JP3274208B2 - 偏磁制御方法 - Google Patents
偏磁制御方法Info
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- JP3274208B2 JP3274208B2 JP02406993A JP2406993A JP3274208B2 JP 3274208 B2 JP3274208 B2 JP 3274208B2 JP 02406993 A JP02406993 A JP 02406993A JP 2406993 A JP2406993 A JP 2406993A JP 3274208 B2 JP3274208 B2 JP 3274208B2
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータを使用した
モータの駆動制御装置や電源装置において、インバータ
の出力側に変圧器や誘導性の負荷が接続されている場合
に、変圧器や誘導性負荷に発生する偏磁を抑制する偏磁
制御方法に関する。
モータの駆動制御装置や電源装置において、インバータ
の出力側に変圧器や誘導性の負荷が接続されている場合
に、変圧器や誘導性負荷に発生する偏磁を抑制する偏磁
制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】インバータを使用した電力変換装置の出
力側に変圧器や誘導性の負荷が接続されている場合があ
る。例えば、電源装置では、インバータとフィルタ回路
の間に絶縁トランスが設けられ、また、交流モータ駆動
装置では、インバータの出力側に誘導電動機が接続され
る。
力側に変圧器や誘導性の負荷が接続されている場合があ
る。例えば、電源装置では、インバータとフィルタ回路
の間に絶縁トランスが設けられ、また、交流モータ駆動
装置では、インバータの出力側に誘導電動機が接続され
る。
【０００３】変圧器や誘導電動機のように、交番、ある
いは回転磁界で動作するものにおいては、印加される電
圧の不均衡により鉄心に偏磁が発生する危険性がある。
偏磁が発生すると、トランスや誘導電動機などのリアク
タンスが著しく減少するため、大きな電流が流れ、イン
バータが過電流状態となったり、大きな振動や異音を発
生したり、最悪の事態では装置を停止させることとな
る。
いは回転磁界で動作するものにおいては、印加される電
圧の不均衡により鉄心に偏磁が発生する危険性がある。
偏磁が発生すると、トランスや誘導電動機などのリアク
タンスが著しく減少するため、大きな電流が流れ、イン
バータが過電流状態となったり、大きな振動や異音を発
生したり、最悪の事態では装置を停止させることとな
る。
【０００４】偏磁の原因となる電圧の不均衡が発生する
原因は、制御信号の不均衡、電力変換素子の電圧降
下のバラツキ、電源と電力変換装置の動作周波数のビ
ート、等があげられるが、従来においては、上記のよう
な要因で発生する偏磁を効果的に抑制する方法が知られ
ていなかった。
原因は、制御信号の不均衡、電力変換素子の電圧降
下のバラツキ、電源と電力変換装置の動作周波数のビ
ート、等があげられるが、従来においては、上記のよう
な要因で発生する偏磁を効果的に抑制する方法が知られ
ていなかった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記した従来
の問題点に鑑みなされたものであって、上記のような原
因で発生する偏磁を効果的に抑制することができる偏磁
制御方法を提供することを目的とする。
の問題点に鑑みなされたものであって、上記のような原
因で発生する偏磁を効果的に抑制することができる偏磁
制御方法を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】インバータ装置を電力用
半導体素子で構成する場合、直流電源のプラス側に接続
される素子の導通期間と、マイナス側に接続される素子
の導通期間との間には必ず両方の素子とも消弧している
デッド・タイム期間が必要である。上記課題を解決する
