JP3422002B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路およびこのｄｃ−ｄｃコンバータ回路を用いた誘導負荷駆動装置 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路およびこのｄｃ−ｄｃコンバータ回路を用いた誘導負荷駆動装置Info
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路およびこのＤＣ−ＤＣコンバータ回路を用いた誘
導負荷駆動装置に関し、特に誘導負荷駆動装置の駆動開
始時に昇圧した電圧を印加して負荷電流の良好な立上が
りを確保するためのＤＣ−ＤＣコンバータ回路を用いた
誘導負荷駆動装置に関する。
タ回路およびこのＤＣ−ＤＣコンバータ回路を用いた誘
導負荷駆動装置に関し、特に誘導負荷駆動装置の駆動開
始時に昇圧した電圧を印加して負荷電流の良好な立上が
りを確保するためのＤＣ−ＤＣコンバータ回路を用いた
誘導負荷駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般にソレノイドバルブ等の電磁アクチ
ュエータを高速に動作させるためには、励磁電流をイン
ダクタンスに打ち勝って急速に立ち上げる必要がある。
ュエータを高速に動作させるためには、励磁電流をイン
ダクタンスに打ち勝って急速に立ち上げる必要がある。
【０００３】コイルの内部抵抗をＲ、インダクタンスを
Ｌとしたときの印加電圧Ｅに対する励磁電流Ｉの伝達関
数Ｇ（Ｓ）は Ｇ（Ｓ）＝（１／Ｒ）・（１／（１＋Ｌ・Ｓ／Ｒ）） ……（１） で知られており、式から明らかなようにＩ＝０の状態で
電圧Ｅを印加した直後の電流Ｉの立ち上がり勾配はＥ／
Ｌ、定常電流はＥ／Ｒであり、時定数Ｌ／Ｒの一次遅れ
が生じることが知られている。
Ｌとしたときの印加電圧Ｅに対する励磁電流Ｉの伝達関
数Ｇ（Ｓ）は Ｇ（Ｓ）＝（１／Ｒ）・（１／（１＋Ｌ・Ｓ／Ｒ）） ……（１） で知られており、式から明らかなようにＩ＝０の状態で
電圧Ｅを印加した直後の電流Ｉの立ち上がり勾配はＥ／
Ｌ、定常電流はＥ／Ｒであり、時定数Ｌ／Ｒの一次遅れ
が生じることが知られている。
【０００４】従ってＲ、Ｌの決まっているコイルに急速
に電流を立ち上げ、素早く動作させるためには、印加電
圧Ｅを大きくする必要がある。しかし、印加電圧Ｅを大
きくするにともない定常電流も必要以上に大きくなって
しまいコイルの発熱、焼損等を招くことになり易く、装
置も大型化しエネルギーの無駄でもある。また移動車両
中のように車載バッテリを電源とする機械では印加電圧
が制限されるため、充分な電圧が得られない場合が多
い。
に電流を立ち上げ、素早く動作させるためには、印加電
圧Ｅを大きくする必要がある。しかし、印加電圧Ｅを大
きくするにともない定常電流も必要以上に大きくなって
しまいコイルの発熱、焼損等を招くことになり易く、装
置も大型化しエネルギーの無駄でもある。また移動車両
中のように車載バッテリを電源とする機械では印加電圧
が制限されるため、充分な電圧が得られない場合が多
い。
【０００５】この問題を解決するために、コイルへの印
加電圧を高めるための電圧昇圧回路（たとえばフライバ
ック式ＤＣ−ＤＣコンバータ等）と定常電流を制限する
ための電流制御回路とを設け、電流立ち上がり時には高
電圧を印加して急速に電流を増加させると共に、電流が
所定の値になったときには電流制御回路によって印加電
圧を抑制し必要以上に電流が増加するのを防止するよう
にしていた。
加電圧を高めるための電圧昇圧回路（たとえばフライバ
ック式ＤＣ−ＤＣコンバータ等）と定常電流を制限する
ための電流制御回路とを設け、電流立ち上がり時には高
電圧を印加して急速に電流を増加させると共に、電流が
所定の値になったときには電流制御回路によって印加電
圧を抑制し必要以上に電流が増加するのを防止するよう
にしていた。
【０００６】電圧昇圧回路としてフライバック式ＤＣ−
ＤＣコンバータを用いた誘導負荷駆動装置の従来例の一
例を図３１に示す。図中１がフライバック式ＤＣ−ＤＣ
コンバータからなるチャージャ回路である。
ＤＣコンバータを用いた誘導負荷駆動装置の従来例の一
例を図３１に示す。図中１がフライバック式ＤＣ−ＤＣ
コンバータからなるチャージャ回路である。
【０００７】電圧昇圧回路としてフライバック式ＤＣ−
ＤＣコンバータを用いたときの問題の一つは、装置の大
型化と効率の問題である。従来、エネルギを蓄積するた
めのチャージャ回路のインダクタンスとして、チヨーク
コイルやトランスが用いられることが多かったが、この
ために装置が大型化し、回路の効率が低下し複雑化する
といった問題を有していた。
ＤＣコンバータを用いたときの問題の一つは、装置の大
型化と効率の問題である。従来、エネルギを蓄積するた
めのチャージャ回路のインダクタンスとして、チヨーク
コイルやトランスが用いられることが多かったが、この
ために装置が大型化し、回路の効率が低下し複雑化する
といった問題を有していた。
【０００８】特に、フライバック式ＤＣ−ＤＣコンバー
タないしは昇圧チョッパのごとく、コイルへのエネルギ
の蓄積及び放出を高速に繰り返す用途にあっては、コイ
ルにエネルギを蓄積するスイッチ手段として半導体スイ
ッチが使用されるが、この半導体スイッチ手段の閉路時
の電圧降下による損失、並びに開路／閉路過程でのスイ
ッチング損失が、回路の効率を阻害し、また、この半導
体スイッチ手段での電力損失による装置の発熱を放散さ
せるための付帯装置や放熱構造のためにこのエネルギ蓄
積用のコイルまたはトランスの体積に加え、さらに装置
全体が大形化、複雑化する傾向にあった。
タないしは昇圧チョッパのごとく、コイルへのエネルギ
の蓄積及び放出を高速に繰り返す用途にあっては、コイ
ルにエネルギを蓄積するスイッチ手段として半導体スイ
ッチが使用されるが、この半導体スイッチ手段の閉路時
の電圧降下による損失、並びに開路／閉路過程でのスイ
ッチング損失が、回路の効率を阻害し、また、この半導
体スイッチ手段での電力損失による装置の発熱を放散さ
せるための付帯装置や放熱構造のためにこのエネルギ蓄
積用のコイルまたはトランスの体積に加え、さらに装置
全体が大形化、複雑化する傾向にあった。
【０００９】また、近年の電子装置に供される上述のよ
うなＤＣ−ＤＣコンバータ回路においては、回路が消費
する電源電流のリップルが装置全体の信頼性に与える影
響も問題になる。
うなＤＣ−ＤＣコンバータ回路においては、回路が消費
する電源電流のリップルが装置全体の信頼性に与える影
響も問題になる。
【００１０】この発明は、磁芯を有するコイルまたはト
ランスを用い、電源から磁芯にエネルギを投入し、一度
磁芯にエネルギを蓄積した後、磁芯に蓄積されたエネル
ギを負荷に対して放出することを繰り返すＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路において、エネルギ蓄積用コイルの磁芯を
エネルギ投入時に磁化される方向と逆方向に磁気的にバ
イアスすることで、この磁芯に蓄積可能なエネルギを増
大させたことを特徴とする。
ランスを用い、電源から磁芯にエネルギを投入し、一度
磁芯にエネルギを蓄積した後、磁芯に蓄積されたエネル
ギを負荷に対して放出することを繰り返すＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路において、エネルギ蓄積用コイルの磁芯を
エネルギ投入時に磁化される方向と逆方向に磁気的にバ
イアスすることで、この磁芯に蓄積可能なエネルギを増
大させたことを特徴とする。
【００１１】磁芯を有するコイルにエネルギを蓄積する
場合、この磁芯をエネルギを蓄積させる際に通電される
電流によって発生する磁界とは逆方向に磁気バイアスす
ることにより、磁芯に蓄積可能なエネルギを増大できる
ことは、特開平２−３７７０５、実開昭４８−４９４２
５等に発表されている。しかしこれらはいずれも内燃機
関の点火装置に関するものであり、前述したＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路のごとき用途にあっての種々の問題を解
決しうるものではない。
場合、この磁芯をエネルギを蓄積させる際に通電される
電流によって発生する磁界とは逆方向に磁気バイアスす
ることにより、磁芯に蓄積可能なエネルギを増大できる
ことは、特開平２−３７７０５、実開昭４８−４９４２
５等に発表されている。しかしこれらはいずれも内燃機
関の点火装置に関するものであり、前述したＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路のごとき用途にあっての種々の問題を解
決しうるものではない。
【００１２】また、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に供され
るトランスの磁芯を直流磁界によりバイアスすること
は、実開昭５７−５８９８６に開示されているが、この
用途はいわゆるフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータに関
する発明であって、トランスに蓄積されるエネルギを増
大する効果はなく、従って前述の問題を解決するもので
はない。
るトランスの磁芯を直流磁界によりバイアスすること
は、実開昭５７−５８９８６に開示されているが、この
用途はいわゆるフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータに関
する発明であって、トランスに蓄積されるエネルギを増
大する効果はなく、従って前述の問題を解決するもので
はない。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上述したごとく従来の
誘導負荷駆動装置においては、誘導性負荷の立ち上がり
を改善するために、フライバック式ＤＣ−ＤＣコンバー
タを用いたとき、装置が大型化、複雑化してしまうなど
の問題点があった。
誘導負荷駆動装置においては、誘導性負荷の立ち上がり
を改善するために、フライバック式ＤＣ−ＤＣコンバー
タを用いたとき、装置が大型化、複雑化してしまうなど
の問題点があった。
【００１４】この発明は、このような問題をすべて解決
して、小型軽量で回路構成の簡単な効率の良いＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路およびこのＤＣ−ＤＣコンバータ回路
を用いた誘導負荷駆動装置を提供することを目的とす
る。
して、小型軽量で回路構成の簡単な効率の良いＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路およびこのＤＣ−ＤＣコンバータ回路
を用いた誘導負荷駆動装置を提供することを目的とす
る。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成さるた
め、この発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、電源と、
前記電源に接続される磁芯を有するコイルまたはトラン
スとを具備し、前記コイルまたはトランスに前記電源電
圧を印加することにより前記磁芯にエネルギを蓄積した
後、前記磁芯に蓄積されたエネルギを負荷に放出するこ
とを繰り返してなるＤＣ−ＤＣコンバータ回路におい
て、前記コイルまたはトランスの磁芯を前記電源より供
給される電流により誘起される磁化方向と逆方向に磁気
的にバイアスすることにより、前記コイルまたはトラン
スに蓄積される磁気エネルギを増加させたことを特徴と
する。
め、この発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、電源と、
前記電源に接続される磁芯を有するコイルまたはトラン
スとを具備し、前記コイルまたはトランスに前記電源電
圧を印加することにより前記磁芯にエネルギを蓄積した
後、前記磁芯に蓄積されたエネルギを負荷に放出するこ
とを繰り返してなるＤＣ−ＤＣコンバータ回路におい
て、前記コイルまたはトランスの磁芯を前記電源より供
給される電流により誘起される磁化方向と逆方向に磁気
的にバイアスすることにより、前記コイルまたはトラン
スに蓄積される磁気エネルギを増加させたことを特徴と
する。
【００１６】また、前記電源と、前記電源に接続される
磁芯を有するコイルと、前記電源及び前記コイルを含む
閉回路を開閉するスイッチ手段と、逆流を防止する目的
で前記スイッチ手段の一端に接続された整流手段と、該
整流手段を介して前記スイッチ手段に並列に接続された
コンデンサとを具備し、前記スイッチ手段を閉路して、
前記コイルに前記電源電圧を印加することにより前記コ
イルにエネルギを蓄積し、任意に決定されたタイミング
で前記スイッチ手段を開路することにより、前記コイル
に蓄積されたエネルギを前記整流手段を介して前記コン
デンサに蓄積して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路に
おいて、前記コイルの磁芯を前記電源より供給される電
流により誘起される磁界と逆方向に磁気的にバイアスす
ることを特徴とする。
磁芯を有するコイルと、前記電源及び前記コイルを含む
閉回路を開閉するスイッチ手段と、逆流を防止する目的
で前記スイッチ手段の一端に接続された整流手段と、該
整流手段を介して前記スイッチ手段に並列に接続された
コンデンサとを具備し、前記スイッチ手段を閉路して、
前記コイルに前記電源電圧を印加することにより前記コ
イルにエネルギを蓄積し、任意に決定されたタイミング
で前記スイッチ手段を開路することにより、前記コイル
に蓄積されたエネルギを前記整流手段を介して前記コン
デンサに蓄積して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路に
おいて、前記コイルの磁芯を前記電源より供給される電
流により誘起される磁界と逆方向に磁気的にバイアスす
ることを特徴とする。
【００１７】また、前記電源と、前記電源に接続される
磁芯を有する第１のコイルと、前記電源及び前記第１の
コイルを含む閉回路を開閉するスイッチ手段と、前記第
１のコイルと磁芯を共通にする少なくとも１つの第２の
コイルと、逆流を防止する目的で前記第２のコイルの一
端に接続された整流手段と、該整流手段を介して前記第
２のコイルのそれぞれに並列に接続されたコンデンサと
を具備し、前記スイッチ手段を閉路することにより、前
記第１のコイルに前記電源電圧を印加して前記第１のコ
イルの磁芯にエネルギを蓄積し、任意に決定されたタイ
ミングで前記スイッチ手段を開路して前記磁芯に蓄積さ
れたエネルギを前記整流手段を介して前記第２のコイル
に誘起する電流によりそれぞれの前記コンデンサに蓄積
して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、前記
磁芯を、前記電源より供給される電流により誘起される
磁界と逆方向に磁気的にバイアスすることにより、前記
第１のコイルに蓄積される磁気エネルギを増加させたこ
とを特徴とする。
磁芯を有する第１のコイルと、前記電源及び前記第１の
コイルを含む閉回路を開閉するスイッチ手段と、前記第
１のコイルと磁芯を共通にする少なくとも１つの第２の
コイルと、逆流を防止する目的で前記第２のコイルの一
端に接続された整流手段と、該整流手段を介して前記第
２のコイルのそれぞれに並列に接続されたコンデンサと
を具備し、前記スイッチ手段を閉路することにより、前
記第１のコイルに前記電源電圧を印加して前記第１のコ
イルの磁芯にエネルギを蓄積し、任意に決定されたタイ
ミングで前記スイッチ手段を開路して前記磁芯に蓄積さ
れたエネルギを前記整流手段を介して前記第２のコイル
に誘起する電流によりそれぞれの前記コンデンサに蓄積
して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、前記
磁芯を、前記電源より供給される電流により誘起される
磁界と逆方向に磁気的にバイアスすることにより、前記
第１のコイルに蓄積される磁気エネルギを増加させたこ
とを特徴とする。
【００１８】また、前記電源と、前記電源に接続される
磁芯を有するコイルと、前記電源及び前記コイルの全巻
線または部分巻線を含む閉回路を開閉するスイッチ手段
と、逆流を防止する目的で前記コイルの全巻線または部
分巻線の一端に接続された整流手段と、該整流手段を介
して前記コイルの全巻線または部分巻線に並列に接続さ
れたコンデンサとを具備し、前記スイッチ手段を閉路し
て、前記コイルの全巻線または部分巻線に前記電源電圧
を印加して前記コイルの磁芯にエネルギを蓄積し、任意
に決定されたタイミングで前記スイッチ手段を開路する
ことにより前記磁芯に蓄積されたエネルギを前記整流手
段を介して前記コイルの全巻線または少なくとも１カ所
の部分巻線に誘起される電気エネルギとして少なくとも
１つの前記コンデンサに蓄積して出力するＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路において、前記磁芯を、前記電源より供給
される電流により誘起される磁界と逆方向に磁気的にバ
イアスすることにより、前記コイルに蓄積される磁気エ
ネルギを増加させたことを特徴とする。
磁芯を有するコイルと、前記電源及び前記コイルの全巻
線または部分巻線を含む閉回路を開閉するスイッチ手段
と、逆流を防止する目的で前記コイルの全巻線または部
分巻線の一端に接続された整流手段と、該整流手段を介
して前記コイルの全巻線または部分巻線に並列に接続さ
れたコンデンサとを具備し、前記スイッチ手段を閉路し
て、前記コイルの全巻線または部分巻線に前記電源電圧
を印加して前記コイルの磁芯にエネルギを蓄積し、任意
に決定されたタイミングで前記スイッチ手段を開路する
ことにより前記磁芯に蓄積されたエネルギを前記整流手
段を介して前記コイルの全巻線または少なくとも１カ所
の部分巻線に誘起される電気エネルギとして少なくとも
１つの前記コンデンサに蓄積して出力するＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路において、前記磁芯を、前記電源より供給
される電流により誘起される磁界と逆方向に磁気的にバ
イアスすることにより、前記コイルに蓄積される磁気エ
ネルギを増加させたことを特徴とする。
【００１９】また、前記電源と、前記電源に接続される
磁芯を有する第１のコイルと、前記電源及び前記第１の
コイルを含む閉回路を開閉するスイッチ手段と、逆流を
防止する目的で前記スイッチ手段の少なくとも一端に接
続された第１の整流手段と、該第１の整流手段を介して
前記スイッチ手段に並列に接続された第１のコンデンサ
と、前記第１のコンデンサに接続される第２のコイル
と、前記第２のコイルを流れる電流の逆流を防止する第
２の整流手段と、該第２の整流手段を介して前記第２の
コイルに接続される第２のコンデンサとを具備し、前記
スイッチ手段を閉路して、前記第１のコイルに電源電圧
を印加して前記コイルの磁芯にエネルギを蓄積し、任意
に決定されたタイミングで前記スイッチ手段を開路する
ことにより前記第１のコイルに蓄積されたエネルギを前
記第１の整流手段を介して前記第１のコンデンサに蓄積
するとともに、第２のコイル、第２の整流手段を介して
前記第１のコンデンサの電荷を含む前記第１のコイルよ
り出力されるエネルギを前記第２のコンデンサに蓄積し
