JP3244845B2 - Ｐｗｍインバータの制御方法およびそれを使用する制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバータの制御方法およびそれを使用する制御装置Info
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
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- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば電気車の誘導
電動機または同期電動機を駆動するための電圧形ＰＷＭ
可変電圧可変周波数インバータのスイッチング動作を制
御するＰＷＭインバータの制御方法およびそれを使用す
る制御装置に関する。
電動機または同期電動機を駆動するための電圧形ＰＷＭ
可変電圧可変周波数インバータのスイッチング動作を制
御するＰＷＭインバータの制御方法およびそれを使用す
る制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、電気車の誘導電動機を駆動するた
めの電圧形ＰＷＭインバータのスイッチング動作を制御
するためにスイッチング素子に与えるゲート信号を１パ
ルスから３パルスに切替え、あるいは３パルスから１パ
ルスに切替える制御方式は、図７および図８に示すよう
なものであった。すなわち、図８に示すように変調正弦
波Ａと搬送三角波Ｂを比較して得られるゲート信号を、
図７に示すように６０°の整数倍の角度に達した時点で
Ｕ，Ｖ，Ｗ各相同時に切替えるものである。ただし、図
８において角度αと変調率ＡＬ（＝変調波Ａの波高値／
搬送波Ｂの波高値）の間には次の関係がある。
めの電圧形ＰＷＭインバータのスイッチング動作を制御
するためにスイッチング素子に与えるゲート信号を１パ
ルスから３パルスに切替え、あるいは３パルスから１パ
ルスに切替える制御方式は、図７および図８に示すよう
なものであった。すなわち、図８に示すように変調正弦
波Ａと搬送三角波Ｂを比較して得られるゲート信号を、
図７に示すように６０°の整数倍の角度に達した時点で
Ｕ，Ｖ，Ｗ各相同時に切替えるものである。ただし、図
８において角度αと変調率ＡＬ（＝変調波Ａの波高値／
搬送波Ｂの波高値）の間には次の関係がある。
【０００３】
【数１】 α＝６０・（１−ＡＬ）（ｄｅｇ） … （１） そして、図７の波形図は３パルスから１パルスへの切替
えを電気角６０°の時点で行なった場合の波形である。
えを電気角６０°の時点で行なった場合の波形である。
【０００４】ところが、このような従来の変調方式およ
び切替え方式を用いた場合には、切替え角を中心として
その前後１８０°を含む１周期の切替え途中の波形（斜
線を施した部分）は、３パルス波形や１パルス波形と比
較してみると、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相ともそれぞれ電圧面積が
異なる。
び切替え方式を用いた場合には、切替え角を中心として
その前後１８０°を含む１周期の切替え途中の波形（斜
線を施した部分）は、３パルス波形や１パルス波形と比
較してみると、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相ともそれぞれ電圧面積が
異なる。
【０００５】この区間のＵ相分をそれぞれ３パルス、１
パルス、切替え途中の波形についてフーリエ級数に展開
してみると、その基本波成分は次の（２）〜（４）式の
ようになり、
パルス、切替え途中の波形についてフーリエ級数に展開
してみると、その基本波成分は次の（２）〜（４）式の
ようになり、
【数２】 ただし、ここでは、ゲート信号のオン電圧をＥボルト、
オフ電圧を−Ｅボルトとしている。
オフ電圧を−Ｅボルトとしている。
【０００６】（４）式より、切替え途中の波形は直流成
分を含むことが分かる。これは、１パルスから３パルス
への切替えの場合も同様である。
分を含むことが分かる。これは、１パルスから３パルス
への切替えの場合も同様である。
【０００７】そこで、図９のような変調方形波Ｃと搬送
逆台形波Ｄを用いた新たな変調方式が提案されるように
なり、現在使用されている。ただし、図９で角度αと変
調率ＡＬの間の関係は（１）式と同様である。
逆台形波Ｄを用いた新たな変調方式が提案されるように
なり、現在使用されている。ただし、図９で角度αと変
調率ＡＬの間の関係は（１）式と同様である。
【０００８】ところが、この新しい変調方式によるゲー
ト信号を用いても、６０°の整数倍でＵ，Ｖ，Ｗ各相同
時に切替える方式では、なお同様の問題が残っていた。
すなわち、図１０に示すように６０°で切替えた場合、
切替え点を中心とする前後１８０°を含む１周期を比較
すると、Ｕ相とＶ相は切替え途中と切替え前後の電圧面
積が等しいが、Ｖ相は電圧面積が異なる。すなわち、前
述と同様に上記の波形をフーリエ級数に展開してみる
と、Ｕ相分（Ｗ相も同じ）、Ｖ相分の基本波成分はそれ
ぞれ、次の（５）〜（７）式、（８）〜（１０）式のよ
うになる。
ト信号を用いても、６０°の整数倍でＵ，Ｖ，Ｗ各相同
時に切替える方式では、なお同様の問題が残っていた。
すなわち、図１０に示すように６０°で切替えた場合、
切替え点を中心とする前後１８０°を含む１周期を比較
すると、Ｕ相とＶ相は切替え途中と切替え前後の電圧面
積が等しいが、Ｖ相は電圧面積が異なる。すなわち、前
述と同様に上記の波形をフーリエ級数に展開してみる
と、Ｕ相分（Ｗ相も同じ）、Ｖ相分の基本波成分はそれ
ぞれ、次の（５）〜（７）式、（８）〜（１０）式のよ
うになる。
【０００９】
【数３】 ただし、ここでもゲート信号のオン電圧をＥボルト、オ
フ電圧を−Ｅボルトとしている。
フ電圧を−Ｅボルトとしている。
【００１０】これから、Ｕ相、Ｗ相の切替え途中の波形
は直流成分を含まず、また切替え前後と比較して位相ず
れも起きていないが、Ｖ相では切替え途中の波形に直流
分が含まれ、また切替え前後と比較して位相ずれが起き
ていることが分かる。
は直流成分を含まず、また切替え前後と比較して位相ず
れも起きていないが、Ｖ相では切替え途中の波形に直流
分が含まれ、また切替え前後と比較して位相ずれが起き
ていることが分かる。
【００１１】なお、図１０では６０°切替えを例示した
が、６０°の整数倍の角度で切替える場合はすべて、い
ずれか１相が上記のように切替え途中の電圧に直流成分
を含み、位相ずれが起こる。また、１パルスから３パル
スに切替える場合も同様である。
が、６０°の整数倍の角度で切替える場合はすべて、い
ずれか１相が上記のように切替え途中の電圧に直流成分
を含み、位相ずれが起こる。また、１パルスから３パル
スに切替える場合も同様である。
【００１２】このように、従来のＰＷＭインバータの制
御方法では、同期モードにおいてゲート信号の１パルス
から３パルスへの切替え、または３パルスから１パルス
への切替え時の出力電圧に直流成分が含まれ、正負の電
圧が不平衡となり、これが主変圧器の偏磁を引き起こ
し、過電流を発生する問題点があった。また、出力電圧
が位相ずれを起こす現象を生じる場合もあった。
御方法では、同期モードにおいてゲート信号の１パルス
から３パルスへの切替え、または３パルスから１パルス
への切替え時の出力電圧に直流成分が含まれ、正負の電
圧が不平衡となり、これが主変圧器の偏磁を引き起こ
し、過電流を発生する問題点があった。また、出力電圧
が位相ずれを起こす現象を生じる場合もあった。
【００１３】また従来、電気車の誘導電動機または同期
電動機を駆動するための電圧形ＰＷＭ可変電圧可変周波
数インバータの制御方法として、インバータのスイッチ
ング素子に与えるゲート信号を上記３パルスの同期モー
ドと非同期モードとの相互間で切替える方法も知られて
いる。
電動機を駆動するための電圧形ＰＷＭ可変電圧可変周波
数インバータの制御方法として、インバータのスイッチ
ング素子に与えるゲート信号を上記３パルスの同期モー
ドと非同期モードとの相互間で切替える方法も知られて
いる。
【００１４】このＰＷＭインバータのスイッチング素子
に与えるゲート信号の同期モード、非同期モード切替え
を行なう制御方法においても、同期モード、非同期モー
ド相互間の切替えはＵ、Ｖ、Ｗ３相同時に電気角６０°
（＝π／３）の整数倍に達したタイミングで行なわれて
いた。図１１はその代表的な例のゲート信号波形を示し
ている。この図１１において各相の同期モードのゲート
