JP2869498B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電力変換装置に係り、特に、三相交流電力を
直流電力に変換するコンバータの出力電力に従って負荷
を駆動するに好適な電力変換装置に関する。
直流電力に変換するコンバータの出力電力に従って負荷
を駆動するに好適な電力変換装置に関する。
従来、電圧型インバータの直流電源として、三相全波
整流方式のコンバータを用いた場合、このコンバータに
パルス状の電源電流が流れるため、電力系統に障害を及
ぼすと共に、電源の力率が0.6〜0.7と小さくなってい
る。そこで、従来、電源の力率を改善する方式として、
例えば、平成２年電気学会全国大会479（５−27頁〜５
−28頁）において論じられているように、電圧型PWMイ
ンバータと同等の装置をコンバータ側に設け、電源力率
１で正弦波状の電源電流が流れるように、コンバータを
PWM制御するものが提案されている。この方式によれ
ば、電源回生ができ、三相の電源電流をほぼ力率１で正
弦波状に制御できるという反面、コンバータ装置の価格
が非常に高くなるという問題があった。
整流方式のコンバータを用いた場合、このコンバータに
パルス状の電源電流が流れるため、電力系統に障害を及
ぼすと共に、電源の力率が0.6〜0.7と小さくなってい
る。そこで、従来、電源の力率を改善する方式として、
例えば、平成２年電気学会全国大会479（５−27頁〜５
−28頁）において論じられているように、電圧型PWMイ
ンバータと同等の装置をコンバータ側に設け、電源力率
１で正弦波状の電源電流が流れるように、コンバータを
PWM制御するものが提案されている。この方式によれ
ば、電源回生ができ、三相の電源電流をほぼ力率１で正
弦波状に制御できるという反面、コンバータ装置の価格
が非常に高くなるという問題があった。
一方、力率改善コンバータを用いて電源の力率を改善
するようにしたものとしては、特開昭59-19887号公報に
記載されているように、３台の三相整流回路と平滑コン
デンサとの間に３台の昇圧チョッパ回路を設け、力率１
で正弦波状の電源電流を流すようにしたものが提案され
ている。
するようにしたものとしては、特開昭59-19887号公報に
記載されているように、３台の三相整流回路と平滑コン
デンサとの間に３台の昇圧チョッパ回路を設け、力率１
で正弦波状の電源電流を流すようにしたものが提案され
ている。
上記従来技術は、正弦波の電源電流を流し、三相の電
源電流をほぼ力率１で正弦波状に制限できるという反
面、電源電圧を検出する手段や電源電圧の位相検出手段
が必要になると共に、三相受電の場合、単相の整流回路
と昇圧チョッパを３組設けなければならない。このた
め、低価格なものが要求される汎用電力変換装置には、
主回路や制御回路が複雑になることから適用が困難であ
った。
源電流をほぼ力率１で正弦波状に制限できるという反
面、電源電圧を検出する手段や電源電圧の位相検出手段
が必要になると共に、三相受電の場合、単相の整流回路
と昇圧チョッパを３組設けなければならない。このた
め、低価格なものが要求される汎用電力変換装置には、
主回路や制御回路が複雑になることから適用が困難であ
った。
本発明の目的は、単一の三相整流回路と単一の昇圧チ
ョッパ回路を用いて電源の力率を高めることができる電
力変換装置を提供することにある。
ョッパ回路を用いて電源の力率を高めることができる電
力変換装置を提供することにある。
前記目的を達成するために、本発明は、第１の装置と
して、三相交流電圧を整流する三相整流回路と、三相整
流回路の出力電圧をチョッピングにより昇圧する昇圧チ
ョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力信号を平滑する
平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出する電圧検出器
と、昇圧チョッパ回路の出力電圧に対する電圧指令と電
圧検出器の検出出力との偏差を零に抑制し且つ前記三相
整流回路の出力に直流電流を流すための直流電流指令を
生成する直流電流指令生成回路と、三相整流回路の出力
電流を検出する直流電流検出器と、直流電流指令と直流
電流検出器の検出出力との偏差を零に抑制するためのパ
ルス信号を生成するパルス信号生成回路とを有し、前記
昇圧チョッパ回路は、整流回路の出力電荷を蓄積するリ
アクトルと、このリアクトルに蓄積された電荷の充放電
をパルス信号のパルス幅に応じて制御するスイッチング
素子とを備えて構成されている電力変換装置を構成した
ものである。
して、三相交流電圧を整流する三相整流回路と、三相整
流回路の出力電圧をチョッピングにより昇圧する昇圧チ
ョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力信号を平滑する
平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出する電圧検出器
と、昇圧チョッパ回路の出力電圧に対する電圧指令と電
圧検出器の検出出力との偏差を零に抑制し且つ前記三相
整流回路の出力に直流電流を流すための直流電流指令を
生成する直流電流指令生成回路と、三相整流回路の出力
電流を検出する直流電流検出器と、直流電流指令と直流
電流検出器の検出出力との偏差を零に抑制するためのパ
ルス信号を生成するパルス信号生成回路とを有し、前記
昇圧チョッパ回路は、整流回路の出力電荷を蓄積するリ
アクトルと、このリアクトルに蓄積された電荷の充放電
をパルス信号のパルス幅に応じて制御するスイッチング
素子とを備えて構成されている電力変換装置を構成した
ものである。
第２の装置として、三相交流電圧を整流する三相整流
回路と、三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより
昇圧する昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力
信号を平滑する平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出
する電圧検出器と、平滑素子の出力電力を交流電力に変
換して交流電動機を駆動するインバータと、交流電動機
に対する周波数指令に従ってパルス信号を生成し、この
パルス信号をインバータに与えてインバータの出力電圧
を制御するインバータ制御手段と、インバータの出力電
流を検出する交流電流検出器と、交流電流検出器の検出
出力に基づいてインバータのキャリア半周期の整数倍区
間におけるインバータの入力平均電流を算出する平均電
流算出手段と、平均電流算出手段の算出電流と前記電圧
検出器の検出出力からインバータの入力平均電力を算出
する電力算出手段と、電力算出手段の算出電力を三相交
流電圧で除算してインバータ入力電流指令を生成するイ
ンバータ入力電流指令生成手段と、昇圧チョッパ回路の
出力電圧に対する電圧指令と電圧検出器の検出出力との
偏差を零に抑制するための直流電流指令を生成する直流
電流指令生成回路と、直流電流指令とインバータ入力電
流指令とを加算した最終直流電流指令を生成する最終直
流電流指令生成回路と、三相整流回路の出力電流を検出
する直流電流検出器と、最終直流電流指令と直流電流検
出器の検出出力との偏差を零に抑制するためのパルス信
号を生成するパルス信号生成回路とを有し、前記昇圧チ
ョッパ回路は、整流回路の出力電荷を蓄積するリアクト
ルと、このリアクトルに蓄積された電荷の充放電をパル
ス信号のパルス幅に応じて制御するスイッチング素子と