て出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、前記第
１のコイルの磁芯を、前記電源より供給される電流によ
り誘起される磁界と逆方向に磁気的にバイアスすること
により、前記コイルに蓄積される磁気エネルギを増加さ
せたことを特徴とする。
磁芯を有する第１のコイルと、前記電源及び前記第１の
コイルを含む閉回路を開閉するスイッチ手段と、逆流を
防止する目的で前記スイッチ手段の少なくとも一端に接
続された第１の整流手段と、該第１の整流手段を介して
前記スイッチ手段に並列に接続された第１のコンデンサ
と、前記第１のコンデンサに接続される第２のコイル
と、前記第２のコイルを流れる電流の逆流を防止する第
２の整流手段と、該第２の整流手段を介して前記第２の
コイルに接続される第２のコンデンサとを具備し、前記
スイッチ手段を閉路して、前記第１のコイルに電源電圧
を印加して前記コイルの磁芯にエネルギを蓄積し、任意
に決定されたタイミングで前記スイッチ手段を開路する
ことにより前記第１のコイルに蓄積されたエネルギを前
記第１の整流手段を介して前記第１のコンデンサに蓄積
するとともに、第２のコイル、第２の整流手段を介して
前記第１のコンデンサの電荷を含む前記第１のコイルよ
り出力されるエネルギを前記第２のコンデンサに蓄積し
て出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、前記第
１のコイルの磁芯を、前記電源より供給される電流によ
り誘起される磁界と逆方向に磁気的にバイアスすること
により、前記コイルに蓄積される磁気エネルギを増加さ
せたことを特徴とする。
【００２０】また、前記電源と、前記電源に接続される
磁芯を有する第１のコイルと、前記電源及び前記第１の
コイルを含む閉回路を開閉するスイッチ手段と、前記第
１のコイルと磁芯を共通にする少なくとも１つの第２の
コイルと、逆流を防止する目的で前記第２のコイルの一
端に接続された第１の整流手段と、該第１の整流手段を
介して前記第２のコイルのそれぞれに並列に接続された
第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサの少なくと
も１つに接続される第３のコイルと、前記第３のコイル
を流れる電流の逆流を防止する第２の整流手段と、該第
２の整流手段を介して前記第３のコイルに接続される第
３のコンデンサとを具備し、前記スイッチ手段を閉路す
ることにより、前記第１のコイルに前記電源電圧を印加
して前記第１のコイルの磁芯にエネルギを蓄積し、任意
に決定されたタイミングで前記スイッチ手段を開路して
前記磁芯に蓄積されたエネルギを前記第１の整流手段を
介して前記第２のコイルに誘起する電流によりそれぞれ
の前記第１のコンデンサに蓄積するとともにし、第３の
コイル、第２の整流手段を介して前記第１のコンデンサ
の電荷を含む前記第２のコイルより出力されるエネルギ
を前記第３のコンデンサに蓄積して出力するＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路において、前記磁芯を、前記電源より供
給される電流により誘起される磁界と逆方向に磁気的に
バイアスすることにより、前記第１のコイルに蓄積され
る磁気エネルギを増加させたことを特徴とする。
磁芯を有する第１のコイルと、前記電源及び前記第１の
コイルを含む閉回路を開閉するスイッチ手段と、前記第
１のコイルと磁芯を共通にする少なくとも１つの第２の
コイルと、逆流を防止する目的で前記第２のコイルの一
端に接続された第１の整流手段と、該第１の整流手段を
介して前記第２のコイルのそれぞれに並列に接続された
第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサの少なくと
も１つに接続される第３のコイルと、前記第３のコイル
を流れる電流の逆流を防止する第２の整流手段と、該第
２の整流手段を介して前記第３のコイルに接続される第
３のコンデンサとを具備し、前記スイッチ手段を閉路す
ることにより、前記第１のコイルに前記電源電圧を印加
して前記第１のコイルの磁芯にエネルギを蓄積し、任意
に決定されたタイミングで前記スイッチ手段を開路して
前記磁芯に蓄積されたエネルギを前記第１の整流手段を
介して前記第２のコイルに誘起する電流によりそれぞれ
の前記第１のコンデンサに蓄積するとともにし、第３の
コイル、第２の整流手段を介して前記第１のコンデンサ
の電荷を含む前記第２のコイルより出力されるエネルギ
を前記第３のコンデンサに蓄積して出力するＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路において、前記磁芯を、前記電源より供
給される電流により誘起される磁界と逆方向に磁気的に
バイアスすることにより、前記第１のコイルに蓄積され
る磁気エネルギを増加させたことを特徴とする。
【００２１】また、前記電源と、前記電源に接続される
磁芯を有する第１のコイルと、前記電源及び前記第１の
コイルの全巻線または部分巻線を含む閉回路を開閉する
スイッチ手段と、逆流を防止する目的で前記コイルの全
巻線または部分巻線の一端に接続された第１の整流手段
と、該第１の整流手段を介して前記コイルの全巻線また
は部分巻線に並列に接続された第１のコンデンサと、前
記第１のコンデンサの少なくとも１つに接続される第２
のコイルと、前記第２のコイルを流れる電流の逆流を防
止する第２の整流手段と、該第２の整流手段を介して前
記第２のコイルに接続される第２のコンデンサとを具備
し、前記スイッチ手段を閉路して、前記コイルの全巻線
または部分巻線に前記電源電圧を印加して前記コイルの
磁芯にエネルギを蓄積し、任意に決定されたタイミング
で前記スイッチ手段を開路することにより前記磁芯に蓄
積されたエネルギを前記第１の整流手段を介して前記第
１のコイルの全巻線または少なくとも１カ所の部分巻線
に誘起される電気エネルギとして少なくとも１つの前記
第１のコンデンサに蓄積するとともに、第２のコイル、
第２の整流手段を介して前記第１のコンデンサの電荷を
含む前記第１のコイルより出力されるエネルギを前記第
２のコンデンサに蓄積して出力するＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路において、前記第１のコイルの磁芯を、前記電源
より供給される電流により誘起される磁界と逆方向に磁
気的にバイアスすることにより、前記第１のコイルに蓄
積される磁気エネルギを増加させたことを特徴とする。
磁芯を有する第１のコイルと、前記電源及び前記第１の
コイルの全巻線または部分巻線を含む閉回路を開閉する
スイッチ手段と、逆流を防止する目的で前記コイルの全
巻線または部分巻線の一端に接続された第１の整流手段
と、該第１の整流手段を介して前記コイルの全巻線また
は部分巻線に並列に接続された第１のコンデンサと、前
記第１のコンデンサの少なくとも１つに接続される第２
のコイルと、前記第２のコイルを流れる電流の逆流を防
止する第２の整流手段と、該第２の整流手段を介して前
記第２のコイルに接続される第２のコンデンサとを具備
し、前記スイッチ手段を閉路して、前記コイルの全巻線
または部分巻線に前記電源電圧を印加して前記コイルの
磁芯にエネルギを蓄積し、任意に決定されたタイミング
で前記スイッチ手段を開路することにより前記磁芯に蓄
積されたエネルギを前記第１の整流手段を介して前記第
１のコイルの全巻線または少なくとも１カ所の部分巻線
に誘起される電気エネルギとして少なくとも１つの前記
第１のコンデンサに蓄積するとともに、第２のコイル、
第２の整流手段を介して前記第１のコンデンサの電荷を
含む前記第１のコイルより出力されるエネルギを前記第
２のコンデンサに蓄積して出力するＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路において、前記第１のコイルの磁芯を、前記電源
より供給される電流により誘起される磁界と逆方向に磁
気的にバイアスすることにより、前記第１のコイルに蓄
積される磁気エネルギを増加させたことを特徴とする。
【００２２】前記磁気的なバイアスは磁芯に設けた永久
磁石によって、或いは、磁芯に設けたバイアス用コイル
に定電流源から所望の電流を供給することによって行
う。
磁石によって、或いは、磁芯に設けたバイアス用コイル
に定電流源から所望の電流を供給することによって行
う。
【００２３】さらに、電源と、前記電源に接続され前記
電源よりも高い電圧を発生する前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力を誘導
性負荷に印加するための高圧スイッチ手段とを具備する
ことを特徴とする。
電源よりも高い電圧を発生する前記ＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力を誘導
性負荷に印加するための高圧スイッチ手段とを具備する
ことを特徴とする。
【００２４】前記誘導負荷駆動装置において、電源と、
前記電源に接続され前記電源電圧よりも高い電圧を発生
する前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路の出力を開閉する高圧スイッチ手段と、
入力される少なくとも１つの高圧スイッチ駆動信号のい
ずれによっても前記高圧スイッチ手段を駆動しうる論理
和回路と、前記高圧スイッチ手段の出力を少なくとも１
つの誘導性負荷に接続するための少なくとも１つの高圧
分配スイッチ手段と、前記電源に接続され前記電源電圧
以下の可変出力電圧を出力する低圧電源と、前記誘導性
負荷に流れる負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、
前記低圧電源に接続され、保持電流値信号と前記負荷電
流検出手段からの負荷電流帰還信号を入力し、負荷電流
を保持電流値信号に見合う値に制御する少なくとも１つ
のアナログ定電流出力回路と、該アナログ定電流出力回
路の出力手段の電圧降下量を入力し、該電圧降下量が所
定の値を越える時、前記低圧電源回路の出力電圧を低下
させる信号を発生する低圧電源調整回路と、前記アナロ
グ定電流出力回路の出力を前記少なくとも１つの誘導性
負荷に接続するための少なくとも１つの低圧分配スイッ
チ手段と、前記少なくとも１つの誘導性負荷の駆動電流
を減じる時生じる負荷の自己誘導エネルギを吸収する少
なくとも１つのサージ吸収手段と、少なくとも１つの負
荷駆動信号を入力し、各々の該負荷駆動信号に対し、そ
の負荷駆動開始を意味する時点より所定の一定時間、前
記高圧スイッチ手段を駆動するための高圧スイッチ駆動
信号と、前記負荷駆動信号により確定される駆動すべき
負荷に対して前記高圧スイッチ手段の出力を接続するた
めの前記高圧分配スイッチ手段の駆動信号と、入力され
た前記負荷駆動信号が負荷駆動を続行することを意味す
る期間、前記アナログ定電流出力回路に対して所定の保
持電流値信号を出力すると同時に、前記負荷駆動信号に
よって確定される駆動すべき負荷に対して前記アナログ
定電流出力回路の出力を接続するための前記低圧分配ス
イッチ手段の駆動信号を出力する信号処理回路を有する
ことを特徴とする。
前記電源に接続され前記電源電圧よりも高い電圧を発生
する前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、前記ＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路の出力を開閉する高圧スイッチ手段と、
入力される少なくとも１つの高圧スイッチ駆動信号のい
ずれによっても前記高圧スイッチ手段を駆動しうる論理
和回路と、前記高圧スイッチ手段の出力を少なくとも１
つの誘導性負荷に接続するための少なくとも１つの高圧
分配スイッチ手段と、前記電源に接続され前記電源電圧
以下の可変出力電圧を出力する低圧電源と、前記誘導性
負荷に流れる負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、
前記低圧電源に接続され、保持電流値信号と前記負荷電
流検出手段からの負荷電流帰還信号を入力し、負荷電流
を保持電流値信号に見合う値に制御する少なくとも１つ
のアナログ定電流出力回路と、該アナログ定電流出力回
路の出力手段の電圧降下量を入力し、該電圧降下量が所
定の値を越える時、前記低圧電源回路の出力電圧を低下
させる信号を発生する低圧電源調整回路と、前記アナロ
グ定電流出力回路の出力を前記少なくとも１つの誘導性
負荷に接続するための少なくとも１つの低圧分配スイッ
チ手段と、前記少なくとも１つの誘導性負荷の駆動電流
を減じる時生じる負荷の自己誘導エネルギを吸収する少
なくとも１つのサージ吸収手段と、少なくとも１つの負
荷駆動信号を入力し、各々の該負荷駆動信号に対し、そ
の負荷駆動開始を意味する時点より所定の一定時間、前
記高圧スイッチ手段を駆動するための高圧スイッチ駆動
信号と、前記負荷駆動信号により確定される駆動すべき
負荷に対して前記高圧スイッチ手段の出力を接続するた
めの前記高圧分配スイッチ手段の駆動信号と、入力され
た前記負荷駆動信号が負荷駆動を続行することを意味す
る期間、前記アナログ定電流出力回路に対して所定の保
持電流値信号を出力すると同時に、前記負荷駆動信号に
よって確定される駆動すべき負荷に対して前記アナログ
定電流出力回路の出力を接続するための前記低圧分配ス
イッチ手段の駆動信号を出力する信号処理回路を有する
ことを特徴とする。
【００２５】
【作用】この発明ではコイルの磁界にバイアスを加えて
動作点をシフトする。これにより、磁芯コアの単位面積
当たりのエネルギ密度を上げる事ができ、コイルに蓄積
されるエネルギを多くすることができる。したがって、
比較的小型なコイルを用いて、小型で効率の良いＤＣ−
ＤＣコンバータを実現することができ、このＤＣ−ＤＣ
コンバータを用いて、効率のよい誘導負荷駆動装置を実
現できる。
動作点をシフトする。これにより、磁芯コアの単位面積
当たりのエネルギ密度を上げる事ができ、コイルに蓄積
されるエネルギを多くすることができる。したがって、
比較的小型なコイルを用いて、小型で効率の良いＤＣ−
ＤＣコンバータを実現することができ、このＤＣ−ＤＣ
コンバータを用いて、効率のよい誘導負荷駆動装置を実
現できる。
【００２６】
【実施例】以下、図面を参照してこの発明にかかるＤＣ
−ＤＣコンバータ回路およびこのＤＣ−ＤＣコンバータ
回路を用いた誘導負荷駆動装置の実施例を説明する。
−ＤＣコンバータ回路およびこのＤＣ−ＤＣコンバータ
回路を用いた誘導負荷駆動装置の実施例を説明する。
【００２７】図１は、この発明のＤＣ−ＤＣコンバータ
回路の第１の実施例を示したものである。
回路の第１の実施例を示したものである。
【００２８】この回路の動作を図にそって説明する。コ
ンデンサＣは電源Ｅにより電源電圧に充電されている。
ここでスイッチＳｗを閉成することにより閉回路Ａが形
成される。この時、コンデンサＣに蓄積された電荷は、
整流手段Ｄにより逆流を阻止され、コンデンサＣに保存
される。他方、インダクタンスＬには電源電圧Ｅが印加
され、閉回路Ａの電流が増加する。インダクタンスＬの
磁芯内には、この電流の増加にともない、エネルギが蓄
積されて行く。
ンデンサＣは電源Ｅにより電源電圧に充電されている。
ここでスイッチＳｗを閉成することにより閉回路Ａが形
成される。この時、コンデンサＣに蓄積された電荷は、
整流手段Ｄにより逆流を阻止され、コンデンサＣに保存
される。他方、インダクタンスＬには電源電圧Ｅが印加
され、閉回路Ａの電流が増加する。インダクタンスＬの
磁芯内には、この電流の増加にともない、エネルギが蓄
積されて行く。
【００２９】次に、任意のタイミンングでスイッチＳｗ
を開路すると、閉回路Ａは解放されるが、インダクタン
スＬは自己誘導により電流を維持しようと働くため、回
路電流はインダクタンスＬ、整流手段Ｄおよびコンデン
サＣを含む閉回路Ｂを流れ、インダクタンスＬに蓄積さ
れたエネルギをコンデンサＣに充電する。
を開路すると、閉回路Ａは解放されるが、インダクタン
スＬは自己誘導により電流を維持しようと働くため、回
路電流はインダクタンスＬ、整流手段Ｄおよびコンデン
サＣを含む閉回路Ｂを流れ、インダクタンスＬに蓄積さ
れたエネルギをコンデンサＣに充電する。
【００３０】この動作を繰り返すことにより、コンデン
サＣは徐々に高電圧に充電されて行く。コンデンサＣに
蓄積される電圧は、整流手段Ｄにより逆流を阻止されて
いるので、インダクタンスＬのエネルギが供給されるご
とに上昇を続け、電源電圧よりも高い電圧を得ることが
できる。
サＣは徐々に高電圧に充電されて行く。コンデンサＣに
蓄積される電圧は、整流手段Ｄにより逆流を阻止されて
いるので、インダクタンスＬのエネルギが供給されるご
とに上昇を続け、電源電圧よりも高い電圧を得ることが
できる。
【００３１】コンデンサＣの電圧が所望する値を超える
と、図示しない電圧検出手段により、このことを検出し
て、スイッチＳｗの開閉を中止し、スイッチＳｗの開閉
の中止中に所望する値を下回った時、スイッチＳｗの開
閉を再開する。
と、図示しない電圧検出手段により、このことを検出し
て、スイッチＳｗの開閉を中止し、スイッチＳｗの開閉
の中止中に所望する値を下回った時、スイッチＳｗの開
閉を再開する。
【００３２】この実施例では、コンデンサＣを充電する
ためのインダクタンスＬの磁芯を永久磁石Ｍｇによっ
て、電源から供給される電流によって発生する磁界とは
逆方向に磁気的にバイアスを掛け、これによって一回の
通電でインダクタンスＬにより。多くのエネルギが蓄積
できるようにした。
ためのインダクタンスＬの磁芯を永久磁石Ｍｇによっ
て、電源から供給される電流によって発生する磁界とは
逆方向に磁気的にバイアスを掛け、これによって一回の
通電でインダクタンスＬにより。多くのエネルギが蓄積
できるようにした。
【００３３】この原理を図２で説明する。コイルの一般
的なＢ−Ｈ曲線を図２（ａ）に示す。この図は簡略のた
め、磁芯の持つ磁気ヒステリシス特性を省略してある。
さらに説明のため、磁芯の飽和特性に着目して図を簡略
化したのが図２（ｂ）である。
的なＢ−Ｈ曲線を図２（ａ）に示す。この図は簡略のた
め、磁芯の持つ磁気ヒステリシス特性を省略してある。
さらに説明のため、磁芯の飽和特性に着目して図を簡略
化したのが図２（ｂ）である。
【００３４】今、当該コイルにＩL （Ａ）なる電流を通
電した時、巻線によってａなる起磁力が与えられ、磁芯
にＷａなるエネルギが蓄積される。
電した時、巻線によってａなる起磁力が与えられ、磁芯
にＷａなるエネルギが蓄積される。
【００３５】この時、この蓄積エネルギＷａを増大する
目的で電流ＩL を増加させ、起磁力ａを増加させると、
磁芯の飽和点ｃを越えたところからこれ以上の蓄積エネ
ルギＷａの増大は望めなくなるばかりでなく、これま
で、ＩL ＝Ｅ／Ｌ・ｔ（ここでＬは図２（ｂ）に示す磁
界０におけるインダクアンス）の関係で増加していた電
流が、コイルの磁芯の飽和と共にインダクタンスの急激
な減少から、単位時間当たりの電流増加率を急激に増大
させ、時としてはスイッチ手段等の破壊を招く虞もあ
る。
目的で電流ＩL を増加させ、起磁力ａを増加させると、
磁芯の飽和点ｃを越えたところからこれ以上の蓄積エネ
ルギＷａの増大は望めなくなるばかりでなく、これま
で、ＩL ＝Ｅ／Ｌ・ｔ（ここでＬは図２（ｂ）に示す磁
