JPH05268771A - 自己消弧半導体電力変換装置 - Google Patents
自己消弧半導体電力変換装置Info
- Publication number
- JPH05268771A JPH05268771A JP4060327A JP6032792A JPH05268771A JP H05268771 A JPH05268771 A JP H05268771A JP 4060327 A JP4060327 A JP 4060327A JP 6032792 A JP6032792 A JP 6032792A JP H05268771 A JPH05268771 A JP H05268771A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- self
- output voltage
- power converter
- extinguishing semiconductor
- extinguishing
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 出力電圧波形が連続的に可変で、電流波形の
リプルが少ない自己消弧素子電力変換装置を提供する。 【構成】 直列多重の自己消弧素子電力変換装置２組の
出力端をセンタータップ式リアクトル１５で並列接続
し、タップから出力する。出力電圧を５レベルにするこ
とができ、出力電圧の０Ｖを得るモードが３つあるた
め、制御の自由度が増え、３レベルでの問題点を解決で
きる。パルス幅変調周波数を低減できるので、スイッチ
ング損失が低減され、電力変換装置効率が向上する。直
流／交流、交流／直流および交流／直流ー直流／交流変
換に使用する。
リプルが少ない自己消弧素子電力変換装置を提供する。 【構成】 直列多重の自己消弧素子電力変換装置２組の
出力端をセンタータップ式リアクトル１５で並列接続
し、タップから出力する。出力電圧を５レベルにするこ
とができ、出力電圧の０Ｖを得るモードが３つあるた
め、制御の自由度が増え、３レベルでの問題点を解決で
きる。パルス幅変調周波数を低減できるので、スイッチ
ング損失が低減され、電力変換装置効率が向上する。直
流／交流、交流／直流および交流／直流ー直流／交流変
換に使用する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、自己消弧半導体素子を
用いた電力変換器に係り、少ないスイッチング回数で、
良好な出力電流波形を得る回路に関する。
用いた電力変換器に係り、少ないスイッチング回数で、
良好な出力電流波形を得る回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５に米国特許Ｎｏ．４，２０３，１５
１に提案されている回路例を示す。この電力変換器は交
流を直流に変換する順変換器１、２、電圧源を得るコン
デンサ３、４及び２個の自己消弧形半導体素子５、６及
び７、８をそれぞれ直列接続し、その半導体素子にそれ
ぞれ逆並列接続されたダイオード素子９、１０及び１
１、１２、から構成されている。さらに、電圧源用コン
デンサ３、４の接続点と直列接続された自己消弧形半導
体素子５、６及び７、８のそれぞれの中点との間に逆並
列接続されたダイオード１３、１４が付加されている。
図７はスイッチング素子５、６、７、８の動作の１例
を、図８はこの自己消弧半導体変換器の動作波形とを示
す。仮想中性点を図５の０点にとると、出力電圧が零の
場合は、ダイオード１３及び自己消弧素子６またはダイ
オード１４及び自己消弧素子７を介して、中性点電位０
点に電圧を固定する。出力電圧が＋Ｅの場合、自己消弧
素子５、６をスイッチオンさせる。また出力電圧が−Ｅ
の場合は、自己消弧素子７、８をスイッチオンさせる。
このようにスイッチングさせると、出力電圧は０、＋
Ｅ、−Ｅに変化し、３レベルを達成することが可能とな
る。
１に提案されている回路例を示す。この電力変換器は交
流を直流に変換する順変換器１、２、電圧源を得るコン
デンサ３、４及び２個の自己消弧形半導体素子５、６及