信号の波形は前述の図９に示した３パルスモードの波形
であり、各相の非同期モードのゲート信号の波形は図１
２に示すＰＷＭによって生成されたものである。すなわ
ち、図１２（ａ）のように搬送波Ｂ´は１ｋＨｚの周波
数であり、変調波Ａ´は９０Ｈｚの周波数であり、イン
バータの最小消弧期間を５０μｓ、変調率ＡＬを９０％
に想定した場合、搬送波Ｂ´を変調波Ａ´によってＰＷ
Ｍすることにより同図（ｂ）に示すような非同期モード
のゲート信号が得られるのである。
に与えるゲート信号の同期モード、非同期モード切替え
を行なう制御方法においても、同期モード、非同期モー
ド相互間の切替えはＵ、Ｖ、Ｗ３相同時に電気角６０°
（＝π／３）の整数倍に達したタイミングで行なわれて
いた。図１１はその代表的な例のゲート信号波形を示し
ている。この図１１において各相の同期モードのゲート
信号の波形は前述の図９に示した３パルスモードの波形
であり、各相の非同期モードのゲート信号の波形は図１
２に示すＰＷＭによって生成されたものである。すなわ
ち、図１２（ａ）のように搬送波Ｂ´は１ｋＨｚの周波
数であり、変調波Ａ´は９０Ｈｚの周波数であり、イン
バータの最小消弧期間を５０μｓ、変調率ＡＬを９０％
に想定した場合、搬送波Ｂ´を変調波Ａ´によってＰＷ
Ｍすることにより同図（ｂ）に示すような非同期モード
のゲート信号が得られるのである。
【００１５】そこで、ゲート信号の波形をｆ（ｘ）と
し、このｆ（ｘ）をフーリエ級数に展開した場合、定数
項、すなわち直流項Ｂｏは次の式（１１）によって表わ
される。
し、このｆ（ｘ）をフーリエ級数に展開した場合、定数
項、すなわち直流項Ｂｏは次の式（１１）によって表わ
される。
【００１６】
【数４】 この式（１１）は、その波形ｆ（ｘ）の面積を周期で割
ったものに等しいことを表わしている。すなわち、Ｂｏ
は波形ｆ（ｘ）の１サイクルにわたっての平均の高さに
等しい。そこで、搬送波Ｂ´と変調波Ａ´とが図１２
（ａ）に示すような位置関係にある場合、ニュートン法
を用いて搬送波と変調波の交点の座標を求めて、同図
（ｂ）に示すゲート信号波形の各パルスの角度θ１〜θ
１８を求めると、それぞれの値は次のようになる。
ったものに等しいことを表わしている。すなわち、Ｂｏ
は波形ｆ（ｘ）の１サイクルにわたっての平均の高さに
等しい。そこで、搬送波Ｂ´と変調波Ａ´とが図１２
（ａ）に示すような位置関係にある場合、ニュートン法
を用いて搬送波と変調波の交点の座標を求めて、同図
（ｂ）に示すゲート信号波形の各パルスの角度θ１〜θ
１８を求めると、それぞれの値は次のようになる。
【００１７】
【数５】 θ１ ＝０．３３（rad ）θ２ ＝０．１８ θ３ ＝０．４５ θ４ ＝０．０７ θ５ ＝１．０８ θ６ ＝０．０７ θ７ ＝０．４５ θ８ ＝０．１８ θ９ ＝０．３３ θ１０＝０．３３ θ１１＝０．１８ θ１２＝０．４５ θ１３＝０．０７ θ１４＝１．０８ θ１５＝０．０７ θ１６＝０．４５ θ１７＝０．１８ θ１８＝０．３３ 前述の図９に示した同期モードのゲート信号の波形で
は、変調率ＡＬと角度αとの関係は式（１）のようにな
るが、これをラジアン（rad ）で表わすと、
は、変調率ＡＬと角度αとの関係は式（１）のようにな
るが、これをラジアン（rad ）で表わすと、
【数６】 となる。そして、ここで変調率ＡＬとして９０％を想定
しているので、α＝０．１（rad ）である。
しているので、α＝０．１（rad ）である。
【００１８】そこで、これらの値を用いて図１１におけ
る各波形の直流分Ｂｏを切替え点の前後１８０°（＝
π）を含む１周期に関して求めると、次のようになる。
る各波形の直流分Ｂｏを切替え点の前後１８０°（＝
π）を含む１周期に関して求めると、次のようになる。
【００１９】
【数７】 Ｕ相 非同期波形： ＢUa ≒０ 同期波形： ＢUs ＝０ 非同期−同期切替え波形：ＢUas ≒０ Ｖ相 非同期波形： ＢVa ≒０ 同期波形： ＢVs ＝０ 非同期−同期切替え波形：ＢVas ≒−０．５５ Ｗ相 非同期波形： ＢWa ≒０ 同期波形： ＢWs ＝０ 非同期−同期切替え波形：ＢWas ≒０ 以上の計算結果から、この場合、Ｖ相に負の直流分が重
畳されていることが分かる。このようにＵ、Ｖ、Ｗ各相
を同時に６０°（＝π／３）の整数倍の電気角で切替え
る場合、いずれか１相のゲート信号の正負がアンバラン
スとなり、これが主変圧器の偏磁を引き起こす問題点が
あった。
畳されていることが分かる。このようにＵ、Ｖ、Ｗ各相
を同時に６０°（＝π／３）の整数倍の電気角で切替え
る場合、いずれか１相のゲート信号の正負がアンバラン
スとなり、これが主変圧器の偏磁を引き起こす問題点が
あった。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】以上のように従来のＰ
ＷＭインバータの制御方法では、インバータのスイッチ
ング素子に与えるゲート信号を同期モードで１パルス、
３パルスモード相互に切替える際、また同期モード、非
同期モードで切替える際に、一定の電気角において全相
同時に切替えるようにしていたために、出力電圧に直流
分が含まれて正負の電圧が不平衡となり、主変圧器の偏
磁を引き起こし、過電流を発生するという問題点があ
り、また出力電圧が位相ずれを起こす現象を生じる場合
もあるという問題点があった。
ＷＭインバータの制御方法では、インバータのスイッチ
ング素子に与えるゲート信号を同期モードで１パルス、
３パルスモード相互に切替える際、また同期モード、非
同期モードで切替える際に、一定の電気角において全相
同時に切替えるようにしていたために、出力電圧に直流
分が含まれて正負の電圧が不平衡となり、主変圧器の偏
磁を引き起こし、過電流を発生するという問題点があ
り、また出力電圧が位相ずれを起こす現象を生じる場合
もあるという問題点があった。
【００２１】この発明はこのような従来の問題点に鑑み
てなされたもので、３パルスから１パルスへの切替え
時、また１パルスから３パルスへの切替え時にゲート信
号の基本波成分に直流成分を含まず、位相ずれを起こさ
ないように切替えることができるＰＷＭインバータの制
御方法およびそれを使用する制御装置を提供することを
目的とする。
てなされたもので、３パルスから１パルスへの切替え
時、また１パルスから３パルスへの切替え時にゲート信
号の基本波成分に直流成分を含まず、位相ずれを起こさ
ないように切替えることができるＰＷＭインバータの制
御方法およびそれを使用する制御装置を提供することを
目的とする。
【００２２】この発明はまた、同期モード、非同期モー
ドの相互間の切替え時にゲート信号に直流成分を含まな
いように切替えることができるＰＷＭインバータの制御
方法及びそれを使用する制御装置を提供することを目的
とする。
ドの相互間の切替え時にゲート信号に直流成分を含まな
いように切替えることができるＰＷＭインバータの制御
方法及びそれを使用する制御装置を提供することを目的
とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明のＰＷＭ
インバータの制御方法は、ＰＷＭインバータのスイッチ
ング動作を制御するゲート信号を生成するに際して、半
周期内のパルス数が一定の同期モードにおいて、変調方
形波と搬送逆台形波を比較する変調方式、もしくはこれ
によって得られる信号と等価の電圧パターンを電圧と周
波数の指令により生成する変調方式を用いて、３パルス
から１パルスへの切替え、または１パルスから３パルス
への切替えをＵ，Ｖ，Ｗ各相個別にそれぞれの相の基本
波成分の最大値または最小値に達したタイミングで行な
うものである。
インバータの制御方法は、ＰＷＭインバータのスイッチ
ング動作を制御するゲート信号を生成するに際して、半
周期内のパルス数が一定の同期モードにおいて、変調方
形波と搬送逆台形波を比較する変調方式、もしくはこれ
によって得られる信号と等価の電圧パターンを電圧と周
波数の指令により生成する変調方式を用いて、３パルス
から１パルスへの切替え、または１パルスから３パルス
への切替えをＵ，Ｖ，Ｗ各相個別にそれぞれの相の基本
波成分の最大値または最小値に達したタイミングで行な
うものである。
【００２４】請求項２の発明のＰＷＭインバータの制御
装置は、３パルスゲート信号生成回路と、１パルスゲー
ト信号生成回路と、これらのゲート信号生成回路からの
ゲート信号を取り込み、１パルス／３パルス切替えの共
通指令とＵ、Ｖ、Ｗ各相の個別の切替え指令パルス信号
とのＡＮＤ論理により、１パルスゲート信号と３パルス