ため、本発明は、上記デッド・タイムの長さを制御する
ことにより、偏磁量を制御するようにしたものであり、
本発明の請求項１の発明は、出力に誘導性の負荷を持つ
インバータ装置において、誘導性負荷の偏磁を検出する
偏磁量検出手段を設け、偏磁量検出手段が検出した偏磁
量に基づきインバータ装置のスイッチング手段に与える
ドライブ信号のデッド・タイムの長さを変化させ、偏磁
が生じていない状態では、デッド・タイムの期間を短く
設定し、偏磁が生じた場合には、偏磁量に応じてデッド
・タイムの期間を長くするようにしたものである。
半導体素子で構成する場合、直流電源のプラス側に接続
される素子の導通期間と、マイナス側に接続される素子
の導通期間との間には必ず両方の素子とも消弧している
デッド・タイム期間が必要である。上記課題を解決する
ため、本発明は、上記デッド・タイムの長さを制御する
ことにより、偏磁量を制御するようにしたものであり、
本発明の請求項１の発明は、出力に誘導性の負荷を持つ
インバータ装置において、誘導性負荷の偏磁を検出する
偏磁量検出手段を設け、偏磁量検出手段が検出した偏磁
量に基づきインバータ装置のスイッチング手段に与える
ドライブ信号のデッド・タイムの長さを変化させ、偏磁
が生じていない状態では、デッド・タイムの期間を短く
設定し、偏磁が生じた場合には、偏磁量に応じてデッド
・タイムの期間を長くするようにしたものである。
【０００７】本発明の請求項２の発明は、請求項１の発
明において、偏磁量検出手段が、誘導性負荷の負荷電流
の正方向と負方向の電流を検出し、負荷電流の正方向と
負方向の極性の偏りを検出することにより偏磁量を検出
するようにしたものである。
明において、偏磁量検出手段が、誘導性負荷の負荷電流
の正方向と負方向の電流を検出し、負荷電流の正方向と
負方向の極性の偏りを検出することにより偏磁量を検出
するようにしたものである。
【０００８】
【作用】図２、図３および図４は本発明の原理を説明す
る図であり、図２は単相インバータの回路を示し、図
３、図４はその動作波形を示している。なお、図２には
説明を簡単にするため、単相インバータが示されている
が、本発明の対象となるインバータは単相インバータに
限定されるものではない。
る図であり、図２は単相インバータの回路を示し、図
３、図４はその動作波形を示している。なお、図２には
説明を簡単にするため、単相インバータが示されている
が、本発明の対象となるインバータは単相インバータに
限定されるものではない。
【０００９】図２において、１および２は直流電源、３
はインバータ回路を示し、３ａ，４ａは自己消弧型スイ
ッチング素子、３ｂ，４ｂはダイオードを示している。
また、５は誘導性の負荷を示している。自己消弧型スイ
ッチング素子３ａ，４ａには、図示しない制御回路から
正弦波変調されたドライブ信号が加えられている。ま
た、自己消弧型スイッチング素子３ａ，４ａに加えられ
るドライブ信号は同時にオンになることはなく、かなら
ず、それらのドライブ信号の間にはいずれの信号もオン
にならない、いわゆる、デッド・タイムが設けられてい
る。
はインバータ回路を示し、３ａ，４ａは自己消弧型スイ
ッチング素子、３ｂ，４ｂはダイオードを示している。
また、５は誘導性の負荷を示している。自己消弧型スイ
ッチング素子３ａ，４ａには、図示しない制御回路から
正弦波変調されたドライブ信号が加えられている。ま
た、自己消弧型スイッチング素子３ａ，４ａに加えられ
るドライブ信号は同時にオンになることはなく、かなら
ず、それらのドライブ信号の間にはいずれの信号もオン
にならない、いわゆる、デッド・タイムが設けられてい
る。
【００１０】図３は上記図２の単相インバータにおい
て、偏磁により負荷電流が偏っていない状態における波
形を示しており、同図において、１０は図２における負
荷５の両端電圧、すなわち、インバータ回路３の出力電
圧を示し、２０は負荷５に流れる電流波形を示してい
る。同図の実線１０で示した波形はインバータ回路の構
成要素に偏磁を発生させる要素がまったく無い理想的な
状態での出力電圧を示し、この場合には、出力電圧は正