を備えて構成されている電力変換装置を構成したもので
ある。
回路と、三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより
昇圧する昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力
信号を平滑する平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出
する電圧検出器と、平滑素子の出力電力を交流電力に変
換して交流電動機を駆動するインバータと、交流電動機
に対する周波数指令に従ってパルス信号を生成し、この
パルス信号をインバータに与えてインバータの出力電圧
を制御するインバータ制御手段と、インバータの出力電
流を検出する交流電流検出器と、交流電流検出器の検出
出力に基づいてインバータのキャリア半周期の整数倍区
間におけるインバータの入力平均電流を算出する平均電
流算出手段と、平均電流算出手段の算出電流と前記電圧
検出器の検出出力からインバータの入力平均電力を算出
する電力算出手段と、電力算出手段の算出電力を三相交
流電圧で除算してインバータ入力電流指令を生成するイ
ンバータ入力電流指令生成手段と、昇圧チョッパ回路の
出力電圧に対する電圧指令と電圧検出器の検出出力との
偏差を零に抑制するための直流電流指令を生成する直流
電流指令生成回路と、直流電流指令とインバータ入力電
流指令とを加算した最終直流電流指令を生成する最終直
流電流指令生成回路と、三相整流回路の出力電流を検出
する直流電流検出器と、最終直流電流指令と直流電流検
出器の検出出力との偏差を零に抑制するためのパルス信
号を生成するパルス信号生成回路とを有し、前記昇圧チ
ョッパ回路は、整流回路の出力電荷を蓄積するリアクト
ルと、このリアクトルに蓄積された電荷の充放電をパル
ス信号のパルス幅に応じて制御するスイッチング素子と
を備えて構成されている電力変換装置を構成したもので
ある。
第３の装置として、三相交流電圧を整流する三相整流
回路と、三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより
昇圧する昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力
信号を平滑する平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出
する電圧検出器と、平滑素子の出力電力を交流電力に変
換して交流電動機を駆動するインバータと、交流電動機
に対する周波数指令に従ってパルス信号を生成し、この
パルス信号をインバータに与えてインバータの出力電圧
を制御するインバータ制御手段と、インバータの出力電
流を検出する交流電流検出器と、交流電流検出器の検出
出力に基づいてインバータのキャリア半周期の整数倍区
間におけるインバータの入力平均電流を算出する平均電
流算出手段と、平均電流算出手段の算出電流と前記電圧
検出器の検出出力からインバータの入力平均電力を算出
する電力算出手段と、平滑素子の出力電圧に対する電圧
指令と電圧検出器の検出出力との偏差を零に抑制するた
めの電力指令を生成する電力指令生成回路と、電力指令
を電力算出手段の算出電力で補正する電力指令補正回路
と、電力指令補正回路の出力電力を三相交流電圧で除算
して直流電流指令を生成する直流電流指令回路と、直流
電流指令と直流電流検出器の検出出力との偏差を零に抑
制するためのパルス信号を生成するパルス信号生成回路
とを有し、前記昇圧チョッパ回路は、整流回路の出力電
荷を蓄積するリアクトルと、このリアクトルに蓄積され
た電荷の充放電をパルス信号のパルス幅に応じて制御す
るスイッチング素子とを備えて構成されている電力変換
装置を構成したものである。
回路と、三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより
昇圧する昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力
信号を平滑する平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出
する電圧検出器と、平滑素子の出力電力を交流電力に変
換して交流電動機を駆動するインバータと、交流電動機
に対する周波数指令に従ってパルス信号を生成し、この
パルス信号をインバータに与えてインバータの出力電圧
を制御するインバータ制御手段と、インバータの出力電
流を検出する交流電流検出器と、交流電流検出器の検出
出力に基づいてインバータのキャリア半周期の整数倍区
間におけるインバータの入力平均電流を算出する平均電
流算出手段と、平均電流算出手段の算出電流と前記電圧
検出器の検出出力からインバータの入力平均電力を算出
する電力算出手段と、平滑素子の出力電圧に対する電圧
指令と電圧検出器の検出出力との偏差を零に抑制するた
めの電力指令を生成する電力指令生成回路と、電力指令
を電力算出手段の算出電力で補正する電力指令補正回路
と、電力指令補正回路の出力電力を三相交流電圧で除算
して直流電流指令を生成する直流電流指令回路と、直流
電流指令と直流電流検出器の検出出力との偏差を零に抑
制するためのパルス信号を生成するパルス信号生成回路
とを有し、前記昇圧チョッパ回路は、整流回路の出力電
荷を蓄積するリアクトルと、このリアクトルに蓄積され
た電荷の充放電をパルス信号のパルス幅に応じて制御す
るスイッチング素子とを備えて構成されている電力変換
装置を構成したものである。
第４の装置として、三相交流電圧を整流する三相整流
回路と、三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより
昇圧する昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力
信号を平滑する平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出
する電圧検出器と、平滑素子の出力電力を交流電力に変
換して交流電動機を駆動するインバータと、交流電動機
に対する周波数指令に従ってパルス信号を生成し、この
パルス信号をインバータに与えてインバータの出力電圧
を制御するインバータ制御手段と、インバータの出力電
流を検出する交流電流検出器と、交流電流検出器の検出
出力とインバータの１次電圧指令および１次電圧ベクト
ル位相に従ってインバータの入力電力を算出する入力電
力算出手段と、入力電力算出手段の算出電力を三相交流
電圧で除算してインバータ入力電流指令を生成するイン
バータ入力電流指令生成手段と、昇圧チョッパ回路の出
力電圧に対する電圧指令と電圧検出器の検出出力との偏
差を零に抑制するための直流電流指令を生成する直流電
流指令生成回路と、直流電流指令とインバータ入力電流
指令とを加算した最終直流電流指令生成回路と、三相整
流回路の出力電流を検出する直流電流検出器と、最終直
流電流指令と直流電流検出器の検出出力との偏差を零に
抑制するためのパルス信号を生成するパルス信号生成回
路とを有し、前記昇圧チョッパ回路は、整流回路の出力
電荷を蓄積するリアクトルと、このリアクトルに蓄積さ
れた電荷の充放電をパルス信号のパルス幅に応じて制御
するスイッチング素子とを備えて構成されている電力変
換装置を構成したものである。
回路と、三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより
昇圧する昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力
