JP3180376B2 - 低域補正増幅回路 - Google Patents
低域補正増幅回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、増幅器等のサグ対策を
行うための低域補正増幅回路に関する。
行うための低域補正増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】増幅器等の波形立上りを良好にするため
には高域しゃ断周波数を高くすることが望ましいが、増
幅器の周波数特性が低域で低下していると、矩形波の頭
頂部が減衰的に傾くサグという現象を生じる。このサグ
の対象を施すことによって、波形伝達特性を良好にする
必要がある。
には高域しゃ断周波数を高くすることが望ましいが、増
幅器の周波数特性が低域で低下していると、矩形波の頭
頂部が減衰的に傾くサグという現象を生じる。このサグ
の対象を施すことによって、波形伝達特性を良好にする
必要がある。
【０００３】図４に、従来の低域補正増幅回路の回路図
を示す。図４において、差動増幅器（以下「オペアン
プ」という）ＯＰ１の非反転入力端子（＋）には、交流
源２からの交流入力信号ｅi がコンデンサＣ1 を介して
入力される。また、反転入力端子（−）には、直流電源
３からの電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ1 及びＲ2 により分圧した
基準電圧が、抵抗Ｒ3 を介して入力される。抵抗Ｒ2 に
はコンデンサＣ2 が並列に接続され、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の
接続点と非反転入力端子間に抵抗Ｒ4 が接続される。
を示す。図４において、差動増幅器（以下「オペアン
プ」という）ＯＰ１の非反転入力端子（＋）には、交流
源２からの交流入力信号ｅi がコンデンサＣ1 を介して
入力される。また、反転入力端子（−）には、直流電源
３からの電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ1 及びＲ2 により分圧した
基準電圧が、抵抗Ｒ3 を介して入力される。抵抗Ｒ2 に
はコンデンサＣ2 が並列に接続され、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の
接続点と非反転入力端子間に抵抗Ｒ4 が接続される。
【０００４】一方、オプアンプＯＰ１の反転入力端子に
は出力端子より抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 によりフィードバックが
かけられており、出力端子から結合コンデンサＣ3 を介
して負荷ＲL （７５Ω）に交流出力信号ｅO が出力され
る。
は出力端子より抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 によりフィードバックが
かけられており、出力端子から結合コンデンサＣ3 を介
して負荷ＲL （７５Ω）に交流出力信号ｅO が出力され
る。
【０００５】ここで、上述のようにサグ対策を施す場合
は、結合コンデンサＣ3 の容量を大きくするか（例えば
４７０μＦ以上）、または図４に示すように、抵抗
Ｒ5 ，Ｒ 6 の接続点と結合コンデンサＣ3 及び負荷ＲL
の接続点とに周波数特性の低域補正用コンデンサＣ4 を
接続する。例えば補正用コンデンサＣ4 を接続した場
合、結合コンデンサＣ3 の容量は１００μＦ程度で垂直
同期信号のサグ対策を行っている。
は、結合コンデンサＣ3 の容量を大きくするか（例えば
４７０μＦ以上）、または図４に示すように、抵抗
Ｒ5 ，Ｒ 6 の接続点と結合コンデンサＣ3 及び負荷ＲL
の接続点とに周波数特性の低域補正用コンデンサＣ4 を
接続する。例えば補正用コンデンサＣ4 を接続した場
合、結合コンデンサＣ3 の容量は１００μＦ程度で垂直
同期信号のサグ対策を行っている。
【０００６】すなわち，図４の回路において（Ｒ5 ・Ｒ
6 ）／（Ｒ5 ＋Ｒ6 ）≫１／ＪωＣ4 、Ｒ4≫１／Ｊω
Ｃ1 、（Ｒ1 ・Ｒ2 ）／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）≫１／ＪωＣ2