ゲート信号とを各相の基本波成分の最大値または最小値
に達するタイミングに相互に切替えて出力するＵ，Ｖ，
Ｗ各相ごとの出力ゲート信号切替え回路とを備えたもの
である。
装置は、３パルスゲート信号生成回路と、１パルスゲー
ト信号生成回路と、これらのゲート信号生成回路からの
ゲート信号を取り込み、１パルス／３パルス切替えの共
通指令とＵ、Ｖ、Ｗ各相の個別の切替え指令パルス信号
とのＡＮＤ論理により、１パルスゲート信号と３パルス
ゲート信号とを各相の基本波成分の最大値または最小値
に達するタイミングに相互に切替えて出力するＵ，Ｖ，
Ｗ各相ごとの出力ゲート信号切替え回路とを備えたもの
である。
【００２５】請求項３の発明は、ＰＷＭインバータのス
イッチング動作を制御するゲート信号を同期モード、非
同期モードの相互間で切替えてスイッチング動作を制御
するＰＷＭインバータの制御方法であって、Ｕ、Ｖ、Ｗ
各相共通の同期モード、非同期モードの切替え指令の入
力後、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相個別にそれぞれの基本波成分の最
大値または最小値に達したタイミングで同期モードゲー
ト信号と非同期モードゲート信号を相互に切替えるもの
である。
イッチング動作を制御するゲート信号を同期モード、非
同期モードの相互間で切替えてスイッチング動作を制御
するＰＷＭインバータの制御方法であって、Ｕ、Ｖ、Ｗ
各相共通の同期モード、非同期モードの切替え指令の入
力後、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相個別にそれぞれの基本波成分の最
大値または最小値に達したタイミングで同期モードゲー
ト信号と非同期モードゲート信号を相互に切替えるもの
である。
【００２６】請求項４の発明は、請求項３のＰＷＭイン
バータの制御方法において、ＰＷＭインバータの最小消
弧期間以下のオンパルスをオフとし、最小消弧期間以下
のオフパルスをオンとする補正を行ない、モード切替え
点付近で所定の値を超える変調率に達したタイミングで
モード切替えを実行するものである。
バータの制御方法において、ＰＷＭインバータの最小消
弧期間以下のオンパルスをオフとし、最小消弧期間以下
のオフパルスをオンとする補正を行ない、モード切替え
点付近で所定の値を超える変調率に達したタイミングで
モード切替えを実行するものである。
【００２７】請求項５の発明のＰＷＭインバータの制御
装置は、ゲート信号の同期モード、非同期モードの切替
え信号とＵ、Ｖ、Ｗ各相個別の切替え角における切替え
信号のＡＮＤ論理により、各相の基本波成分の最大値ま
たは最小値に達するタイミングに同期モード、非同期モ
ードの切替え信号を出力するＵ、Ｖ、Ｗ各相ごとの切替
え信号生成回路と、各相ごとの同期ゲート信号と非同期
ゲート信号を入力し、前記各相ごとの切替え信号生成回
路から切替え信号が入力されたときにそれまでの同期ゲ
ート信号または非同期ゲート信号から新たに非同期ゲー
ト信号または同期ゲート信号に切替えて出力するＵ、
Ｖ、Ｗ各相ごとの出力ゲート信号切替え回路とを備えた
ものである。
装置は、ゲート信号の同期モード、非同期モードの切替
え信号とＵ、Ｖ、Ｗ各相個別の切替え角における切替え
信号のＡＮＤ論理により、各相の基本波成分の最大値ま
たは最小値に達するタイミングに同期モード、非同期モ
ードの切替え信号を出力するＵ、Ｖ、Ｗ各相ごとの切替
え信号生成回路と、各相ごとの同期ゲート信号と非同期
ゲート信号を入力し、前記各相ごとの切替え信号生成回
路から切替え信号が入力されたときにそれまでの同期ゲ
ート信号または非同期ゲート信号から新たに非同期ゲー
ト信号または同期ゲート信号に切替えて出力するＵ、
Ｖ、Ｗ各相ごとの出力ゲート信号切替え回路とを備えた
ものである。
【００２８】
【作用】請求項１の発明のＰＷＭインバータの制御方法
では、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相のゲート信号を一律の切替え角に
おいて１パルス、３パルス相互に切替えるのではなく、
各相個別に電圧面積が等しくなる点で切替えることによ
り、出力電圧の基本波成分中に直流成分を含まず、また
同じゲート信号の基本波の最大値または最小値の点で切
替えることにより位相ずれもないゲート信号を生成し、
これによってＰＷＭインバータのゲート制御を行なうこ
とができる。
では、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相のゲート信号を一律の切替え角に
おいて１パルス、３パルス相互に切替えるのではなく、
各相個別に電圧面積が等しくなる点で切替えることによ
り、出力電圧の基本波成分中に直流成分を含まず、また
同じゲート信号の基本波の最大値または最小値の点で切
替えることにより位相ずれもないゲート信号を生成し、
これによってＰＷＭインバータのゲート制御を行なうこ
とができる。
【００２９】請求項２の発明のＰＷＭインバータの制御
装置では、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相ごとの出力ゲート信号切替え
回路が、パルスゲート信号生成回路と１パルスゲート信
号生成回路それぞれからのゲート信号を取り込み、１パ
ルス／３パルス切替えの共通指令とＵ、Ｖ、Ｗ各相の個
別の切替え指令パルス信号とのＡＮＤ論理によっ１パル
スゲート信号と３パルスのゲート信号を相互に切替えて
出力することにより、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相個別にそれぞれの
相の基本波成分の最大値または最小値に達したタイミン
グで行なうことができる。
装置では、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相ごとの出力ゲート信号切替え
回路が、パルスゲート信号生成回路と１パルスゲート信
号生成回路それぞれからのゲート信号を取り込み、１パ
ルス／３パルス切替えの共通指令とＵ、Ｖ、Ｗ各相の個
別の切替え指令パルス信号とのＡＮＤ論理によっ１パル
スゲート信号と３パルスのゲート信号を相互に切替えて
出力することにより、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相個別にそれぞれの
相の基本波成分の最大値または最小値に達したタイミン
グで行なうことができる。
【００３０】請求項３の発明のＰＷＭインバータの制御
方法では、ＰＷＭインバータのスイッチング動作を制御
するゲート信号を同期モード、非同期モード相互間で切
替える場合、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相共通の同期モード、非同期
モードの切替え指令の入力後、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相個別にそ
れぞれの基本波成分の最大値または最小値に達したタイ
ミングで同期モード、非同期モード相互の切替えを行な
うことにより、直流成分を含まず、また位相ずれもない
ゲート信号を生成し、これによってＰＷＭインバータの
ゲート制御を行なうことができる。
方法では、ＰＷＭインバータのスイッチング動作を制御
するゲート信号を同期モード、非同期モード相互間で切
替える場合、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相共通の同期モード、非同期
モードの切替え指令の入力後、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相個別にそ
れぞれの基本波成分の最大値または最小値に達したタイ
ミングで同期モード、非同期モード相互の切替えを行な
うことにより、直流成分を含まず、また位相ずれもない
ゲート信号を生成し、これによってＰＷＭインバータの
ゲート制御を行なうことができる。
【００３１】請求項４の発明のＰＷＭインバータの制御
方法では、ＰＷＭインバータの最小消弧期間以下のオン
パルスをオフとし、最小消弧期間以下のオフパルスをオ
ンとする補正を行ない、モード切替え点付近で所定の値
を超える変調率に達したタイミングでモード切替えを実
行することにより、各相のゲート信号の半周期の中央付
近の指令値を最小値または最大値にすることができ、確
実に直流成分を含まず、位相ずれもないゲート信号を生
成してＰＷＭインバータのゲート制御を行なうことがで