信号を平滑する平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出
する電圧検出器と、平滑素子の出力電力を交流電力に変
換して交流電動機を駆動するインバータと、交流電動機
に対する周波数指令に従ってパルス信号を生成し、この
パルス信号をインバータに与えてインバータの出力電圧
を制御するインバータ制御手段と、インバータの出力電
流を検出する交流電流検出器と、交流電流検出器の検出
出力とインバータの１次電圧指令および１次電圧ベクト
ル位相に従ってインバータの入力電力を算出する入力電
力算出手段と、入力電力算出手段の算出電力を三相交流
電圧で除算してインバータ入力電流指令を生成するイン
バータ入力電流指令生成手段と、昇圧チョッパ回路の出
力電圧に対する電圧指令と電圧検出器の検出出力との偏
差を零に抑制するための直流電流指令を生成する直流電
流指令生成回路と、直流電流指令とインバータ入力電流
指令とを加算した最終直流電流指令生成回路と、三相整
流回路の出力電流を検出する直流電流検出器と、最終直
流電流指令と直流電流検出器の検出出力との偏差を零に
抑制するためのパルス信号を生成するパルス信号生成回
路とを有し、前記昇圧チョッパ回路は、整流回路の出力
電荷を蓄積するリアクトルと、このリアクトルに蓄積さ
れた電荷の充放電をパルス信号のパルス幅に応じて制御
するスイッチング素子とを備えて構成されている電力変
換装置を構成したものである。
第５の装置として、三相交流電圧を整流する三相整流
回路と、三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより
昇圧する昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力
信号を平滑する平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出
する電圧検出器と、平滑素子の出力電力を交流電力に変
換して交流電動機を駆動するインバータと、交流電動機
に対する周波数指令に従ってパルス信号を生成し、この
パルス信号をインバータに与えてインバータの出力電圧
を制御するインバータ制御手段と、インバータの出力電
流を検出する交流電流検出器と、交流電流検出器の検出
出力とインバータの１次電圧指令および１次電圧ベクト
ル位相に従ってインバータの入力電力を算出する入力電
力算出手段と、昇圧チョッパ回路の出力電圧に対する電
圧指令と電圧検出器との偏差を零に抑制するための電力
指令を生成する電力指令生成回路と、この電力指令を入
力電力算出手段の算出電力で補正する電力指令補正回路
と、電力指令補正回路の出力電力を三相交流電圧で除算
して直流電流指令を生成する直流電流指令生成回路と、
直流電流指令と直流電流検出器の検出出力との偏差を零
に抑制するためのパルス信号を生成するパルス信号生成
回路とを有し、前記昇圧チョッパ回路は、整流回路の出
力電荷を蓄積するリアクトルと、このリアクトルに蓄積
された電荷の充放電をパルス信号のパルス幅に応じて制
御するスイッチング素子とを備えて構成されている電力
変換装置を構成したものである。
回路と、三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより
昇圧する昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力
信号を平滑する平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出
する電圧検出器と、平滑素子の出力電力を交流電力に変
換して交流電動機を駆動するインバータと、交流電動機
に対する周波数指令に従ってパルス信号を生成し、この
パルス信号をインバータに与えてインバータの出力電圧
を制御するインバータ制御手段と、インバータの出力電
流を検出する交流電流検出器と、交流電流検出器の検出
出力とインバータの１次電圧指令および１次電圧ベクト
ル位相に従ってインバータの入力電力を算出する入力電
力算出手段と、昇圧チョッパ回路の出力電圧に対する電
圧指令と電圧検出器との偏差を零に抑制するための電力
指令を生成する電力指令生成回路と、この電力指令を入
力電力算出手段の算出電力で補正する電力指令補正回路
と、電力指令補正回路の出力電力を三相交流電圧で除算
して直流電流指令を生成する直流電流指令生成回路と、
直流電流指令と直流電流検出器の検出出力との偏差を零
に抑制するためのパルス信号を生成するパルス信号生成
回路とを有し、前記昇圧チョッパ回路は、整流回路の出
力電荷を蓄積するリアクトルと、このリアクトルに蓄積
された電荷の充放電をパルス信号のパルス幅に応じて制
御するスイッチング素子とを備えて構成されている電力
変換装置を構成したものである。
第６の装置として、三相交流電圧を整流する三相整流
回路と、三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより
昇圧する昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力
信号を平滑する複数の平滑素子と、平滑素子の出力電圧
を検出する電圧検出器と、平滑素子の出力電力を交流電
力に変換して複数の交流電動機をそれぞれ駆動する複数
のインバータと、各交流電動機に対する周波数指令に従
ってパルス信号を生成し、このパルス信号を各インバー
タに与えてインバータの出力電圧を制御する複数のイン
バータ制御手段と、各インバータの出力電流を検出する
複数の交流電流検出器とを有すると共に、各交流電流検
出器の検出出力と昇圧チョッパ回路の出力電圧に対する
電圧指令に基づいて昇圧チョッパ回路を制御するものと
して第１〜第５の装置のうちいずれか１つの装置を含む
電力変換装置を構成したものである。
回路と、三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより
昇圧する昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力
信号を平滑する複数の平滑素子と、平滑素子の出力電圧
を検出する電圧検出器と、平滑素子の出力電力を交流電
力に変換して複数の交流電動機をそれぞれ駆動する複数
のインバータと、各交流電動機に対する周波数指令に従
ってパルス信号を生成し、このパルス信号を各インバー
タに与えてインバータの出力電圧を制御する複数のイン
バータ制御手段と、各インバータの出力電流を検出する
複数の交流電流検出器とを有すると共に、各交流電流検
出器の検出出力と昇圧チョッパ回路の出力電圧に対する
電圧指令に基づいて昇圧チョッパ回路を制御するものと
して第１〜第５の装置のうちいずれか１つの装置を含む
電力変換装置を構成したものである。
第１〜第６の装置のうちいずれか１つの装置を含む第
７の装置として、三相整流回路の入力側に昇圧チョッパ
用スイッチング素子のスイッチングに伴うリプル電流を
除去するフィルタを設けてなる電力変換装置を構成した
ものである。
７の装置として、三相整流回路の入力側に昇圧チョッパ
用スイッチング素子のスイッチングに伴うリプル電流を
除去するフィルタを設けてなる電力変換装置を構成した
ものである。
平滑素子の出力電圧が定常状態にあるときには平滑素
子の入力電力は一定となる。そこで、平滑素子の出力電
圧が一定となるように昇圧チョッパ回路の出力電圧を制
御すれば、整流回路に対する直流電流指令もほぼ一定の
直流量の指令となる。そこで、この電流指令に実際の電
流が追従するように昇圧チョッパ回路のスイッチング素