負対称の波形となり、正側の面積と負側の面積とはまっ
たく等しい状態であり負荷電流も正負が対称の波形とな
る。
て、偏磁により負荷電流が偏っていない状態における波
形を示しており、同図において、１０は図２における負
荷５の両端電圧、すなわち、インバータ回路３の出力電
圧を示し、２０は負荷５に流れる電流波形を示してい
る。同図の実線１０で示した波形はインバータ回路の構
成要素に偏磁を発生させる要素がまったく無い理想的な
状態での出力電圧を示し、この場合には、出力電圧は正
負対称の波形となり、正側の面積と負側の面積とはまっ
たく等しい状態であり負荷電流も正負が対称の波形とな
る。
【００１１】また、同図に黒塗りの領域はデッド・タイ
ムの期間を示し、この期間中の出力電圧の極性は負荷電
流の方向により定まる。すなわち、デッド・タイム期間
中は負荷電流はダイオード３ｂもしくはダイオード４ｂ
を流れ、出力電圧は電流の極性と逆の方向に現れる。こ
こで、偏磁を発生させる要因として自己消弧スイッチン
グ素子の電圧降下にバラツキがある場合、例えば、図２
の自己消弧スイッチング素子４ａの電圧降下が自己消弧
スイッチング素子３ａの電圧降下より同図に示すｄだけ
大きい場合について考えてみる。
ムの期間を示し、この期間中の出力電圧の極性は負荷電
流の方向により定まる。すなわち、デッド・タイム期間
中は負荷電流はダイオード３ｂもしくはダイオード４ｂ
を流れ、出力電圧は電流の極性と逆の方向に現れる。こ
こで、偏磁を発生させる要因として自己消弧スイッチン
グ素子の電圧降下にバラツキがある場合、例えば、図２
の自己消弧スイッチング素子４ａの電圧降下が自己消弧
スイッチング素子３ａの電圧降下より同図に示すｄだけ
大きい場合について考えてみる。
【００１２】負荷電流の極性が負であり、負荷電流が自
己消弧スイッチング素子４ａを通る期間中の負の出力電
圧は、図３の一点鎖線に示すように、自己消弧スイッチ
ング素子４ａの電圧降下が自己消弧素子３ａの電圧降下
より大きい分ｄだけ低くなり、同図でハッチングされた
領域１０ａの分だけ、正方向と負方向の電圧に差が生ず
る。すなわち、負荷に加わる電圧時間積の負方向の面積
が領域１０ａの面積に相当する分だけ正方向の面積より
小さくなる。
己消弧スイッチング素子４ａを通る期間中の負の出力電
圧は、図３の一点鎖線に示すように、自己消弧スイッチ
ング素子４ａの電圧降下が自己消弧素子３ａの電圧降下
より大きい分ｄだけ低くなり、同図でハッチングされた
領域１０ａの分だけ、正方向と負方向の電圧に差が生ず
る。すなわち、負荷に加わる電圧時間積の負方向の面積
が領域１０ａの面積に相当する分だけ正方向の面積より
小さくなる。
【００１３】図３では、１周期分のみ示しているが、こ
の状態が繰り返されると、１周期の領域１０ａの面積和
は小さくても、負荷に加わる電圧時間積の差は領域１０
ａの面積の積分となるため、時間経過とともに、この電
圧時間積は正方向と負方向とで大きな差となる。この電
圧時間積の差は、図３における正方向の磁束を増加さ
せ、磁気飽和を起こさせる。上記のような磁気飽和が起
こると、負荷電流２０は正方向に偏った波形となる。
の状態が繰り返されると、１周期の領域１０ａの面積和
は小さくても、負荷に加わる電圧時間積の差は領域１０
ａの面積の積分となるため、時間経過とともに、この電
圧時間積は正方向と負方向とで大きな差となる。この電
圧時間積の差は、図３における正方向の磁束を増加さ
せ、磁気飽和を起こさせる。上記のような磁気飽和が起
こると、負荷電流２０は正方向に偏った波形となる。
【００１４】図４は以上のようにして、偏磁が発生し負
荷電流が正方向に偏った状態を示す図であり、図３と同
様、同図において１０は出力電圧、２０は負荷電流を示
している。図３と図４とでは、次の違いがある。すなわ
ち、第１の相違点は、図３で一点鎖線で示された偏磁が
生じているときの出力電圧波形より、図４ではハッチン
グされた領域１０ｄの分だけ負方向の出力電圧の面積が
増加している。
荷電流が正方向に偏った状態を示す図であり、図３と同
様、同図において１０は出力電圧、２０は負荷電流を示
