低くする事ができ
る。
(アイソレーション)が可能である。すなわち、図4
(c)のように1次側と2次側の接地を分離することが
でき、電気的に分離できる。
路の第3の実施例の回路を示す。
実施例と同じで、第1の実施例の単一インダクタンスの
変わりに単巻トランスTsを用いたものである。このト
ランスTsに、磁芯の単位面積当たりのエネルギー密度
を上げるために、永久磁石Mgにより、電流を通じるこ
とによって発生する磁束方向とは逆方向にバイアスを掛
ける。これにより同等の能力のチャージャを実現するの
に、より小型のトランスを使用することができ、小型軽
量のチャージャ部を実現することができる。
る。電源Eから供給されるエネルギーは単巻トランスT
sのコイルLに蓄積される。スイッチSwを開路する
と、閉回路Bが構成され、コイルLに蓄積されていたエ
ネルギーがコイルの一部L2 に移動し、閉回路Bに電流
が流れてコンデンサCが充電される。このスイッチSw
の開閉動作が繰り返されることにより、より多くのエネ
ルギーをコンデンサCに蓄積することができる。
て、第2の実施例の回路と同様に、1次側、2次側でイ
ンピーダンスを変換することができる利点がある。
スを与える方法として永久磁石Mgを用いてきた。これ
に代えて電磁石Meを使っても同様の効果があげられる
ことは明らかである。このような例を図7に示す。図7
(a)は単一インダクタンス、図7(b)は複巻トラン
ス、図7(c)は単巻トランスを用いた例である。
したDC−DCコンバータをチャージャとして用いた誘
導負荷装置の一実施例を示したものである。
管理にコンパレータCo1を用いる。コンデンサCの端
子電圧をコンパレータCo1で基準値Vcと比較し、コ
ンデンサCの電圧が基準値Vcよりも低いと、スイッチ
Sw1に断続信号Clkを入力し、スイッチSw1を開
閉してコイルLのエネルギーをコンデンサCに充電す
る。そして、誘導負荷Llに電流を流す駆動開始時に、
スイッチSw2を閉じてコンデンサCに充電された電圧
を駆動開始電圧として使用する。このような構成による
と、誘導負荷Llに流れる電流の立ち上がりを改善する
事が出来る。
理にもコンパレータを用いる事が出来る。例えば誘導負
荷Llに直列に抵抗Rを挿入し、その両端の電圧を検出
するなどの電流検出手段Cdを設け、検出値をコンパレ
ータCo2で基準値Vsと比較し電流値Iを判定する。
電流値Iが基準よりも大きくなったときは、スイッチS
w2を開路し、逆に基準より小さくなったときは、スイ
ッチSw2を閉じる。この動作を繰り返すことで、誘導
負荷Llに流れる電流を制御できる。条件を判定し、ス
イッチを開閉制御する回路を、以後スイッチ制御回路C
hpとして総称する。
他の実施例を示したものである。
源Eから直接誘導性負荷Llに電流を供給し得る第1の
閉回路Aと、その負側端子が接地されたコンデンサC
と、バッテリ等の電源Eからその電源電圧Eよりも高い
所定の電圧VcをそのコンデンサCにチャージすること
ができるチャージャ回路10と、コンデンサCとチャー
ジャ回路10を含む第2の閉回路Cと、コンデンサCか
ら誘導性負荷Lに電流を供給し得る第3の閉回路Bと、
第1の閉回路A及び第3の閉回路Bを開閉することがで
きるスイッチSw2から構成される。
イミングで次のような順序でオン/オフされる。
きには、スイッチSw2をオフにする。閉回路Cではチ
ャージャ回路10の働きによりコンデンサCが所定の電
圧Vcに充電される。図においてチャージャ回路10は
実施例1の物を示しているがチャージャ回路はこれに限
られるものではない。
に立ち上げたい励磁電流Iの流し始めの時期には、スイ
ッチSw2を閉じる。これによりコンデンサC両端の電
圧Vcが誘導性負荷Llに印加され、コンデンサCに蓄
えられた電荷により励磁電流Iは急速に高まる。
