JP2004104933A - Pwmインバータの制御方法 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】PWMインバータ2を直流電源11、電力変換回路12、シャント抵抗rU ,rV ,rW 、アーム電流検出部13、PWM信号発生器14、第1キャリア発振器15a、保護手段16、レベル設定器21、レベル検出部22、切替スイッチ23、第2キャリア発振器24などで構成し、アーム電流が所定のレベルを超えたときに、所定の期間キャリア周波数をより高くすることにより、該アーム電流の検出可能区間を増大させる。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、各アームをブリッジ接続してなる電力変換回路を用いたPWMインバータの制御方法に関し、特に、前記各アームそれぞれのアーム電流により電力変換回路を構成する半導体素子を保護するための制御方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、この種のインバータでは電力変換回路を構成する半導体素子への駆動信号を用いて、各アーム電流の検出値を合成し、この合成値に基づいた制御方法を行っている。(例えば、特許文献1参照。)
しかしながら、近年のインバータの高性能化,低価格化に伴い、PWM制御により直流電圧を所望の周波数,電圧の交流電圧に変換するPWMインバータが主流になり、このPWMインバータの場合に上記特許文献1によるインバータの制御方法を用いることの問題点について、図6に示す従来のインバータの回路構成と、図7に示すその動作波形図を参照しつつ、以下に説明する。
【0003】
すなわち、図6において、1はPWMインバータ(その回路構成の主要部を示す)、5はPWMインバータ1から給電される負荷としての交流電動機である。
【0004】
このPWMインバータ1は直流電圧がEdの整流電源などの直流電源11と、図示の如くIGBTとダイオードの逆並列回路からなる上,下アームをU相アーム,V相アーム,W相アームとし、これらをブリッジ接続してなる電力変換回路12と、前記U相アーム,V相アーム,W相アームそれぞれのアーム電流を検出するためのシャント抵抗rU ,rV ,rW と、これらのシャント抵抗の両端電圧それぞれを検出するアーム電流検出部13と、電力変換回路12を構成するそれぞれの前記IGBTに対して、前記直流電圧Edから電圧指令に基づく振幅および周波数の交流電圧を電力変換回路12から出力するためにPWM制御されたオン・オフ駆動信号を供給するPWM信号発生器14と、前記PWM制御を行う際のキャリア信号Fcを生成するキャリア発振器15と、アーム電流検出部13が検出した前記U相アーム,V相アーム,W相アームそれぞれのアーム電流のうち、少なくとも何れか1相のアーム電流が予め設定した過電流保護レベルを超えたときに、例えば、PWM信号発生器14の動作を停止させることにより電力変換回路12を形成するIGBTやダイオードなどの半導体素子の過電流破壊を防止する保護手段16とから構成されている。
【0005】
図6に示したPWMインバータ1において、電力変換回路12を構成するIGBTやダイオードなどの半導体素子が過電流に起因する素子破壊を防止するためには、例えば各相の出力電流を検出して過電流保護を行う制御方法もあるが、この制御方法では前記出力電流を検出するための電流検出回路は電力変換回路12に対して絶縁する必要があり、この電流検出回路は大型,高価であり、従って、小型,安価にするために、電力変換回路12とは非絶縁で形成できるシャント抵抗rU ,rV ,rW およびアーム電流検出部13が用いられている。
【0006】
【特許文献1】
特開平3−243173号公報(第2−3頁、第1図)
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
図6に示したPWMインバータ1で交流電動機5としての誘導電動機(以下、誘導電動機5とも称する)を可変速駆動するときについて、以下に説明する。
【0008】
誘導電動機5を可変速駆動する場合で、この誘導電動機5が駆動状態から制動状態まで変化するときには、PWMインバータ1から見た誘導電動機5の力率角は一般に30°〜150°程度の範囲となる。
【0009】