きる。
方法では、ＰＷＭインバータの最小消弧期間以下のオン
パルスをオフとし、最小消弧期間以下のオフパルスをオ
ンとする補正を行ない、モード切替え点付近で所定の値
を超える変調率に達したタイミングでモード切替えを実
行することにより、各相のゲート信号の半周期の中央付
近の指令値を最小値または最大値にすることができ、確
実に直流成分を含まず、位相ずれもないゲート信号を生
成してＰＷＭインバータのゲート制御を行なうことがで
きる。
【００３２】請求項５の発明のＰＷＭインバータの制御
装置では、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相ごとの出力ゲート信号切替え
回路が、ゲート信号の同期モード、非同期モードの切替
え信号と各相個別の切替え角における切替え信号のＡＮ
Ｄ論理によって同期モード、非同期モードの切替え信号
を出力するＵ、Ｖ、Ｗ各相ごとの切替え信号生成回路か
ら同期モード、非同期モードの切替え信号を取り込んだ
ときに、それまでの同期ゲート信号または非同期ゲート
信号から新たに非同期ゲート信号または同期ゲート信号
に切替えて出力することにより、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相個別に
それぞれの基本波成分の最大値または最小値に達したタ
イミングで同期モード、非同期モード相互のゲート信号
の切替えを行なうことができる。
装置では、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相ごとの出力ゲート信号切替え
回路が、ゲート信号の同期モード、非同期モードの切替
え信号と各相個別の切替え角における切替え信号のＡＮ
Ｄ論理によって同期モード、非同期モードの切替え信号
を出力するＵ、Ｖ、Ｗ各相ごとの切替え信号生成回路か
ら同期モード、非同期モードの切替え信号を取り込んだ
ときに、それまでの同期ゲート信号または非同期ゲート
信号から新たに非同期ゲート信号または同期ゲート信号
に切替えて出力することにより、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相個別に
それぞれの基本波成分の最大値または最小値に達したタ
イミングで同期モード、非同期モード相互のゲート信号
の切替えを行なうことができる。
【００３３】
【実施例】以下、この発明の実施例を図に基づいて詳説
する。図１および図２は、請求項１の発明のＰＷＭイン
バータの制御方法を使用する請求項２の発明のＰＷＭイ
ンバータの制御装置の一実施例の回路を示している。そ
してこの図１および図２の回路図では、図９に示したよ
うな変調方形波Ｃと搬送逆台形波Ｄを比較する変調方式
による場合と等価な出力信号が得られるように電圧と周
波数の指令に応じてゲート信号のパターンを生成するＰ
ＷＭインバータの制御装置の全ディジタル回路のうち、
特にパルス数切替えを行なう部分の回路構成を示してい
る。
する。図１および図２は、請求項１の発明のＰＷＭイン
バータの制御方法を使用する請求項２の発明のＰＷＭイ
ンバータの制御装置の一実施例の回路を示している。そ
してこの図１および図２の回路図では、図９に示したよ
うな変調方形波Ｃと搬送逆台形波Ｄを比較する変調方式
による場合と等価な出力信号が得られるように電圧と周
波数の指令に応じてゲート信号のパターンを生成するＰ
ＷＭインバータの制御装置の全ディジタル回路のうち、
特にパルス数切替えを行なう部分の回路構成を示してい
る。
【００３４】この制御装置において、１，２はデータバ
ス、３は１パルスのパルス幅データを保存するラッチ、
４は３パルスのパルス幅を保存するラッチ、５，６はこ
れらのラッチのデータを伝送するデータバスであり、こ
のデータバス５，６によりラッチ３，４それぞれのデー
タがＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの切替え回路７ｕ，７
ｖ，７ｗに送られるようになっている。これらの切替え
回路７ｕ，７ｖ，７ｗそれぞれは各相の切替え角のタイ
ミングでデータの切替えを行なうもので、後述するよう
に図２の回路構成を備えている。
ス、３は１パルスのパルス幅データを保存するラッチ、
４は３パルスのパルス幅を保存するラッチ、５，６はこ
れらのラッチのデータを伝送するデータバスであり、こ
のデータバス５，６によりラッチ３，４それぞれのデー
タがＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの切替え回路７ｕ，７
ｖ，７ｗに送られるようになっている。これらの切替え
回路７ｕ，７ｖ，７ｗそれぞれは各相の切替え角のタイ
ミングでデータの切替えを行なうもので、後述するよう
に図２の回路構成を備えている。
【００３５】各切替え回路７ｕ，７ｖ，７ｗに切替えト
リガーを与えるタイミング信号８ｕ，８ｖ，８ｗそれぞ
れが入力されるようになっており、また１パルス／３パ
ルス切替え指令信号９が共通に入力されるようになって
いる。そこで、切替え回路７ｕ，７ｖ，７ｗそれぞれに
１パルス／３パルス切替え指令信号９が入力されている
ときに、Ｕ相のタイミング信号８ｕは３０°または２１
０°で、Ｖ相のタイミング信号８ｖは−３０°または１
５０°で、さらにＷ相のタイミング信号８ｗは２７０°
または９０°でそれぞれトリガーしてパルス幅の切替え
を行ない、その後にパルス幅を計数してそれぞれＵ相、
Ｖ相、Ｗ相のゲート信号の立上りまたは立下り検出信号
１０ｕ，１０ｖ，１０ｗを出力するようになっている。
リガーを与えるタイミング信号８ｕ，８ｖ，８ｗそれぞ
れが入力されるようになっており、また１パルス／３パ
ルス切替え指令信号９が共通に入力されるようになって
いる。そこで、切替え回路７ｕ，７ｖ，７ｗそれぞれに
１パルス／３パルス切替え指令信号９が入力されている
ときに、Ｕ相のタイミング信号８ｕは３０°または２１
０°で、Ｖ相のタイミング信号８ｖは−３０°または１
５０°で、さらにＷ相のタイミング信号８ｗは２７０°
または９０°でそれぞれトリガーしてパルス幅の切替え
を行ない、その後にパルス幅を計数してそれぞれＵ相、
Ｖ相、Ｗ相のゲート信号の立上りまたは立下り検出信号
１０ｕ，１０ｖ，１０ｗを出力するようになっている。
【００３６】そして、切替え回路７ｕ，７ｖ，７ｗそれ
ぞれは共通して図２の構成であり、データバス７１，７
２（図１におけるデータバス５，６に相当する）、各相
切替え角タイミング信号７３（図１における信号８ｕ，
８ｖ，８ｗに相当する）、１パルス／３パルス切替え指
令信号７４（図１における信号９に相当する）を入力と
し、１パルスのパルス幅データ用レジスタ７５、３パル
スのパルス幅データ用レジスタ７６、内部データバス７
７，７８、マルチプレクサ７９、データバス７１０、お
よびダウンカウンタ７１１を備え、このダウンカウンタ
７１１から各相ゲート信号の立上りまたは立下りを検出
する信号７１２（図１における出力信号１０ｕ，１０
ｖ，１０ｗに相当する）が出力されるようになってい
る。
ぞれは共通して図２の構成であり、データバス７１，７
２（図１におけるデータバス５，６に相当する）、各相
切替え角タイミング信号７３（図１における信号８ｕ，
８ｖ，８ｗに相当する）、１パルス／３パルス切替え指
令信号７４（図１における信号９に相当する）を入力と
し、１パルスのパルス幅データ用レジスタ７５、３パル
スのパルス幅データ用レジスタ７６、内部データバス７
７，７８、マルチプレクサ７９、データバス７１０、お
よびダウンカウンタ７１１を備え、このダウンカウンタ
７１１から各相ゲート信号の立上りまたは立下りを検出
する信号７１２（図１における出力信号１０ｕ，１０
ｖ，１０ｗに相当する）が出力されるようになってい
る。
【００３７】次に、上記構成のＰＷＭインバータの制御
装置によるＰＷＭインバータの制御方法について説明す
る。
装置によるＰＷＭインバータの制御方法について説明す
る。
【００３８】データバス１から送られてくる１パルスの
パルス幅データをラッチ３で保存し、データバス２から
送られてくる３パルスのパルス幅データをラッチ４で保
存し、これらをデータバス５，６により各相の切替え回
路７ｕ，７ｖ，７ｗへ送り込む。各相の切替え回路７
ｕ，７ｖ，７ｗには１パルス／３パルス切替え指令信号
９、切替えタイミング信号８ｕ（Ｕ相の基本波で最大値
または最小値となる角度である３０°または２１０
°），８ｖ（Ｖ相の同様の角度である−３０°または１
５０°），８ｗ（Ｗ相の同様の角度である９０°または