lにコンデンサCに蓄えられた電荷が流れると、コンデ
ンサCの電圧は減少する。コンデンサCの電圧Vcが電
源電圧Eに等しくなると、ダイオードDaがONされて
閉回路Aが働き、電源電圧EがダイオードDaを通して
直接誘導性負荷Llに印加され、誘導性負荷Llに流れ
る電流を保持する。したがって、コンデンサCの電圧は
それ以上減少しない。この一連の動作を繰り返すように
することにより、誘導性負荷Llを高速に駆動すること
ができ、電流立ち上げ時の時間遅れを無くすことができ
る。
図8の例と同様な検出手段Cdとスイッチ制御回路Ch
pの組み合わせでスイッチSw2を開閉することで実現
する事ができる。
動装置の更に他の実施例を示したものである。この実施
例の誘導負荷駆動装置は、図9の実施例のスイッチSw
2のほかにスイッチSw3を設け、スイッチSw3を誘
導性負荷LlとGNDの間におき、ダイオードDfをス
イッチSw3と誘導性負荷Llの接続点から充電用コン
デンサCとの間に設けて環流路を構成したものである。
ッチSw2とスイッチSw3を同時にオンする。負荷L
lを流れる電流Iを設定値に制御するためにはスイッチ
Sw3を用い.電流Iが設定値より大きい時はスイッチ
Sw3をオフにし、小さいときはオンにする事で電流値
を設定値に追従させる。負荷Llを駆動する期間が終了
したときは、スイッチSw2とスイッチSw3を同時に
オフする。このとき、負荷Llを流れる電流Iのエネル
ギーをダイオードDfを介して還流してCに充電するこ
とができ、電力消費量を減らして全体の効率を向上する
ことができる。図中Zは、スイッチSw3に過度の電圧
が掛かった場合のための電圧制御手段である。
流れる電流Iのエネルギーを環流する回路に回生ポンプ
用コンデンサを設けたものである。
サC1はチャージャ回路によりGNDに対して高圧の負
電圧で充電されているものとする。スイッチSw3は負
荷環流路を構成するスイッチで、負荷駆動中は常時閉路
している。
イッチSw2を閉路することで、コンデンサC1の高圧
を負荷Llに印加できる。通常のドライブを行うときに
は、スイッチSw1のみを閉路して、電源電圧Eを負荷
Llに直接印加して電流を増加させる。
1、スイッチSw2と同期して開閉すれば、ダイオード
D2は不要であるが、実際には同期に多少のずれが生
じ、なにがしかのオーバーラップが生まれると、スイッ
チSw3からスイッチSw1あるいはスイッチSw2を
通じて電源とGND間に短絡が生じるため、安全のため
ダイオードD2を設ける。
える。スイッチSw3を閉路し、スイッチSw1、スイ
ッチSw2を開路すると、スイッチSw3を通じて電流
が還流し、誘導性負荷Llに蓄積されたエネルギーは、
還流路内の抵抗などによって熱となって消費される。こ
こで、スイッチSw3も開路すると、誘導性負荷Llに
蓄積されたエネルギーは、回生ポンプ用コンデンサC2
を充電する。コンデンサC2の容量を適宜に選択するこ
とで、単位時間当たりのコンデンサC2の端子電圧の上
昇率を選択できる。、これを必要とする負荷電流Iの減
少率と合わせて容量を選択して、コンデンサC2を速や
かに電源電圧以上に充電できると共に、誘導性負荷Ll
に蓄積されたエネルギーを吸収する。コンデンサC2の
端子電圧が電源電圧以上になったとき、再びスイッチS
w3を閉路するとコンデンサC2に蓄積されたエネルギ
ーを電源Eに容易に回収する事ができる。したがってス
イッチSw3を開閉する事で、誘導性負荷Llに蓄積さ
れたエネルギーは電源Eに回生される。
動装置の更に他の実施例を示すもので、図11の回路に
スイッチSw5、スイッチSw6とダイオードD2、ダ
イオードD3を追加した回路である。
の操作は図11に示した実施例の場合と同様である。負