図7は、PWM信号発生器14におけるU相の相電圧の電圧指令eU *に対するPWM制御結果PWMu* と、前述の力率角が30°のときの誘導電動機5の一次電流i30および150°のときの前記一次電流i150 と、シャント抵抗rU およびアーム電流検出部13でのそれぞれの検出波形との関係を示し、この波形図から明らかなように、前記i30およびi150 の電流検出値の波形は前記PWMu* の波形に依存し、従って、U相の相電圧の電圧指令eU *の正の半サイクル期間の方が負の半サイクル期間より検出可能区間が短くなる。その結果、シャント抵抗rU ,rV ,rW およびアーム電流検出部13により電力変換回路12を構成するIGBTやダイオードなどの半導体素子が過電流に起因する素子破壊を前述の保護手段16により防止することが困難になる恐れがあった。
【0010】
上記問題点に対する対策として、キャリア発振器15が出力するキャリア信号Fcの周波数、すなわち、キャリア周波数をより高くする制御方法があるが、この制御方法では、電力変換回路12を形成するIGBTやダイオードのスイッチング回数が増大し、その結果、前記IGBTやダイオードのスイッチング損失が増大することにより、PWMインバータ1の出力電力定格値の低下を招き、従って、PWMインバータ1全体が大型になり、価格上昇をもたらすという新たな問題点が発生する。
【0011】
この発明の目的は、上述のそれぞれの問題点を解決し、各アームそれぞれのアーム電流により電力変換回路を構成する半導体素子が過電流破壊するのを防止するためのPWMインバータの制御方法を提供することにある。
【0012】
【課題を解決するための手段】
この第1の発明は、各アームをブリッジ接続してなる電力変換回路を用い、直流電圧をPWM制御により所望の振幅および周波数の交流電圧に変換するPWMインバータにおいて、前記各アームそれぞれのアーム電流のうち、少なくともいずれか1つのアーム電流が予め設定したレベルを超えたときに、前記PWM制御の際のキャリア周波数を所定期間より高くすることを特徴とするPWMインバータの制御方法を行う。
【0013】
また第2の発明は前記PWMインバータにおいて、前記各アームそれぞれのアーム電流のうち、少なくともいずれか1つのアーム電流が予め設定したレベルを超えたときに、前記PWM制御の際のキャリア周波数を所定期間前記アーム電流のリプル分が予め定めた値に減少するキャリア周波数に変更することを特徴とするPWMインバータの制御方法を行う。
【0014】
さらに第3の発明は前記第2の発明のPWMインバータの制御方法において、前記変更したキャリア周波数で前記PWMインバータが動作中に、前記各アームそれぞれのアーム電流のうち、少なくともいずれか1つのアーム電流が前記レベルを再度超えたときには、前記変更したキャリア周波数を新たに前記所定期間継続させることを特徴とする。
【0015】
この発明によれば、前記アーム電流が予め設定したレベルを超えたときに、前記PWM制御の際のキャリア周波数を所定の期間変更することにより、電力変換回路を構成する半導体素子の過電流保護をより確実に行うことができる。
【0016】
【発明の実施の形態】
図1は、この発明の第1の実施例を示す回路構成図であり、図6に示した従来例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
【0017】
すなわち、図1に示したPWMインバータ2(その回路構成の主要部を示す)には直流電源11、電力変換回路12、シャント抵抗rU ,rV ,rW 、アーム電流検出部13、PWM信号発生器14、保護手段16の他に、レベル設定器21と、レベル検出部22と、切替スイッチ23と、キャリア発振器15と同一機能の第1キャリア発振器15aと、第2キャリア発振器24とを備えている。
【0018】
PWMインバータ2により誘導電動機5を可変速駆動する場合、PWMインバータ2の出力電流、すなわち、誘導電動機5の一次電流は該電動機の負荷率および電気的定数とPWMインバータ2の基本波出力電圧とに基づく基本波電流と、前記電気的定数とPWMインバータ2でのPWM制御における変調率、言い換えれば、キャリア周波数とに基づく高周波電流との合成値に基づいている。
【0019】
上述の高周波電流は前記出力電流のリプル分であり、このリプル分Δiは誘導電動機5の一次巻線抵抗値R1 ,二次巻線抵抗値R2 ,漏れインダクタンスLσに基づく高周波時定数と、PWMインバータ2におけるPWM制御の際のキャリア周波数fC と、直流電源11の直流電圧Edとに基づく値である。
【0020】
以下に、図2に示す誘導電動機のT−1形等価回路を参照しつつ、前記リプル分Δiの導出式について説明する