２７０°）が与えられるようになっている。
パルス幅データをラッチ３で保存し、データバス２から
送られてくる３パルスのパルス幅データをラッチ４で保
存し、これらをデータバス５，６により各相の切替え回
路７ｕ，７ｖ，７ｗへ送り込む。各相の切替え回路７
ｕ，７ｖ，７ｗには１パルス／３パルス切替え指令信号
９、切替えタイミング信号８ｕ（Ｕ相の基本波で最大値
または最小値となる角度である３０°または２１０
°），８ｖ（Ｖ相の同様の角度である−３０°または１
５０°），８ｗ（Ｗ相の同様の角度である９０°または
２７０°）が与えられるようになっている。
【００３９】この切替え回路７ｕ，７ｖ，７ｗそれぞれ
の動作について図２を参照して説明すると、各相切替え
タイミング信号７３によりレジスタ７５に１パルスのパ
ルス幅データがデータバス７１を経由してロードされ、
レジスタ７６に３パルスのパルス幅データがデータバス
７２を経由してロードされる。
の動作について図２を参照して説明すると、各相切替え
タイミング信号７３によりレジスタ７５に１パルスのパ
ルス幅データがデータバス７１を経由してロードされ、
レジスタ７６に３パルスのパルス幅データがデータバス
７２を経由してロードされる。
【００４０】そしてこれらのレジスタ７５，７６にロー
ドされたパルス幅データは、データバス７７，７８を通
してマルチプレクサ７９に送られ、１パルス／３パルス
切替え指令信号７４に応じていずれかのデータがデータ
バス７１０を経由してダウンカウンタ７１１にロードさ
れる。
ドされたパルス幅データは、データバス７７，７８を通
してマルチプレクサ７９に送られ、１パルス／３パルス
切替え指令信号７４に応じていずれかのデータがデータ
バス７１０を経由してダウンカウンタ７１１にロードさ
れる。
【００４１】このダウンカウンタ７１１では、ロードさ
れるパルス幅データをカウントダウンし、カウント値が
ゼロになったタイミングでボロー信号７１２を出力す
る。この信号７１２が、図１におけるＵ，Ｖ，Ｗ各相の
ゲート信号の立上りまたは立下りを検出する信号（ゲー
ト信号の基本波成分の最大値で切替えが起こった場合は
パルスの立下りの検出信号、最小値で切替えが起こった
場合はパルスの立上り検出信号）１０ｕ，１０ｖ，１０
ｗとなる。
れるパルス幅データをカウントダウンし、カウント値が
ゼロになったタイミングでボロー信号７１２を出力す
る。この信号７１２が、図１におけるＵ，Ｖ，Ｗ各相の
ゲート信号の立上りまたは立下りを検出する信号（ゲー
ト信号の基本波成分の最大値で切替えが起こった場合は
パルスの立下りの検出信号、最小値で切替えが起こった
場合はパルスの立上り検出信号）１０ｕ，１０ｖ，１０
ｗとなる。
【００４２】上記のＰＷＭインバータの制御装置を用い
て行なう１パルス／３パルスの切替え処理では、図４に
示すようにＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれが３０°、−３０
°、９０°を切替え角として３パルスから１パルスへ切
替えられ、このときの各切替え角を中心としたその前後
１８０°を含む１周期の切替え途中の部分（斜線を施し
た部分）を３パルス波形、１パルス波形、途中で切替え
た波形の３つについて比較してみれば、電圧面積がすべ
て等しくなっていることが分かる。
て行なう１パルス／３パルスの切替え処理では、図４に
示すようにＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれが３０°、−３０
°、９０°を切替え角として３パルスから１パルスへ切
替えられ、このときの各切替え角を中心としたその前後
１８０°を含む１周期の切替え途中の部分（斜線を施し
た部分）を３パルス波形、１パルス波形、途中で切替え
た波形の３つについて比較してみれば、電圧面積がすべ
て等しくなっていることが分かる。
【００４３】このことをＵ相を例にとって説明すれば、
これら３種類の波形の上記１周期分をフーリエ級数に展
開してみると、その基本波成分はすべて（５）〜（７）
式と同じになり、切替え途中、切替え前、切替え後のい
ずれの波形にも出力電圧の基本波成分に直流成分が含ま
れることはなく、また位相ずれもないことが分かる。
これら３種類の波形の上記１周期分をフーリエ級数に展
開してみると、その基本波成分はすべて（５）〜（７）
式と同じになり、切替え途中、切替え前、切替え後のい
ずれの波形にも出力電圧の基本波成分に直流成分が含ま
れることはなく、また位相ずれもないことが分かる。
【００４４】なお、上記実施例では３パルスから１パル
スへの切替え方法について説明したが、逆に３パルスか
ら１パルスへの切替えの場合も同様である。
スへの切替え方法について説明したが、逆に３パルスか
ら１パルスへの切替えの場合も同様である。
【００４５】請求項３および４の発明のＰＷＭインバー
タの制御方法の一実施例について説明する。図５はこの
発明の一実施例の非同期モードのゲート信号波形、同期
モードのゲート信号波形、非同期−同期切替え途中のゲ
ート信号波形をＵ、Ｖ、Ｗ各相について示したものであ
る。各相の非同期波形は図１２（ａ）で示したように、
この実施例では１ｋＨｚの搬送波Ｂ′を９０Ｈｚの変調
波Ａ′によってＰＷＭした結果得られた同図（ｂ）に示
すような波形である。さらにこの場合、ＰＷＭインバー
タの最小消弧期間である約５０μｓ以下のオフパルスγ
１をオンとし、また最小消弧期間以下のオンパルスγ２
をオフとする補正を行なうことによって、基本波の半周
期の中央付近の指令値を最大値または最小値にするよう
にしている。
タの制御方法の一実施例について説明する。図５はこの
発明の一実施例の非同期モードのゲート信号波形、同期
モードのゲート信号波形、非同期−同期切替え途中のゲ
ート信号波形をＵ、Ｖ、Ｗ各相について示したものであ
る。各相の非同期波形は図１２（ａ）で示したように、
この実施例では１ｋＨｚの搬送波Ｂ′を９０Ｈｚの変調
波Ａ′によってＰＷＭした結果得られた同図（ｂ）に示
すような波形である。さらにこの場合、ＰＷＭインバー
タの最小消弧期間である約５０μｓ以下のオフパルスγ
１をオンとし、また最小消弧期間以下のオンパルスγ２
をオフとする補正を行なうことによって、基本波の半周
期の中央付近の指令値を最大値または最小値にするよう
にしている。
【００４６】同期波形は図９に示したように方形搬送波
Ｃを逆台形変調波ＤによってＰＷＭして得られたもので
ある。
Ｃを逆台形変調波ＤによってＰＷＭして得られたもので
ある。
【００４７】そこでこの実施例では、Ｕ、Ｖ、Ｗ全相に
対する非同期モード−同期モード切替え指令が電気角０
（rad ）において入力され、これに対してＵ相では、基
本波が最大値または最小値をとるタイミングとして角度
π／６（rad ）（この場合には最小値をとる）で実際の
切替えが実行される。またＶ相では、基本波の最大値ま
たは最小値をとるタイミングとして角度５π／６（rad
）（この場合には最小値をとる）で実際の切替えが実
行され、Ｗ相では角度π（rad ）（この場合には最大値
をとる）で実際の切替えが実行される。
対する非同期モード−同期モード切替え指令が電気角０
（rad ）において入力され、これに対してＵ相では、基
本波が最大値または最小値をとるタイミングとして角度
π／６（rad ）（この場合には最小値をとる）で実際の
切替えが実行される。またＶ相では、基本波の最大値ま
たは最小値をとるタイミングとして角度５π／６（rad
）（この場合には最小値をとる）で実際の切替えが実
行され、Ｗ相では角度π（rad ）（この場合には最大値
をとる）で実際の切替えが実行される。
【００４８】このようにして非同期モード−同期モード
相互間のゲート信号の切替えタイミングを設定すると、
切替波形に直流成分が含まれず、主変圧器の偏磁の原因
となるような直流分が含まれなくなる。この理由につい
て説明すると、前述の（１１）式よりゲート波形が対称
であるとき、すなわち負の半波の面積が正の半波の面積
に等しい場合には平均の面積も０に等しくなり、定数
項、したがって直流分も０となる。ゲート波形は方形波
であるから、この（１１）式より１周期におけるゲート
波形のオンパルスの角度の合計とオフパルスの角度の合
計が等しく、それぞれπラジアンであれば、直流分は含
まれないことになる。
相互間のゲート信号の切替えタイミングを設定すると、
切替波形に直流成分が含まれず、主変圧器の偏磁の原因
となるような直流分が含まれなくなる。この理由につい
て説明すると、前述の（１１）式よりゲート波形が対称