荷電流Iの減少率を大きくしたい時は、スイッチSw5
を開路すると、誘導性負荷Llに蓄積されたエネルギー
が急速に回生ポンプ用コンデンサC2に充電され、回生
ポンプ用コンデンサC2の端子電圧が急速に上昇する。
端子電圧が電源電圧を越えた時、スイッチSw5を閉路
すると回生ポンプ用コンデンサC2に蓄積されたエネル
ギーは電源に回生され、回生ポンプ用コンデンサC2の
電圧は電源電圧まで低下する。その後、負荷電流Iも連
続的にダイオードD3を介して電源に回生される。
ことで、誘導性負荷Llに蓄積されたエネルギーを所望
の速さで電源に回生することができる。
動装置の更に他の実施例を示すもので、この実施例で
は、図12の回路に回生ポンプ用コンデンサC2の端子
電圧をモニタし、基準値と比較し、比較結果にしたがっ
てスイッチSw5の開閉のタイミングを制御する回路を
追加したものである。
基準電圧よりも少ない場合には、制御回路Chpはスイ
ッチSw5を開路して、負荷電流IでコンデンサC2を
充電する。コンデンサC2の端子電圧が基準電圧よりも
高くなると、制御回路ChpはスイッチSw5を閉路し
コンデンサC2に蓄積されたエネルギーを電源Eに回生
する。この例ではスイッチSw5の開閉がコンデンサC
2の端子電圧をもとに自動的に制御される。
た誘導負荷駆動装置の更に他の実施例を示したもので、
回生ポンプ用コンデンサC2に蓄積されたエネルギーを
電源Eに回生するのではなく、図14の場合は放電用抵
抗Rにて放電させるように考えられ、図15では電圧制
限素子(ツェナーダイオードやZNR等)に放電される
ように設計されている。
動装置の更に他の実施例を示したものである。この実施
例では、回生ポンプ用コンデンサC2に蓄積されたエネ
ルギーを電源Eに回生するする代わりに、チャージャ回
路の蓄積用コンデンサC1に回生することを目的にして
いる。スイッチSw1ないしスイッチSw5がすべて開
路されているとき、誘導性負荷Llを流れる電流で回生
ポンプ用コンデンサC2を充電する。このコンデンサC
2の充電電圧がチャージャ回路の蓄積用コンデンサC1
の充電電圧よりも高くなったとき、スイッチSw5を閉
路することにより、コンデンサC2に蓄積されたエネル
ギーをコンデンサC1に回生することができる。このよ
うにエネルギーを電源EではなくコンデンサC1に回生
することで、次に誘導性負荷Llを駆動する時にエネル
ギーを無駄無く使用する事が出来る。
動装置の更に他の実施例を示したものである。この実施
例では、電源Eは、スイッチSw1により第一の電流制
御手段である抵抗R1を介して誘導性負荷L1に印加さ
れ、チャージャ回路の蓄積用コンデンサCは抵抗等を介
すこと無く、直接誘導性負荷L1に接続される。
された第二の電流制御手段で、これはスイッチSw1及
びスイッチSw2がともに開路した時、誘導性負荷Ll
に蓄積されたエネルギーを吸収する働きを持つ。
動装置の更に他の実施例を示す。
施例で、スイッチSw1及びスイッチSw2の作動によ
って構成される直列回路では、各構成要素を回路上のど
の位置にいれても、回路全体の機能は成立する。図18
では、蓄積用コンデンサCの+側が接地され、負電圧が
充電される構成になっている。
動装置の更に他の実施例を示す。
ッチSw2をともに開路した時の負荷電流の環流路を電
源Eを経由させることにより、独立した環流路を省略
し、回路を簡素化している。
素子Zdを用い、その電圧制限素子ZdをスイッチSw
1に並列に配設する。この電圧制限素子Zdの制限電圧
値を電源電圧よりも高く設定することで、誘導性負荷L
lの環流が終了した後、負荷電流を完全にゼロにするこ
とができる。
に配設しても良いが、蓄積用コンデンサCからの電流を
阻止するため、より制限電圧値を高圧にしなければなら
ず効率が落ちる。