び７、８をそれぞれ直列接続し、その半導体素子にそれ
ぞれ逆並列接続されたダイオード素子９、１０及び１
１、１２、から構成されている。さらに、電圧源用コン
デンサ３、４の接続点と直列接続された自己消弧形半導
体素子５、６及び７、８のそれぞれの中点との間に逆並
列接続されたダイオード１３、１４が付加されている。
図７はスイッチング素子５、６、７、８の動作の１例
を、図８はこの自己消弧半導体変換器の動作波形とを示
す。仮想中性点を図５の０点にとると、出力電圧が零の
場合は、ダイオード１３及び自己消弧素子６またはダイ
オード１４及び自己消弧素子７を介して、中性点電位０
点に電圧を固定する。出力電圧が＋Ｅの場合、自己消弧
素子５、６をスイッチオンさせる。また出力電圧が−Ｅ
の場合は、自己消弧素子７、８をスイッチオンさせる。
このようにスイッチングさせると、出力電圧は０、＋
Ｅ、−Ｅに変化し、３レベルを達成することが可能とな
る。
【０００３】この３レベルインバータは直列多重方式を
いわれる方式であるが、出力電圧を連続に可変すること
を考えると、図１０に示すように自己消弧素子７を素子
がオフする時間以下に短くすることができず、出力電圧
を０Ｖから連続に可変できない。また、出力周波が低周
波の場合を考えると、自己消弧素子６は、出力周波数の
半周期間オンしておく必要があるため、電流集中があ
り、熱時定数の短い半導体素子では、出力容量を低減す
る必要がある。出力電流は出力周波数に対応する正弦波
が望ましいため、自己消弧素子はパルス巾変調される
が、出力電流の電流リプルを低減するにはパルス巾変調
周波数を高くする必要がある。パルス巾変調周波数を高
くすると、自己消弧素子のスイッチング損失が増加し、
システム効率を低下させる。
いわれる方式であるが、出力電圧を連続に可変すること
を考えると、図１０に示すように自己消弧素子７を素子
がオフする時間以下に短くすることができず、出力電圧
を０Ｖから連続に可変できない。また、出力周波が低周
波の場合を考えると、自己消弧素子６は、出力周波数の
半周期間オンしておく必要があるため、電流集中があ
り、熱時定数の短い半導体素子では、出力容量を低減す
る必要がある。出力電流は出力周波数に対応する正弦波
が望ましいため、自己消弧素子はパルス巾変調される
が、出力電流の電流リプルを低減するにはパルス巾変調
周波数を高くする必要がある。パルス巾変調周波数を高
くすると、自己消弧素子のスイッチング損失が増加し、
システム効率を低下させる。
【０００４】これに対して出力電圧を連続に可変し、自
己消弧素子の電流集中を防止する方式として、図６に示
す並列多重方式が提案されている。この方式の場合は、
出力電圧の０Ｖは、図９に○印で示すように自己消弧素
子３ａと４ｂまたは４ａと３ｂをスイッチオンさせるこ
とにより達成できるため、自己消弧素子のターンオフ時
間に依存せず、制御ができる。また、出力電圧０Ｖが２
つのモードで達成できるため、スイッチング状態を切り
替えることによって、電流集中を防止できる。
己消弧素子の電流集中を防止する方式として、図６に示
す並列多重方式が提案されている。この方式の場合は、
出力電圧の０Ｖは、図９に○印で示すように自己消弧素
子３ａと４ｂまたは４ａと３ｂをスイッチオンさせるこ
とにより達成できるため、自己消弧素子のターンオフ時
間に依存せず、制御ができる。また、出力電圧０Ｖが２
つのモードで達成できるため、スイッチング状態を切り
替えることによって、電流集中を防止できる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、並列多
重方式においても出力電流のリプル成分を低減するに
は、やはりパルス巾変調周波数を高くする必要がある。
重方式においても出力電流のリプル成分を低減するに
は、やはりパルス巾変調周波数を高くする必要がある。
【０００６】本発明の目的は直列多重方式において、パ
ルス巾変調周波数を高くすることなく、直交電力変換装
置においては出力電流の、交直電力変換装置においては
交流電源側の電流の、リプル成分を低減できる自己消弧
半導体素子を用いた電力変換器装置を提供することにあ