界０におけるインダクアンス）の関係で増加していた電
流が、コイルの磁芯の飽和と共にインダクタンスの急激
な減少から、単位時間当たりの電流増加率を急激に増大
させ、時としてはスイッチ手段等の破壊を招く虞もあ
る。
【００３６】次にこのコイルの磁芯を電流ＩL で励磁さ
れている方向とは逆方向に磁気的にバイアスした場合の
Ｂ−Ｈ特性を図２（ｃ）に示す。
れている方向とは逆方向に磁気的にバイアスした場合の
Ｂ−Ｈ特性を図２（ｃ）に示す。
【００３７】図２（ｃ）ではコイルに電流を通電しない
時、バイアス磁界により磁芯は電流ＩL で励磁される磁
束と逆方向にほぼ飽和した状態である。この状態でコイ
ルに電流ＩL を通電すると、図に示すＷｂなるエネルギ
が磁芯に蓄積される。
時、バイアス磁界により磁芯は電流ＩL で励磁される磁
束と逆方向にほぼ飽和した状態である。この状態でコイ
ルに電流ＩL を通電すると、図に示すＷｂなるエネルギ
が磁芯に蓄積される。
【００３８】この状態で電流ＩL を磁芯の飽和点ｃまで
増大させるならば、図から明らかなように、蓄積される
エネルギＷｂはコイルの磁芯をバイアスしない場合に得
られる蓄積エネルギＷａの４倍になる。
増大させるならば、図から明らかなように、蓄積される
エネルギＷｂはコイルの磁芯をバイアスしない場合に得
られる蓄積エネルギＷａの４倍になる。
【００３９】この関係を図３〜図６にそって更に詳しく
説明する。
説明する。
【００４０】図３〜図６では説明の簡単のために実数を
用いることにし、またエネルギ蓄積用コンデンサの容量
を無限大にして電圧源と見なすことにする。実際のＤＣ
−ＤＣコンバータ回路においてエネルギ蓄積用コンデン
サの端子電圧が変動することがあっても本発明の効果は
損なわれるものではない。
用いることにし、またエネルギ蓄積用コンデンサの容量
を無限大にして電圧源と見なすことにする。実際のＤＣ
−ＤＣコンバータ回路においてエネルギ蓄積用コンデン
サの端子電圧が変動することがあっても本発明の効果は
損なわれるものではない。
【００４１】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図を図３
に示す。電源Ｅに並列に接続されているコンデンサＣ
は、回路の消費する電源電流のリップルを吸収するフィ
ルタコンデンサである。
に示す。電源Ｅに並列に接続されているコンデンサＣ
は、回路の消費する電源電流のリップルを吸収するフィ
ルタコンデンサである。
【００４２】今、コイルＬの磁芯を磁気バイアスしない
場合のＢ−Ｈ特性を図４（ａ）に示す。便宜上このコイ
ルＬのインダクタンスは１０ｍＨでコイルＬの磁芯は通
電電流１０Ａで磁気飽和するものと仮定する。
場合のＢ−Ｈ特性を図４（ａ）に示す。便宜上このコイ
ルＬのインダクタンスは１０ｍＨでコイルＬの磁芯は通
電電流１０Ａで磁気飽和するものと仮定する。
【００４３】磁気バイアスしない場合のこのＤＣ−ＤＣ
コンバータの動作電流を図４（ｂ）に示す。
コンバータの動作電流を図４（ｂ）に示す。
【００４４】時刻ｔ＝０にてスイッチ手段Ｓｗを閉成す
るとコイル電流ＩL は ＩL ＝Ｅ／Ｌ・ｔ すなわち１０００Ａ／秒の傾きで増加し、１０ｍｓｅｃ
でコイルＬの飽和点電流１０Ａに到達する。
るとコイル電流ＩL は ＩL ＝Ｅ／Ｌ・ｔ すなわち１０００Ａ／秒の傾きで増加し、１０ｍｓｅｃ
でコイルＬの飽和点電流１０Ａに到達する。
【００４５】この時、電源よりコイルに供給されるエネ
ルギは １／２・（１０Ａ）・（１０Ｖ）・（１０ｍｓｅｃ）＝
０．５Ｊ である。
ルギは １／２・（１０Ａ）・（１０Ｖ）・（１０ｍｓｅｃ）＝
０．５Ｊ である。
【００４６】次にこの時点でスイッチ手段Ｓｗを解放す
ると、回路は電源Ｅ、コイルＬ、整流手段Ｄ、出力側電
圧源Ｃｅからなる閉回路となる。
ると、回路は電源Ｅ、コイルＬ、整流手段Ｄ、出力側電
圧源Ｃｅからなる閉回路となる。
【００４７】今、出力側電圧源Ｃｅの電圧を１１０Ｖと
し、整流手段Ｄでの電圧降下がないものとすると、コイ
ルＬにはその電流の方向とは逆極性に１００Ｖの電圧が
印加されることになり、 ＩL ＝ＩL(MAX)−１００／Ｌ・ｔ すなわち、１００００Ａ／秒で減少する。
し、整流手段Ｄでの電圧降下がないものとすると、コイ
ルＬにはその電流の方向とは逆極性に１００Ｖの電圧が
印加されることになり、 ＩL ＝ＩL(MAX)−１００／Ｌ・ｔ すなわち、１００００Ａ／秒で減少する。
【００４８】ここで、ＩL(MAX)＝１０Ａであるから、コ
イル電流は１ｍｓｅｃ後に０Ａとなる。そうしてこの過
程で １／２・（１０Ａ）・（１００Ｖ）・（１ｍｓｅｃ）＝
０．５Ｊ のエネルギを出力側に放出する。実際はこの時電源から
直接出力側に伝達されるエネルギが｛１／２・（１０
Ａ）・（１０Ｖ）・（１ｍｓｅｃ）｝存在するが、ここ
ではコイルによるエネルギの蓄積を論じており、この電
源から直接出力側に伝達されるエネルギの項は本発明の
主旨に直接関与しないので、このエネルギに関する記述
は省略し、以後同様の扱いをすることにする。
イル電流は１ｍｓｅｃ後に０Ａとなる。そうしてこの過
程で １／２・（１０Ａ）・（１００Ｖ）・（１ｍｓｅｃ）＝
０．５Ｊ のエネルギを出力側に放出する。実際はこの時電源から
直接出力側に伝達されるエネルギが｛１／２・（１０
Ａ）・（１０Ｖ）・（１ｍｓｅｃ）｝存在するが、ここ
ではコイルによるエネルギの蓄積を論じており、この電
源から直接出力側に伝達されるエネルギの項は本発明の
主旨に直接関与しないので、このエネルギに関する記述
は省略し、以後同様の扱いをすることにする。
【００４９】このエネルギの蓄積放出に所要な時間は、
コイルへのエネルギ蓄積時間ｔａ＝１０ｍｓｅｃとコイ
ルからのエネルギ放出時間ｔｂ＝１ｍｓｅｃの和、１１
ｍｓｅｃである。すなわちこの回路は１１ｍｓｅｃ間で
０．５Ｊのエネルギを電源から出力に供給し得ることに
なる。
コイルへのエネルギ蓄積時間ｔａ＝１０ｍｓｅｃとコイ
ルからのエネルギ放出時間ｔｂ＝１ｍｓｅｃの和、１１
ｍｓｅｃである。すなわちこの回路は１１ｍｓｅｃ間で
０．５Ｊのエネルギを電源から出力に供給し得ることに
なる。
【００５０】次に同一のコイルを用いてこの磁芯を磁気
的にバイアスした場合について説明する。
的にバイアスした場合について説明する。
【００５１】図５（ａ）にバイアスされたこのコイルの
特性を示す。
特性を示す。
【００５２】バイアス用に永久磁石を採用した場合には
通常、永久磁石の磁性体がコイルの磁芯に付加されるこ
とによりインダクタンスの値および飽和磁束量が増大す
るが、ここではこれらの影響がないか、あるいは、図示
しない第２の巻線に一定の電流を通じることによって磁
気バイアスがなされる場合として説明する。
通常、永久磁石の磁性体がコイルの磁芯に付加されるこ
とによりインダクタンスの値および飽和磁束量が増大す
るが、ここではこれらの影響がないか、あるいは、図示
しない第２の巻線に一定の電流を通じることによって磁
気バイアスがなされる場合として説明する。
【００５３】すなわちこの場合は、インダクタンスは変
化せず、磁芯の飽和特性も変化しないため、このコイル
の特性は図５（ａ）に示したように、丁度図４（ａ）の
特性を右に平行移動した特性となる。
化せず、磁芯の飽和特性も変化しないため、このコイル
の特性は図５（ａ）に示したように、丁度図４（ａ）の
特性を右に平行移動した特性となる。
【００５４】ここでスイッチ手段Ｓｗを閉路すると。前
述したようにコイルＬには電源Ｅが印加され、１０００
Ａ／秒にてコイル電流ＩL は増加する。このコイル電流
ＩLを前述の磁芯の飽和点まで増加させたとすると、そ
の時のＩL(MAX)は２０Ａになり、このときに電流の増加
に要する時間は２０ｍｓｅｃとなる。この様子を図５
（ｂ）に示す。
述したようにコイルＬには電源Ｅが印加され、１０００
Ａ／秒にてコイル電流ＩL は増加する。このコイル電流
ＩLを前述の磁芯の飽和点まで増加させたとすると、そ
の時のＩL(MAX)は２０Ａになり、このときに電流の増加
に要する時間は２０ｍｓｅｃとなる。この様子を図５
（ｂ）に示す。
【００５５】また、この間にコイルに蓄積されるエネル
ギは、 １／２・（２０Ａ）・（１０Ｖ）・（２０ｍｓｅｃ）＝
２．０Ｊ であり、前述のバイアスしないコイルに蓄積されるエネ
ルギの４倍になる。
ギは、 １／２・（２０Ａ）・（１０Ｖ）・（２０ｍｓｅｃ）＝
２．０Ｊ であり、前述のバイアスしないコイルに蓄積されるエネ
ルギの４倍になる。
【００５６】この時点でスイッチ手段Ｓｗを開路する
と、前述した場合と同様にコイル電流ＩL は１００００
Ａ／秒の割合で減少し、２ｍｓｅｃ後には０Ａになる。
この間、このコイルが放出するエネルギは １／２・（２０Ａ）・（１００Ｖ）・（２ｍｓｅｃ）＝
２．０Ｊ となり、図５（ｂ）でｔａ＝２０ｍｓｅｃ、ｔｂ＝２ｍ
ｓｅｃとなり、２２ｍｓｅｃで２．０Ｊのエネルギを電
源より出力側に供給し得ることになる。
と、前述した場合と同様にコイル電流ＩL は１００００
Ａ／秒の割合で減少し、２ｍｓｅｃ後には０Ａになる。
この間、このコイルが放出するエネルギは １／２・（２０Ａ）・（１００Ｖ）・（２ｍｓｅｃ）＝
２．０Ｊ となり、図５（ｂ）でｔａ＝２０ｍｓｅｃ、ｔｂ＝２ｍ
ｓｅｃとなり、２２ｍｓｅｃで２．０Ｊのエネルギを電
源より出力側に供給し得ることになる。
【００５７】これを前述のバイアスしないコイルを使用
した場合に比較すると単位時間当りの回路通過エネルギ
量は２倍になる。
した場合に比較すると単位時間当りの回路通過エネルギ
量は２倍になる。
【００５８】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路において重要な
ことは１回当たりにコイルに蓄積されるエネルギ量では
なく、単位時間に回路が取り扱えるエネルギ量である。
この点にたって更に説明を加えることにする。
ことは１回当たりにコイルに蓄積されるエネルギ量では
なく、単位時間に回路が取り扱えるエネルギ量である。
この点にたって更に説明を加えることにする。
【００５９】今、同一体積の磁芯を有するコイルでＤＣ
−ＤＣコンバータ回路の単位時間当たりの通過エネルギ
量を増大させることを目的に考える。この解決方法とし
て古くから知られている方法は、インダクタンスの値を
小さくすることである。
−ＤＣコンバータ回路の単位時間当たりの通過エネルギ
量を増大させることを目的に考える。この解決方法とし
て古くから知られている方法は、インダクタンスの値を
小さくすることである。
【００６０】図６（ａ）にこの原理に基づいたインダク
タンスの特性を示した。この例では磁芯に巻回するコイ
ルの巻数を先の例から半減させたコイルを想定する。こ
うした場合、磁芯の飽和点における通電可能電流は２倍
になり、そのインダクタンスは１／４となる。
タンスの特性を示した。この例では磁芯に巻回するコイ
ルの巻数を先の例から半減させたコイルを想定する。こ
うした場合、磁芯の飽和点における通電可能電流は２倍
になり、そのインダクタンスは１／４となる。
【００６１】このようなコイルを用いて図３の回路を用
いた場合の動作を説明すると、ｔ＝０でスイッチ手段Ｓ
ｗを閉路するとコイルＬに電源電圧Ｅが印加されてＩL
＝Ｅ／Ｌ・ｔによりコイル電流が増加する。ここでコイ
ルＬのインダクタンスが上述の値の１／４の２．５ｍＨ
となっているため、この電流は４０００ｍＡ／秒にて増
加する。一方、このコイルの磁芯の飽和点でのコイル電
流は前述の例の２倍であり２０Ａである。従って、この
コイルを飽和まで励磁するのに要する時間は （２０Ａ）／（４０００ｍＡ／秒）＝５ｍｓｅｃ である。
いた場合の動作を説明すると、ｔ＝０でスイッチ手段Ｓ
ｗを閉路するとコイルＬに電源電圧Ｅが印加されてＩL
＝Ｅ／Ｌ・ｔによりコイル電流が増加する。ここでコイ
ルＬのインダクタンスが上述の値の１／４の２．５ｍＨ
となっているため、この電流は４０００ｍＡ／秒にて増
加する。一方、このコイルの磁芯の飽和点でのコイル電
流は前述の例の２倍であり２０Ａである。従って、この
コイルを飽和まで励磁するのに要する時間は （２０Ａ）／（４０００ｍＡ／秒）＝５ｍｓｅｃ である。
【００６２】またこの間にコイルに蓄積されるエネルギ
は、 １／２・（２０Ａ）・（１０Ｖ）・（５ｍｓｅｃ）＝
０．５Ｊ である。また、この時点で、スイッチ手段Ｓｗを開路し
た時のコイル電流の減少率は、インダクタンスの値２．
５ｍＨから４００００Ａ／秒となり、従って２０Ａの電
流は０．５ｍｓｅｃ後に０Ａとなる。また、コイルＬが
この間に出力に供給するエネルギは、 １／２・（２０Ａ）・（１００Ｖ）・（０．５ｍｓｅ
ｃ）＝０．５Ｊ となる。これはすなわち、図６（ｂ）に示すようにこの
コイルにエネルギを蓄積するに要する時間ｔａ＝５ｍｓ
ｅｃ、またこれを出力に放出するに要する時間ｔｂ＝
０．５ｍｓｅｃの合計５．５ｍｓｅｃで回路は０．５Ｊ
のエネルギを電源より負荷に伝達することになる。この
動作を４回繰り返すと、前述のバイアスされたコイルを
使用した場合と同一時間内に同量のエネルギを電源から
負荷に供給できる。
は、 １／２・（２０Ａ）・（１０Ｖ）・（５ｍｓｅｃ）＝
０．５Ｊ である。また、この時点で、スイッチ手段Ｓｗを開路し
た時のコイル電流の減少率は、インダクタンスの値２．
５ｍＨから４００００Ａ／秒となり、従って２０Ａの電
流は０．５ｍｓｅｃ後に０Ａとなる。また、コイルＬが
この間に出力に供給するエネルギは、 １／２・（２０Ａ）・（１００Ｖ）・（０．５ｍｓｅ
ｃ）＝０．５Ｊ となる。これはすなわち、図６（ｂ）に示すようにこの
コイルにエネルギを蓄積するに要する時間ｔａ＝５ｍｓ
ｅｃ、またこれを出力に放出するに要する時間ｔｂ＝
０．５ｍｓｅｃの合計５．５ｍｓｅｃで回路は０．５Ｊ
のエネルギを電源より負荷に伝達することになる。この
動作を４回繰り返すと、前述のバイアスされたコイルを
使用した場合と同一時間内に同量のエネルギを電源から
負荷に供給できる。
【００６３】このことはすなわち、同一の磁芯を用いて
単位時間当りのエネルギ伝達量を増加できたことにな
る。ＤＣ−ＤＣコンバータのような用途ではこのような
単位時間当りのエネルギ伝達量が多いほど望ましいこと
になる。
単位時間当りのエネルギ伝達量を増加できたことにな
る。ＤＣ−ＤＣコンバータのような用途ではこのような
単位時間当りのエネルギ伝達量が多いほど望ましいこと
になる。
【００６４】しかしながら、このバイアスしないコイル
を使用し、インダクタンスの値を減ずる場合には、図３
の回路で用いるスイッチ手段Ｓｗはバイアスされたコイ
ルを使用する場合と同じ最大電流を４倍の頻度で遮断せ
ねばならず、特に小型化のために小さな磁芯を使用する
場合には、このスイッチ手段Ｓｗでのスイッチング損失
が無視できなくなる。このスイッチング損失が少ないと
いう点で本発明のバイアスされたコイルを使用する方法
がインダクタンスの値を減ずる方法よりも勝っている。
を使用し、インダクタンスの値を減ずる場合には、図３
の回路で用いるスイッチ手段Ｓｗはバイアスされたコイ
ルを使用する場合と同じ最大電流を４倍の頻度で遮断せ
ねばならず、特に小型化のために小さな磁芯を使用する
場合には、このスイッチ手段Ｓｗでのスイッチング損失
が無視できなくなる。このスイッチング損失が少ないと
いう点で本発明のバイアスされたコイルを使用する方法
がインダクタンスの値を減ずる方法よりも勝っている。
【００６５】図５の例ではコイルの磁芯をバイアスする
際に、コイル電流を通伝しない状態で磁芯が丁度逆方向
に磁気飽和されるバイアス値を採用した。この磁気バイ
アス値をさらに深くした場合について図７で説明する。
際に、コイル電流を通伝しない状態で磁芯が丁度逆方向
に磁気飽和されるバイアス値を採用した。この磁気バイ
アス値をさらに深くした場合について図７で説明する。
【００６６】図７（ａ）はこの場合のＢ−Ｈ特性であ
る。
る。
【００６７】コイルは図４、図５の例と同じく１０ｍＨ
で、磁気バイアス値としてコイル電流を１０Ａ流すまで
は逆方向に磁気飽和しているような値を採用する。この
ようなコイルを図３の回路のコイルＬとして採用した場
合の挙動に付いて述べる。
で、磁気バイアス値としてコイル電流を１０Ａ流すまで
は逆方向に磁気飽和しているような値を採用する。この
ようなコイルを図３の回路のコイルＬとして採用した場
合の挙動に付いて述べる。
【００６８】今、スイッチ手段Ｓｗが閉路すると、コイ
ルＬには電源電圧が印加されるが、電流が少ない間は磁
芯が逆方向に飽和されているためインダクタンスの値は
極めて小さく、このため、コイル電流はほぼ瞬時に速や
かに増加して１０Ａに達する。このときの電流値をコイ
ルＬが所定のインダクタンス値を取り得る最低電流値Ｉ
L(MIN)とする。その後、コイル電流は ＩL ＝ＩL(MIN)＋Ｅ／Ｌ・ｔ にしたがって増加して行き、やがて電流によって生じる
磁界方向での飽和点に達する。
ルＬには電源電圧が印加されるが、電流が少ない間は磁
芯が逆方向に飽和されているためインダクタンスの値は
極めて小さく、このため、コイル電流はほぼ瞬時に速や
かに増加して１０Ａに達する。このときの電流値をコイ
ルＬが所定のインダクタンス値を取り得る最低電流値Ｉ
L(MIN)とする。その後、コイル電流は ＩL ＝ＩL(MIN)＋Ｅ／Ｌ・ｔ にしたがって増加して行き、やがて電流によって生じる
磁界方向での飽和点に達する。
【００６９】このコイルの磁芯体積およびコイル巻数は
図４、図５の例と同じものなので、この飽和点でのコイ
ル電流は３０Ａになる。スイッチ手段Ｓｗが閉路してか
ら電流がこの飽和点に達するまでの時間は、 （３０Ａ−１０Ａ）／（１０００Ａ／秒）＝２０ｍｓｅ
ｃ である。さらに、この間に電源からコイルＬに供給され
るエネルギは １／２・（１０Ａ＋３０Ａ）・（１０Ｖ）・（２０ｍｓ
ｅｃ）＝４．０Ｊ である。
図４、図５の例と同じものなので、この飽和点でのコイ
ル電流は３０Ａになる。スイッチ手段Ｓｗが閉路してか
ら電流がこの飽和点に達するまでの時間は、 （３０Ａ−１０Ａ）／（１０００Ａ／秒）＝２０ｍｓｅ
ｃ である。さらに、この間に電源からコイルＬに供給され
るエネルギは １／２・（１０Ａ＋３０Ａ）・（１０Ｖ）・（２０ｍｓ
ｅｃ）＝４．０Ｊ である。
【００７０】ここで、この状態からスイッチ手段Ｓｗを
開路し、コイルＬに蓄積されたエネルギを出力に放出す
る過程では、出力側電圧源ＣｅによりコイルＬに印加さ
れる逆方向の電圧は１００Ｖとなり、またこのコイルＬ
のコイル電流減少率は１００００Ａ／秒となる。したが
って、３０Ａの初期電流は２ｍｓｅｃ後に１０Ａまで低
下する。１０Ａ以下の電流値になると前述の通りコイル
Ｌの磁芯は逆向きに磁気飽和しているため、コイル電流
は即座に０Ａに減少する。この過程でコイルＬが出力側
に放出するエネルギは １／２・（３０Ａ＋１０Ａ）・（１００Ｖ）・（２ｍｓ
ｅｃ）＝４．０Ｊ である。この間での、電流の変化の様子を図７（ｂ）に
示す。
開路し、コイルＬに蓄積されたエネルギを出力に放出す
る過程では、出力側電圧源ＣｅによりコイルＬに印加さ
れる逆方向の電圧は１００Ｖとなり、またこのコイルＬ
のコイル電流減少率は１００００Ａ／秒となる。したが
って、３０Ａの初期電流は２ｍｓｅｃ後に１０Ａまで低
下する。１０Ａ以下の電流値になると前述の通りコイル
Ｌの磁芯は逆向きに磁気飽和しているため、コイル電流
は即座に０Ａに減少する。この過程でコイルＬが出力側
に放出するエネルギは １／２・（３０Ａ＋１０Ａ）・（１００Ｖ）・（２ｍｓ
ｅｃ）＝４．０Ｊ である。この間での、電流の変化の様子を図７（ｂ）に
示す。