している。図３と図４とでは、次の違いがある。すなわ
ち、第１の相違点は、図３で一点鎖線で示された偏磁が
生じているときの出力電圧波形より、図４ではハッチン
グされた領域１０ｄの分だけ負方向の出力電圧の面積が
増加している。
【００１５】これは、負荷電流が正方向に偏ったため、
負荷電流が電圧降下の大きな自己消弧スイッチング素子
４ａを通る期間が短くなったためである。このことは、
偏磁による負荷電流の偏り自体が偏磁の増大の要因を抑
える作用があることを示しているが、これ自体では偏磁
を抑えることはできない。図３と図４の第２の相違点
は、図３のデッド・タイムの期間を示す領域１０ｂで正
極性にでていた出力電圧が、図４では領域１０ｃに示す
ように負極性に変化している点である。これは、負荷電
流が正方向に偏ったため、デッド・タイム期間に負方向
に出力電圧を発生する期間が増えたためである。この出
力電圧の極性は図３では偏磁を増大させる方向に出てい
たが、図４では偏磁を減少させる方向に出るように変化
している。
負荷電流が電圧降下の大きな自己消弧スイッチング素子
４ａを通る期間が短くなったためである。このことは、
偏磁による負荷電流の偏り自体が偏磁の増大の要因を抑
える作用があることを示しているが、これ自体では偏磁
を抑えることはできない。図３と図４の第２の相違点
は、図３のデッド・タイムの期間を示す領域１０ｂで正
極性にでていた出力電圧が、図４では領域１０ｃに示す
ように負極性に変化している点である。これは、負荷電
流が正方向に偏ったため、デッド・タイム期間に負方向
に出力電圧を発生する期間が増えたためである。この出
力電圧の極性は図３では偏磁を増大させる方向に出てい
たが、図４では偏磁を減少させる方向に出るように変化
している。
【００１６】しかも、領域１０ｃの電圧時間積は、時間
的には短くても直流電圧が大きいため、図３に示した領
域１０ａの面積に容易に近づけることができる。さら
に、ＰＷＭのスイッチング周波数が高くなれば、わずか
な負荷電流の偏りが多くのデッド・タイムに電圧の極性
の変化を起こさせるために、偏磁を抑える効果はより大
きくなる。
的には短くても直流電圧が大きいため、図３に示した領
域１０ａの面積に容易に近づけることができる。さら
に、ＰＷＭのスイッチング周波数が高くなれば、わずか
な負荷電流の偏りが多くのデッド・タイムに電圧の極性
の変化を起こさせるために、偏磁を抑える効果はより大
きくなる。
【００１７】言い換えれば、図３の領域１０ａで示され
た負方向の出力電圧の電圧時間積を図４に示す領域１０
ｃの電圧時間積で補うことができ、領域１０ｃの電圧時
間積はデッド・タイムの長さと直流電圧との積で決まる
ことから、偏磁を抑えることができる効果は、デッド・
タイムの時間が長ければ長い程大きい。したがって、偏
磁を抑えるためにはデッド・タイムを長く設定すればよ
いことがわかる。しかし、デッド・タイムを長く設定す
ることは、インバータの出力電圧の制御範囲を狭めるこ
とになり、また、デッド・タイム期間中の出力電圧は負
荷に依存するため、デッド・タイムを長くすることは制
御不能な期間を増やすこととなり制御の安定性に影響し
かねない。さらに、自己消弧スイッチング素子として高
速なスイッチング素子を用いた場合には、スイッチング
素子の高速性を充分に発揮できないこととなる。
た負方向の出力電圧の電圧時間積を図４に示す領域１０
ｃの電圧時間積で補うことができ、領域１０ｃの電圧時
間積はデッド・タイムの長さと直流電圧との積で決まる
ことから、偏磁を抑えることができる効果は、デッド・
タイムの時間が長ければ長い程大きい。したがって、偏
磁を抑えるためにはデッド・タイムを長く設定すればよ
いことがわかる。しかし、デッド・タイムを長く設定す
ることは、インバータの出力電圧の制御範囲を狭めるこ
とになり、また、デッド・タイム期間中の出力電圧は負
荷に依存するため、デッド・タイムを長くすることは制
御不能な期間を増やすこととなり制御の安定性に影響し
かねない。さらに、自己消弧スイッチング素子として高