子の通流率を制御すると整流回路の出力電流がほぼ一定
の直流電流となる。この結果、三相電源の瞬時相電圧が
最大、最小付近の120°区間で各相に電流が流れる。す
なわち120°方形波状の電源電流が流れ、電源力率がほ
ぼ0.96となる。
子の入力電力は一定となる。そこで、平滑素子の出力電
圧が一定となるように昇圧チョッパ回路の出力電圧を制
御すれば、整流回路に対する直流電流指令もほぼ一定の
直流量の指令となる。そこで、この電流指令に実際の電
流が追従するように昇圧チョッパ回路のスイッチング素
子の通流率を制御すると整流回路の出力電流がほぼ一定
の直流電流となる。この結果、三相電源の瞬時相電圧が
最大、最小付近の120°区間で各相に電流が流れる。す
なわち120°方形波状の電源電流が流れ、電源力率がほ
ぼ0.96となる。
また同様に、電動機の負荷が一定の定常状態ではイン
バータの入力電力は一定となる。このとき平滑素子の出
力電圧が一定となるように昇圧チョッパ回路を制御する
と、整流回路に対する出力電力指令もほぼ一定の直流量
の指令となる。そこで、この直流電流指令に実際の電流
が追従するように、昇圧チョッパの通流率を制御すれ
ば、整流回路の出力電流はほぼ一定の直流電流となる。
この結果、三相電源の瞬時相電圧が最大、最小付近の12
0°区間で各相に電流が流れる。すなわち120°方形波状
の電源電流が流れ、電源力率をほぼ0.96と大幅に向上さ
せることができる。
バータの入力電力は一定となる。このとき平滑素子の出
力電圧が一定となるように昇圧チョッパ回路を制御する
と、整流回路に対する出力電力指令もほぼ一定の直流量
の指令となる。そこで、この直流電流指令に実際の電流
が追従するように、昇圧チョッパの通流率を制御すれ
ば、整流回路の出力電流はほぼ一定の直流電流となる。
この結果、三相電源の瞬時相電圧が最大、最小付近の12
0°区間で各相に電流が流れる。すなわち120°方形波状
の電源電流が流れ、電源力率をほぼ0.96と大幅に向上さ
せることができる。
また、インバータの出力電流を検出し、この検出電流
に基づいて直流電流指令を補正しているため、電動機の
負荷が急激に変動しても平滑素子の出力電圧が変動する
のを抑制することができ、電動機のトルク変動を少くす
ることが可能となる。
に基づいて直流電流指令を補正しているため、電動機の
負荷が急激に変動しても平滑素子の出力電圧が変動する
のを抑制することができ、電動機のトルク変動を少くす
ることが可能となる。
以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。
第１図において、電力変換装置は三相全波整流回路
２、昇圧チョッパ回路７、平滑コンデンサ３を備え、三
相全波整流回路２の入力側が三相交流電源１に接続さ
れ、コンデンサ３が電圧型インバータ９を介して誘導電
動機10に接続されている。
２、昇圧チョッパ回路７、平滑コンデンサ３を備え、三
相全波整流回路２の入力側が三相交流電源１に接続さ
れ、コンデンサ３が電圧型インバータ９を介して誘導電
動機10に接続されている。
昇圧チョッパ回路７は直流リアクトル４とスイッチン
グパワー素子５とブロックダイオード６を備えており、
整流回路２の出力電荷を直流リアクトル４で蓄積し、リ
アクトル４に蓄積された電荷の充放電をスイッチングパ
ワー素子５のスイッチングによって制御し、昇圧された
直流電力をブロックダイオード６を介してコンデンサ３
へ出力するようになっている。そしてスイッチングパワ
ー素子５のスイッチングを制御するために、電圧検出器
11、減算器13、直流電圧制御回路14、直流電流検出器1
5、減算器16、電流制御回路17が設けられており、電流
制御回路17の出力がスイッチングパワー素子５に接続さ
れている。またインバータ９の入力電圧を可変周波数の
交流電圧に変換して誘導電動機10を可変速制御するため
のインバータ制御装置８が設けられている。
グパワー素子５とブロックダイオード６を備えており、
整流回路２の出力電荷を直流リアクトル４で蓄積し、リ
アクトル４に蓄積された電荷の充放電をスイッチングパ
ワー素子５のスイッチングによって制御し、昇圧された
直流電力をブロックダイオード６を介してコンデンサ３
へ出力するようになっている。そしてスイッチングパワ
ー素子５のスイッチングを制御するために、電圧検出器
11、減算器13、直流電圧制御回路14、直流電流検出器1
5、減算器16、電流制御回路17が設けられており、電流
制御回路17の出力がスイッチングパワー素子５に接続さ
れている。またインバータ９の入力電圧を可変周波数の
交流電圧に変換して誘導電動機10を可変速制御するため
のインバータ制御装置８が設けられている。
減算器13は昇圧チョッパ回路７の出力電圧に対する電
圧指令Vdc＊と電圧検出器11の検出出力との偏差に応じ
た信号を直流電圧制御回路14へ出力する。そして直流電
圧制御回路14は比例積分要素及びリミッタ回路を備え、
減算器13からの信号を零に抑制するための直流電流指令
ＩX＊を生成するようになっている。すなわち減算器13
と直流電圧制御回路14は直流電流指令生成回路として構
成されている。この直流電流指令ＩX＊は減算器16に入
力されており、減算器16は直流電流指令ＩX＊と電流検
出器15の検出出力ＩXとの偏差に応じた信号を出力する
ようになっている。そして電流制御回路17は減算器16か
らの信号を零に抑制するためのパルス信号を生成するよ
うになっている。すなわち減算器16と電流制御回路17は
パルス信号生成回路として構成されている。そして、こ
のパルス信号がスイッチングパワー素子５のベースに入
力されている。
圧指令Vdc＊と電圧検出器11の検出出力との偏差に応じ
た信号を直流電圧制御回路14へ出力する。そして直流電
圧制御回路14は比例積分要素及びリミッタ回路を備え、
減算器13からの信号を零に抑制するための直流電流指令
ＩX＊を生成するようになっている。すなわち減算器13
と直流電圧制御回路14は直流電流指令生成回路として構
成されている。この直流電流指令ＩX＊は減算器16に入
力されており、減算器16は直流電流指令ＩX＊と電流検
出器15の検出出力ＩXとの偏差に応じた信号を出力する
ようになっている。そして電流制御回路17は減算器16か
らの信号を零に抑制するためのパルス信号を生成するよ
うになっている。すなわち減算器16と電流制御回路17は
パルス信号生成回路として構成されている。そして、こ
のパルス信号がスイッチングパワー素子５のベースに入
力されている。
次に動作を説明する。まず電動機10の出力電力が一定
の場合、インバータ９の入力電力ＰLも一定となる。そ
こで、コンデンサ３の直流電圧Vdcを一定に制御した場
合、インバータ９の入力電流の平均値Idcもほぼ一定の
直流電流となる。ここで、昇圧チョッパ回路７の損失は
比較的小さいので無視すると、電力ＰL相当の負荷電力
を電源１から供給する必要があり、例えばＰL＝2700Wの
場合、整流器２の出力電圧の平均値ＶRCは200V受電の場
合、1.35×200V＝270Vとなる。また整流回路２の出力電
流ＩXはＰL/VRCから10Aの平均電流となる。このよう
に、負荷が一定の場合、直流電圧をほぼ一定に制御する
と、整流回路２の出力電流指令ＩX＊もほぼ一定の直流
量となり、ＩX＊に電流検出器15の検出電流ＩXが追従す
るので、整流回路２の出力電流ＩXも直流電流が流れ
る。
の場合、インバータ９の入力電力ＰLも一定となる。そ
こで、コンデンサ３の直流電圧Vdcを一定に制御した場
合、インバータ９の入力電流の平均値Idcもほぼ一定の
直流電流となる。ここで、昇圧チョッパ回路７の損失は