【００７１】ｔ＝０でスイッチ手段Ｓｗが閉路した後、
コイルＬに４．０Ｊのエネルギを蓄積するまでに要する
時間ｔａ＝２０ｍｓｅｃ、蓄積したエネルギを放出する
のに要する時間ｔｂ＝２ｍｓｅｃとなり、回路は２２ｍ
ｓｅｃで４．０Ｊのエネルギを電源から出力側に伝達で
きることになる。
コイルＬに４．０Ｊのエネルギを蓄積するまでに要する
時間ｔａ＝２０ｍｓｅｃ、蓄積したエネルギを放出する
のに要する時間ｔｂ＝２ｍｓｅｃとなり、回路は２２ｍ
ｓｅｃで４．０Ｊのエネルギを電源から出力側に伝達で
きることになる。
【００７２】これをバイアスしないコイルを用いて実現
しようとすると同一の磁芯を用いる場合はコイルの巻数
を１／４にしたコイルを用いることになる。このインダ
クタンスの特性を図８に示した。
しようとすると同一の磁芯を用いる場合はコイルの巻数
を１／４にしたコイルを用いることになる。このインダ
クタンスの特性を図８に示した。
【００７３】この巻数が１／４であるからその磁芯の飽
和点における電流は４０Ａとなり、そのインダクタンス
は１／１６すなわち０．６２５ｍＨとなる。このような
コイルを図３の回路に適用した時の動作を説明する。
和点における電流は４０Ａとなり、そのインダクタンス
は１／１６すなわち０．６２５ｍＨとなる。このような
コイルを図３の回路に適用した時の動作を説明する。
【００７４】今、ｔ＝０でスイッチ手段Ｓｗが閉路する
と、コイル電流は ＩL ＝Ｅ／Ｌ・ｔ にしたがって１６０００Ａ／秒の増加率で上昇して行
く。ここでこのコイル飽和点に置ける電流値は４０Ａで
あるため、これに達するまでに必要な時間は４０Ａ／１
６０００Ａ／秒＝２．５ｍｓｅｃになる。この時、電源
からコイルに供給されるエネルギは １／２・（４０Ａ）・（１０Ｖ）・（２．５ｍｓｅｃ）
＝０．５Ｊ である。
と、コイル電流は ＩL ＝Ｅ／Ｌ・ｔ にしたがって１６０００Ａ／秒の増加率で上昇して行
く。ここでこのコイル飽和点に置ける電流値は４０Ａで
あるため、これに達するまでに必要な時間は４０Ａ／１
６０００Ａ／秒＝２．５ｍｓｅｃになる。この時、電源
からコイルに供給されるエネルギは １／２・（４０Ａ）・（１０Ｖ）・（２．５ｍｓｅｃ）
＝０．５Ｊ である。
【００７５】またこの時点でスイッチＳｗを開路してこ
のコイルに蓄積されたエネルギを出力側に放出するもの
とすると、この間のコイル電流の減少率は１６００００
Ａ／秒であり、放出時間は０．２５ｍｓｅｃである。そ
うしてこの間に出力側に放出されるエネルギは １／２・（４０Ａ）・（１００Ｖ）・（０．２５ｍｓｅ
ｃ）＝０．５Ｊ である。これにより回路は２．７５ｍｓｅｃの間に０．
５Ｊのエネルギを電源から出力側に伝達し得たことにな
り、このようなコイルへのエネルギの蓄積と出力側への
放出を８回繰り返すことによって、バイアスされたコイ
ルの場合と同一の磁芯体積で同一時間内に同量のエネル
ギを出力側に伝達できることになる。しかしこの磁気バ
イアスしないコイルの場合では、同様の単位時間当たり
のエネルギ伝達量を得るためにスイッチ手段Ｓｗは４０
Ａの電流を８回遮断しなくてはならない。
のコイルに蓄積されたエネルギを出力側に放出するもの
とすると、この間のコイル電流の減少率は１６００００
Ａ／秒であり、放出時間は０．２５ｍｓｅｃである。そ
うしてこの間に出力側に放出されるエネルギは １／２・（４０Ａ）・（１００Ｖ）・（０．２５ｍｓｅ
ｃ）＝０．５Ｊ である。これにより回路は２．７５ｍｓｅｃの間に０．
５Ｊのエネルギを電源から出力側に伝達し得たことにな
り、このようなコイルへのエネルギの蓄積と出力側への
放出を８回繰り返すことによって、バイアスされたコイ
ルの場合と同一の磁芯体積で同一時間内に同量のエネル
ギを出力側に伝達できることになる。しかしこの磁気バ
イアスしないコイルの場合では、同様の単位時間当たり
のエネルギ伝達量を得るためにスイッチ手段Ｓｗは４０
Ａの電流を８回遮断しなくてはならない。
【００７６】このように、コイルの磁芯をバイアスする
ことによって、スイッチ手段の容量を３／４に低減する
と共に、その開閉頻度を１／８にする効果があることが
分かる。
ことによって、スイッチ手段の容量を３／４に低減する
と共に、その開閉頻度を１／８にする効果があることが
分かる。
【００７７】以上簡単のために多くの構成要素に付いて
理想化もしくは模式化して記述したが、実際の応用回路
においても、このようなコイルの磁芯を電源から供給さ
れる電流による磁化方向と逆方向に磁気的にバイアス
し、これにエネルギを蓄積するＤＣ−ＤＣコンバータ回
路では、そのバイアス量を大きくすればするほど、同一
の磁芯体積に対してスイッチ手段の開閉頻度の低減とス
イッチ手段自身の容量の低減が可能になる。
理想化もしくは模式化して記述したが、実際の応用回路
においても、このようなコイルの磁芯を電源から供給さ
れる電流による磁化方向と逆方向に磁気的にバイアス
し、これにエネルギを蓄積するＤＣ−ＤＣコンバータ回
路では、そのバイアス量を大きくすればするほど、同一
の磁芯体積に対してスイッチ手段の開閉頻度の低減とス
イッチ手段自身の容量の低減が可能になる。
【００７８】したがって、これらからの総合的な効果と
して、スイッチ手段を流れる通過電流の低減およびスイ
ッチングによるエネルギ損失の低減とこれらによる効率
の向上、放熱構造の簡単化、スイッチ手段の長寿命化と
装置の飛躍的な小形化が実現できる。
して、スイッチ手段を流れる通過電流の低減およびスイ
ッチングによるエネルギ損失の低減とこれらによる効率
の向上、放熱構造の簡単化、スイッチ手段の長寿命化と
装置の飛躍的な小形化が実現できる。
【００７９】また、図７（ｂ）に示すようにコイルの磁
芯の逆バイアスを深くした場合、このコイルに流れる電
流のうちのＩL(MIN)以下の部分は、極めて速やかに減少
／増加を行うため、回路の電源入力部に配設したフィル
タ用コンデンサにて容易に吸収可能であり、本発明のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路では、フライバック式コンバー
タにおいて必然的に発生する電源電流リップルをも低減
する事ができる。
芯の逆バイアスを深くした場合、このコイルに流れる電
流のうちのＩL(MIN)以下の部分は、極めて速やかに減少
／増加を行うため、回路の電源入力部に配設したフィル
タ用コンデンサにて容易に吸収可能であり、本発明のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路では、フライバック式コンバー
タにおいて必然的に発生する電源電流リップルをも低減
する事ができる。
【００８０】図９に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回
路の第２の実施例の回路を示す。
路の第２の実施例の回路を示す。
【００８１】この実施例も基本的な原理は第１の実施例
と同じで、第１の実施例の単一コイルの変わりに複巻ト
ランスＴを用いたものである。このトランスＴにも、磁
芯の単位面積当たりのエネルギー密度を上げるために、
永久磁石Ｍｇにより、電流を通じることによって発生す
る磁束方向とは逆方向にバイアスを掛ける。これにより
同等の能力のチャージャを実現するのに、より小型のト
ランスを使用することができ、小型軽量のチャージャ部
を実現することができる。
と同じで、第１の実施例の単一コイルの変わりに複巻ト
ランスＴを用いたものである。このトランスＴにも、磁
芯の単位面積当たりのエネルギー密度を上げるために、
永久磁石Ｍｇにより、電流を通じることによって発生す
る磁束方向とは逆方向にバイアスを掛ける。これにより
同等の能力のチャージャを実現するのに、より小型のト
ランスを使用することができ、小型軽量のチャージャ部
を実現することができる。
【００８２】この回路の動作を、図９に添って説明す
る。
る。
【００８３】スイッチＳｗを閉路して閉回路Ａを形成す
る。電源から供給されるエネルギーは複巻トランスＴの
１次側コイルＬ１に蓄積される。スイッチＳｗを開路す
ると、１次側コイルＬ１に蓄積されていたエネルギーが
２次側のコイルＬ２に移動し、閉回路Ｂに電流が流れて
コンデンサＣに充電される。このスイッチＳｗの開閉動
作が繰り返されることにより、より多くのエネルギーを
コンデンサＣに蓄積することができる。
る。電源から供給されるエネルギーは複巻トランスＴの
１次側コイルＬ１に蓄積される。スイッチＳｗを開路す
ると、１次側コイルＬ１に蓄積されていたエネルギーが
２次側のコイルＬ２に移動し、閉回路Ｂに電流が流れて
コンデンサＣに充電される。このスイッチＳｗの開閉動
作が繰り返されることにより、より多くのエネルギーを
コンデンサＣに蓄積することができる。
【００８４】この実施例の回路には更に次のような利点
がある。
がある。
【００８５】１）１次側、２次側でインピーダンスを変
換できる。
換できる。
【００８６】すなわち、図１０（ａ）のようにトランス
Ｔの１次側の巻数を多くし、２次側の巻数を少なくする
と、２次側のインピーダンスを低くする事ができる。こ
れにより２次側に設けたコンデンサＣを低圧で充電する
事ができる。
Ｔの１次側の巻数を多くし、２次側の巻数を少なくする
と、２次側のインピーダンスを低くする事ができる。こ
れにより２次側に設けたコンデンサＣを低圧で充電する
事ができる。
【００８７】また、図１０（ｂ）のように、１次側の巻
数を少なくし、２次側の巻数を多くすると、２次側のイ
ンピーダンスを高くする事ができる。これにより２次側
に設けたコンデンサＣを高圧で充電する事ができる。ま
たこの場合、コンデンサＣの充電電圧をＶｃとし、トラ
ンスの巻数比をｒ＝ｎ２／ｎ１（ｎ１、ｎ２はそれぞれ
１次側コイルＬ１、２次側のコイルＬ２の巻数）とする
と、スイッチＳｗの耐圧をＶｃ／ｒと低くする事ができ
る。
数を少なくし、２次側の巻数を多くすると、２次側のイ
ンピーダンスを高くする事ができる。これにより２次側
に設けたコンデンサＣを高圧で充電する事ができる。ま
たこの場合、コンデンサＣの充電電圧をＶｃとし、トラ
ンスの巻数比をｒ＝ｎ２／ｎ１（ｎ１、ｎ２はそれぞれ
１次側コイルＬ１、２次側のコイルＬ２の巻数）とする
と、スイッチＳｗの耐圧をＶｃ／ｒと低くする事ができ
る。
【００８８】２）１次側と２次側の間で電気的に分離
（アイソレーション）が可能である。すなわち、図１０
（ｃ）のように１次側と２次側の接地を分けることがで
き、電気的に分離できる。
（アイソレーション）が可能である。すなわち、図１０
（ｃ）のように１次側と２次側の接地を分けることがで
き、電気的に分離できる。
【００８９】図１１にトランスを用いたさらに他の実施
例を示す。
例を示す。
【００９０】この実施例では電源に接続された第１の巻
線Ｌ１とこの第１の巻線Ｌ１と磁芯を共用する２回路の
２次巻線Ｌ２−１およびＬ２−２を配設したＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路である。２次巻線Ｌ２−１およびＬ２−
２にはそれぞれ逆流防止のための整流手段Ｄ１、Ｄ２お
よび出力用エネルギ蓄積コンデンサＣ１、Ｃ２が設けら
れている。
線Ｌ１とこの第１の巻線Ｌ１と磁芯を共用する２回路の
２次巻線Ｌ２−１およびＬ２−２を配設したＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路である。２次巻線Ｌ２−１およびＬ２−
２にはそれぞれ逆流防止のための整流手段Ｄ１、Ｄ２お
よび出力用エネルギ蓄積コンデンサＣ１、Ｃ２が設けら
れている。
【００９１】スイッチ手段Ｓｗを閉路して巻線Ｌ１に電
流を通じることにより、磁気的にバイアスされた磁芯内
にエネルギを蓄積した後、スイッチ手段Ｓｗを開路する
と、磁芯内に蓄積されたエネルギによって２次巻線Ｌ２
−１およびＬ２−２にそれぞれ起電力を生じる。
流を通じることにより、磁気的にバイアスされた磁芯内
にエネルギを蓄積した後、スイッチ手段Ｓｗを開路する
と、磁芯内に蓄積されたエネルギによって２次巻線Ｌ２
−１およびＬ２−２にそれぞれ起電力を生じる。
【００９２】この時、２次巻線Ｌ２−１およびＬ２−２
の巻数と発生する起電力は比例し、もし出力用コンデン
サＣ１ないしはＣ２の両端電圧がこの２次巻線Ｌ２−１
ないしはＬ２−２の起電力よりも低ければ、低い出力用
コンデンサを有する回路に電流が流れる。これにより、
複数の２次巻線を用い、その巻数比を設定することで、
電圧のことなる複数の電源が同時に得られる。また電源
から供給されるエネルギは、複数の出力回路のうち、エ
ネルギーを負荷に放出した回路に集中的に供給され、出
力電圧のバランスは自動的に保たれる。
の巻数と発生する起電力は比例し、もし出力用コンデン
サＣ１ないしはＣ２の両端電圧がこの２次巻線Ｌ２−１
ないしはＬ２−２の起電力よりも低ければ、低い出力用
コンデンサを有する回路に電流が流れる。これにより、
複数の２次巻線を用い、その巻数比を設定することで、
電圧のことなる複数の電源が同時に得られる。また電源
から供給されるエネルギは、複数の出力回路のうち、エ
ネルギーを負荷に放出した回路に集中的に供給され、出
力電圧のバランスは自動的に保たれる。
【００９３】図１２に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ
回路の他のの実施例の回路を示す。この実施例も基本的
な原理は第１、第２の実施例と同じで、第１の実施例の
単一コイルの変わりに単巻トランスＴｓを用いたもので
ある。このトランスＴｓに、磁芯の単位面積当たりのエ
ネルギー密度を上げるために、永久磁石Ｍｇにより、電
流を通じることによって発生する磁束方向とは逆方向に
バイアスを掛ける。これにより同等の能力のチャージャ
を実現するのに、より小型のトランスを使用することが
でき、小型軽量のチャージャ部を実現することができ
る。
回路の他のの実施例の回路を示す。この実施例も基本的
な原理は第１、第２の実施例と同じで、第１の実施例の
単一コイルの変わりに単巻トランスＴｓを用いたもので
ある。このトランスＴｓに、磁芯の単位面積当たりのエ
ネルギー密度を上げるために、永久磁石Ｍｇにより、電
流を通じることによって発生する磁束方向とは逆方向に
バイアスを掛ける。これにより同等の能力のチャージャ
を実現するのに、より小型のトランスを使用することが
でき、小型軽量のチャージャ部を実現することができ
る。
【００９４】この回路の動作を図１２に添って説明す
る。
る。
【００９５】スイッチＳｗを閉路して閉回路Ａを形成す
る。電源Ｅから供給されるエネルギーは単巻トランスＴ
ｓのコイルＬに蓄積される。スイッチＳｗを開路する
と、閉回路Ｂが構成され、コイルＬに蓄積されていたエ
ネルギーがコイルの一部Ｌ２に移動し、閉回路Ｂに電流
が流れてコンデンサＣが充電される。このスイッチＳｗ
の開閉動作が繰り返されることにより、より多くのエネ
ルギーをコンデンサＣに蓄積することができる。
る。電源Ｅから供給されるエネルギーは単巻トランスＴ
ｓのコイルＬに蓄積される。スイッチＳｗを開路する
と、閉回路Ｂが構成され、コイルＬに蓄積されていたエ
ネルギーがコイルの一部Ｌ２に移動し、閉回路Ｂに電流
が流れてコンデンサＣが充電される。このスイッチＳｗ
の開閉動作が繰り返されることにより、より多くのエネ
ルギーをコンデンサＣに蓄積することができる。
【００９６】またこの回路では、図１２に示したように
して、第２の実施例の回路と同様に、１次側、２次側で
インピーダンスを変換することができる利点がある。
して、第２の実施例の回路と同様に、１次側、２次側で
インピーダンスを変換することができる利点がある。
【００９７】図１３は単巻トランスを用いた本発明のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路のさらに他の実施例である。
Ｃ−ＤＣコンバータ回路のさらに他の実施例である。
【００９８】この実施例では、単巻トランスＴｓの巻線
Ｌの部分を用いて、電源およびスイッチ手段Ｓｗにより
閉回路を形成し、磁気的にバイアスされたトランスＴｓ
の磁芯にエネルギを蓄積した後、スイッチ手段Ｓｗを開
路し、蓄積されたエネルギを単巻トランスＴｓの巻線Ｌ
の複数の部分接続された逆流防止用の整流手段Ｄ１、Ｄ
２よりエネルギ蓄積コンデンサＣ１、Ｃ２に蓄積して出
力する。
Ｌの部分を用いて、電源およびスイッチ手段Ｓｗにより
閉回路を形成し、磁気的にバイアスされたトランスＴｓ
の磁芯にエネルギを蓄積した後、スイッチ手段Ｓｗを開
路し、蓄積されたエネルギを単巻トランスＴｓの巻線Ｌ
の複数の部分接続された逆流防止用の整流手段Ｄ１、Ｄ
２よりエネルギ蓄積コンデンサＣ１、Ｃ２に蓄積して出
力する。
【００９９】この例では前述の複数２次巻線を有するト
ランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータ回路と同様に電圧
のことなる複数の出力を同時に出力できる。
ランスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータ回路と同様に電圧
のことなる複数の出力を同時に出力できる。
【０１００】以上、上述の実施例では、バイアスを与え
る方法として永久磁石Ｍｇを用いてきた。これに代えて
電磁石Ｍｅを使っても同様の効果があげられることは明
らかである。このような例を図１４に示す。図１４
（ａ）は単一コイル、図１４（ｂ）は複巻トランス、図
１４（ｃ）は単巻トランスを用いた例である。
る方法として永久磁石Ｍｇを用いてきた。これに代えて
電磁石Ｍｅを使っても同様の効果があげられることは明
らかである。このような例を図１４に示す。図１４
（ａ）は単一コイル、図１４（ｂ）は複巻トランス、図
１４（ｃ）は単巻トランスを用いた例である。
【０１０１】図１６に本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回
路のさらに他の実施例を示す。
路のさらに他の実施例を示す。
【０１０２】磁気バイアスを用いることで、磁気バイア
スを用いないコイルを用いた従来の回路よりも同一の磁
芯体積でスイッチ手段の開閉頻度を大巾に減少できるこ
とを前述の説明で述べたが、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
として、スイッチング時のスイッチ手段の損失を低減す
ることも重要である。
スを用いないコイルを用いた従来の回路よりも同一の磁
芯体積でスイッチ手段の開閉頻度を大巾に減少できるこ
とを前述の説明で述べたが、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
として、スイッチング時のスイッチ手段の損失を低減す
ることも重要である。
【０１０３】この様な目的を適えるＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路の従来例の一例を図１５（ａ）に示した。電源Ｅ
にエネルギ蓄積用コイルＬ１を接続し、これをスイッチ
手段Ｓｗで閉路してコイルＬ１に電流を供給し、コイル
Ｌ１の磁芯にエネルギを蓄積する。そうして、任意のタ
イミングでスイッチ手段Ｓｗを開路する。これにより、
コイルＬ１に蓄積されたエネルギは整流手段Ｄ１を介し
てコンデンサＣ１を充電する。このスイッチ手段Ｓｗを
開路する時には、コンデンサＣ１には電荷が蓄積されて
おらず、このため、スイッチ手段Ｓｗを開路した時もス
イッチ手段Ｓｗの接点に電圧は発生しない。従ってスイ