速なスイッチング素子を用いた場合には、スイッチング
素子の高速性を充分に発揮できないこととなる。
【００１８】本発明の請求項１の発明においては、以上
のような原理に基づき、デッド・タイムの期間を偏磁量
に基づき制御するようにしたものであり、上記したデッ
ド・タイムの功罪を勘案して、偏磁が生じていない状態
ではデッド・タイムを短く設定し、何らかの原因で偏磁
が発生した場合には、偏磁量に応じてデッド・タイムの
長さを延ばすように制御することにより、デッド・タイ
ム期間中の電圧の極性の変化に基づく偏磁抑制効果を増
大させることができ、インバータ装置の性能を維持しつ
つ、インバータ装置に誘導性負荷を接続したときに発生
しがちな偏磁を良好に抑制することができる。
のような原理に基づき、デッド・タイムの期間を偏磁量
に基づき制御するようにしたものであり、上記したデッ
ド・タイムの功罪を勘案して、偏磁が生じていない状態
ではデッド・タイムを短く設定し、何らかの原因で偏磁
が発生した場合には、偏磁量に応じてデッド・タイムの
長さを延ばすように制御することにより、デッド・タイ
ム期間中の電圧の極性の変化に基づく偏磁抑制効果を増
大させることができ、インバータ装置の性能を維持しつ
つ、インバータ装置に誘導性負荷を接続したときに発生
しがちな偏磁を良好に抑制することができる。
【００１９】また、本発明の請求項２の発明において
は、請求項１の発明において、誘導性負荷の負荷電流の
正方向と負方向の電流を検出し、負荷電流の正方向と負
方向の極性の偏りを検出することにより偏磁量を検出す
るようにしたので、偏磁量の制御を極めて簡単に実現す
ることができる。
は、請求項１の発明において、誘導性負荷の負荷電流の
正方向と負方向の電流を検出し、負荷電流の正方向と負
方向の極性の偏りを検出することにより偏磁量を検出す
るようにしたので、偏磁量の制御を極めて簡単に実現す
ることができる。
【００２０】
【実施例】図１は本発明の１実施例を示す図である。同
図において、１００は直流電源、２００はインバータ回
路、３００は誘導性負荷、４００は負荷電流を検出する
直流変流器、５００は偏磁量検出回路であり、５１０，
５２０は負荷電流の極性を分別する極性分別回路、５３
０，５４０は極性分別回路の出力を平滑する平滑回路、
５５０は平滑回路５３０，５４０の出力の差分を求め、
偏磁量を検出する差分検出器、５６０は差分検出器５５
０の出力の絶対値を求める絶対値回路である。また、６
００は加算器、７００は最短デッド・タイム設定器、８
００はＰＷＭ波形発生器である。
図において、１００は直流電源、２００はインバータ回
路、３００は誘導性負荷、４００は負荷電流を検出する
直流変流器、５００は偏磁量検出回路であり、５１０，
５２０は負荷電流の極性を分別する極性分別回路、５３
０，５４０は極性分別回路の出力を平滑する平滑回路、
５５０は平滑回路５３０，５４０の出力の差分を求め、
偏磁量を検出する差分検出器、５６０は差分検出器５５
０の出力の絶対値を求める絶対値回路である。また、６
００は加算器、７００は最短デッド・タイム設定器、８
００はＰＷＭ波形発生器である。
【００２１】同図において、インバータ回路２００の出
力電圧に何らかの原因により不均衡が生ずると、負荷が
誘導性の場合には、前記した図４に示すように負荷電流
が正方向あるいは負方向に偏った波形となる。直流変流
器４００で検出された負荷電流は偏磁量検出回路５００
の極性分別回路５１０と５２０で正方向と負方向の電流
に分けられ、それぞれ平滑回路５３０，５４０により平
滑されて平均値が求められる。差分検出器５５０は平滑
回路５３０と５４０の出力の差の大きさを求め、絶対値
回路５６０は差分検出器５６０の出力の絶対値を求めて
偏磁量の検出値とする。
力電圧に何らかの原因により不均衡が生ずると、負荷が
誘導性の場合には、前記した図４に示すように負荷電流
が正方向あるいは負方向に偏った波形となる。直流変流
器４００で検出された負荷電流は偏磁量検出回路５００
の極性分別回路５１０と５２０で正方向と負方向の電流
に分けられ、それぞれ平滑回路５３０，５４０により平