であるとき、すなわち負の半波の面積が正の半波の面積
に等しい場合には平均の面積も０に等しくなり、定数
項、したがって直流分も０となる。ゲート波形は方形波
であるから、この（１１）式より１周期におけるゲート
波形のオンパルスの角度の合計とオフパルスの角度の合
計が等しく、それぞれπラジアンであれば、直流分は含
まれないことになる。
【００４９】そして上記の実施例の場合、Ｕ、Ｖ、Ｗ各
相の基本波の最大値または最小値を中心として左右対称
であるから左右の面積は等しい。そして非同期モード、
同期モードのいずれのゲート波形にも直流分が含まれな
いので、切替波形にも直流分が含まれない。したがっ
て、この切替波形によってスイッチング制御がなされる
ＰＷＭインバータの主変圧回路に偏磁が引き起こされる
ことはない。
相の基本波の最大値または最小値を中心として左右対称
であるから左右の面積は等しい。そして非同期モード、
同期モードのいずれのゲート波形にも直流分が含まれな
いので、切替波形にも直流分が含まれない。したがっ
て、この切替波形によってスイッチング制御がなされる
ＰＷＭインバータの主変圧回路に偏磁が引き起こされる
ことはない。
【００５０】さらに、各相の基本波の最大値または最小
値は半波の中央付近であり、ここには微小時間のオンパ
ルスγ２またはオフパルスγ１が出るが、インバータの
最小消弧時間の約５０μｓ以下のオンパルスまたはオフ
パルスは消すことによって半周期の中央付近の指令値を
最大値または最小値にすることができる。
値は半波の中央付近であり、ここには微小時間のオンパ
ルスγ２またはオフパルスγ１が出るが、インバータの
最小消弧時間の約５０μｓ以下のオンパルスまたはオフ
パルスは消すことによって半周期の中央付近の指令値を
最大値または最小値にすることができる。
【００５１】図６は上記実施例のＰＷＭインバータの制
御方法を使用する請求項５の発明の制御装置の一実施例
の回路ブロック図を示している。この制御装置では、各
相に共通に与えられるモード切替え信号１１をＤ入力と
し、各相個別の電気角度でモード切替え信号１２ｕ，１
２ｖ，１２ｗがクロック入力として与えられ、これらの
両入力によって“Ｈ”信号を出力するフリップフロップ
回路１３ｕ，１３ｖ，１３ｗを備えている。またフリッ
プフロップ回路１３ｕ，１３ｖ，１３ｗそれぞれの出力
をＳ入力とし、図５に示した各相ごとの同期モードのゲ
ート信号１４ｕ，１４ｖ，１４ｗをＡ入力、また各相ご
との非同期モードのゲート信号１５ｕ，１５ｖ，１５ｗ
をＢ入力とし、Ｓ入力に“Ｈ”信号が入力するたびにＡ
入力、Ｂ入力を相互に切替えてゲート信号１６ｕ，１６
ｖ，１６ｗとして出力するマルチプレクサ１７ｕ，１７
ｖ，１７ｗを備えている。
御方法を使用する請求項５の発明の制御装置の一実施例
の回路ブロック図を示している。この制御装置では、各
相に共通に与えられるモード切替え信号１１をＤ入力と
し、各相個別の電気角度でモード切替え信号１２ｕ，１
２ｖ，１２ｗがクロック入力として与えられ、これらの
両入力によって“Ｈ”信号を出力するフリップフロップ
回路１３ｕ，１３ｖ，１３ｗを備えている。またフリッ
プフロップ回路１３ｕ，１３ｖ，１３ｗそれぞれの出力
をＳ入力とし、図５に示した各相ごとの同期モードのゲ
ート信号１４ｕ，１４ｖ，１４ｗをＡ入力、また各相ご
との非同期モードのゲート信号１５ｕ，１５ｖ，１５ｗ
をＢ入力とし、Ｓ入力に“Ｈ”信号が入力するたびにＡ
入力、Ｂ入力を相互に切替えてゲート信号１６ｕ，１６
ｖ，１６ｗとして出力するマルチプレクサ１７ｕ，１７
ｖ，１７ｗを備えている。
【００５２】上記構成のＰＷＭインバータの制御装置で
は、いま各フリップフロップ回路１３ｕ，１３ｖ，１３
ｗに共通に電気角０に非同期−同期モード切替え信号が
入力される。また各相ごとに基本波成分の最大値または
最小値でオンとなるパルス波形１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ
がクロック入力として与えられる。そしてこの場合、Ｕ
相の波形１２ｕはπ／６（＝３０°）または７π／６
（＝２１０°）、Ｖ相の波形１２ｖは５π／６（＝１５
０°）または１１π／６（＝３３０°）、Ｗ相の波形１
２ｗは３π／２（＝２７０°）またはπ／２（＝９０
°）でそれぞれ“Ｈ”となる。
は、いま各フリップフロップ回路１３ｕ，１３ｖ，１３
ｗに共通に電気角０に非同期−同期モード切替え信号が
入力される。また各相ごとに基本波成分の最大値または
最小値でオンとなるパルス波形１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ
がクロック入力として与えられる。そしてこの場合、Ｕ
相の波形１２ｕはπ／６（＝３０°）または７π／６
（＝２１０°）、Ｖ相の波形１２ｖは５π／６（＝１５
０°）または１１π／６（＝３３０°）、Ｗ相の波形１
２ｗは３π／２（＝２７０°）またはπ／２（＝９０
°）でそれぞれ“Ｈ”となる。
【００５３】そこで、共通のモード切替え信号１１が入
力され、各フリップフロップ回路１３ｕ，１３ｖ，１３
ｗごとに上記のパルス波形１２ｕ，１２ｖ，１２ｗが入
力されれば、各波形の最大値または最小値のタイミング
でフリップフロップ回路１３ｕ，１３ｖ，１３ｗそれぞ
れから“Ｈ”信号が各マルチプレクサ１７ｕ，１７ｖ，
１７ｗそれぞれのＳ入力に与えられる。
力され、各フリップフロップ回路１３ｕ，１３ｖ，１３
ｗごとに上記のパルス波形１２ｕ，１２ｖ，１２ｗが入
力されれば、各波形の最大値または最小値のタイミング
でフリップフロップ回路１３ｕ，１３ｖ，１３ｗそれぞ
れから“Ｈ”信号が各マルチプレクサ１７ｕ，１７ｖ，
１７ｗそれぞれのＳ入力に与えられる。
【００５４】この結果、各マルチプレクサ１７ｕ，１７
ｖ，１７ｗから上記のタイミング、つまり図５に示した
ように、Ｕ相ではπ／６（＝３０°）または７π／６
（＝２１０°）、Ｖ相では５π／６（＝１５０°）また
は１１π／６（＝３３０°）、Ｗ相では３π／２（＝２
７０°）またはπ／２（＝９０°）で非同期−同期モー
ドが切替えられたゲート信号１６ｕ，１６ｖ，１６ｗが
出力されることになる。そしてこれらの各相のゲート信
号には直流成分が含まれず、主変圧器の偏磁の原因とな
るような直流分が含まれなくなる。
ｖ，１７ｗから上記のタイミング、つまり図５に示した
ように、Ｕ相ではπ／６（＝３０°）または７π／６
（＝２１０°）、Ｖ相では５π／６（＝１５０°）また
は１１π／６（＝３３０°）、Ｗ相では３π／２（＝２
７０°）またはπ／２（＝９０°）で非同期−同期モー
ドが切替えられたゲート信号１６ｕ，１６ｖ，１６ｗが
出力されることになる。そしてこれらの各相のゲート信
号には直流成分が含まれず、主変圧器の偏磁の原因とな
るような直流分が含まれなくなる。
【００５５】
【発明の効果】以上のように請求項１の発明によれば、
変調方形波と搬送逆台形波を比較する変調方式、もしく
はこれによって得られる信号と等価の電圧パターンを電
圧と周波数の指令により生成する変調方式を用いて、３
パルスから１パルスへの切替え、または１パルスから３
パルスへの切替えをＵ，Ｖ，Ｗ各相個別にそれぞれの相
の基本波成分の最大値または最小値に達したタイミング
で行なうようにしているので、各相でパルス切替え前、
切替え途中、切替え後で電圧面積の変動がなく、ゲート
信号の基本波成分に直流成分を含まず、位相ずれを起こ
さない切替えができ、従来のように正負の電圧が不平衡
となり、これが主変圧器の偏磁を引き起こして過電流を
発生するという現象を防止し、安定したゲート制御がで
きる。
変調方形波と搬送逆台形波を比較する変調方式、もしく
はこれによって得られる信号と等価の電圧パターンを電
圧と周波数の指令により生成する変調方式を用いて、３
パルスから１パルスへの切替え、または１パルスから３
パルスへの切替えをＵ，Ｖ，Ｗ各相個別にそれぞれの相
の基本波成分の最大値または最小値に達したタイミング
で行なうようにしているので、各相でパルス切替え前、
切替え途中、切替え後で電圧面積の変動がなく、ゲート
信号の基本波成分に直流成分を含まず、位相ずれを起こ
さない切替えができ、従来のように正負の電圧が不平衡
となり、これが主変圧器の偏磁を引き起こして過電流を
発生するという現象を防止し、安定したゲート制御がで
きる。
【００５６】請求項２の発明によれば、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相
ごとの出力ゲート信号切替え回路が、パルスゲート信号