る。
ルス巾変調周波数を高くすることなく、直交電力変換装
置においては出力電流の、交直電力変換装置においては
交流電源側の電流の、リプル成分を低減できる自己消弧
半導体素子を用いた電力変換器装置を提供することにあ
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、偶数の自己消弧形半導体素子を直列接続したアーム
から構成される電力変換器の前記アーム中点と電圧源用
コンデンサ中点との間に前記自己消弧形半導体素子と逆
並列接続されるダイオードとを具備する直交電力変換装
置２組と、該直交電力変換装置２組の出力端子が並列接
続されるセンタータップ式リアクトルを具備してなる自
己消弧半導体電力変換装置としたのである。
に、偶数の自己消弧形半導体素子を直列接続したアーム
から構成される電力変換器の前記アーム中点と電圧源用
コンデンサ中点との間に前記自己消弧形半導体素子と逆
並列接続されるダイオードとを具備する直交電力変換装
置２組と、該直交電力変換装置２組の出力端子が並列接
続されるセンタータップ式リアクトルを具備してなる自
己消弧半導体電力変換装置としたのである。
【０００８】また、交直電力変換装置として、上記と同
様な構成の自己消弧半導体電力変換装置を用いてもよ
い。さらに、交直電力変換装置と直交電力変換装置を組
み合わせて使用してもよい
様な構成の自己消弧半導体電力変換装置を用いてもよ
い。さらに、交直電力変換装置と直交電力変換装置を組
み合わせて使用してもよい
【０００９】。
【作用】このように構成されることから、本発明によれ
ば次の作用により上記目的が達成される。電力変換器に
おいて、アーム中点と電圧源用コンデンサ中点との間に
自己消弧形半導体素子と逆並列接続にダイオードを備え
ることにより０Ｖと電圧源用コンデンサの電圧＋Ｅと−
Ｅの３レベルが得られる。ここで、この構成の電力変換
装置２組の出力端子を、センタータップ式リアクトルの
両端の端子に接続すると、センタータップ式リアクトル
のセンタータップからは両端の端子電圧の中間値が得ら
れる。従って、第１組の電力変換装置出力電圧と第２組
の出力電圧とを組み合わせることにより０，＋１／２
Ｅ，Ｅ，−１／２Ｅが得られることは明らかであり、か
つ、０も＋電圧と−電圧で打消あって得られることも同
様に明らかである。このようにして、それぞれは３レベ
ルの電力変換装置であるがセンタータップ式リアクトル
を使用することにより、５レベルの電力変換装置とする
ことができる。
ば次の作用により上記目的が達成される。電力変換器に
おいて、アーム中点と電圧源用コンデンサ中点との間に
自己消弧形半導体素子と逆並列接続にダイオードを備え
ることにより０Ｖと電圧源用コンデンサの電圧＋Ｅと−
Ｅの３レベルが得られる。ここで、この構成の電力変換
装置２組の出力端子を、センタータップ式リアクトルの
両端の端子に接続すると、センタータップ式リアクトル
のセンタータップからは両端の端子電圧の中間値が得ら
れる。従って、第１組の電力変換装置出力電圧と第２組
の出力電圧とを組み合わせることにより０，＋１／２
Ｅ，Ｅ，−１／２Ｅが得られることは明らかであり、か
つ、０も＋電圧と−電圧で打消あって得られることも同
様に明らかである。このようにして、それぞれは３レベ
ルの電力変換装置であるがセンタータップ式リアクトル
を使用することにより、５レベルの電力変換装置とする
ことができる。
【００１０】ここで、５レベルになることにより、自己
消弧形半導体素子のスイッチング時に印加される電圧が
１／２Ｅとなり、出力電流波形のリプル成分はパルス幅
変調周波数が同じならば１／２になり、リプル成分を同
一とすれば、パルス幅変調周波数が１／２でもよい。
消弧形半導体素子のスイッチング時に印加される電圧が
１／２Ｅとなり、出力電流波形のリプル成分はパルス幅
変調周波数が同じならば１／２になり、リプル成分を同
一とすれば、パルス幅変調周波数が１／２でもよい。
【００１１】
【実施例】図１に本発明の一実施例を示す。この図１を
構成する要素で図５と同一のものはａ及びｂの添字を付