ッチ手段Ｓｗのスイッチング損失は大幅に少なくなる。
タ回路の従来例の一例を図１５（ａ）に示した。電源Ｅ
にエネルギ蓄積用コイルＬ１を接続し、これをスイッチ
手段Ｓｗで閉路してコイルＬ１に電流を供給し、コイル
Ｌ１の磁芯にエネルギを蓄積する。そうして、任意のタ
イミングでスイッチ手段Ｓｗを開路する。これにより、
コイルＬ１に蓄積されたエネルギは整流手段Ｄ１を介し
てコンデンサＣ１を充電する。このスイッチ手段Ｓｗを
開路する時には、コンデンサＣ１には電荷が蓄積されて
おらず、このため、スイッチ手段Ｓｗを開路した時もス
イッチ手段Ｓｗの接点に電圧は発生しない。従ってスイ
ッチ手段Ｓｗのスイッチング損失は大幅に少なくなる。
【０１０４】コンデンサＣ１の端子電圧はその後、コイ
ルＬ１からの充電によって上昇し、やがてコンデンサＣ
２の端子電圧を上回る。するとコンデンサＣ１、整流手
段Ｄ２および第２のコイルＬ２からなる直列回路を介し
て、コンデンサＣ２を充電する電流が流れる。
ルＬ１からの充電によって上昇し、やがてコンデンサＣ
２の端子電圧を上回る。するとコンデンサＣ１、整流手
段Ｄ２および第２のコイルＬ２からなる直列回路を介し
て、コンデンサＣ２を充電する電流が流れる。
【０１０５】やがて、コイルＬ１はその蓄積したエネル
ギの放出を終了し、整流手段Ｄ１を介してコンデンサＣ
１に供給される電流は減少する。一方、コイルＬ２を流
れる電流の減少はこれより遅れるように設計され、コイ
ルＬ２の自己誘導作用によりコンデンサＣ１の電荷は次
第に出力側に吸い出され、やがてコンデンサＣ１はその
蓄積電荷を失う。
ギの放出を終了し、整流手段Ｄ１を介してコンデンサＣ
１に供給される電流は減少する。一方、コイルＬ２を流
れる電流の減少はこれより遅れるように設計され、コイ
ルＬ２の自己誘導作用によりコンデンサＣ１の電荷は次
第に出力側に吸い出され、やがてコンデンサＣ１はその
蓄積電荷を失う。
【０１０６】整流手段Ｄ３は必要に応じて設けられ、コ
ンデンサＣ１の蓄積電荷が消失したとき、電流ＩL2をバ
イパスしてスイッチ手段Ｓｗに逆電圧が印加されるのを
防止する。
ンデンサＣ１の蓄積電荷が消失したとき、電流ＩL2をバ
イパスしてスイッチ手段Ｓｗに逆電圧が印加されるのを
防止する。
【０１０７】この様な回路は、コンデンサＣ１とコイル
Ｌ２を直列共振回路として動作させているので、一般に
電流共振型回路と呼ばれる。コンデンサＣ２とコイルＬ
２からなる共振回路の共振周期はコイルＬ１から供給さ
れる電流が無くなった後にコンデンサＣ１の電荷を０と
するように設定しなくてはならない。
Ｌ２を直列共振回路として動作させているので、一般に
電流共振型回路と呼ばれる。コンデンサＣ２とコイルＬ
２からなる共振回路の共振周期はコイルＬ１から供給さ
れる電流が無くなった後にコンデンサＣ１の電荷を０と
するように設定しなくてはならない。
【０１０８】図１５（ｂ）はこの設定が十分でない場合
の各部の電流波形を示す。すなわちコイルＬ２とコンデ
ンサＣ１による共振電流ＩL2が０になった時において
も、未だにＩL1が存在しているとするとコンデンサＣ１
の両端電圧は再び上昇してその結果Ｒｖｃ１なる電圧が
残留することがある。このＲｖｃ１がコンデンサＣ２の
電圧よりも高くなれば再び電流ＩL2が発生するが、Ｒｖ
ｃ１がコンデンサＣ２の電圧に達しない場合はこの電圧
はそのままコンデンサＣ１の両端に残留し、次回のスイ
ッチ手段Ｓｗの遮断時にスイッチング損失の発生の原因
になる。
の各部の電流波形を示す。すなわちコイルＬ２とコンデ
ンサＣ１による共振電流ＩL2が０になった時において
も、未だにＩL1が存在しているとするとコンデンサＣ１
の両端電圧は再び上昇してその結果Ｒｖｃ１なる電圧が
残留することがある。このＲｖｃ１がコンデンサＣ２の
電圧よりも高くなれば再び電流ＩL2が発生するが、Ｒｖ
ｃ１がコンデンサＣ２の電圧に達しない場合はこの電圧
はそのままコンデンサＣ１の両端に残留し、次回のスイ
ッチ手段Ｓｗの遮断時にスイッチング損失の発生の原因
になる。
【０１０９】本発明により磁気バイアスをコイルＬ１に
加えた場合の電流共振型の回路構成のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路の一例を図１６（ａ）に、このときの電流波形
を図１６（ｂ）に示す。
加えた場合の電流共振型の回路構成のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路の一例を図１６（ａ）に、このときの電流波形
を図１６（ｂ）に示す。
【０１１０】この場合、エネルギ蓄積用コイルＬ１の磁
気バイアスを深くすることによって、コイルＬ１からコ
ンデンサＣ１に供給される電流を充分大きな値から急激
に０Ａに移行させることができる。これによりコイルＬ
２にまだ充分な電流が存在している間にコイルＬ１の電
流を０に出来るので、図１６（ｂ）に示すｔｍなる時間
余裕を生じせしめ、Ｒｖｃ１の発生を抑制する効果を生
じる。勿論、本発明の、スイッチ手段の容量の低減、入
力電流のリップルの低減、スイッチング頻度の低減、コ
イルの小形化等の効果が失われないことは言うまでもな
い。
気バイアスを深くすることによって、コイルＬ１からコ
ンデンサＣ１に供給される電流を充分大きな値から急激
に０Ａに移行させることができる。これによりコイルＬ
２にまだ充分な電流が存在している間にコイルＬ１の電
流を０に出来るので、図１６（ｂ）に示すｔｍなる時間
余裕を生じせしめ、Ｒｖｃ１の発生を抑制する効果を生
じる。勿論、本発明の、スイッチ手段の容量の低減、入
力電流のリップルの低減、スイッチング頻度の低減、コ
イルの小形化等の効果が失われないことは言うまでもな
い。
【０１１１】図１７（ａ）は、磁芯を共有する１次及び
２次巻線を有するトランスによって構成された本発明に
よる電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
この基本的な動作は上述の単一コイルの場合と同じであ
る。しかし、図１７（ｂ）に示すように複数の２次巻線
によって複数の電圧を得ようとする時には、スイッチ手
段Ｓｗのスイッチング損失を低減するための共振回路は
複数２次巻線のうちのいずれか１つに設ければ良い。但
し、設計に当たり、共振に供するコンデンサＣ１の電荷
がスイッチ手段Ｓｗの開路時に必ず消滅していることが
条件になり、同時に設けられた他の出力は、コンデンサ
Ｃ１の最高充電電圧を各２次巻線の巻数比に換算した値
になることに注意が必要である。
２次巻線を有するトランスによって構成された本発明に
よる電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
この基本的な動作は上述の単一コイルの場合と同じであ
る。しかし、図１７（ｂ）に示すように複数の２次巻線
によって複数の電圧を得ようとする時には、スイッチ手
段Ｓｗのスイッチング損失を低減するための共振回路は
複数２次巻線のうちのいずれか１つに設ければ良い。但
し、設計に当たり、共振に供するコンデンサＣ１の電荷
がスイッチ手段Ｓｗの開路時に必ず消滅していることが
条件になり、同時に設けられた他の出力は、コンデンサ
Ｃ１の最高充電電圧を各２次巻線の巻数比に換算した値
になることに注意が必要である。
【０１１２】図１８は単巻トランスによって構成された
本発明による電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図
である。ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作、共振の動
作は複巻トランスを用いたものと同じである。
本発明による電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図
である。ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作、共振の動
作は複巻トランスを用いたものと同じである。
【０１１３】図１９に以上のべたような本発明のＤＣ−
ＤＣコンバータ回路を用いた誘導性負荷の駆動装置の一
実施例を示す。
ＤＣコンバータ回路を用いた誘導性負荷の駆動装置の一
実施例を示す。
【０１１４】この回路図の内、Ｃｈｇで示された点線で
囲まれた部分が本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路であ
る。このＤＣ−ＤＣコンバータ回路Ｃｈｇは電源Ｅに接
続された電流検出手段Ｃｔ、磁芯を磁気的にバイアスさ
れたエネルギ蓄積用コイルＬ、電源Ｅ、電流検出手段Ｃ
ｔおよびエネルギ蓄積用コイルＬを含む回路を開閉する
第１のスイッチ手段Ｔｒ１、この第１のスイッチ手段Ｔ
ｒ１とエネルギ蓄積用コイルＬの接続点にアノードを接
続する整流手段Ｄ、整流手段Ｄのカソードと第１のスイ
ッチ手段Ｔｒ１の他端に接続された出力エネルギ蓄積用
コンデンサＣ、この出力エネルギ蓄積用コンデンサＣの
充電電圧を検出する電圧検出手段Ｈｖｓ、電流検出手段
Ｃｔと電圧検出手段Ｈｖｓの出力を入力して、第１のス
イッチ手段Ｔｒ１を開閉させる信号を発生するチョッピ
ング信号発生手段Ｃｈｐを有してなっている。
囲まれた部分が本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路であ
る。このＤＣ−ＤＣコンバータ回路Ｃｈｇは電源Ｅに接
続された電流検出手段Ｃｔ、磁芯を磁気的にバイアスさ
れたエネルギ蓄積用コイルＬ、電源Ｅ、電流検出手段Ｃ
ｔおよびエネルギ蓄積用コイルＬを含む回路を開閉する
第１のスイッチ手段Ｔｒ１、この第１のスイッチ手段Ｔ
ｒ１とエネルギ蓄積用コイルＬの接続点にアノードを接
続する整流手段Ｄ、整流手段Ｄのカソードと第１のスイ
ッチ手段Ｔｒ１の他端に接続された出力エネルギ蓄積用
コンデンサＣ、この出力エネルギ蓄積用コンデンサＣの
充電電圧を検出する電圧検出手段Ｈｖｓ、電流検出手段
Ｃｔと電圧検出手段Ｈｖｓの出力を入力して、第１のス
イッチ手段Ｔｒ１を開閉させる信号を発生するチョッピ
ング信号発生手段Ｃｈｐを有してなっている。
【０１１５】この誘導性負荷駆動装置は誘導性負荷の駆
動を指示する駆動信号Ｄｒｖを入力し、この駆動信号Ｄ
ｒｖによりスイッチされＤＣ−ＤＣコンバータの出力を
誘導性負荷ＺL に印加する第２のスイッチ手段Ｔｒ２お
よび負荷ＺL に並列に接続され、誘導性負荷ＺL の電流
を遮断または減少させたときにこの負荷ＺL の自己イン
ダクタンスによって発生する環流電流を通過させる環流
用整流手段（フライホイールダイオード）ＦＤを有して
いる。
動を指示する駆動信号Ｄｒｖを入力し、この駆動信号Ｄ
ｒｖによりスイッチされＤＣ−ＤＣコンバータの出力を
誘導性負荷ＺL に印加する第２のスイッチ手段Ｔｒ２お
よび負荷ＺL に並列に接続され、誘導性負荷ＺL の電流
を遮断または減少させたときにこの負荷ＺL の自己イン
ダクタンスによって発生する環流電流を通過させる環流
用整流手段（フライホイールダイオード）ＦＤを有して
いる。
【０１１６】図２０にチョッピング信号発生手段Ｃｈｐ
の構成を示す。
の構成を示す。
【０１１７】チョッピング信号発生手段Ｃｈｐは内部基
準電圧Ｅ１と、比較器Ｃｏｍｐと、電流検出手段Ｃｔの
信号を入力するヒステリシス特性を有するインバータ手
段Ｔｈと、比較器Ｃｏｍｐの出力とインバータ手段Ｔｈ
の出力を入力しその論理積を第１のスイッチ手段Ｔｒ１
に供給するＡＮＤ回路を有している。
準電圧Ｅ１と、比較器Ｃｏｍｐと、電流検出手段Ｃｔの
信号を入力するヒステリシス特性を有するインバータ手
段Ｔｈと、比較器Ｃｏｍｐの出力とインバータ手段Ｔｈ
の出力を入力しその論理積を第１のスイッチ手段Ｔｒ１
に供給するＡＮＤ回路を有している。
【０１１８】次にこのＤＣ−ＤＣコンバータの動作を図
２１および図２２に示した各部波形にそって説明する。
２１および図２２に示した各部波形にそって説明する。
【０１１９】ここでは比較器Ｃｏｍｐの出力は常に
“１”（作動状態）であるとする。
“１”（作動状態）であるとする。
【０１２０】ｔ＝０において第１のスイッチ手段Ｔｒ１
は閉成しており、コイル電流Ｉｌは上昇中である。コイ
ル電流Ｉｌはやがてヒステリシス特性を有するインバー
タ手段Ｔｈの遮断側閾値に達する。この遮断側閾値はエ
ネルギ蓄積用コイルＬに充分なエネルギが蓄積されたと
きの電流に設定されている。
は閉成しており、コイル電流Ｉｌは上昇中である。コイ
ル電流Ｉｌはやがてヒステリシス特性を有するインバー
タ手段Ｔｈの遮断側閾値に達する。この遮断側閾値はエ
ネルギ蓄積用コイルＬに充分なエネルギが蓄積されたと
きの電流に設定されている。
【０１２１】コイル電流Ｉｌがこの閾値を超えるとイン
バータ手段Ｔｈの出力は遮断され、同時に第１のスイッ
チ手段Ｔｒ１も遮断（開路）される。これにより、エネ
ルギ蓄積用コイルＬの電流Ｉｌは整流手段Ｄを介して出
力エネルギ蓄積用コンデンサＣを充電する。エネルギ蓄
積用コイルＬの電流ＩｌはエネルギをコンデンサＣに放
出することにより減少し、やがて、インバータ手段Ｔｈ
の投入側閾値に達し、再度第１のスイッチ手段Ｔｒ１を
閉路する。これらの動作を繰り返すことにより、出力エ
ネルギ蓄積用コンデンサＣの両端電圧Ｖｃは徐々に増加
する。
バータ手段Ｔｈの出力は遮断され、同時に第１のスイッ
チ手段Ｔｒ１も遮断（開路）される。これにより、エネ
ルギ蓄積用コイルＬの電流Ｉｌは整流手段Ｄを介して出
力エネルギ蓄積用コンデンサＣを充電する。エネルギ蓄
積用コイルＬの電流ＩｌはエネルギをコンデンサＣに放
出することにより減少し、やがて、インバータ手段Ｔｈ
の投入側閾値に達し、再度第１のスイッチ手段Ｔｒ１を
閉路する。これらの動作を繰り返すことにより、出力エ
ネルギ蓄積用コンデンサＣの両端電圧Ｖｃは徐々に増加
する。
【０１２２】コンデンサＣの両端電圧Ｖｃは必要のない
ときはそのまま、必要があれば電圧検出手段Ｈｖｓで以
後の処理が可能なように分圧され、チョッピング信号発
生手段Ｃｈｐは内部で基準電圧Ｅ１と比較される。コン
デンサＣの両端電圧Ｖｃまたはそのの分圧値が基準電圧
Ｅ１を超えると比較器Ｃｏｍｐの出力は遮断され、第１
のスイッチ手段Ｔｒ１も遮断（開路）状態を維持する。
ときはそのまま、必要があれば電圧検出手段Ｈｖｓで以
後の処理が可能なように分圧され、チョッピング信号発
生手段Ｃｈｐは内部で基準電圧Ｅ１と比較される。コン
デンサＣの両端電圧Ｖｃまたはそのの分圧値が基準電圧
Ｅ１を超えると比較器Ｃｏｍｐの出力は遮断され、第１
のスイッチ手段Ｔｒ１も遮断（開路）状態を維持する。
【０１２３】図２２に示したように、基準電圧Ｅ１に相
当するコンデンサＣの両端電圧Ｖｃは回路の電源電圧Ｅ
を超えているため逆流防止用整流手段Ｄによってこの電
圧は維持される。
当するコンデンサＣの両端電圧Ｖｃは回路の電源電圧Ｅ
を超えているため逆流防止用整流手段Ｄによってこの電
圧は維持される。
【０１２４】この状態で負荷駆動信号Ｄｒｖが入力され
ると、第２のスイッチ手段Ｔｒ２が閉成されて、出力エ
ネルギ蓄積用コンデンサＣの両端電圧Ｖｃは誘導性負荷
ＺLに印加される。このコンデンサＣに蓄積されている
電源電圧Ｅを超える電圧Ｖｃにより負荷電流Ｉｚｌは急
激に立ち上がる。このときの電流上昇速度および最大電
流値は負荷ＺL のインピーダンスと、コンデンサＣの容
量およびその両端電圧Ｖｃによって決定され、所要の負
荷電流を得るように回路の定数およびチョッピング信号
発生手段Ｃｈｐの内部の基準電圧Ｅ１の大きさ、電圧検
出手段Ｈｖｓでの分圧比などが設定される。
ると、第２のスイッチ手段Ｔｒ２が閉成されて、出力エ
ネルギ蓄積用コンデンサＣの両端電圧Ｖｃは誘導性負荷
ＺLに印加される。このコンデンサＣに蓄積されている
電源電圧Ｅを超える電圧Ｖｃにより負荷電流Ｉｚｌは急
激に立ち上がる。このときの電流上昇速度および最大電
流値は負荷ＺL のインピーダンスと、コンデンサＣの容
量およびその両端電圧Ｖｃによって決定され、所要の負
荷電流を得るように回路の定数およびチョッピング信号
発生手段Ｃｈｐの内部の基準電圧Ｅ１の大きさ、電圧検
出手段Ｈｖｓでの分圧比などが設定される。
【０１２５】コンデンサＣは負荷ＺL に対してその蓄積
エネルギを放出すると、その両端電圧Ｖｃを減じてい
く。この過程はコンデンサＣと負荷ＺL のインダクタン
ス成分との共振回路の挙動として観測され、やがてはコ
ンデンサＣの電荷が消滅してその両端電圧Ｖｃは０Ｖに
なる。また負荷電流Ｉｚｌは負荷ＺL の自己インダクタ
ンスの効果により維持されるが、この過程では環流用整
流手段ＦＤが導通されるので、負荷電流Ｉｚｌは負荷Ｚ
L と環流用整流手段ＦＤで構成される環流路を環流し、
負荷ＺL の抵抗成分でそのエネルギを熱として放散させ
ながら次第に減少する。
エネルギを放出すると、その両端電圧Ｖｃを減じてい
く。この過程はコンデンサＣと負荷ＺL のインダクタン
ス成分との共振回路の挙動として観測され、やがてはコ
ンデンサＣの電荷が消滅してその両端電圧Ｖｃは０Ｖに
なる。また負荷電流Ｉｚｌは負荷ＺL の自己インダクタ
ンスの効果により維持されるが、この過程では環流用整
流手段ＦＤが導通されるので、負荷電流Ｉｚｌは負荷Ｚ
L と環流用整流手段ＦＤで構成される環流路を環流し、
負荷ＺL の抵抗成分でそのエネルギを熱として放散させ
ながら次第に減少する。
【０１２６】他方、コンデンサＣの両端電圧Ｖｃが低下
することにより、チョッピング信号発生手段Ｃｈｐの内
部の比較器Ｃｏｍｐはその出力が活性化され、その結
果、再び第１のスイッチ手段Ｔｒ１が閉路してエネルギ
蓄積用コイルＬに通電が開始され、コイル通電電流ＩL
の増加し、これによってヒステリシス特性を有するイン
バータ手段Ｔｈが働いて第１のスイッチ手段Ｔｒ１が開
路しコイルに蓄積されたエネルギがコンデンサＣに放出
される過程が繰り返される。しかしこの時点では第２の
スイッチ手段Ｔｒ２は閉成しているので、コイルから放
出されたエネルギはコンデンサＣに一時蓄積された後、
平均化されて負荷ＺL に供給される。
することにより、チョッピング信号発生手段Ｃｈｐの内
部の比較器Ｃｏｍｐはその出力が活性化され、その結
果、再び第１のスイッチ手段Ｔｒ１が閉路してエネルギ
蓄積用コイルＬに通電が開始され、コイル通電電流ＩL
の増加し、これによってヒステリシス特性を有するイン
バータ手段Ｔｈが働いて第１のスイッチ手段Ｔｒ１が開
路しコイルに蓄積されたエネルギがコンデンサＣに放出
される過程が繰り返される。しかしこの時点では第２の
スイッチ手段Ｔｒ２は閉成しているので、コイルから放
出されたエネルギはコンデンサＣに一時蓄積された後、
平均化されて負荷ＺL に供給される。
【０１２７】この一連の動作によって、負荷ＺL には、
コイルより供給されたエネルギに見合う一定電流が供給
される。この過程は急速に立ち上がった負荷電流Ｉｚｌ
がその環流を終了した時点から観測され、図２２での区
間Ａに当たる。
コイルより供給されたエネルギに見合う一定電流が供給
される。この過程は急速に立ち上がった負荷電流Ｉｚｌ
がその環流を終了した時点から観測され、図２２での区
間Ａに当たる。
【０１２８】次に、所望の負荷駆動時間を経過し、負荷
駆動信号Ｄｒｖが終了すると、第２のスイッチ手段は開
放され、負荷電流Ｉｚｌは環流用整流手段ＦＤを介して
環流しながら減少して０Ａとなる。そうして再び出力エ
ネルギ蓄積用コンデンサＣには電源電圧Ｅを超える電圧
が蓄積される。
駆動信号Ｄｒｖが終了すると、第２のスイッチ手段は開
放され、負荷電流Ｉｚｌは環流用整流手段ＦＤを介して