ョン型トランジスタを採用した場合の実施例である。ス
イッチ手段を制御する回路としてロジック回路を採用し
ている。
回路は動作し、抵抗R2と容量C1で決定される一定時
間だけ、高電圧印加スイッチTr2がONし、同時に電
源Eの印加スイッチTr1もONになる。
が電源に逆流するのを防止する。
2が開路すると、負荷電流は抵抗R1により減少され、
定常駆動電流となる。
スイッチTr1、スイッチTr2が開路し、負荷電流は
電圧制限素子Zdを含む環流路を環流し、電圧制限素子
Zdによってエネルギーを吸収され、急速に減衰する。
動装置の更に他の実施例で、蓄積用コンデンサCの負側
は電源Eの正側に接続され、コンデンサ電圧が電源電圧
に加算されるため、更に高圧が得られ、効率が向上す
る。
イルの磁芯に、永久磁石や電磁石を使ってバイアスを掛
け、磁芯の単位面積当たりのエネルギー密度を上げた磁
化されたコイルを、誘導負荷駆動装置のチャージャ回路
を構成するDC−DCコンバータでコンデンサを充電す
るためのコイルに使用して構成したので、同じエネルギ
ーを得るために、このコイルを小型軽量にすることがで
きる。また同じ大きさのコイルを使用したとすると、一
回のスイッチングで得られるエネルギーを多くとること
ができる。したがって、チャージャ回路を小型、軽量、
高能率にすることができ、ひいては、誘導負荷駆動装置
そのものの小型化、軽量化、高能率化を図る事ができ
る。
施例を示す回路図である。
密度が向上することの説明図である。
施例を示す回路図である。
る。
施例を示す回路図である。
る。
施例とその変形例を示す回路図である。
の回路図である。
例の回路図である。
の実施例の回路図である。
の実施例の回路図である。
の実施例の回路図である。
の実施例の回路図である。
の実施例の回路図である。
の実施例の回路図である。
の実施例の回路図である。
の実施例の回路図である。
の実施例の回路図である。
の実施例の回路図である。
の実施例の回路図である。
の実施例の回路図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 電源と、前記電源に接続されるコイル
と、前記電源及び前記コイルを含む閉回路を開閉するス
イッチ手段と、前記スイッチ手段に並列に接続されたコ
ンデンサと、前記スイッチ手段の閉路時に前記コンデン
サから前記スイッチ手段を介して流れる電流を阻止する
方向に前記コイルと前記コンデンサの間に設けられたダ
イオードとを具備し、前記スイッチ手段を閉路して、前
記コイルに前記電源電圧を印加することにより前記コイ
ルにエネルギーを蓄積し、任意に決定されたタイミング
で前記スイッチ手段を開路することにより、前記コイル
に蓄積されたエネルギーを前記コンデンサに蓄積して出
力するDC−DCコンバータ回路において、 前記コイルの磁芯を前記電源から供給される電流により
誘起される磁束の方向と逆方向に一定の磁界で磁気バイ
アスし、該磁気バイアスにより、前記コイルに通電して
いない状態における該コイルの磁芯を磁気飽和させたこ
とを特徴とするDC−DCコンバータ回路。 - 【請求項2】 前記磁芯は、 永久磁石を含んで構成され、 前記永久磁石により、前記磁芯を前記電源から供給され
る電流により誘起される磁束の方向と逆方向に磁気的に
バイアスすることを特徴とする請求項1記載のDC−D
Cコンバータ回路。 - 【請求項3】 前記磁芯は、 バイアス用巻線を有し、 前記バイアス用巻線に定電流源から一定電流を供給する
ことにより、前記磁芯を前記電源から供給される電流に
より誘起される磁束の方向と逆方向に磁気的にバイアス
することを特徴とする請求項1記載のDC−DCコンバ
ータ回路。
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