滑されて平均値が求められる。差分検出器５５０は平滑
回路５３０と５４０の出力の差の大きさを求め、絶対値
回路５６０は差分検出器５６０の出力の絶対値を求めて
偏磁量の検出値とする。
【００２２】一方、最短デッド・タイム設定器７００
は、インバータ回路２００を構成する自己消弧スイッチ
ング素子に応じた最短の、言い換えれば最適なデッド・
タイムの長さを設定する設定値を出力する。デッド・タ
イム設定器７００の出力は加算器６００において偏磁量
検出回路５００の検出値と加算され、加算器６００は偏
磁が発生している場合には、偏磁量に応じた長さのデッ
ド・タイムを設定する信号を発生し、ＰＷＭ波形発生器
８００に送る。
は、インバータ回路２００を構成する自己消弧スイッチ
ング素子に応じた最短の、言い換えれば最適なデッド・
タイムの長さを設定する設定値を出力する。デッド・タ
イム設定器７００の出力は加算器６００において偏磁量
検出回路５００の検出値と加算され、加算器６００は偏
磁が発生している場合には、偏磁量に応じた長さのデッ
ド・タイムを設定する信号を発生し、ＰＷＭ波形発生器
８００に送る。
【００２３】ＰＷＭ波形発生器８００は加算器６００か
ら送られる設定信号に応じたデッド・タイムを持つドラ
イブ信号をインバータ回路２００の自己消弧スイッチン
グ素子に送り、インバータ回路２００を動作させる。な
お、本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、
本発明を、３相インバータあるいは多相のインバータに
適用することもでき、その際には、負荷電流の偏りの検
出、および、デッド・タイムの長さの制御を各相毎に行
うことが可能である。
ら送られる設定信号に応じたデッド・タイムを持つドラ
イブ信号をインバータ回路２００の自己消弧スイッチン
グ素子に送り、インバータ回路２００を動作させる。な
お、本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、
本発明を、３相インバータあるいは多相のインバータに
適用することもでき、その際には、負荷電流の偏りの検
出、および、デッド・タイムの長さの制御を各相毎に行
うことが可能である。
【００２４】また、上記実施例では、負荷電流の偏りか
ら偏磁量を求めたが、本発明は上記実施例に限定される
ものではなく、例えば、負荷回路に変圧器が用いられて
いる場合には、変圧器の励磁電流の大きさや、一次電流
と２次電流の関係から偏磁の発生を検出するなど、種々
の方法で偏磁の発生を検出することができる。
ら偏磁量を求めたが、本発明は上記実施例に限定される
ものではなく、例えば、負荷回路に変圧器が用いられて
いる場合には、変圧器の励磁電流の大きさや、一次電流
と２次電流の関係から偏磁の発生を検出するなど、種々
の方法で偏磁の発生を検出することができる。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明において
は、誘導性負荷を持つインバータ装置において、インバ
ータ装置のスイッチング素子に与えられるドライブ信号
のデッド・タイムの長さを変化させることにより、偏磁
量を抑制制御しているので、インバータ装置の性能を維
持しつつ、インバータ装置に誘導性負荷を接続したとき
に発生しがちな偏磁を良好に制御することができる。
は、誘導性負荷を持つインバータ装置において、インバ
ータ装置のスイッチング素子に与えられるドライブ信号
のデッド・タイムの長さを変化させることにより、偏磁
量を抑制制御しているので、インバータ装置の性能を維
持しつつ、インバータ装置に誘導性負荷を接続したとき
に発生しがちな偏磁を良好に制御することができる。
【００２６】しかも、負荷電流の偏りを検出してデッド
・タイムを変化させるだけでよいので、制御的には極め
て簡単に実現することができるとともに、制御の安定性
に及ぼす外乱も小さい。
・タイムを変化させるだけでよいので、制御的には極め
て簡単に実現することができるとともに、制御の安定性
に及ぼす外乱も小さい。
【図１】本発明の実施例を示す図である。