してある。この図は従来技術として開示された自己消弧
形電力変換器装置のＩとＩＩと前記装置の出力端を並列
接続するセンタータップ式リアクトル１５から構成され
る。
構成する要素で図５と同一のものはａ及びｂの添字を付
してある。この図は従来技術として開示された自己消弧
形電力変換器装置のＩとＩＩと前記装置の出力端を並列
接続するセンタータップ式リアクトル１５から構成され
る。
【００１２】この構成で出力電圧を０Ｖとするインバー
タのスイッチモードは下記となる。
タのスイッチモードは下記となる。
【００１３】(1)直列多重モードとして、自己消弧素子
６ａ、７ａ及び６ｂ、７ｂをオンさせる。
６ａ、７ａ及び６ｂ、７ｂをオンさせる。
【００１４】(2)並列多重モードとして、自己消弧素子
５ａ、６ａ及び７ｂ、８ｂをオンさせる。センタータッ
プ式リアクトルの出力電圧は｛（＋Ｅ）＋（−Ｅ）｝／
２となるため、０Ｖとなる。
５ａ、６ａ及び７ｂ、８ｂをオンさせる。センタータッ
プ式リアクトルの出力電圧は｛（＋Ｅ）＋（−Ｅ）｝／
２となるため、０Ｖとなる。
【００１５】(3)次に(2)と同様に自己消弧素子７ａ、８
ａ及び５ｂ、６ｂをオンしても、出力電圧は０Ｖにな
る。
ａ及び５ｂ、６ｂをオンしても、出力電圧は０Ｖにな
る。
【００１６】これらのモードを組合せることにより、図
２の自己消弧素子のスイッチングモードに示すように出
力電圧を０Ｖから連続的に可変でき、低周波出力時の自
己消弧素子６ａ、７ａ及び６ｂ、７ｂの電流集中を防止
できる。
２の自己消弧素子のスイッチングモードに示すように出
力電圧を０Ｖから連続的に可変でき、低周波出力時の自
己消弧素子６ａ、７ａ及び６ｂ、７ｂの電流集中を防止
できる。
【００１７】また図３の出力電圧波形に示すように、出
力電圧を５レベルの階段状に変化させることができる。
力電圧を５レベルの階段状に変化させることができる。
【００１８】図３のモードＭ２の場合、自己消弧素子５
ａ、６ａ及び６ｂ、７ｂをオンさせると、センタータッ
プ式リアクトル１５の出力電圧は｛（＋Ｅ）＋（０）｝
／２＝＋Ｅ／２となる。モードＭ３の場合５ａ、６ａ及
び５ｂ、６ｂをオンさせると出力電圧は｛（＋Ｅ）＋
（＋Ｅ）｝／２＝＋Ｅとなる。モードＭ６の場合６ａ、
７ａ及び７ｂ、８ｂをオンさせると｛（０）＋（−
Ｅ）｝／２＝−Ｅ／２となる。モードＭ７の場合、７
ａ、８ａ及び７ｂ、８ｂをオンさせると、｛（−Ｅ）＋
（−Ｅ）｝／２＝−Ｅとなる。
ａ、６ａ及び６ｂ、７ｂをオンさせると、センタータッ
プ式リアクトル１５の出力電圧は｛（＋Ｅ）＋（０）｝
／２＝＋Ｅ／２となる。モードＭ３の場合５ａ、６ａ及
び５ｂ、６ｂをオンさせると出力電圧は｛（＋Ｅ）＋
（＋Ｅ）｝／２＝＋Ｅとなる。モードＭ６の場合６ａ、
７ａ及び７ｂ、８ｂをオンさせると｛（０）＋（−
Ｅ）｝／２＝−Ｅ／２となる。モードＭ７の場合、７
ａ、８ａ及び７ｂ、８ｂをオンさせると、｛（−Ｅ）＋
（−Ｅ）｝／２＝−Ｅとなる。
【００１９】このように出力電圧を５レベルの階段状に
できるため、３レベルの場合、出力電流のリプルは、負
荷インダクタンスをＬとすると（１）式のようになる。
できるため、３レベルの場合、出力電流のリプルは、負
荷インダクタンスをＬとすると（１）式のようになる。
【００２０】
【数１】
【００２１】５レベルの場合、出力電流のリプルは、
（２）式のようになる。
（２）式のようになる。
【００２２】
【数２】
【００２３】３レベルの場合の時間は、（３）式のよう
になる。
になる。
【００２４】
【数３】
【００２５】これにたいして、５レベルの場合の時間
は、出力電流のリプルを同一とすれば、（４）式の範囲
まで許容され、パルス幅変調周波数を１／２にできるこ
とになる。
は、出力電流のリプルを同一とすれば、（４）式の範囲
まで許容され、パルス幅変調周波数を１／２にできるこ
とになる。
【００２６】
【数４】
【００２７】自己消弧素子はスイッチング時に、ターン
オン損失及びターンオフ損失を発生するので、スイッチ
ング回数を低減すると損失が減り、その結果、システム
効率が向上する。
オン損失及びターンオフ損失を発生するので、スイッチ