比較的小さいので無視すると、電力ＰL相当の負荷電力
を電源１から供給する必要があり、例えばＰL＝2700Wの
場合、整流器２の出力電圧の平均値ＶRCは200V受電の場
合、1.35×200V＝270Vとなる。また整流回路２の出力電
流ＩXはＰL/VRCから10Aの平均電流となる。このよう
に、負荷が一定の場合、直流電圧をほぼ一定に制御する
と、整流回路２の出力電流指令ＩX＊もほぼ一定の直流
量となり、ＩX＊に電流検出器15の検出電流ＩXが追従す
るので、整流回路２の出力電流ＩXも直流電流が流れ
る。
すなわち、第２図に示されるように、整流回路２の出
力電流ＩXを一定の振幅ＩXOの直流量の電流で流した場
合、電源１の最大、最小の二相間で整流回路２の出力電
流ＩXOが流れるため、三相の電源電流ｉR,iS,iTは振幅
ＩXOの120°方形波電流が流れることになる。
力電流ＩXを一定の振幅ＩXOの直流量の電流で流した場
合、電源１の最大、最小の二相間で整流回路２の出力電
流ＩXOが流れるため、三相の電源電流ｉR,iS,iTは振幅
ＩXOの120°方形波電流が流れることになる。
電源電流として120°方形波電流が流れると、電源力
率cosψは次の、（１）式で表わされる。
率cosψは次の、（１）式で表わされる。
ｖ1は瞬時の電源電圧で となる。また、Ｉは高調波電流を含む120°方形波電源
電流の実効値で、ｉ1は瞬時の基本波電源電流である。
次に、120°方形波電流の高調波成分の実効値は（２）
式で与えられる。
電流の実効値で、ｉ1は瞬時の基本波電源電流である。
次に、120°方形波電流の高調波成分の実効値は（２）
式で与えられる。
ここでｎば奇数であり、（１）式の有効パワーをＰとす
ると（３）式で与えられる。
ると（３）式で与えられる。
次に、皮相パワーＳは（４）式で与えられる。
この結果、電源力率cosψはP/Sなのでcosψ≒0.96とな
る。このように、電源力率が比較的大きくなるのは、12
0°方形波電流の場合、３次の高調波電流が生じないか
らである。
る。このように、電源力率が比較的大きくなるのは、12
0°方形波電流の場合、３次の高調波電流が生じないか
らである。
次に電動機10の負荷が急激に増加した場合には、イン
バータ９の入力電流idcが増加するので、コンデンサ電
流icが放電することから、電流icが負となり、直流電圧
Vdcが減少する。この結果直流電流指令ＩX＊が増加し、
スイッチングパワー素子５のゲートオン期間が長くな
る。これにより、電流検出器15の検出値Ixが増加するこ
とから直流リアクトル４に蓄積されるエネルギーが増加
する。このエネルギーはスイッチングパワー素子５のゲ
ートオフ期間、ブロックダイオード６を介して平滑コン
デンサ３へ転送される。この結果直流電圧Vdcが上昇
し、この電圧が電圧指令Vdc＊にほぼ一致するようにフ
ィードバック系が動作し、ダイオード電流の平均値Idi
とインバータ９の入力電流の平均値Idcが一致する。ま
た負荷が減少した場合には、前述した動作と逆の動作が
行われ、直流電流指令ＩX＊が減少し、スイッチングパ
ワー素子５のゲートオン期間が短くなり、ダイオード電
流の平均値Idiが減少する。このため、電動機の負荷が
急激に変化してもチョッパ回路７の出力電圧及び出力電
流を一定の状態に維持することができる。
バータ９の入力電流idcが増加するので、コンデンサ電
流icが放電することから、電流icが負となり、直流電圧
Vdcが減少する。この結果直流電流指令ＩX＊が増加し、
スイッチングパワー素子５のゲートオン期間が長くな
る。これにより、電流検出器15の検出値Ixが増加するこ
とから直流リアクトル４に蓄積されるエネルギーが増加
する。このエネルギーはスイッチングパワー素子５のゲ
ートオフ期間、ブロックダイオード６を介して平滑コン
デンサ３へ転送される。この結果直流電圧Vdcが上昇
し、この電圧が電圧指令Vdc＊にほぼ一致するようにフ
ィードバック系が動作し、ダイオード電流の平均値Idi
とインバータ９の入力電流の平均値Idcが一致する。ま
た負荷が減少した場合には、前述した動作と逆の動作が
行われ、直流電流指令ＩX＊が減少し、スイッチングパ
ワー素子５のゲートオン期間が短くなり、ダイオード電
流の平均値Idiが減少する。このため、電動機の負荷が
急激に変化してもチョッパ回路７の出力電圧及び出力電
流を一定の状態に維持することができる。
このように、本実施例によれば、単一の整流回路２と
昇圧チョッパ回路７を設け、整流回路２の出力電流に直
流電流が流れるように制御することで、120°の方形波
電流が電源１に流れるようにしたため、簡単な回路構成
によっても、電源力率を0.96と大幅に向上させることが
できる。この結果電源電力が一定の場合電源電流を小さ
くすることができる。
昇圧チョッパ回路７を設け、整流回路２の出力電流に直
流電流が流れるように制御することで、120°の方形波
電流が電源１に流れるようにしたため、簡単な回路構成
によっても、電源力率を0.96と大幅に向上させることが
できる。この結果電源電力が一定の場合電源電流を小さ
くすることができる。
また整流回路２の出力電流が直流電流となるように制
御することで、電源電圧又は電源電圧位相の検出が不要
になると共に、三相受電の場合でも、単一の整流回路２
と単一の昇圧チョッパ回路７を設けるだけで、電力変換
装置を構成することができ、小型で低価格な電力変換装
置を構成することができる。
御することで、電源電圧又は電源電圧位相の検出が不要
になると共に、三相受電の場合でも、単一の整流回路２
と単一の昇圧チョッパ回路７を設けるだけで、電力変換
装置を構成することができ、小型で低価格な電力変換装
置を構成することができる。
次に、本発明の他の実施例を第３図に示す。
本実施例は、電動機10の負荷が急激に変化した場合で
もコンデンサ３の直流電圧の変動を大幅に抑制すると共
に電源力率を向上させるようにしたものであり、第１図
に示すものと異なるところは、インバータ９の出力電流
を検出する交流電流検出器18と、交流電流検出器18の検
出電流に基づいてインバータ９のキャリア半周期の整数
倍区間におけるインバータ９の入力平均電流を算出する
平均電流算出手段としてのインバータ入力電流演算器19
と、演算器19の算出電流と電圧検出器11の出力からイン
バータ９の入力平均電力を算出する電力算出手段として
の電力算出器20と、電力算出器20の出力電力を交流電源
１の三相交流電圧で除算してインバータ入力電流指令Ｉ
lを生成するインバータ入力電流指令生成手段としての
インバータ入力電流指令生成器21を設けると共に、直流
電圧制御回路14と減算器16との間に加算器22を設け、イ
ンバータ入力電流生成器21の出力を加算器22に入力する
ようにしたものである。
もコンデンサ３の直流電圧の変動を大幅に抑制すると共
に電源力率を向上させるようにしたものであり、第１図
に示すものと異なるところは、インバータ９の出力電流
を検出する交流電流検出器18と、交流電流検出器18の検
出電流に基づいてインバータ９のキャリア半周期の整数
倍区間におけるインバータ９の入力平均電流を算出する
平均電流算出手段としてのインバータ入力電流演算器19
と、演算器19の算出電流と電圧検出器11の出力からイン
バータ９の入力平均電力を算出する電力算出手段として
の電力算出器20と、電力算出器20の出力電力を交流電源
１の三相交流電圧で除算してインバータ入力電流指令Ｉ
lを生成するインバータ入力電流指令生成手段としての
インバータ入力電流指令生成器21を設けると共に、直流
電圧制御回路14と減算器16との間に加算器22を設け、イ