ここで、前記リプル分Δiの算定条件として、前記高周波電流は一次抵抗値,漏れインダクタンス,二次抵抗の経路に流れ、このとき図2に示す高周波電源の振幅は0から前記直流電圧Ed間をステップ状に変化するものとし、その期間はキャリア周波数fC の1/2とすると、前記リプル分Δiは下記式(1)で表される。
【0021】
【数1】
従って、PWMインバータ2の出力電流のうち、図2に示す基本波電源による基本波電流は誘導電動機5の負荷率により変動し、この基本波電流に重畳する高周波電流、すなわち、リプル分ΔiはPWMインバータ2におけるPWM制御の際のキャリア周波数fC に基づく値となる。このとき、上記式(1)から明らかなように、前記キャリア周波数fC を高くするとリプル分Δiの値がより小さくなる。また、シャント抵抗rU ,rV ,rW およびアーム電流検出部13により検出される電力変換回路12のU相アーム,V相アーム,W相アームそれぞれのアーム電流にも前記基本波電流とリプル分との重畳値としての振幅が現れる。
【0022】
図3は、図1に示したPWMインバータ2の動作を説明する波形図であり、この波形は図7に示した波形の部分拡大図である。
【0023】
すなわち図3においては、三角波状の細実線のキャリア信号Fc1 は第1キャリア発振器15aの出力波形、三角波状の太実線のキャリア信号Fc2 は第2キャリア発振器24の出力波形をそれぞれ示し、キャリア信号Fc1 のキャリア周波数fC1とキャリア信号Fc2 のキャリア周波数fC2の間にはfC1<fC2なる関係を持たせる、例えば、前記fC1を2KHz程度、fC2を4KHz程度に設定し、さらに、PWM信号発生器14におけるU相の相電圧の電圧指令eU *に対する前記キャリア信号Fc1 ,Fc2 それぞれでのPWM制御結果PWMu* と、誘導電動機5の力率角が30°のときの該電動機の一次電流i30と、シャント抵抗rU およびアーム電流検出部13におけるキャリア信号Fc1 ,Fc2 でのそれぞれの検出波形との関係も示し、この図から明らかなように、前記キャリア信号Fc2 のときのシャント抵抗rU およびアーム電流検出部13での検出波形ではU相の相電圧の電圧指令(eU *)の正の半サイクル期間でも検出可能区間を前記キャリア信号Fc1 のときに比して長くすることができる。
【0024】
従って、このPWMインバータ2では、シャント抵抗rU ,rV ,rW およびアーム電流検出部13により電力変換回路12を形成するU相アーム,V相アーム,W相アームのうち、少なくとも何れか1相のアーム電流の瞬時値がレベル設定器21で設定されたレベル、例えば、前記アームを形成する半導体素子の定格電流値の150%程度の値を超えた時に、レベル検出部22から前記電圧指令eU *の1〜2サイクル程度の期間、切替信号を切替スイッチ23へ出力し、この切替信号により切替スイッチ23では第1キャリア発振器15a側の経路を開路し、さらに、第2キャリア発振器24側の経路を閉路することにより、前記PWM制御の際のキャリア周波数をより高くしている。
【0025】
その結果として、U相アーム,V相アーム,W相アームそれぞれのアーム電流の検出可能区間をより長くし、このときには前述の式(1)に基づくプル分Δiもより減少するので、保護手段16を介した電力変換回路12を構成する半導体素子の過電流保護をより確実に行うことができる。なお、第2キャリア発振器24のキャリア信号Fc2 で動作する期間は、前述の如く、基本波電圧の1〜2サイクル程度に設定することにより、この間の電力変換回路12を形成するIGBTやダイオードなどの半導体素子のスイッチング損失の増大は微小である。
【0026】
図4は、この発明の第2の実施例を示す回路構成図であり、図1に示した第1の実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
【0027】
すなわち、図4に示したPWMインバータ3(その回路構成の主要部を示す)では第2キャリア発振器24に代えて第3キャリア発振器31を備えている。
【0028】
この第3キャリア発振器31が出力するキャリア信号Fc3 のキャリア周波数fC3は、前述の式(1)に基づくリプル分Δiの値が所定の値に減少させる周波数を電動機定数(一次抵抗R1 ,二次抵抗R2 ,漏れインダクタンスLσ等)から予め求めておき、この求めたキャリア周波数(例えば、4KHz〜5KHz程度)を設定することにより、前記リプル分Δiを所定の値に減少させつつ、U相アーム,V相アーム,W相アームそれぞれのアーム電流の検出可能区間をより長くするので、保護手段16を介した電力変換回路12を構成する半導体素子の過電流保護をより確実に行うことができる。なお、第3キャリア発振器31のキャリア信号Fc3 で動作する期間は、PWMインバータ2と同様にその基本波電圧の1〜2サイクル程度に設定することにより、この間の電力変換回路12を形成するIGBTやダイオードなどの半導体素子のスイッチング損失の増大は微小である。