ング回数を低減すると損失が減り、その結果、システム
効率が向上する。
【００２８】また自己消弧素子はターンオフするのにあ
る所定の時間が必要であるが、この期間は出力電圧が不
定となる。このため負荷が電動機の場合パワーが不連続
となり、トルクリプル等の原因となる。パルス巾変調周
波数を低下させると、出力電圧不定が減少し、その影響
は低減される。このため５レベルインバータでパルス巾
変調周波数を低減すれば良いことになる。
る所定の時間が必要であるが、この期間は出力電圧が不
定となる。このため負荷が電動機の場合パワーが不連続
となり、トルクリプル等の原因となる。パルス巾変調周
波数を低下させると、出力電圧不定が減少し、その影響
は低減される。このため５レベルインバータでパルス巾
変調周波数を低減すれば良いことになる。
【００２９】また、本構成でコンバータとして使用する
ときは、交流電源側の電流のリプル成分が上記インバー
タの場合と同様に低減される。さらに、本構成のコンバ
ータとインバータを組み合わせて使用すれば、入力側の
交流電源にも、出力側負荷にも電流波形のリプル成分の
少ない電流とすることができる。なお、以上の一実施例
は単相にて示したが、多相にも適用可能である。
ときは、交流電源側の電流のリプル成分が上記インバー
タの場合と同様に低減される。さらに、本構成のコンバ
ータとインバータを組み合わせて使用すれば、入力側の
交流電源にも、出力側負荷にも電流波形のリプル成分の
少ない電流とすることができる。なお、以上の一実施例
は単相にて示したが、多相にも適用可能である。
【００３０】
【発明の効果】出力電流リプルを増加させずに、自己消
弧素子のスイッチング回数を減らすことができるので、
スイッチング損失が低減され、その結果電力変換器装置
効率が向上する効果がある。
弧素子のスイッチング回数を減らすことができるので、
スイッチング損失が低減され、その結果電力変換器装置
効率が向上する効果がある。
【００３１】またスイッチング回数を低減することによ
り、自己消弧素子のターンオフ時間に起因する出力電圧
の不定の影響を低減でき、出力電圧の制御精度が向上す
る効果がある。
り、自己消弧素子のターンオフ時間に起因する出力電圧
の不定の影響を低減でき、出力電圧の制御精度が向上す
る効果がある。
【図１】本発明の一実施例の構成を示す図である。
【図２】一実施例の自己消弧素子のスイッチングモード
の例を示す図である。
の例を示す図である。
【図３】一実施例の出力電圧波形を示す図である。
【図４】本発明の他の実施例の構成を示す図である。
【図５】３レベル逆変換器の直列多重形の従来の構成例
を示す図である。
を示す図である。
【図６】３レベル逆変換器の並列多重形の従来の構成例
を示す図である。
を示す図である。
【図７】３レベル逆変換器の直列多重形の従来例の自己
消弧素子のスイッチングモードの例を示す図である。
消弧素子のスイッチングモードの例を示す図である。
【図８】３レベル逆変換器の従来例の出力電圧波形を示
す図である。
す図である。
【図９】３レベル逆変換器の並列多重形の従来例の自己
消弧素子のスイッチングモードの例を示す図である。
消弧素子のスイッチングモードの例を示す図である。
【図１０】直列多重方式と並列多重方式の比較を示す図
である。
である。
１，２，１ｃ，２ｃ 交直電力変換装置 １a，２a，１b，２b， 交直電力変換装置 ３，４，３ｃ，４ｃ 電源コンデンサ ３a，４a，３b，４b 電源コンデンサ ５，６，７，８，５ｅ，６ｅ，７ｅ，８ｅ 自己消弧形
半導体素子 ５a，６a，７a，８a，５b，６b，７b，８b 自己消弧形
半導体素子 ５ｃ，６ｃ，７ｃ，８ｃ，５ｄ，６ｄ，７ｄ，８ｄ 自
己消弧形半導体素子 ９，１０，１１，１２，１３，１４ ダイオード ９a，１０a，１１a，１２a，１３a，１４a ダイオード ９b，１０b，１１b，１２b，１３b，１４b ダイオード ９ｃ，１０ｃ，１１ｃ，１２ｃ，１３ｃ，１４ｃ ダイ
オード ９ｄ，１０ｄ，１１ｄ，１２ｄ，１３ｄ，１４ｄ ダイ