ンバータ入力電流生成器21の出力を加算器22に入力する
ようにしたものである。
インバータ入力電流の平均値Idcは次の（５）式から
求められる。
求められる。
ここで、ＴCはインバータのキャリア周期で、ＴU,TV,TW
は、ＴC区間における各相PWM信号のパルス幅である。
は、ＴC区間における各相PWM信号のパルス幅である。
また、ｉU,iV,iWは電流検出器18で検出した瞬時のモ
ータ電流検出値である。なお、ゲインK1は昇圧チョッパ
回路７の損失を無視して、1/VRCの定数としており、200
V交流電圧受電の場合、整流回路２の出力電圧の平均値
ＶRCは交流電圧の1.35倍となり、270Vなので、K1＝1/27
0としている。
ータ電流検出値である。なお、ゲインK1は昇圧チョッパ
回路７の損失を無視して、1/VRCの定数としており、200
V交流電圧受電の場合、整流回路２の出力電圧の平均値
ＶRCは交流電圧の1.35倍となり、270Vなので、K1＝1/27
0としている。
そこで、コンデンサ３の負荷となるインバータ９の入
力電力ＰLをキャリア周期ＴC毎に瞬時に検出し、またイ
ンバータ９の入力電流の平均値Idcを（５）式から求め
れば、定常的には直流電流指令ＩX＊＝ＩLとなる。この
結果直流電流制御回路14の出力△ＩX＊はほぼ零とな
り、ＩL検出誤差を補正するのみとなる。このようなこ
とから、電動機10の負荷が急激に変化しても、素早く直
流量でＩLを検出して直流電流指令ＩX＊を変えるように
しているため、直流電圧制御回路14の動作遅れの影響を
受けることがない。この結果負荷に対応した電源電流が
瞬時に流れ、負荷の外乱によっても直流電圧Vdcの変動
を大幅に低減することができる。更に整流回路２の出力
電流ＩXは直流電流であるため、120°方形波の電源電流
が流れ、電源力率も0.96と大幅に向上させることができ
る。
力電力ＰLをキャリア周期ＴC毎に瞬時に検出し、またイ
ンバータ９の入力電流の平均値Idcを（５）式から求め
れば、定常的には直流電流指令ＩX＊＝ＩLとなる。この
結果直流電流制御回路14の出力△ＩX＊はほぼ零とな
り、ＩL検出誤差を補正するのみとなる。このようなこ
とから、電動機10の負荷が急激に変化しても、素早く直
流量でＩLを検出して直流電流指令ＩX＊を変えるように
しているため、直流電圧制御回路14の動作遅れの影響を
受けることがない。この結果負荷に対応した電源電流が
瞬時に流れ、負荷の外乱によっても直流電圧Vdcの変動
を大幅に低減することができる。更に整流回路２の出力
電流ＩXは直流電流であるため、120°方形波の電源電流
が流れ、電源力率も0.96と大幅に向上させることができ
る。
次に、本発明の第３実施例を第４図に示す。
本実施例は、第３図に示す演算器19と電力算出器20の
代りに、電流検出器18の検出出力とインバータ９の１次
電圧指令V1＊と１次電圧ベクトル位相θｖ1及びインバ
ータ９の入力電力を算出する入力電力算出手段としての
インバータ出力電力演算器23を設けたものであり、その
他のものは第３図と同様である。すなわち、本実施例で
は、インバータ９の損失を省略して、近似的にコンデン
サ３の負荷となるインバータ９の入力電力を検出するよ
うにしたものである。
代りに、電流検出器18の検出出力とインバータ９の１次
電圧指令V1＊と１次電圧ベクトル位相θｖ1及びインバ
ータ９の入力電力を算出する入力電力算出手段としての
インバータ出力電力演算器23を設けたものであり、その
他のものは第３図と同様である。すなわち、本実施例で
は、インバータ９の損失を省略して、近似的にコンデン
サ３の負荷となるインバータ９の入力電力を検出するよ
うにしたものである。
ここで、インバータ９の出力電力を算出するに際し
て、正弦波変調PWM方式の場合、変調波（正弦波）の振
幅が１次電圧の大きさV1＊に対応し、変調波の位相がθ
ｖ1となる。そこで、次の（６）式による１次電圧ベク
トル方向のモータ電流の有効分電流Iqを求めることとし
ている。
て、正弦波変調PWM方式の場合、変調波（正弦波）の振
幅が１次電圧の大きさV1＊に対応し、変調波の位相がθ
ｖ1となる。そこで、次の（６）式による１次電圧ベク
トル方向のモータ電流の有効分電流Iqを求めることとし
ている。
そこで、インバータ入力パワーＰLを（７）式から求
め、第３図の実施例と同様に負荷外乱による直流電圧変
動を大幅に低減するものである。
め、第３図の実施例と同様に負荷外乱による直流電圧変
動を大幅に低減するものである。
ＰL≒ＰINV＝Ｋα・Vdc・Ｖ1＊・Iq ……（７） ここで、Ｋαは定数でありＫα・Vdc・Ｖ1＊が実際の
インバータ出力電圧の大きさとなり、Vdcに比例して大
きくなる。
インバータ出力電圧の大きさとなり、Vdcに比例して大
きくなる。
次に、第３図の変形例として本発明の第４実施例を第
５図に示す。
５図に示す。
本実施例は、定数発生器21を加算器21と減算器16の間
に設け、直流電圧制御回路14を電圧指令と電圧検出器11
の出力との偏差を零に抑制するための電力指令を生成す
る電力指合生成回路として用い、加算器22を電力指令補
正回路として用い、定数発生器21を直流電流指令生成回
路として用いたものであり、他の構成は第３図のものと
同様である。本実施例においても、第３図のものと同様
の効果を得ることができる。
に設け、直流電圧制御回路14を電圧指令と電圧検出器11
の出力との偏差を零に抑制するための電力指令を生成す
る電力指合生成回路として用い、加算器22を電力指令補
正回路として用い、定数発生器21を直流電流指令生成回
路として用いたものであり、他の構成は第３図のものと
同様である。本実施例においても、第３図のものと同様
の効果を得ることができる。
また第４図の変形例として本発明の第５実施例を第６
図に示す。
図に示す。
本実施例は、第５図に示すものと同様に、定数発生器
21を加算器22と減算器16との間に設け、直流電圧制御回
路14を電力指令生成回路として用い、加算器22を電力指
令補正回路として用い、定数発生器21を直流電流指令生
成回路として用いたものであり、他の構成は第４図のも
のと同様であり、第４図に示すものと同様な効果を得る
ことができる。
21を加算器22と減算器16との間に設け、直流電圧制御回
路14を電力指令生成回路として用い、加算器22を電力指
令補正回路として用い、定数発生器21を直流電流指令生
成回路として用いたものであり、他の構成は第４図のも
のと同様であり、第４図に示すものと同様な効果を得る
ことができる。
前記各実施例において、昇圧チョッパ回路７のスイッ
チング周波数fcが100kHz等非常に大きいと、整流回路２
の出力電流ＩXはほぼ直流になるが、周波数fcが、例え
ば10kHz等と小さくなると、パワー素子５のスイッチン
グに伴うリプル電流が生じる。この結果、120°方形波
電流にスイッチング周波数fcのリプル電流が重畳した電
源電流が流れ、ラジオノイズ等高調波が問題となる場合
がある。このような場合には、第７図及び第８図に示さ
れるように、交流電源１と整流回路２との間にスイッチ
ング周波数fcに共振してリプル電流を吸収する共振フィ
ルタ24又はスイッチング周波数fcのリプル電流のみを吸
収するLC回路のフィルタ25を設ければ、パワー素子５の
スイッチングに伴うリプル電流を除去し、交流電源１に
120°方形波の電流を流すことができると共にラジオノ
イズ等の高調波電流障害が生じるのを防止することがで
きる。なお、フィルタ24のLCの値はLC＝1/2π・fcとな
るように設定されている。
チング周波数fcが100kHz等非常に大きいと、整流回路２