生成回路と１パルスゲート信号生成回路それぞれからの
ゲート信号を取り込み、１パルス／３パルス切替えの共
通指令とＵ、Ｖ、Ｗ各相の個別の切替え指令パルス信号
とのＡＮＤ論理によって１パルスゲート信号と３パルス
のゲート信号を相互に切替えて出力するようにしている
ので、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相個別にそれぞれの相の基本波成分
の最大値または最小値に達したタイミングで行なうこと
ができ、ゲート信号の基本波成分に直流成分を含まず、
位相ずれを起こさない切替えができる。
ごとの出力ゲート信号切替え回路が、パルスゲート信号
生成回路と１パルスゲート信号生成回路それぞれからの
ゲート信号を取り込み、１パルス／３パルス切替えの共
通指令とＵ、Ｖ、Ｗ各相の個別の切替え指令パルス信号
とのＡＮＤ論理によって１パルスゲート信号と３パルス
のゲート信号を相互に切替えて出力するようにしている
ので、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相個別にそれぞれの相の基本波成分
の最大値または最小値に達したタイミングで行なうこと
ができ、ゲート信号の基本波成分に直流成分を含まず、
位相ずれを起こさない切替えができる。
【００５７】請求項３の発明によれば、ＰＷＭインバー
タのスイッチング動作を制御するゲート信号を同期モー
ド、非同期モード相互間で切替える場合、Ｕ、Ｖ、Ｗ各
相共通の同期モード、非同期モードの切替え指令の入力
後、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相個別にそれぞれの基本波成分の最大
値または最小値に達したタイミングで同期モード、非同
期モード相互の切替えを行なうので、ゲート信号のモー
ドを切替えても直流成分を含まないゲート信号を生成す
ることができ、従来のように正負の電圧が不平衡とな
り、これが主変圧器の偏磁を引き起こして過電流を発生
するという現象を防止し、安定したゲート制御ができ
る。
タのスイッチング動作を制御するゲート信号を同期モー
ド、非同期モード相互間で切替える場合、Ｕ、Ｖ、Ｗ各
相共通の同期モード、非同期モードの切替え指令の入力
後、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相個別にそれぞれの基本波成分の最大
値または最小値に達したタイミングで同期モード、非同
期モード相互の切替えを行なうので、ゲート信号のモー
ドを切替えても直流成分を含まないゲート信号を生成す
ることができ、従来のように正負の電圧が不平衡とな
り、これが主変圧器の偏磁を引き起こして過電流を発生
するという現象を防止し、安定したゲート制御ができ
る。
【００５８】請求項４の発明によれば、ＰＷＭインバー
タの最小消弧期間以下のオンパルスをオフとし、最小消
弧期間以下のオフパルスをオンとする補正を行ない、モ
ード切替え点付近で所定の値を超える変調率に達したタ
イミングでモード切替えを実行するので、各相のゲート
信号の半周期の中央付近の指令値を最小値または最大値
にすることができ、ゲート信号のモードを切替えても確
実に直流成分を含まないゲート信号を生成することがで
き、主変圧器の偏磁を引き起こして過電流を発生すると
いう従来の現象を確実に防止することができる。
タの最小消弧期間以下のオンパルスをオフとし、最小消
弧期間以下のオフパルスをオンとする補正を行ない、モ
ード切替え点付近で所定の値を超える変調率に達したタ
イミングでモード切替えを実行するので、各相のゲート
信号の半周期の中央付近の指令値を最小値または最大値
にすることができ、ゲート信号のモードを切替えても確
実に直流成分を含まないゲート信号を生成することがで
き、主変圧器の偏磁を引き起こして過電流を発生すると
いう従来の現象を確実に防止することができる。
【００５９】請求項５の発明によれば、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相
ごとの出力ゲート信号切替え回路が、ゲート信号の同期
モード、非同期モードの切替え信号と各相個別の切替え
角における切替え信号のＡＮＤ論理によって同期モー
ド、非同期モードの切替え信号を出力するＵ、Ｖ、Ｗ各
相ごとの切替え信号生成回路から同期モード、非同期モ
ードの切替信号を取り込んだときに、それまでの同期ゲ
ート信号または非同期ゲート信号から新たに非同期ゲー
ト信号または同期ゲート信号に切替えて出力するように
しているので、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相個別にそれぞれの基本波
成分の最大値または最小値に達したタイミングで同期モ
ード、非同期モード相互のゲート信号の切替えを行なう
ことができ、ゲート信号のモードを切替えても直流成分
を含まないゲート信号を生成することができ、従来のよ
うに正負の電圧が不平衡となり、これが主変圧器の偏磁
を引き起こして過電流を発生するという現象を防止する
ことができる。
ごとの出力ゲート信号切替え回路が、ゲート信号の同期
モード、非同期モードの切替え信号と各相個別の切替え
角における切替え信号のＡＮＤ論理によって同期モー
ド、非同期モードの切替え信号を出力するＵ、Ｖ、Ｗ各
相ごとの切替え信号生成回路から同期モード、非同期モ
ードの切替信号を取り込んだときに、それまでの同期ゲ
ート信号または非同期ゲート信号から新たに非同期ゲー
ト信号または同期ゲート信号に切替えて出力するように
しているので、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相個別にそれぞれの基本波
成分の最大値または最小値に達したタイミングで同期モ
ード、非同期モード相互のゲート信号の切替えを行なう
ことができ、ゲート信号のモードを切替えても直流成分
を含まないゲート信号を生成することができ、従来のよ
うに正負の電圧が不平衡となり、これが主変圧器の偏磁
を引き起こして過電流を発生するという現象を防止する
ことができる。
【図１】請求項２の発明の一実施例の回路ブロック図。
【図２】上記制御装置における切替え回路の詳しい内部
構成を示すブロック図。
構成を示すブロック図。
【図３】請求項１の発明の制御方法の原理を示す波形
図。
図。
【図４】請求項１の発明の一実施例を示すタイミングチ
ャート。
ャート。
【図５】請求項３および４の発明の一実施例を示すタイ
ミングチャート。
ミングチャート。
【図６】請求項５の発明の一実施例の回路ブロック図。
【図７】従来例を説明するタイミングチャート。
【図８】従来例の変調正弦波と搬送三角波を比較する変
調方式を説明する波形図。
調方式を説明する波形図。
【図９】従来例の変調方形波と搬送逆台形波を比較する
変調方式を説明する波形図。
変調方式を説明する波形図。
【図１０】他の従来例を説明するタイミングチャート。
【図１１】他の従来例を説明するタイミングチャート。
【図１２】他の従来例の非同期モードのゲート信号を生
成す原理を説明する波形図。
成す原理を説明する波形図。
１，２ データバス ３，４ ラッチ ５，６ データバス ７ｕ，７ｖ，７ｗ 切替え回路 ８ｕ，８ｖ，８ｗ 切替え角タイミング信号 ９ 切替え指令信号 １０ｕ，１０ｖ，１０ｗ ゲート信号の立上りまたは立
下りの検出信号 ７１，７２ データバス ７３ 切替え角タイミング信号 ７４ 切替え指令信号 ７５，７６ レジスタ ７７，７８ データバス ７９ マルチプレクサ ７１０ データバス ７１１ ダウンカウンタ ７１２ 出力信号 １１ 切替え指令信号 １２ｕ，１２ｖ，１２ｗ 切替え角タイミング信号 １３ｕ，１３ｖ，１３ｗ フリップフロップ回路 １４ｕ，１４ｖ，１４ｗ 同期ゲート信号 １５ｕ，１５ｖ，１５ｗ 非同期ゲート信号 １６ｕ，１６ｖ，１６ｗ ゲート信号 １７ｕ，１７ｖ，１７ｗ マルチプレクサ