オード ９ｅ，１０ｅ，１１ｅ，１２ｅ ダイオード １５ センタータップ式リアクトル １６ 負荷 １７ 連系リアクトル １８ 交流電源
半導体素子 ５a，６a，７a，８a，５b，６b，７b，８b 自己消弧形
半導体素子 ５ｃ，６ｃ，７ｃ，８ｃ，５ｄ，６ｄ，７ｄ，８ｄ 自
己消弧形半導体素子 ９，１０，１１，１２，１３，１４ ダイオード ９a，１０a，１１a，１２a，１３a，１４a ダイオード ９b，１０b，１１b，１２b，１３b，１４b ダイオード ９ｃ，１０ｃ，１１ｃ，１２ｃ，１３ｃ，１４ｃ ダイ
オード ９ｄ，１０ｄ，１１ｄ，１２ｄ，１３ｄ，１４ｄ ダイ
オード ９ｅ，１０ｅ，１１ｅ，１２ｅ ダイオード １５ センタータップ式リアクトル １６ 負荷 １７ 連系リアクトル １８ 交流電源
Claims (3)
- 【請求項１】 偶数の自己消弧形半導体素子を直列接続
したアームから構成される電力変換器の前記アーム中点
と電圧源用コンデンサ中点との間に前記自己消弧形半導
体素子と逆並列接続されるダイオードとを具備する直交
電力変換装置２組と、該直交電力変換装置２組の出力端
子が並列接続されるセンタータップ式リアクトルを具備
してなる自己消弧半導体電力変換装置。 - 【請求項２】 偶数の自己消弧形半導体素子を直列接続
したアームから構成される電力変換器の前記アーム中点
と電圧源用コンデンサ中点との間に前記自己消弧形半導
体素子と逆並列接続されるダイオードとを具備する直交
電力変換装置２組と、該直交電力変換装置２組の入力端
子が並列接続されるセンタータップ式リアクトルを具備
してなる自己消弧半導体電力変換装置。 - 【請求項３】 偶数の自己消弧形半導体素子を直列接続
したアームから構成される電力変換器の前記アーム中点
と電圧源用コンデンサ中点との間に前記自己消弧形半導
体素子と逆並列接続されるダイオードとを具備する直交
電力変換装置２組と、該直交電力変換装置２組の入力端
子が並列接続されるセンタータップ式リアクトルを具備
してなる自己消弧半導体電力変換装置と、前記電圧源コ
ンデンサを直流電圧源とし、偶数の自己消弧形半導体素
子を直列接続したアームから構成される電力変換器の前
記アーム中点と前記電圧源用コンデンサ中点との間に前
記自己消弧形半導体素子と逆並列接続されるダイオード
とを具備する直交電力変換装置２組と、該直交電力変換
装置２組の出力端子が並列接続されるセンタータップ式
リアクトルを具備してなる自己消弧半導体電力変換装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4060327A JPH05268771A (ja) | 1992-03-17 | 1992-03-17 | 自己消弧半導体電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4060327A JPH05268771A (ja) | 1992-03-17 | 1992-03-17 | 自己消弧半導体電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05268771A true JPH05268771A (ja) | 1993-10-15 |
Family
ID=13138969
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4060327A Pending JPH05268771A (ja) | 1992-03-17 | 1992-03-17 | 自己消弧半導体電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05268771A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997025766A1 (fr) * | 1996-01-10 | 1997-07-17 | Hitachi, Ltd. | Appareil de conversion de courant multiniveau |
| CN1085904C (zh) * | 1996-01-10 | 2002-05-29 | 株式会社日立制作所 | 多电平电力变换装置 |