の出力電流ＩXはほぼ直流になるが、周波数fcが、例え
ば10kHz等と小さくなると、パワー素子５のスイッチン
グに伴うリプル電流が生じる。この結果、120°方形波
電流にスイッチング周波数fcのリプル電流が重畳した電
源電流が流れ、ラジオノイズ等高調波が問題となる場合
がある。このような場合には、第７図及び第８図に示さ
れるように、交流電源１と整流回路２との間にスイッチ
ング周波数fcに共振してリプル電流を吸収する共振フィ
ルタ24又はスイッチング周波数fcのリプル電流のみを吸
収するLC回路のフィルタ25を設ければ、パワー素子５の
スイッチングに伴うリプル電流を除去し、交流電源１に
120°方形波の電流を流すことができると共にラジオノ
イズ等の高調波電流障害が生じるのを防止することがで
きる。なお、フィルタ24のLCの値はLC＝1/2π・fcとな
るように設定されている。
また、第９図に示されるように、昇圧チョッパ回路７
の出力側に複数の平滑コンデンサ3a〜3nと複数のインバ
ータ9a〜9nと各インバータの出力に複数の誘導電動機10
a〜10nを備えたシステムにおいても、前記各実施例を適
用することができる。
の出力側に複数の平滑コンデンサ3a〜3nと複数のインバ
ータ9a〜9nと各インバータの出力に複数の誘導電動機10
a〜10nを備えたシステムにおいても、前記各実施例を適
用することができる。
以上説明したように、本発明によれば、単一の三相整
流回路と単一の昇圧チョッパ回路を用いても三相整流回
路の出力電流を一定振幅の直流電流となるように制御し
たため、電源力率を大幅に向上させることができ、装置
の小型軽量化に寄与することができる。更にインバータ
の出力電流を瞬時に検出し、この検出値に従って整流回
路の出力電流を補正するようにしたため、電動機の負荷
が急激に変動してもインバータの入力電圧の変動を十分
に抑制することができる。
流回路と単一の昇圧チョッパ回路を用いても三相整流回
路の出力電流を一定振幅の直流電流となるように制御し
たため、電源力率を大幅に向上させることができ、装置
の小型軽量化に寄与することができる。更にインバータ
の出力電流を瞬時に検出し、この検出値に従って整流回
路の出力電流を補正するようにしたため、電動機の負荷
が急激に変動してもインバータの入力電圧の変動を十分
に抑制することができる。
第１図は本発明の第１実施例を示す構成図、第２図は第
１図に示す装置の作用を説明するための波形図、第３図
は本発明の第２実施例を示す構成図、第４図は本発明の
第３実施例を示す構成図、第５図は本発明の第４実施例
を示す構成図、第６図は本発明の第５実施例を示す構成
図、第７図は本発明の第６実施例を示す構成図、第８図
は本発明の第７実施例を示す構成図、第９図は本発明の
第８実施例を示す構成図である。 １……交流電源、２……三相全波整流回路、３……平滑
コンデンサ、４……直流リアクトル、５……スイッチン
グパワー素子、６……ブロックダイオード、７……昇圧
チョッパ回路、８……インバータ制御装置、９……イン
バータ、10……誘導電動機、11……電圧検出器、13……
減算器、14……直流電圧制御回路、15……直流電流検出
器、16……減算器、17……電流制御回路、18……交流電
流検出器、19……インバータ入力電流演算器、20……電
力算出器、21……定数発生器、22……加算器、23……イ
ンバータ出力電流演算器。
１図に示す装置の作用を説明するための波形図、第３図
は本発明の第２実施例を示す構成図、第４図は本発明の
第３実施例を示す構成図、第５図は本発明の第４実施例
を示す構成図、第６図は本発明の第５実施例を示す構成
図、第７図は本発明の第６実施例を示す構成図、第８図
は本発明の第７実施例を示す構成図、第９図は本発明の
第８実施例を示す構成図である。 １……交流電源、２……三相全波整流回路、３……平滑
コンデンサ、４……直流リアクトル、５……スイッチン
グパワー素子、６……ブロックダイオード、７……昇圧
チョッパ回路、８……インバータ制御装置、９……イン
バータ、10……誘導電動機、11……電圧検出器、13……
減算器、14……直流電圧制御回路、15……直流電流検出
器、16……減算器、17……電流制御回路、18……交流電
流検出器、19……インバータ入力電流演算器、20……電
力算出器、21……定数発生器、22……加算器、23……イ
ンバータ出力電流演算器。
フロントページの続き (72)発明者 藤井 洋 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所習志野工場内 (56)参考文献 特開 平２−106171（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−166765（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−148070（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 3/00 - 3/44 H02M 7/00 - 7/98
Claims (7)
- 【請求項１】三相交流電圧を整流する三相整流回路と、
三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより昇圧する
昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力信号を平
滑する平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出する電圧
検出器と、昇圧チョッパ回路の出力電圧に対する電圧指
令と電圧検出器の検出出力との偏差を零に抑制し且つ前
記三相整流回路の出力に直流電流を流すための直流電流
指令を生成する直流電流指令生成回路と、三相整流回路
の出力電流を検出する直流電流検出器と、直流電流指令
と直流電流検出器の検出出力との偏差を零に抑制するた
めのパルス信号を生成するパルス信号生成回路とを有
し、前記昇圧チョッパ回路は、整流回路の出力電荷を蓄
積するリアクトルと、このリアクトルに蓄積された電荷
の充放電をパルス信号のパルス幅に応じて制御するスイ
ッチング素子とを備えて構成されている電力変換装置。 - 【請求項２】三相交流電圧を整流する三相整流回路と、
三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより昇圧する
昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力信号を平
滑する平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出する電圧
検出器と、平滑素子の出力電力を交流電力に変換して交
流電動機を駆動するインバータと、交流電動機に対する
周波数指令に従ってパルス信号を生成し、このパルス信
号をインバータに与えてインバータの出力電圧を制御す
るインバータ制御手段と、インバータの出力電流を検出
する交流電流検出器と、交流電流検出器の検出出力に基
づいてインバータのキャリア半周期の整数倍区間におけ
るインバータの入力平均電流を算出する平均電流算出手
段と、平均電流算出手段の算出電流と前記電圧検出器の
検出出力からインバータの入力平均電力を算出する電力
算出手段と、電力算出手段の算出電力を三相交流電圧で
除算してインバータ入力電流指令を生成するインバータ
入力電流指令生成手段と、昇圧チョッパ回路の出力電圧
に対する電圧指令と電圧検出器の検出出力との偏差を零
に抑制するための直流電流指令を生成する直流電流指令