下りの検出信号 ７１，７２ データバス ７３ 切替え角タイミング信号 ７４ 切替え指令信号 ７５，７６ レジスタ ７７，７８ データバス ７９ マルチプレクサ ７１０ データバス ７１１ ダウンカウンタ ７１２ 出力信号 １１ 切替え指令信号 １２ｕ，１２ｖ，１２ｗ 切替え角タイミング信号 １３ｕ，１３ｖ，１３ｗ フリップフロップ回路 １４ｕ，１４ｖ，１４ｗ 同期ゲート信号 １５ｕ，１５ｖ，１５ｗ 非同期ゲート信号 １６ｕ，１６ｖ，１６ｗ ゲート信号 １７ｕ，１７ｖ，１７ｗ マルチプレクサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 氏家 昭彦 東京都府中市東芝町１番地 株式会社東 芝 府中工場内 (56)参考文献 特開 平４−125070（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−77064（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−311197（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−42815（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 B60L 9/16 H02P 7/63
Claims (5)
- 【請求項１】 ＰＷＭインバータのスイッチング動作を
制御するゲート信号を生成するに際して、半周期内のパ
ルス数が一定の同期モードにおいて、変調方形波と搬送
逆台形波を比較する変調方式、もしくはこれによって得
られる信号と等価の電圧パターンを電圧と周波数の指令
により生成する変調方式を用いて、３パルスから１パル
スへの切替え、または１パルスから３パルスへの切替え
をＵ，Ｖ，Ｗ各相個別にそれぞれの相の基本波成分の最
大値または最小値に達したタイミングで行なうことを特
徴とするＰＷＭインバータの制御方法。 - 【請求項２】 ３パルスゲート信号生成回路と、１パル
スゲート信号生成回路と、これらのゲート信号生成回路
からのゲート信号を取り込み、１パルス／３パルス切替
えの共通指令とＵ、Ｖ、Ｗ各相の個別の切替え指令パル
ス信号とのＡＮＤ論理により、１パルスゲート信号と３
パルスゲート信号とを各相の基本波成分の最大値または
最小値に達するタイミングに相互に切替えて出力する
Ｕ，Ｖ，Ｗ各相ごとの出力ゲート信号切替え回路とを備
えて成るＰＷＭインバータの制御装置。 - 【請求項３】 ＰＷＭインバータのスイッチング動作を
制御するゲート信号を同期モード、非同期モードの相互
間で切替えてスイッチング動作を制御するＰＷＭインバ
ータの制御方法であって、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相共通の同期モ
ード、非同期モードの切替え指令の入力後、Ｕ、Ｖ、Ｗ
各相個別にそれぞれの基本波成分の最大値または最小値
に達したタイミングで同期モードゲート信号と非同期モ
ードゲート信号を相互に切替えることを特徴とするＰＷ
Ｍインバータの制御方法。 - 【請求項４】 請求項３に記載のＰＷＭインバータの制
御方法において、前記ＰＷＭインバータの最小消弧期間
以下のオンパルスをオフとし、前記最小消弧期間以下の
オフパルスをオンとする補正を行ない、モード切替え点
付近で所定の値を超える変調率に達したタイミングでモ
ード切替えを実行することを特徴とするＰＷＭインバー
タの制御方法。 - 【請求項５】 ゲート信号の同期モード、非同期モード
の切替え信号とＵ、Ｖ、Ｗ各相個別の切替え角における
切替え信号のＡＮＤ論理により、各相の基本波成分の最
大値または最小値に達するタイミングに同期モード、非
同期モードの切替え信号を出力するＵ、Ｖ、Ｗ各相ごと
の切替え信号生成回路と、各相ごとの同期ゲート信号と
非同期ゲート信号を入力し、前記各相ごとの切替え信号
生成回路から切替え信号が入力されたときにそれまでの
同期ゲート信号または非同期ゲート信号から新たに非同
期ゲート信号または同期ゲート信号に切替えて出力する
Ｕ、Ｖ、Ｗ各相ごとの出力ゲート信号切替え回路とを備
えて成るＰＷＭインバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04838493A JP3244845B2 (ja) | 1992-06-23 | 1993-03-09 | Ｐｗｍインバータの制御方法およびそれを使用する制御装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16472292 | 1992-06-23 | ||
| JP4-164722 | 1992-06-23 | ||
| JP04838493A JP3244845B2 (ja) | 1992-06-23 | 1993-03-09 | Ｐｗｍインバータの制御方法およびそれを使用する制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0678558A JPH0678558A (ja) | 1994-03-18 |
| JP3244845B2 true JP3244845B2 (ja) | 2002-01-07 |
Family
ID=26388634
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04838493A Expired - Fee Related JP3244845B2 (ja) | 1992-06-23 | 1993-03-09 | Ｐｗｍインバータの制御方法およびそれを使用する制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3244845B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006136066A (ja) * | 2004-11-04 | 2006-05-25 | Honda Motor Co Ltd | 電動モータの制御装置 |
| WO2020151968A1 (de) * | 2019-01-25 | 2020-07-30 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und vorrichtung zur ansteuerung einer elektrischen maschine und elektrisches antriebssystem |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4556572B2 (ja) | 2004-09-09 | 2010-10-06 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | 電動駆動制御装置、電動駆動制御方法及びプログラム |
| JP4544057B2 (ja) * | 2005-06-27 | 2010-09-15 | 株式会社デンソー | 多相電動機の制御装置 |
| JP5252229B2 (ja) * | 2009-10-02 | 2013-07-31 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | 電動機駆動装置の制御装置 |
| JP5874688B2 (ja) | 2013-06-05 | 2016-03-02 | 株式会社デンソー | 制御装置 |
-
1993
- 1993-03-09 JP JP04838493A patent/JP3244845B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006136066A (ja) * | 2004-11-04 | 2006-05-25 | Honda Motor Co Ltd | 電動モータの制御装置 |
| US7071639B2 (en) | 2004-11-04 | 2006-07-04 | Honda Motor Co., Ltd. | Electric motor control apparatus |
| JP4571480B2 (ja) * | 2004-11-04 | 2010-10-27 | 本田技研工業株式会社 | 電動モータの制御装置 |
| WO2020151968A1 (de) * | 2019-01-25 | 2020-07-30 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und vorrichtung zur ansteuerung einer elektrischen maschine und elektrisches antriebssystem |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0678558A (ja) | 1994-03-18 |
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