環流しながら減少して０Ａとなる。そうして再び出力エ
ネルギ蓄積用コンデンサＣには電源電圧Ｅを超える電圧
が蓄積される。
【０１２９】このように、本回路を用いることにより、
例えば電磁弁のような誘導性負荷ＺL に、その動作の初
期に多量のエネルギを注入して開弁を促進し、その後電
磁弁の開弁状態を維持し得る値に負荷電流Ｉｚｌの値を
低減して負荷ＺL の発熱を低く押さえることが出来るよ
うになる。
例えば電磁弁のような誘導性負荷ＺL に、その動作の初
期に多量のエネルギを注入して開弁を促進し、その後電
磁弁の開弁状態を維持し得る値に負荷電流Ｉｚｌの値を
低減して負荷ＺL の発熱を低く押さえることが出来るよ
うになる。
【０１３０】また、この回路で用いるＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路に本発明のエネルギ蓄積用コイルの磁芯を磁気
的にバイアスしたＤＣ−ＤＣコンバータを用いることに
よって装置の小形化、効率の向上、製造コストの低減と
いった産業上の利点を得ることができる。
ータ回路に本発明のエネルギ蓄積用コイルの磁芯を磁気
的にバイアスしたＤＣ−ＤＣコンバータを用いることに
よって装置の小形化、効率の向上、製造コストの低減と
いった産業上の利点を得ることができる。
【０１３１】図２３に本発明による誘導性負荷駆動装置
の他の実施例を示す。
の他の実施例を示す。
【０１３２】この装置は４つの誘導性負荷ＺL1〜ＺL4を
駆動できるように構成されている。装置は電源Ｖｂと、
電源Ｖｂに接続され電源Ｖｂよりも高い電圧を発生する
ための磁芯が磁気的にバイアスされたエネルギ蓄積用コ
イルを有するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１と、このＤＣ
−ＤＣコンバータ回路１の出力を開閉する高圧スイッチ
手段３と、入力される１つ以上の高圧スイッチ駆動信号
のいずれによっても高圧スイッチ手段３を駆動すること
ができるＯＲ回路１５と、高圧スイッチ手段３の出力を
１つ以上の誘導性負荷ＺL1〜ＺL4に接続するための１つ
以上の高圧分配スイッチ手段８−１〜８−４と、電源Ｖ
ｂに接続され電源電圧以下の可変出力電圧を有する低圧
電源回路５と、この低圧電源回路５に接続され、保持電
流信号と負荷電流検出手段１０−１、１０−２からの負
荷電流帰還信号とを入力し、負荷電流を保持電流に見合
う値に制御する１つ以上のアナログ定電流出力回路４−
１、４−２と、このアナログ定電流出力回路４−１、４
−２の出力手段の電圧降下量を入力し、電圧降下量が所
定の値を超える時、低圧電源回路５の出力電圧を低下さ
せる信号を発生させる低圧電源調整回路４−１−１、４
−２−１と、アナログ定電流出力回路４−１、４−２の
出力を１つ以上の誘導性負荷ＺL1〜ＺL4に接続するため
の１つ以上の低圧分配スイッチ手段６−１〜６−４と、
１つ以上の誘導性負荷ＺL1〜ＺL4の駆動電流を減じると
き生じる誘導性負荷ＺL1〜ＺL4の自己誘導エネルギを吸
収する１つ以上のサージ吸収用スナバ回路１６−１、１
６−２と、１つ以上の負荷駆動信号を入力し、各々の負
荷駆動信号に対しその負荷駆動信号を意味する時点から
所定の一定時間高圧スイッチ手段３を駆動するための高
圧スイッチ駆動信号と、負荷駆動信号により確定される
駆動すべき負荷ＺL1〜ＺL4に対して高圧スイッチ手段３
の出力を接続するための高圧分配スイッチ手段８−１〜
８−４の駆動信号と、入力された負荷駆動信号が負荷駆
動を続行する事を意味する期間、アナログ定電流出力回
路４−１、４−２に対し所定の保持電流値信号を出力す
ると同時に負荷駆動信号によって確定された駆動すべき
負荷に対してアナログ定電流出力回路４−１、４−２の
出力を接続するための低圧分配スイッチ手段６−１〜６
−４の駆動信号を出力し、入力される負荷駆動信号が負
荷ＺL1〜ＺL4の駆動終了を意味するとき、駆動終了信号
を出力するための信号処理回路２−１〜２−４を有して
いる。
駆動できるように構成されている。装置は電源Ｖｂと、
電源Ｖｂに接続され電源Ｖｂよりも高い電圧を発生する
ための磁芯が磁気的にバイアスされたエネルギ蓄積用コ
イルを有するＤＣ−ＤＣコンバータ回路１と、このＤＣ
−ＤＣコンバータ回路１の出力を開閉する高圧スイッチ
手段３と、入力される１つ以上の高圧スイッチ駆動信号
のいずれによっても高圧スイッチ手段３を駆動すること
ができるＯＲ回路１５と、高圧スイッチ手段３の出力を
１つ以上の誘導性負荷ＺL1〜ＺL4に接続するための１つ
以上の高圧分配スイッチ手段８−１〜８−４と、電源Ｖ
ｂに接続され電源電圧以下の可変出力電圧を有する低圧
電源回路５と、この低圧電源回路５に接続され、保持電
流信号と負荷電流検出手段１０−１、１０−２からの負
荷電流帰還信号とを入力し、負荷電流を保持電流に見合
う値に制御する１つ以上のアナログ定電流出力回路４−
１、４−２と、このアナログ定電流出力回路４−１、４
−２の出力手段の電圧降下量を入力し、電圧降下量が所
定の値を超える時、低圧電源回路５の出力電圧を低下さ
せる信号を発生させる低圧電源調整回路４−１−１、４
−２−１と、アナログ定電流出力回路４−１、４−２の
出力を１つ以上の誘導性負荷ＺL1〜ＺL4に接続するため
の１つ以上の低圧分配スイッチ手段６−１〜６−４と、
１つ以上の誘導性負荷ＺL1〜ＺL4の駆動電流を減じると
き生じる誘導性負荷ＺL1〜ＺL4の自己誘導エネルギを吸
収する１つ以上のサージ吸収用スナバ回路１６−１、１
６−２と、１つ以上の負荷駆動信号を入力し、各々の負
荷駆動信号に対しその負荷駆動信号を意味する時点から
所定の一定時間高圧スイッチ手段３を駆動するための高
圧スイッチ駆動信号と、負荷駆動信号により確定される
駆動すべき負荷ＺL1〜ＺL4に対して高圧スイッチ手段３
の出力を接続するための高圧分配スイッチ手段８−１〜
８−４の駆動信号と、入力された負荷駆動信号が負荷駆
動を続行する事を意味する期間、アナログ定電流出力回
路４−１、４−２に対し所定の保持電流値信号を出力す
ると同時に負荷駆動信号によって確定された駆動すべき
負荷に対してアナログ定電流出力回路４−１、４−２の
出力を接続するための低圧分配スイッチ手段６−１〜６
−４の駆動信号を出力し、入力される負荷駆動信号が負
荷ＺL1〜ＺL4の駆動終了を意味するとき、駆動終了信号
を出力するための信号処理回路２−１〜２−４を有して
いる。
【０１３３】以後、図２３にそって本回路の動作を説明
する。
する。
【０１３４】本駆動回路は、誘導性負荷ＺL1〜ＺL4の駆
動を指示する駆動信号Ｓｉｇに基づいて誘導性負荷ＺL1
〜ＺL4に電流を供給するものであるが、駆動信号Ｓｉｇ
はその必要に応じて図示しないＥＣＵ（電子制御ユニッ
ト）から送出されるものであって、ここでは油圧機械等
のアクチュエータを制御するための油圧電磁弁を開弁／
閉弁することを目的としたもの、または、エンジン装置
の燃料を供給する電磁式インジェクタを開弁／閉弁する
ことを目的としたもの、または、液体圧力や気体圧力を
を制御する電磁弁の開弁／閉弁を目的としたもの、ある
いは、ステッピングモータ装置の駆動相を励磁／解磁す
ることを目的としたものである。
動を指示する駆動信号Ｓｉｇに基づいて誘導性負荷ＺL1
〜ＺL4に電流を供給するものであるが、駆動信号Ｓｉｇ
はその必要に応じて図示しないＥＣＵ（電子制御ユニッ
ト）から送出されるものであって、ここでは油圧機械等
のアクチュエータを制御するための油圧電磁弁を開弁／
閉弁することを目的としたもの、または、エンジン装置
の燃料を供給する電磁式インジェクタを開弁／閉弁する
ことを目的としたもの、または、液体圧力や気体圧力を
を制御する電磁弁の開弁／閉弁を目的としたもの、ある
いは、ステッピングモータ装置の駆動相を励磁／解磁す
ることを目的としたものである。
【０１３５】制御に要求される特性は、例えば負荷が電
磁弁のような装置の場合、誘導性負荷の駆動開始初期に
は負荷に高電圧を印加して負荷電流を速やかに増大させ
て負荷の動作開始を促進させ、また、バルブの開弁動作
が終了してこれを保持する過程では、負荷電流を開弁状
態を保持するに必要な電流値に低減して負荷の発熱を抑
制すると共に、負荷の駆動を終了させるときには、速や
かに負荷の残留エネルギを消去し、バブルを速やかに閉
弁させるようにする。
磁弁のような装置の場合、誘導性負荷の駆動開始初期に
は負荷に高電圧を印加して負荷電流を速やかに増大させ
て負荷の動作開始を促進させ、また、バルブの開弁動作
が終了してこれを保持する過程では、負荷電流を開弁状
態を保持するに必要な電流値に低減して負荷の発熱を抑
制すると共に、負荷の駆動を終了させるときには、速や
かに負荷の残留エネルギを消去し、バブルを速やかに閉
弁させるようにする。
【０１３６】また負荷がステッピングモータ装置のよう
な場合は、駆動相の励磁開始時において、相を形成する
コイルに急速に大きなエネルギを投入して回転子の作動
を促進し、回転子が磁極に対して定位したときには、電
流を減じてコイルの発熱を抑制し、また、この相から次
相に励磁を変更する際には速やかにこの相のエネルギ
（励磁電流）を減じて回転子に及ぼす次相の吸引力に相
反する力の発生を抑えることが要求される。
な場合は、駆動相の励磁開始時において、相を形成する
コイルに急速に大きなエネルギを投入して回転子の作動
を促進し、回転子が磁極に対して定位したときには、電
流を減じてコイルの発熱を抑制し、また、この相から次
相に励磁を変更する際には速やかにこの相のエネルギ
（励磁電流）を減じて回転子に及ぼす次相の吸引力に相
反する力の発生を抑えることが要求される。
【０１３７】図２４に信号処理回路２のさらに詳細な構
成と、図２５には信号処理回路２の各部の波形を示す。
成と、図２５には信号処理回路２の各部の波形を示す。
【０１３８】図２３ではこの信号処理回路２は各負荷Ｚ
L1〜ＺL4に対応して４回路設けられている。
L1〜ＺL4に対応して４回路設けられている。
【０１３９】信号処理回路２は、駆動信号Ｓｉｇを入力
とし、この反転駆動信号ＮＳｉｇにより単安定マルチバ
イブレータ２１を起動する。単安定マルチバイブレータ
２１は反転駆動信号ＮＳｉｇの立上がりエッジにて作動
し、一定期間Ｔｐを有する高圧スイッチ信号Ｖｈｏｎお
よび高圧分配スイッチ駆動信号Ｉｐｓｅｌを出力する。
また、反転駆動信号ＮＳｉｇを必要により分圧したアナ
ログ電圧信号Ｉｈｒｅｆをも出力する。アナログ電圧Ｉ
ｈｒｅｆは負荷の定常的な駆動状態における保持電流値
を指示するものである。また、反転駆動信号ＮＳｉｇそ
のものに相当するロジック信号を低圧分配スイッチ駆動
信号Ｉｈｓｅｌとして出力する。さらに駆動信号Ｓｉｇ
の微分信号も駆動終了信号Ｉｒｓｅｌとして出力する。
とし、この反転駆動信号ＮＳｉｇにより単安定マルチバ
イブレータ２１を起動する。単安定マルチバイブレータ
２１は反転駆動信号ＮＳｉｇの立上がりエッジにて作動
し、一定期間Ｔｐを有する高圧スイッチ信号Ｖｈｏｎお
よび高圧分配スイッチ駆動信号Ｉｐｓｅｌを出力する。
また、反転駆動信号ＮＳｉｇを必要により分圧したアナ
ログ電圧信号Ｉｈｒｅｆをも出力する。アナログ電圧Ｉ
ｈｒｅｆは負荷の定常的な駆動状態における保持電流値
を指示するものである。また、反転駆動信号ＮＳｉｇそ
のものに相当するロジック信号を低圧分配スイッチ駆動
信号Ｉｈｓｅｌとして出力する。さらに駆動信号Ｓｉｇ
の微分信号も駆動終了信号Ｉｒｓｅｌとして出力する。
【０１４０】図２６〜図２８は本回路に入力される駆動
信号の例を示す。図２６では駆動信号はＳｉｇ１からＳ
ｉｇ４までそれぞれ独立して逐次入力されている。これ
は例えば、４気筒のエンジン装置に対して逐次燃料を供
給するインジェクタ装置の駆動シーケンスに相当する。
また図２８では駆動信号はＳｉｇ１からＳｉｇ４は、そ
れぞれ直前の信号の終了と同時に次信号が入力される仕
組みになっている。これは例えば、４相ステッピングモ
ータ装置における駆動相の励磁シーケンスに相当する。
さらに、図２８では、各駆動信号はそれぞれ直前の信号
に半周期オーバラップして入力されている。この場合、
Ｓｉｇ１とＳｉｇ３、Ｓｉｇ２とＳｉｇ４はそれぞれ逆
位相になっており、例えば、出力チャネルの１と３、２
と４をそれぞれ１対とする２軸の油圧回路用電磁弁の交
互開閉弁における動作シーケンスに相当する。本回路は
このようにそれぞれの入力信号の相互関係を図２８の半
周期オーバラップまで許容する事で広い用途に用いるこ
とができ、その効果を発揮できる。
信号の例を示す。図２６では駆動信号はＳｉｇ１からＳ
ｉｇ４までそれぞれ独立して逐次入力されている。これ
は例えば、４気筒のエンジン装置に対して逐次燃料を供
給するインジェクタ装置の駆動シーケンスに相当する。
また図２８では駆動信号はＳｉｇ１からＳｉｇ４は、そ
れぞれ直前の信号の終了と同時に次信号が入力される仕
組みになっている。これは例えば、４相ステッピングモ
ータ装置における駆動相の励磁シーケンスに相当する。
さらに、図２８では、各駆動信号はそれぞれ直前の信号
に半周期オーバラップして入力されている。この場合、
Ｓｉｇ１とＳｉｇ３、Ｓｉｇ２とＳｉｇ４はそれぞれ逆
位相になっており、例えば、出力チャネルの１と３、２
と４をそれぞれ１対とする２軸の油圧回路用電磁弁の交
互開閉弁における動作シーケンスに相当する。本回路は
このようにそれぞれの入力信号の相互関係を図２８の半
周期オーバラップまで許容する事で広い用途に用いるこ
とができ、その効果を発揮できる。
【０１４１】図２３で回路に電源Ｖｂが供給されると、
高圧発生用ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１は、そのエネル
ギ蓄積用コンデンサに電源電圧を上回る高圧の充電を開
始し、これが所定の電圧に達するまで、このエネルギ蓄
積用コンデンサに対するエネルギの蓄積と放出を繰り返
す。
高圧発生用ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１は、そのエネル
ギ蓄積用コンデンサに電源電圧を上回る高圧の充電を開
始し、これが所定の電圧に達するまで、このエネルギ蓄
積用コンデンサに対するエネルギの蓄積と放出を繰り返
す。
【０１４２】ここで駆動信号Ｓｉｇ１が入力されると、
信号処理回路２−１から前述の高圧スイッチ駆動信号Ｖ
ｈｏｎ１が出力され、これにより、高圧スイッチ手段３
が閉路する。これと同時に、前述の高圧分配信号駆動信
号Ｉｐｓｅｌ１も出力され、高圧分配手段８−１も選択
的に閉路される。これによりＤＣ−ＤＣコンバータ回路
１で得られた高電圧は、誘導性負荷ＺL1に印加され、誘
導性負荷ＺL1の負荷電流は急速に増加する。このとき、
信号処理回路２−１からは、同時に保持電流値信号Ｉｈ
ｒｅｆ１がアナログ定電流回路４−１に入力され、ま
た、低圧分配スイッチ駆動信号Ｉｈｓｅｌ１も出力され
ている。しかし、負荷ＺL1の駆動側端子には高圧電源か
らの高電圧も印加されており、保持電流は負荷側に流出
できず、また、高電圧印加による大きな負荷電流は、電
流検出手段１０−１を流れるため、アナログ定電流回路
４−１の入力部に配設された加算回路の出力は、アナロ
グ定電流回路４−１の出力を遮断する方向に働き、この
出力は発生しない。
信号処理回路２−１から前述の高圧スイッチ駆動信号Ｖ
ｈｏｎ１が出力され、これにより、高圧スイッチ手段３
が閉路する。これと同時に、前述の高圧分配信号駆動信
号Ｉｐｓｅｌ１も出力され、高圧分配手段８−１も選択
的に閉路される。これによりＤＣ−ＤＣコンバータ回路
１で得られた高電圧は、誘導性負荷ＺL1に印加され、誘
導性負荷ＺL1の負荷電流は急速に増加する。このとき、
信号処理回路２−１からは、同時に保持電流値信号Ｉｈ
ｒｅｆ１がアナログ定電流回路４−１に入力され、ま
た、低圧分配スイッチ駆動信号Ｉｈｓｅｌ１も出力され
ている。しかし、負荷ＺL1の駆動側端子には高圧電源か
らの高電圧も印加されており、保持電流は負荷側に流出
できず、また、高電圧印加による大きな負荷電流は、電
流検出手段１０−１を流れるため、アナログ定電流回路
４−１の入力部に配設された加算回路の出力は、アナロ
グ定電流回路４−１の出力を遮断する方向に働き、この
出力は発生しない。
【０１４３】期間Ｔｐを経過すると、高圧スイッチ駆動
信号および高圧分配スイッチ駆動信号は消滅する。これ
により、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１は負荷から切り離
される。このとき、負荷には依然として前述の大きな負
荷電流が存在しており、負荷の有する自己インダクタン
ス特性によって、負荷電流はその値を維持しようとす
る。しかるに、アナログ定電流回路４−１はその出力を
遮断しており、したがって負荷のインダクタンスによる
電流は選択されている低圧分配スイッチ手段６−１を介
してスナバ回路１６−１で吸収される。スナバ回路１６
−１にエネルギを放出する事で誘導性負荷ＺL1の負荷電
流は減少し、これにともない電流検出手段１０−１の出
力も減少する。ここで誘導性負荷ＺL1の負荷電流が保持
電流値信号Ｉｈｒｅｆに見合う値を割り込むとアナログ
定電流回路４−１は電流の供給を開始する。
信号および高圧分配スイッチ駆動信号は消滅する。これ
により、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１は負荷から切り離
される。このとき、負荷には依然として前述の大きな負
荷電流が存在しており、負荷の有する自己インダクタン
ス特性によって、負荷電流はその値を維持しようとす
る。しかるに、アナログ定電流回路４−１はその出力を
遮断しており、したがって負荷のインダクタンスによる
電流は選択されている低圧分配スイッチ手段６−１を介
してスナバ回路１６−１で吸収される。スナバ回路１６
−１にエネルギを放出する事で誘導性負荷ＺL1の負荷電
流は減少し、これにともない電流検出手段１０−１の出
力も減少する。ここで誘導性負荷ＺL1の負荷電流が保持
電流値信号Ｉｈｒｅｆに見合う値を割り込むとアナログ
定電流回路４−１は電流の供給を開始する。
【０１４４】図２９にアナログ定電流回路４のさらに詳
細な構造を示した。
細な構造を示した。
【０１４５】アナログ定電流回路４は保持電流値信号と
負荷の電流を検出する電流検出手段１０の出力を加減算
する加算器４１と、その加算結果を増幅する反転増幅器
４２と、および反転増幅器４２の出力により低圧電源５
より負荷に電流を出力する出力トランジスタ４５と、こ
のトランジスタ４５の両端に発生する電圧降下が所定の
値を超えたことを検出する電圧検出手段４４（ここでは
バイポーラトランジスタのベース−エミッタ間の電圧を
その所定の値とする）と、この電圧検出手段４４の出力
を出力トランジスタ４５が駆動されているときのみ外部
に出力する出力禁止スイッチ４３を有している。
負荷の電流を検出する電流検出手段１０の出力を加減算
する加算器４１と、その加算結果を増幅する反転増幅器
４２と、および反転増幅器４２の出力により低圧電源５
より負荷に電流を出力する出力トランジスタ４５と、こ
のトランジスタ４５の両端に発生する電圧降下が所定の
値を超えたことを検出する電圧検出手段４４（ここでは
バイポーラトランジスタのベース−エミッタ間の電圧を
その所定の値とする）と、この電圧検出手段４４の出力
を出力トランジスタ４５が駆動されているときのみ外部
に出力する出力禁止スイッチ４３を有している。
【０１４６】今、アナログ出力回路より保持電流値信号