生成回路と、直流電流指令とインバータ入力電流指令と
を加算した最終直流電流指令を生成する最終直流電流指
令生成回路と、三相整流回路の出力電流を検出する直流
電流検出器と、最終直流電流指令と直流電流検出器の検
出出力との偏差を零に抑制するためのパルス信号を生成
するパルス信号生成回路とを有し、前記昇圧チョッパ回
路は、整流回路の出力電荷を蓄積するリアクトルと、こ
のリアクトルに蓄積された電荷の充放電をパルス信号の
パルス幅に応じて制御するスイッチング素子とを備えて
構成されている電力変換装置。 - 【請求項３】三相交流電圧を整流する三相整流回路と、
三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより昇圧する
昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力信号を平
滑する平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出する電圧
検出器と、平滑素子の出力電力を交流電力に変換して交
流電動機を駆動するインバータと、交流電動機に対する
周波数指令に従ってパルス信号を生成し、このパルス信
号をインバータに与えてインバータの出力電圧を制御す
るインバータ制御手段と、インバータの出力電流を検出
する交流電流検出器と、交流電流検出器の検出出力に基
づいてインバータのキャリア半周期の整数倍区間におけ
るインバータの入力平均電流を算出する平均電流算出手
段と、平均電流算出手段の算出電流と前記電圧検出器の
検出出力からインバータの入力平均電力を算出する電力
算出手段と、平滑素子の出力電圧に対する電圧指令と電
圧検出器の検出出力との偏差を零に抑制するための電力
指令を生成する電力指令生成回路と、電力指令を電力算
出手段の算出電力で補正する電力指令補正回路と、電力
指令補正回路の出力電力を三相交流電圧で除算して直流
電流指令を生成する直流電流指令回路と、直流電流指令
と直流電流検出器の検出出力との偏差を零に抑制するた
めのパルス信号を生成するパルス信号生成回路とを有
し、前記昇圧チョッパ回路は、整流回路の出力電荷を蓄
積するリアクトルと、このリアクトルに蓄積された電荷
の充放電をパルス信号のパルス幅に応じて制御するスイ
ッチング素子とを備えて構成されている電力変換装置。 - 【請求項４】三相交流電圧を整流する三相整流回路と、
三相整流回路の出力電圧をチョッピングによリ昇圧する
昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力信号を平
滑する平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出する電圧
検出器と、平滑素子の出力電力を交流電力に変換して交
流電動機を駆動するインバータと、交流電動機に対する
周波数指令に従ってパルス信号を生成し、このパルス信
号をインバータに与えてインバータの出力電圧を制御す
るインバータ制御手段と、インバータの出力電流を検出
する交流電流検出器と、交流電流検出器の検出出力とイ
ンバータの１次電圧指令および１次電圧ベクトル位相に
従ってインバータの入力電力を算出する入力電力算出手
段と、入力電力算出手段の算出電力を三相交流電圧で除
算してインバータ入力電流指令を生成するインバータ入
力電流指令生成手段と、昇圧チョッパ回路の出力電圧に
対する電圧指令と電圧検出器の検出出力との偏差を零に
抑制するための直流電流指令を生成する直流電流指令生
成回路と、直流電流指令とインバータ入力電流指令とを
加算した最終直流電流指令生成回路と、三相整流回路の
出力電流を検出する直流電流検出器と、最終直流電流指
令と直流電流検出器の検出出力との偏差を零に抑制する
ためのパルス信号を生成するパルス信号生成回路とを有
し、前記昇圧チョッパ回路は、整流回路の出力電荷を蓄
積するリアクトルと、このリアクトルに蓄積された電荷
の充放電をパルス信号のパルス幅に応じて制御するスイ
ッチング素子とを備えて構成されている電力変換装置。 - 【請求項５】三相交流電圧を整流する三相整流回路と、
三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより昇圧する
昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力信号を平
滑する平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出する電圧
検出器と、平滑素子の出力電力を交流電力に変換して交
流電動機を駆動するインバータと、交流電動機に対する
周波数指令に従ってパルス信号を生成し、このパルス信
号をインバータに与えてインバータの出力電圧を制御す
るインバータ制御手段と、インバータの出力電流を検出
する交流電流検出器と、交流電流検出器の検出出力とイ
ンバータの１次電圧指令および１次電圧ベクトル位相に
従ってインバータの入力電力を算出する入力電力算出手
段と、昇圧チョッパ回路の出力電圧に対する電圧指令と
電圧検出器との偏差を零に抑制するための電力指令を生
成する電力指令生成回路と、この電力指令を入力電力算
出手段の算出電力で補正する電力指令補正回路と、電力
指令補正回路の出力電力を三相交流電圧で除算して直流
電流指令を生成する直流電流指令生成回路と、直流電流
指令と直流電流検出器の検出出力との偏差を零に抑制す
るためのパルス信号を生成するパルス信号生成回路とを
有し、前記昇圧チョッパ回路は、整流回路の出力電荷を
蓄積するリアクトルと、このリアクトルに蓄積された電
荷の充放電をパルス信号のパルス幅に応じて制御するス
イッチング素子とを備えて構成されている電力変換装
置。 - 【請求項６】三相交流電圧を整流する三相整流回路と、
三相整流回路の出力電圧をチョッピングにより昇圧する
昇圧チョッパ回路と、昇圧チョッパ回路の出力信号を平
滑する複数の平滑素子と、平滑素子の出力電圧を検出す
る電圧検出器と、平滑素子の出力電力を交流電力に変換
して複数の交流電動機をそれぞれ駆動する複数のインバ
ータと、各交流電動機に対する周波数指令に従ってパル
ス信号を生成し、このパルス信号を各インバータに与え
てインバータの出力電圧を制御する複数のインバータ制
御手段と、各インバータの出力電流を検出する複数の交
流電流検出器とを有すると共に、各交流電流検出器の検
出出力と昇圧チョッパ回路の出力電圧に対する電圧指令
に基づいて昇圧チョッパ回路を制御するものとして、請
求項1,2,3,4又は５記載のものを有する電力変換装置。 - 【請求項７】三相整流回路の入力側に昇圧チョッパ用ス
イッチング素子のスイッチングに伴うリプル電流を除去
するフイルタを設けてなる請求項１〜６のうちいずれか
１つの項に記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
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| JP23974490A JP2869498B2 (ja) | 1990-09-10 | 1990-09-10 | 電力変換装置 |
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1990
- 1990-09-10 JP JP23974490A patent/JP2869498B2/ja not_active Expired - Lifetime
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