【図２】本発明の原理を説明するための回路構成を示す
図である。
図である。
【図３】図２の示した回路の各部の波形を示す図であ
る。
る。
【図４】図２の示した回路の各部の波形（負荷電流が偏
った場合）を示す図である。
った場合）を示す図である。
１，２，１００ 直流電源 ３，２００ インバータ回路 ３ａ，４ａ 自己消弧型スイッチング素子 ３ｂ，４ｂ ダイオード ５，３００ 誘導性負荷 ４００ 直流変流器 ５００ 偏磁量検出回路 ５１０，５２０ 極性分別回路 ５３０，５４０ 平滑回路 ５５０ 差分検出器 ５６０ 絶対値回路 ６００ 加算器 ７００ 最短デッド・タイム設定器 ８００ ＰＷＭ波形発生器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 - 7/98 G05F 1/44
Claims (2)
- 【請求項１】 出力に誘導性の負荷を持つインバータ装
置における偏磁制御方法であって、 誘導性負荷の偏磁を検出する偏磁量検出手段を設け、 偏磁量検出手段が検出した偏磁量に基づきインバータ装
置のスイッチング手段に与えるドライブ信号のデッド・
タイムの長さを変化させ、偏磁が生じていない状態で
は、デッド・タイムの期間を短く設定し、偏磁が生じた
場合には、偏磁量に応じてデッド・タイムの期間を長く
するようにしたことを特徴とする偏磁制御方法。 - 【請求項２】 偏磁量検出手段が、誘導性負荷の負荷電
流の正方向と負方向の電流を検出し、負荷電流の正方向
と負方向の極性の偏りを検出することにより偏磁量を検
出することを特徴とする請求項１の偏磁制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02406993A JP3274208B2 (ja) | 1993-02-12 | 1993-02-12 | 偏磁制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02406993A JP3274208B2 (ja) | 1993-02-12 | 1993-02-12 | 偏磁制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06245546A JPH06245546A (ja) | 1994-09-02 |
| JP3274208B2 true JP3274208B2 (ja) | 2002-04-15 |
Family
ID=12128152
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02406993A Expired - Fee Related JP3274208B2 (ja) | 1993-02-12 | 1993-02-12 | 偏磁制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3274208B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6245658A (ja) * | 1985-08-22 | 1987-02-27 | Hitachi Chem Co Ltd | 安定化された合成樹脂組成物 |
| CN102916598A (zh) * | 2012-10-26 | 2013-02-06 | 河南师范大学 | 电网不对称故障下电压型pwm整流器功率补偿控制方法 |
| CN102916596A (zh) * | 2012-10-26 | 2013-02-06 | 河南师范大学 | 电压不对称故障下pwm整流器输入输出功率谐振控制方法 |
-
1993
- 1993-02-12 JP JP02406993A patent/JP3274208B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06245546A (ja) | 1994-09-02 |
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