Ｉｈｒｅｆに見合う出力電流が負荷に供給されていると
き、電圧検出手段４４は常に出力トランジスタ４５の両
端に発生する電圧降下を監視しており、例えば負荷の温
度が低く直流抵抗が小さい場合、低圧電源５の出力電圧
に比して負荷の両端電圧が小さくなり、結果として出力
トランジスタ４５の電圧降下が大きくなると、これを検
出して低圧電源５に対してその出力電圧を低減させる電
圧調整信号Ｖｌａｄｊを出力する。
Ｉｈｒｅｆに見合う出力電流が負荷に供給されていると
き、電圧検出手段４４は常に出力トランジスタ４５の両
端に発生する電圧降下を監視しており、例えば負荷の温
度が低く直流抵抗が小さい場合、低圧電源５の出力電圧
に比して負荷の両端電圧が小さくなり、結果として出力
トランジスタ４５の電圧降下が大きくなると、これを検
出して低圧電源５に対してその出力電圧を低減させる電
圧調整信号Ｖｌａｄｊを出力する。
【０１４７】低圧電源５はこの電圧調整信号Ｖｌａｄｊ
を受けると出力電圧を徐々に低減させる。また電源５は
電圧調整信号Ｖｌａｄｊが存在しない時は、その出力を
徐々に増加させる働きを有している。したがって、アナ
ログ定電流回路４は、負荷に一定の電流を供給し、しか
も電圧検出手段４４の働きにより、回路の損失を少なく
するように制御されている。
を受けると出力電圧を徐々に低減させる。また電源５は
電圧調整信号Ｖｌａｄｊが存在しない時は、その出力を
徐々に増加させる働きを有している。したがって、アナ
ログ定電流回路４は、負荷に一定の電流を供給し、しか
も電圧検出手段４４の働きにより、回路の損失を少なく
するように制御されている。
【０１４８】ここで、駆動信号Ｓｉｇが終了すると、保
持電流値信号Ｉｈｒｅｆは０になり、これによりアナロ
グ定電流回路４の出力は遮断される。同時に信号処理回
路２−１により駆動終了信号Ｉｒｓｅｌ１が出力され
る。この時アナログ定電流回路４−１の出力は遮断され
ているため、負荷のインダクタンス成分によって生じる
サージ電圧は、前記スナバ回路１６−１によって吸収さ
れる。
持電流値信号Ｉｈｒｅｆは０になり、これによりアナロ
グ定電流回路４の出力は遮断される。同時に信号処理回
路２−１により駆動終了信号Ｉｒｓｅｌ１が出力され
る。この時アナログ定電流回路４−１の出力は遮断され
ているため、負荷のインダクタンス成分によって生じる
サージ電圧は、前記スナバ回路１６−１によって吸収さ
れる。
【０１４９】以上、駆動信号Ｓｉｇ１に対する本回路の
動作を説明したが、図２６ではそれぞれの駆動信号Ｓｉ
ｇ１〜Ｓｉｇ４は時間的に他の駆動信号Ｓｉｇ１〜Ｓｉ
ｇ４と独立に入力されており、各回路は各駆動信号Ｓｉ
ｇ１〜Ｓｉｇ４に対して同様に動作する。
動作を説明したが、図２６ではそれぞれの駆動信号Ｓｉ
ｇ１〜Ｓｉｇ４は時間的に他の駆動信号Ｓｉｇ１〜Ｓｉ
ｇ４と独立に入力されており、各回路は各駆動信号Ｓｉ
ｇ１〜Ｓｉｇ４に対して同様に動作する。
【０１５０】次に、図２７のように各駆動信号が連続し
て入力される場合について説明する。ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路１と高圧スイッチ手段３は図２３で示すように
４つの負荷ＺL1〜ＺL4に対して共通になっている。しか
し、高圧スイッチ手段３と高圧分配スイッチ手段８−１
〜８−４が閉路するのは各駆動信号Ｓｉｇ１〜Ｓｉｇ４
が入力された後の図２５のｔｐの期間に限られ、また、
アナログ定電流回路４−１、４−２およびスナバ回路１
６−１、１６−２はそれぞれ、負荷ＺL1、ＺL3または負
荷ＺL2、ＺL4に共用されている。このため、駆動信号Ｓ
ｉｇ１とＳｉｇ２間の回路の干渉はなく、各駆動信号Ｓ
ｉｇ１〜Ｓｉｇ４が独立の場合と同様な動作が可能であ
る。
て入力される場合について説明する。ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ回路１と高圧スイッチ手段３は図２３で示すように
４つの負荷ＺL1〜ＺL4に対して共通になっている。しか
し、高圧スイッチ手段３と高圧分配スイッチ手段８−１
〜８−４が閉路するのは各駆動信号Ｓｉｇ１〜Ｓｉｇ４
が入力された後の図２５のｔｐの期間に限られ、また、
アナログ定電流回路４−１、４−２およびスナバ回路１
６−１、１６−２はそれぞれ、負荷ＺL1、ＺL3または負
荷ＺL2、ＺL4に共用されている。このため、駆動信号Ｓ
ｉｇ１とＳｉｇ２間の回路の干渉はなく、各駆動信号Ｓ
ｉｇ１〜Ｓｉｇ４が独立の場合と同様な動作が可能であ
る。
【０１５１】また、図２８のように互いに交錯する入力
に対しても、隣接する駆動タイミングの中で高圧を必要
とするそれぞれの駆動開始点までにＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路１がその出力コンデンサに所定の高電圧の蓄積を
完了している限り、本回路は前述の説明通りの動作を行
う。以上の実施例で説明したような誘導負荷駆動回路に
おいては負荷電流検出手段１０−１、１０−２には、負
荷の保持電流の他に駆動初期には高電圧印加による大き
な電流が流れる。例えば、この負荷電流検出手段１０−
１、１０−２がシャント抵抗のような直流抵抗手段であ
った場合、大きな電流によって瞬時に大きな発熱を来
し、回路全体の発熱を増やすばかりでなく、負荷に投入
すべきＤＣ−ＤＣコンバータ１からのエネルギの有効利
用を妨げる事になる。これを改善する目的で、電流検出
手段１０−１、１０−２に並列に、その両端電圧が所定
の電圧以下では非導通になり、所定の電圧を超えるとそ
の両端電圧を維持しつつ導通するような定電圧特性を有
するバイパス手段１１−１、１１−２を設ける。
に対しても、隣接する駆動タイミングの中で高圧を必要
とするそれぞれの駆動開始点までにＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路１がその出力コンデンサに所定の高電圧の蓄積を
完了している限り、本回路は前述の説明通りの動作を行
う。以上の実施例で説明したような誘導負荷駆動回路に
おいては負荷電流検出手段１０−１、１０−２には、負
荷の保持電流の他に駆動初期には高電圧印加による大き
な電流が流れる。例えば、この負荷電流検出手段１０−
１、１０−２がシャント抵抗のような直流抵抗手段であ
った場合、大きな電流によって瞬時に大きな発熱を来
し、回路全体の発熱を増やすばかりでなく、負荷に投入
すべきＤＣ−ＤＣコンバータ１からのエネルギの有効利
用を妨げる事になる。これを改善する目的で、電流検出
手段１０−１、１０−２に並列に、その両端電圧が所定
の電圧以下では非導通になり、所定の電圧を超えるとそ
の両端電圧を維持しつつ導通するような定電圧特性を有
するバイパス手段１１−１、１１−２を設ける。
【０１５２】これによって、電流検出手段１０−１、１
０−２の出力電圧の値が有効となる保持電流通電期間に
はバイパス手段１１−１、１１−２は非導通になってお
り、また、誘導性負荷ＺL1〜ＺL4の駆動開始時に高電圧
が負荷に印加され大きな電流が通電中はバイパス手段１
１−１、１１−２は導通されて保持電流による出力電圧
を超える所定の電圧にて電流検出手段１０−１、１０−
２の両端電圧がクランプされる。
０−２の出力電圧の値が有効となる保持電流通電期間に
はバイパス手段１１−１、１１−２は非導通になってお
り、また、誘導性負荷ＺL1〜ＺL4の駆動開始時に高電圧
が負荷に印加され大きな電流が通電中はバイパス手段１
１−１、１１−２は導通されて保持電流による出力電圧
を超える所定の電圧にて電流検出手段１０−１、１０−
２の両端電圧がクランプされる。
【０１５３】したがって、アナログ定電流回路４の出力
を遮断する機能を維持しながら、電流検出手段による余
剰な熱エネルギの発生を防止でき、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１からのエネルギを有効に負荷に投入することができ
る。
を遮断する機能を維持しながら、電流検出手段による余
剰な熱エネルギの発生を防止でき、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１からのエネルギを有効に負荷に投入することができ
る。
【０１５４】さらに、実施例で説明したような誘導性負
荷駆動回路においては、従来、負荷の駆動を終了する際
に発生する、負荷の自己誘導によって生じるサージ電圧
を検出して、負荷の正常な動作終了をモニタする負荷動
作モニタ装置が用いられていた。図２３に示すモニタ回
路１４はこのような負荷動作モニタ装置を改良したもの
である。図３０にこのモニタ回路１４の詳細を示す。
荷駆動回路においては、従来、負荷の駆動を終了する際
に発生する、負荷の自己誘導によって生じるサージ電圧
を検出して、負荷の正常な動作終了をモニタする負荷動
作モニタ装置が用いられていた。図２３に示すモニタ回
路１４はこのような負荷動作モニタ装置を改良したもの
である。図３０にこのモニタ回路１４の詳細を示す。
【０１５５】この回路の動作は、負荷の駆動時にＤＣ−
ＤＣコンバータ１より高電圧が印加され、大きな負荷電
流が供給された以後の図２５に示したｔｐ時間後、大電
流の遮断により大きな負のサージ電圧を発生する。モニ
タ回路１４は負電圧を選択的に検出するためのツェナ素
子１４２−１〜１４２−４を介して負荷の端子電圧を入
力しており、サージ電圧の発生を検出するとワンショッ
ト回路１４１を起動してモニタ出力ＡＣＫを出力する。
ＤＣコンバータ１より高電圧が印加され、大きな負荷電
流が供給された以後の図２５に示したｔｐ時間後、大電
流の遮断により大きな負のサージ電圧を発生する。モニ
タ回路１４は負電圧を選択的に検出するためのツェナ素
子１４２−１〜１４２−４を介して負荷の端子電圧を入
力しており、サージ電圧の発生を検出するとワンショッ
ト回路１４１を起動してモニタ出力ＡＣＫを出力する。
【０１５６】このモニタ出力ＡＣＫは、各駆動信号の入
力後、期間ｔｐをおいて出力されるもので、従来の負荷
駆動終了時点で出力されるものに比して、より早期に負
荷の駆動状態を検出できる利点を有する。
力後、期間ｔｐをおいて出力されるもので、従来の負荷
駆動終了時点で出力されるものに比して、より早期に負
荷の駆動状態を検出できる利点を有する。
【０１５７】また、図２３に示した駆動回路ではモニタ
回路１４は負荷の駆動終了によって発生する負電圧のサ
ージと大電流の遮断によるサージとの誤認を防止する目
的で、駆動終了信号を入力し、駆動終了信号が入力され
てから一定期間、ツェナ素子１４２−１〜１４２−４の
出力を切り離すスイッチ手段（マスクスイッチ）１４４
−１〜１４４−４を合わせて設けた。
回路１４は負荷の駆動終了によって発生する負電圧のサ
ージと大電流の遮断によるサージとの誤認を防止する目
的で、駆動終了信号を入力し、駆動終了信号が入力され
てから一定期間、ツェナ素子１４２−１〜１４２−４の
出力を切り離すスイッチ手段（マスクスイッチ）１４４
−１〜１４４−４を合わせて設けた。
【０１５８】このような構成によって、このモニタ回路
１４は、負荷の駆動信号が入力されてから早期に負荷の
駆動状況をモニタでき、負荷の駆動終了時点での誤認を
防止することができ、各負荷の駆動タイミングが図２
７、図２８のように交錯する場合でも正確にモニタ信号
を出力できる。
１４は、負荷の駆動信号が入力されてから早期に負荷の
駆動状況をモニタでき、負荷の駆動終了時点での誤認を
防止することができ、各負荷の駆動タイミングが図２
７、図２８のように交錯する場合でも正確にモニタ信号
を出力できる。
【０１５９】図２３に示す構成において、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１によって発生される高電圧を負荷に対して開
閉するスイッチ手段３として一般に半導体スイッチが使
用される。しかし、図２３に示したようないわゆるハイ
サイドスイッチングに半導体スイッチを用いた場合に
は、工業的にこの用途に適した半導体スイッチを選択す
る時に困難が伴う。例えば、ジャンクショントランジス
タスイッチではハイサイドスイッチを構成するのには適
しているのはＰＮＰタイプであるが、ＰＮＰタイプの内
部構造上、必要な電流特性と効率を有するものは大型で
かつ高価なものとなる傾向がある。またＮＰＮタイプの
ものには電流特性と効率の面では適用可能なものが多い
が、ベースを駆動するためにＤＣ−ＤＣコンバータ１に
よって発生される高電圧よりも高い電圧が必要である上
に、このベース駆動用電源としても所定の電流容量が必
要であるという欠点がある。
ンバータ１によって発生される高電圧を負荷に対して開
閉するスイッチ手段３として一般に半導体スイッチが使
用される。しかし、図２３に示したようないわゆるハイ
サイドスイッチングに半導体スイッチを用いた場合に
は、工業的にこの用途に適した半導体スイッチを選択す
る時に困難が伴う。例えば、ジャンクショントランジス
タスイッチではハイサイドスイッチを構成するのには適
しているのはＰＮＰタイプであるが、ＰＮＰタイプの内
部構造上、必要な電流特性と効率を有するものは大型で
かつ高価なものとなる傾向がある。またＮＰＮタイプの
ものには電流特性と効率の面では適用可能なものが多い
が、ベースを駆動するためにＤＣ−ＤＣコンバータ１に
よって発生される高電圧よりも高い電圧が必要である上
に、このベース駆動用電源としても所定の電流容量が必
要であるという欠点がある。
【０１６０】この点に鑑み、特願平６−０９８６５９に
は電圧駆動素子を用いた高圧スイッチ回路が提唱されて
いるが、この回路を多数の負荷に対して用いるには構成
が複雑すぎる。一方、ＳＣＲ素子のようにその閉路時に
トリガ信号を入力することによって、以後負荷電流を継
続する場合に素子自身が閉路を維持する特性を有するも
のがあるが、このような素子では閉路回路が簡単化され
閉路中の損失も充分小さい反面、素子を開路（消弧）す
るためには多くの付帯回路を配設する必要がある。
は電圧駆動素子を用いた高圧スイッチ回路が提唱されて
いるが、この回路を多数の負荷に対して用いるには構成
が複雑すぎる。一方、ＳＣＲ素子のようにその閉路時に
トリガ信号を入力することによって、以後負荷電流を継
続する場合に素子自身が閉路を維持する特性を有するも
のがあるが、このような素子では閉路回路が簡単化され
閉路中の損失も充分小さい反面、素子を開路（消弧）す
るためには多くの付帯回路を配設する必要がある。
【０１６１】本発明では、高圧スイッチ手段３として電
圧駆動トランジスタ素子などを用いた遮断可能なスイッ
チ素子を用い、また、この出力を複数の負荷に分配する
手段（高圧分配手段８）としてＳＣＲ素子のようなトリ
ガ駆動タイプのものを用い、両者を併用する事でＳＣＲ
素子の消弧回路を不要にすると共に、遮断可能なスイッ
チ装置を複数の負荷で共用できるようにして大幅な回路
の簡素化と、コストの低減を可能にした。
圧駆動トランジスタ素子などを用いた遮断可能なスイッ
チ素子を用い、また、この出力を複数の負荷に分配する
手段（高圧分配手段８）としてＳＣＲ素子のようなトリ
ガ駆動タイプのものを用い、両者を併用する事でＳＣＲ
素子の消弧回路を不要にすると共に、遮断可能なスイッ
チ装置を複数の負荷で共用できるようにして大幅な回路
の簡素化と、コストの低減を可能にした。
【０１６２】また、図２３の回路において、アナログ定
電流回路４の出力を各負荷に分配接続するための分配ス
イッチ手段６には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力が負
荷に印加されるとき、このＤＣ−ＤＣコンバータ１の出
力の高電圧が分配スイッチ手段６に逆向きに印加される
ことになる。分配スイッチ手段６の入力に接続されるア
ナログ定電流回路４は通常ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出
力のような高電圧を逆向きに印加するようには設計され
ていないため、分配スイッチ手段６には直列にダイオー
ド等の逆流防止手段を設ける必要があった。本発明では
分配スイッチ手段６としてＳＣＲ素子のように逆流阻止
特性を本来持っている素子を採用する事で回路の簡単化
と損失の低減が図れる。
電流回路４の出力を各負荷に分配接続するための分配ス
イッチ手段６には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力が負
荷に印加されるとき、このＤＣ−ＤＣコンバータ１の出
力の高電圧が分配スイッチ手段６に逆向きに印加される
ことになる。分配スイッチ手段６の入力に接続されるア
ナログ定電流回路４は通常ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出
力のような高電圧を逆向きに印加するようには設計され
ていないため、分配スイッチ手段６には直列にダイオー
ド等の逆流防止手段を設ける必要があった。本発明では
分配スイッチ手段６としてＳＣＲ素子のように逆流阻止
特性を本来持っている素子を採用する事で回路の簡単化
と損失の低減が図れる。
【０１６３】
【発明の効果】以上説明したように、この発明では、コ
イルの磁芯に、永久磁石や電磁石を使ってバイアスを掛
け、磁芯の単位面積当たりのエネルギー密度を上げた磁
化されたコイルを、誘導負荷駆動装置のチャージャ回路
を構成するＤＣ−ＤＣコンバータでコンデンサを充電す
るためのコイルに使用して構成したので、同じエネルギ
ーを得るために、このコイルを小型軽量にすることがで
きる。また同じ大きさのコイルを使用したとすると、一
回のスイッチングで得られるエネルギーを多くとること
ができる。したがって、チャージャ回路を小型、軽量、
高能率にすることができ、ひいては、誘導負荷駆動装置
そのものの小型化、軽量化、高能率化を図る事ができ
る。
イルの磁芯に、永久磁石や電磁石を使ってバイアスを掛
け、磁芯の単位面積当たりのエネルギー密度を上げた磁
化されたコイルを、誘導負荷駆動装置のチャージャ回路
を構成するＤＣ−ＤＣコンバータでコンデンサを充電す
るためのコイルに使用して構成したので、同じエネルギ
ーを得るために、このコイルを小型軽量にすることがで
きる。また同じ大きさのコイルを使用したとすると、一
回のスイッチングで得られるエネルギーを多くとること
ができる。したがって、チャージャ回路を小型、軽量、
高能率にすることができ、ひいては、誘導負荷駆動装置
そのものの小型化、軽量化、高能率化を図る事ができ
る。
【０１６４】また、誘導性負荷の動作保持期間において
は、従来のスイッチングによるＰＷＭ方式に比べて、負
荷電流をアナログ制御しているために、飛躍的に外部輻
射雑音を低減する事が可能になるばかりでなく、同時に
低電圧の電源も合わせて制御するのでアナログ制御であ
っても装置の発熱を極めて低く押さえることができる。
は、従来のスイッチングによるＰＷＭ方式に比べて、負
荷電流をアナログ制御しているために、飛躍的に外部輻
射雑音を低減する事が可能になるばかりでなく、同時に
低電圧の電源も合わせて制御するのでアナログ制御であ
っても装置の発熱を極めて低く押さえることができる。
【０１６５】また、ＤＣ−ＤＣコンバータ、アナログ定
電流回路、高圧スイッチ回路に関する回路をそれぞれ可
能なかぎり複数の負荷回路に共用することによって、回
路装置を増やすこと無く多様な用途に適用できる誘導負
荷駆動装置を提供できる。
電流回路、高圧スイッチ回路に関する回路をそれぞれ可
能なかぎり複数の負荷回路に共用することによって、回