-
1992
- 1992-03-17 JP JP4060327A patent/JPH05268771A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997025766A1 (fr) * | 1996-01-10 | 1997-07-17 | Hitachi, Ltd. | Appareil de conversion de courant multiniveau |
| AU713034B2 (en) * | 1996-01-10 | 1999-11-18 | Hitachi Limited | Multilevel power converting apparatus |
| CN1085904C (zh) * | 1996-01-10 | 2002-05-29 | 株式会社日立制作所 | 多电平电力变换装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6411530B2 (en) | Drive and power supply with phase shifted carriers | |
| JP4258739B2 (ja) | 直流電圧源、特に光電池直流電圧源の電気的な交流電圧を交流電圧に変換する方法 | |
| CN102570892B (zh) | 脉宽调制控制方法和减轻过调制区域中反射波效应的*** | |
| JP2539538B2 (ja) | 直流交流電力変換装置 | |
| US5610806A (en) | Pulse width modulation method for driving three phase power inverter/converter switches with balanced discontinuous phase commands | |
| JPH0815394B2 (ja) | 多重結合インバータ装置の接続・制御方法 | |
| JPH05211776A (ja) | インバータ | |
| JPH08322289A (ja) | ２相非同期モーター用電源回路装置 | |
| WO2013151542A1 (en) | Multilevel converter | |
| JPH05268771A (ja) | 自己消弧半導体電力変換装置 | |
| JPS6036711B2 (ja) | インバ−タ装置 | |
| JPH08107698A (ja) | 空間ベクトルｐｗｍ制御方式 | |
| US6636693B2 (en) | DC motor matrix converter with field and armature circuits | |
| CN215871225U (zh) | 一种五电平电压源型变换装置 | |
| JPH11113257A (ja) | 交流双方向スイッチ形回路を用いた直列形電力系統補償装置 | |
| JP4491718B2 (ja) | ３レベルコンバータ | |
| US5495403A (en) | Stepped-waveform power converter utilizing a summing transformer and a single inverter bridge | |
| JP3611075B2 (ja) | 単相入力３相出力電力変換回路 | |
| US5991183A (en) | Polyphase voltage converter | |
| JPH04334977A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2573229B2 (ja) | 可変電圧・可変周波数電源装置 | |
| CN111740630A (zh) | 一种高压大功率变换器模块及其控制方法 | |
| JPH0777515B2 (ja) | 単相−３相変換回路 | |
| JP3246584B2 (ja) | Ａｃ／ｄｃコンバータ | |
| JP3053907B2 (ja) | 電力変換装置 |