【0029】
図5は、この発明の第3の実施例を示す回路構成図であり、図4に示した第2の実施例回路と同一機能を有するものには同一符号を付している。
【0030】
すなわち、図5に示したPWMインバータ4(その回路構成の主要部を示す)ではレベル検出部22に代えてレベル検出部22aを備え、さらに、切替制御回路41が追加されている。
【0031】
このレベル検出部22aでは電力変換回路12を形成するU相アーム,V相アーム,W相アームのうち、少なくとも何れか1相のアーム電流の瞬時値がレベル設定器21で設定されたレベル、例えば、前記アームを形成する半導体素子の定格電流値の150%程度の値を超えた時に、レベル検出部22aからトリガ信号を出力し、このトリガ信号を受信した切替制御回路41では前記電圧指令eU *の1〜2サイクル程度の期間、切替信号を切替スイッチ23へ出力するようにしている。ここで切替制御回路41では前回のトリガ信号による切替信号を出力中に、新たなトリガ信号を受信した時には、この新たなトリガ信号から前述の1〜2サイクル程度の期間、前記切替信号を継続するようにしている。
【0032】
その結果、このPWMインバータ4では保護手段16を介した電力変換回路12を構成する半導体素子の過電流保護をより確実に行うことができる。
【0033】
【発明の効果】
この発明によれば、PWMインバータの電力変換回路を形成する各アームのうちのいずれかのアーム電流が予め設定したレベルを超えたときに、このPWMインバータにおけるPWM制御の際のキャリア周波数を所定の期間より高いキャリア周波数に変更することにより、前記電力変換回路を構成する半導体素子の過電流保護をより確実に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の第1の実施例を示すPWMインバータの回路構成図
【図2】図1の動作を説明するための誘導電動機の等価回路図
【図3】図1の動作を説明する波形図
【図4】この発明の第2の実施例を示すPWMインバータの回路構成図
【図5】この発明の第3の実施例を示すPWMインバータの回路構成図
【図6】従来例を示すPWMインバータの回路構成図
【図7】図6の動作を説明する波形図
【符号の説明】
1〜4…PWMインバータ、5…交流電動機、11…直流電源、12…電力変換回路、rU ,rV ,rW …シャント抵抗、13…アーム電流検出部、14…PWM信号発生器、15…キャリア発振器、15a…第1キャリア発振器、16…保護手段、21…レベル設定器、22,22a…レベル検出部、23…切替スイッチ、24…第2キャリア発振器、31…第3キャリア発振器、41…切替制御回路。
Claims (3)
- 各アームをブリッジ接続してなる電力変換回路を用い、直流電圧をPWM制御により所望の振幅および周波数の交流電圧に変換するPWMインバータにおいて、
前記各アームそれぞれのアーム電流のうち、少なくともいずれか1つのアーム電流が予め設定したレベルを超えたときに、前記PWM制御の際のキャリア周波数を所定期間より高くすることを特徴とするPWMインバータの制御方法。 - 各アームをブリッジ接続してなる電力変換回路を用い、直流電圧をPWM制御により所望の振幅及び周波数の交流電圧に変換するPWMインバータにおいて、
前記各アームそれぞれのアーム電流のうち、少なくともいずれか1つのアーム電流が予め設定したレベルを超えたときに、前記PWM制御の際のキャリア周波数を所定期間前記アーム電流のリプル分が予め定めた値に減少するキャリア周波数に変更することを特徴とするPWMインバータの制御方法。 - 請求項2に記載のPWMインバータの制御方法において、
前記変更したキャリア周波数で前記PWMインバータが動作中に、前記各アームそれぞれのアーム電流のうち、少なくともいずれか1つのアーム電流が前記レベルを再度超えたときには、前記変更したキャリア周波数を新たに前記所定期間継続させることを特徴とするPWMインバータの制御方法。
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