路装置を増やすこと無く多様な用途に適用できる誘導負
荷駆動装置を提供できる。
【図１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の実施例を
示す回路図。
示す回路図。
【図２】磁芯にバイアスを掛ける事によってエネルギー
密度が向上することの説明図。
密度が向上することの説明図。
【図３】図１に示す本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路
の実施例の具体例を示す回路図。
の実施例の具体例を示す回路図。
【図４】従来例でのコイルの磁芯のＢ−Ｈ特性と動作電
流特性を示す図。
流特性を示す図。
【図５】図３に示す実施例での磁芯のＢ−Ｈ特性と動作
電流特性を示す図。
電流特性を示す図。
【図６】従来例でのコイルの巻数を半減した場合のコイ
ルの磁芯のＢ−Ｈ特性と動作電流特性を示す図。
ルの磁芯のＢ−Ｈ特性と動作電流特性を示す図。
【図７】図３に示す実施例で磁気バイアスをさらに深め
た場合の磁芯のＢ−Ｈ特性と動作電流特性を示す図。
た場合の磁芯のＢ−Ｈ特性と動作電流特性を示す図。
【図８】従来例でのコイルの巻数を１／４にした場合の
コイルの動作電流特性を示す図。
コイルの動作電流特性を示す図。
【図９】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の他の実施
例を示す回路図。
例を示す回路図。
【図１０】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の図９に
示す実施例の変形を示す回路図。
示す実施例の変形を示す回路図。
【図１１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の図９に
示す実施例の他の変形を示す回路図。
示す実施例の他の変形を示す回路図。
【図１２】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の更に他
の実施例を示す回路図。
の実施例を示す回路図。
【図１３】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の図１２
に示す実施例の変形を示す回路図。
に示す実施例の変形を示す回路図。
【図１４】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の更に他
の実施例を示す回路図。
の実施例を示す回路図。
【図１５】電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の従来
例を示す回路図。
例を示す回路図。
【図１６】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の更に他
の実施例を示す回路図。
の実施例を示す回路図。
【図１７】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の更に他
の実施例を示す回路図。
の実施例を示す回路図。
【図１８】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の更に他
の実施例を示す回路図。
の実施例を示す回路図。
【図１９】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路を用いた
誘導負荷駆動装置の実施例の回路図。
誘導負荷駆動装置の実施例の回路図。
【図２０】図１９に示す誘導負荷駆動装置に用いられる
チョッピング信号発生手段の構成図。
チョッピング信号発生手段の構成図。
【図２１】図１９に示す誘導負荷駆動装置の各部の波形
図。
図。
【図２２】図１９に示す誘導負荷駆動装置の各部の波形
図。
図。
【図２３】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路を用いた
誘導負荷駆動装置の他の実施例の回路図。
誘導負荷駆動装置の他の実施例の回路図。
【図２４】図２３に示す誘導負荷駆動装置に用いられる
信号処理回路の構成図。
信号処理回路の構成図。
【図２５】図２４に示す信号処理回路の各部の波形図。
【図２６】図２５に示す信号処理回路に入力される駆動
信号の波形図。
信号の波形図。
【図２７】図２５に示す信号処理回路に入力される駆動
信号の波形図。
信号の波形図。
【図２８】図２５に示す信号処理回路に入力される駆動
信号の波形図。
信号の波形図。
【図２９】図２３に示す誘導負荷駆動装置に用いられる
アナログ定電流回路の構成図。
アナログ定電流回路の構成図。
【図３０】図２３に示す誘導負荷駆動装置に用いられる
モニタ回路の構成図。
モニタ回路の構成図。
【図３１】ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の従来例の回路
図。
図。
１ ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
２ 信号処理回路
３ 高圧スイッチ手段
４ アナログ定電流回路
５ 低電源回路
６ 低圧分配スイッチ手段
７ 逆励磁分配手段
８ 高圧分配スイッチ手段
１０ 負荷電流検出手段
１１ バイパス手段
１４ モニタ回路
１５ ＯＲ回路
１６ エネルギ吸収回路
Ａ、Ｂ 閉回路
Ｃ コンデンサ
Ｃｅ 出力側電圧源
Ｃｈｇ ＤＣ−ＤＣコンバータ回路
Ｃｈｐ チョッピング信号発生手段
Ｃｏｍ 比較器
Ｃｔ 電流検出手段
Ｄ 整流回路
Ｅ 電源
ＥＣＵ 電子制御ユニット
ＦＤ フライホイールダイオード
Ｈｖｓ 電圧検出手段
Ｉ 電流
Ｌ コイル
Ｍｅ 電磁石
Ｍｇ 永久磁石
Ｒ 抵抗素子
Ｓｗ スイッチ
Ｔ トランス
Ｔｒ スイッチ手段
Ｖｂ 電源
ＺL 誘導負荷
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 川路 泰史
神奈川県平塚市四ノ宮2597 株式会社
小松製作所 エレクトロニクス事業本部
内
(56)参考文献 特開 昭53−93321（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−219726（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−259（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−233593（ＪＰ，Ａ)
実開 昭57−12706（ＪＰ，Ｕ)
実開 昭57−58986（ＪＰ，Ｕ)
実公 昭51−49584（ＪＰ，Ｙ１)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/00 - 3/44
Claims (16)
- 【請求項１】 電源と、 前記電源に接続される磁芯を有する第１のコイルと、 前記電源及び前記第１のコイルを含む閉回路を開閉する
スイッチ手段と、 逆流を防止する目的で前記スイッチ手段の少なくとも一
端に接続された第１の整流手段と、 該第１の整流手段を介して前記スイッチ手段に並列に接
続された第１のコンデンサと、 前記第１のコンデンサに接続される第２のコイルと、 前記第２のコイルを流れる電流の逆流を防止する第２の
整流手段と、 該第２の整流手段と前記第２のコイルを介して前記第１
のコンデンサに並列に接続される第２のコンデンサと、 を具備し、 前記スイッチ手段を閉路して、前記第１のコイルに電源
電圧を印加して前記コイルの磁芯にエネルギを蓄積し、
任意に決定されたタイミングで前記スイッチ手段を開路
することにより前記第１のコイルに蓄積されたエネルギ
を前記第１の整流手段を介して前記第１のコンデンサに
蓄積するとともに、第２のコイル、第２の整流手段を介
して前記第１のコンデンサの電荷を含む前記第１のコイ
ルより出力されるエネルギを前記第２のコンデンサに蓄
積して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、 前記第１のコイルの磁芯を、前記電源より供給される電
流により誘起される磁界と逆方向に磁気的にバイアスす
ることにより、前記コイルに蓄積される磁気エネルギを
増加させたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回
路。 - 【請求項２】 前記第１のコイルの磁芯は、永久磁石を
含んで構成され、 前記永久磁石の発生する磁界により、前記磁芯を、前記
電源より供給される電流により誘起される磁界と逆方向
に磁気的にバイアスすることを特徴とする請求項１記載
のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項３】 前記第１のコイルの磁芯は、バイアス用
巻線を含んで構成され、 前記バイアス用巻線に定電流源から所望の電流を供給す
ることにより、巻線の発生する磁界により、前記磁芯
を、前記電源より供給される電流により誘起される磁界
と逆方向に磁気的にバイアスすることを特徴とする請求
項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項４】 電源と、 前記電源に接続される磁芯を有する第１のコイルと、 前記電源及び前記第１のコイルを含む閉回路を開閉する
スイッチ手段と、 前記第１のコイルと磁芯を共通にする少なくとも１つの
第２のコイルと、 逆流を防止する目的で前記第２のコイルの一端に接続さ
れた第１の整流手段と、 該第１の整流手段を介して前記第２のコイルのそれぞれ
に並列に接続された第１のコンデンサと、 前記第１のコンデンサの少なくとも１つに接続される第
３のコイルと、 前記第３のコイルを流れる電流の逆流を防止する第２の
整流手段と、 該第２の整流手段と前記第３のコイルを介して前記第１
のコンデンサに並列に接続される第２のコンデンサと、 を具備し、 前記スイッチ手段を閉路することにより、前記第１のコ
イルに前記電源電圧を印加して前記第１のコイルの磁芯
にエネルギを蓄積し、任意に決定されたタイミングで前
記スイッチ手段を開路して前記磁芯に蓄積されたエネル
ギを前記第１の整流手段を介して前記第２のコイルに誘
起する電流によりそれぞれの前記第１のコンデンサに蓄
積するとともにし、第３のコイル、第２の整流手段を介
して前記第１のコンデンサの電荷を含む前記第２のコイ
ルより出力されるエネルギを前記第２のコンデンサに蓄
積して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、 前記磁芯を、前記電源より供給される電流により誘起さ
れる磁界と逆方向に磁気的にバイアスすることにより、
前記第１のコイルに蓄積される磁気エネルギを増加させ
たことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項５】 前記第１のコイルの磁芯は、永久磁石を
含んで構成され、 前記永久磁石の発生する磁界により、前記磁芯を、前記
電源より供給される電流により誘起される磁界と逆方向
に磁気的にバイアスすることを特徴とする請求項４記載
のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項６】 前記第１のコイルの磁芯は、バイアス用
巻線を含んで構成され、 前記バイアス用巻線に定電流源から所望の電流を供給す
ることにより、巻線の発生する磁界により、前記磁芯
を、前記電源より供給される電流により誘起される磁界
と逆方向に磁気的にバイアスすることを特徴とする請求
項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項７】 電源と、 前記電源に接続される磁芯を有する第１のコイルと、 前記電源及び前記第１のコイルの全巻線または部分巻線
を含む閉回路を開閉するスイッチ手段と、 逆流を防止する目的で前記コイルの全巻線または部分巻
線の一端に接続された第１の整流手段と、 該第１の整流手段を介して前記コイルの全巻線または部
分巻線に並列に接続された第１のコンデンサと、 前記第１のコンデンサの少なくとも１つに接続される第
２のコイルと、 前記第２のコイルを流れる電流の逆流を防止する第２の
整流手段と、 該第２の整流手段と前記第２のコイルを介して前記第１
のコンデンサに並列に接続される第２のコンデンサと、 を具備し、 前記スイッチ手段を閉路して、前記コイルの全巻線また
は部分巻線に前記電源電圧を印加して前記コイルの磁芯
にエネルギを蓄積し、任意に決定されたタイミングで前
記スイッチ手段を開路することにより前記磁芯に蓄積さ
れたエネルギを前記第１の整流手段を介して前記第１の
コイルの全巻線または少なくとも１カ所の部分巻線に誘
起される電気エネルギとして少なくとも１つの前記第１
のコンデンサに蓄積するとともに、第２のコイル、第２
の整流手段を介して前記第１のコンデンサの電荷を含む
前記第１のコイルより出力されるエネルギを前記第２の
コンデンサに蓄積して出力するＤＣ−ＤＣコンバータ回
路において、 前記第１のコイルの磁芯を、前記電源より供給される電
流により誘起される磁界と逆方向に磁気的にバイアスす
ることにより、前記第１のコイルに蓄積される磁気エネ
ルギを増加させたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路。 - 【請求項８】 前記第１のコイルの磁芯は、永久磁石を
含んで構成され、 前記永久磁石の発生する磁界により、前記磁芯を、前記
電源より供給される電流により誘起される磁界と逆方向
に磁気的にバイアスすることを特徴とする請求項７記載
のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項９】 前記第１のコイルの磁芯は、バイアス用
巻線を含んで構成され、 前記バイアス用巻線に定電流源から所望の電流を供給す
ることにより、巻線の発生する磁界により、前記磁芯
を、前記電源より供給される電流により誘起される磁界
と逆方向に磁気的にバイアスすることを特徴とする請求
項７記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回路。 - 【請求項１０】 電源と、 前記電源に接続され前記電源よりも高い電圧を発生する
請求項１又は請求項４又は請求項７記載のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路と、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力を誘導性負荷に印
加するための高圧スイッチ手段とを具備することを特徴
とする誘導負荷駆動装置。 - 【請求項１１】 電源と、 前記電源に接続され前記電源よりも高い電圧を発生する
請求項１又は請求項４又は請求項７記載のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路と、 前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力を開閉する高圧ス
イッチ手段と、 入力される少なくとも１つの高圧スイッチ駆動信号のい
ずれによっても前記高圧スイッチ手段を駆動しうる論理
和回路と、 前記高圧スイッチ手段の出力を少なくとも１つの誘導性
負荷に接続するための少なくとも１つの高圧分配スイッ
チ手段と、 前記電源に接続され前記電源電圧以下の可変出力電圧を
出力する低圧電源と、 前記誘導性負荷に流れる負荷電流を検出する負荷電流検
出手段と、 前記低圧電源に接続され、保持電流値信号と前記負荷電
流検出手段からの負荷電流帰還信号を入力し、負荷電流
を保持電流値信号に見合う値に制御する少なくとも１つ
のアナログ定電流出力回路と、 該アナログ定電流出力回路の出力手段の電圧降下量を入
力し、該電圧降下量が所定の値を越える時、前記低圧電
源回路の出力電圧を低下させる信号を発生する低圧電源
調整回路と、 前記アナログ定電流出力回路の出力を前記少なくとも１
つの誘導性負荷に接続するための少なくとも１つの低圧
分配スイッチ手段と、 前記少なくとも１つの誘導性負荷の駆動電流を減じる時
生じる負荷の自己誘導エネルギを吸収する少なくとも１
つのサージ吸収手段と、 少なくとも１つの負荷駆動信号を入力し、各々の該負荷
駆動信号に対し、その負荷駆動開始を意味する時点より
所定の一定時間、前記高圧スイッチ手段を駆動するため
の高圧スイッチ駆動信号と、 前記負荷駆動信号により確定される駆動すべき負荷に対
して前記高圧スイッチ手段の出力を接続するための前記
高圧分配スイッチ手段の駆動信号と、 入力された前記負荷駆動信号が負荷駆動を続行すること
を意味する期間、前記アナログ定電流出力回路に対して
所定の保持電流値信号を出力すると同時に、前記負荷駆
動信号によって確定される駆動すべき負荷に対して前記
アナログ定電流出力回路の出力を接続するための前記低
圧分配スイッチ手段の駆動信号を出力する信号処理回路
を有することを特徴とする誘導負荷駆動装置。 - 【請求項１２】 前記負荷電流検出手段は電流検出抵抗
であり、 該電流検出抵抗には並列に該電流検出抵抗の両端電圧が
所定の電圧以下では非導通となり、該電流検出抵抗の両
端電圧が該所定の電圧を超えると導通する定電圧特性を
有するバイパス手段を設け、 前記高圧スイッチ手段および前記高圧分配スイッチ手段
により前記電流検出抵抗が接続されている負荷に前記保
持電流値信号に見合う電流値を超える所定の電流値以上
の電流が流れた場合、該電流によって前記電流検出抵抗
両端に発生する電圧が前記バイパス手段の所定の電圧を
超えることにより、負荷電流は前記バイパス手段に分流
され、前記電流検出抵抗の発熱を低減することを特徴と
する請求項１１記載の誘導負荷駆動装置。 - 【請求項１３】 前記誘導性負荷の駆動順序によって、
前記高圧スイッチ手段の駆動時期が重ならないものに関
して、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ回路及び前記高圧スイ
ッチ手段を共用にするとともに、前記当該負荷の駆動を
続行する期間が重ならないものに関して、前記アナログ
定電流出力回路と前記負荷電流検出手段を共用すること
を特徴とする請求項１１記載の誘導負荷駆動装置。 - 【請求項１４】 誘導性負荷の駆動側端子電圧を入力
し、当該誘導性負荷の駆動電流が遮断ないしは急激に減
じられた場合、前記誘導性負荷の自己誘導によって生じ
るサージ電圧を検出して動作確認信号を出力するモニタ
回路において、負荷の駆動初期に印加される高電圧によ
って負荷に流れる大きな電流を急速に減ずるときに生じ
るサージを検出して確認信号を出力するものであって負
荷の駆動を終了したとき生じるサージとの誤認を防止す
るため、前記誘導性負荷の駆動を終了したことを意味す
る制御信号を用いて前記動作確認信号をマスクしたモニ
タ回路を具備することを特徴とする誘導負荷駆動装置。 - 【請求項１５】 前記高圧スイッチ手段としてトランジ
スタのような制御入力によって遮断可能な素子を使用す
るとともに、前記高圧分配スイッチ手段としてＳＣＲの
ような導通の自己保持機能を有する素子を使用すること
を特徴とする請求項１１記載の誘導負荷駆動装置。 - 【請求項１６】 前記低圧分配スイッチ手段としてＳＣ
Ｒのような導通の自己保持機能を有する素子を使用する
ことを特徴とする請求項１１記載の誘導負荷駆動装置。
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