とすると、負荷ＲL に出力される負荷電圧ｅO は、 ｅO ＝Ｒ5 ／Ｒ3 …（１） となる。また、オペアンプＯＰ１の出力電圧ｅa は、 ｅa ＝（Ｒ5 ／Ｒ3 ）・｛１／（１＋ＪωＣ3 ＲL ）｝ …（２） となる。従って、負荷電圧ｅ0 は周波数、結合コンデン
サＣ3 に無関係であり、出力電圧ｅa は結合コンデンサ
Ｃ3 の容量を小さくしても低周波数領域になるに従いＲ
5 ／Ｒ3 に近づくことになり、低域で補償されるもので
ある。
6 ）／（Ｒ5 ＋Ｒ6 ）≫１／ＪωＣ4 、Ｒ4≫１／Ｊω
Ｃ1 、（Ｒ1 ・Ｒ2 ）／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）≫１／ＪωＣ2
とすると、負荷ＲL に出力される負荷電圧ｅO は、 ｅO ＝Ｒ5 ／Ｒ3 …（１） となる。また、オペアンプＯＰ１の出力電圧ｅa は、 ｅa ＝（Ｒ5 ／Ｒ3 ）・｛１／（１＋ＪωＣ3 ＲL ）｝ …（２） となる。従って、負荷電圧ｅ0 は周波数、結合コンデン
サＣ3 に無関係であり、出力電圧ｅa は結合コンデンサ
Ｃ3 の容量を小さくしても低周波数領域になるに従いＲ
5 ／Ｒ3 に近づくことになり、低域で補償されるもので
ある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、低域補正用の
コンデンサＣ4 を用いない場合には結合コンデンサＣ3
を大容量としなければならず、また、低域補正用のコン
デンサＣ4 を用いる場合は結合コンデンサＣ3 を小容量
とすることができるが、別にコンデンサＣ4 を必要とす
る。従って、機器の小型化を図ることが困難であり、ま
た、コストダウンを図ることができないという問題があ
る。
コンデンサＣ4 を用いない場合には結合コンデンサＣ3
を大容量としなければならず、また、低域補正用のコン
デンサＣ4 を用いる場合は結合コンデンサＣ3 を小容量
とすることができるが、別にコンデンサＣ4 を必要とす
る。従って、機器の小型化を図ることが困難であり、ま
た、コストダウンを図ることができないという問題があ
る。
【０００８】そこで、本発明は上記課題に鑑みなされた
もので、コンデンサを付加せず、かつ結合コンデンサを
小容量として低域補償を行う低域補正増幅回路を提供す
ることを目的とする。
もので、コンデンサを付加せず、かつ結合コンデンサを
小容量として低域補償を行う低域補正増幅回路を提供す
ることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題は、直流バイア
スされた非反転入力端子に供給される信号を演算増幅器
で差動増幅し、結合コンデンサを介して交流信号を負荷
に出力する低域補正増幅回路において、前記演算増幅器
の反転入力端子に、該演算増幅器の出力側より抵抗を用
いて帰還を行う第１の帰還手段を設けると共に、該反転
入力端子に、前記負荷側より抵抗を用いて帰還を行う第
２の帰還手段を設け、前記第２の帰還手段の抵抗に定電
流を流して前記反転入力端子の直流バイアスを行うこと
により解決される。
スされた非反転入力端子に供給される信号を演算増幅器
で差動増幅し、結合コンデンサを介して交流信号を負荷
に出力する低域補正増幅回路において、前記演算増幅器
の反転入力端子に、該演算増幅器の出力側より抵抗を用
いて帰還を行う第１の帰還手段を設けると共に、該反転
入力端子に、前記負荷側より抵抗を用いて帰還を行う第
２の帰還手段を設け、前記第２の帰還手段の抵抗に定電
流を流して前記反転入力端子の直流バイアスを行うこと
により解決される。
【００１０】
【作用】上述のように、演算増幅器の反転入力端子に出
力側より抵抗を用いた第１の帰還手段により帰還をかけ
ると共に、反転入力端子に負荷側より抵抗を用いた第２
の帰還手段により帰還をかけ、第２の帰還手段の抵抗に
定電流を流して前記反転入力端子の直流バイアスを行
う。
力側より抵抗を用いた第１の帰還手段により帰還をかけ
ると共に、反転入力端子に負荷側より抵抗を用いた第２
の帰還手段により帰還をかけ、第２の帰還手段の抵抗に
定電流を流して前記反転入力端子の直流バイアスを行
う。
【００１１】これにより、演算増幅器の電圧利得は、出
力端子に接続された結合コンデンサと無関係となる。ま
た、該演算増幅器の出力電圧は、結合コンデンサの容量
を小さくしても低周波数になるに従い、電圧利得に比例
した入力電圧に近づく。
力端子に接続された結合コンデンサと無関係となる。ま
た、該演算増幅器の出力電圧は、結合コンデンサの容量
を小さくしても低周波数になるに従い、電圧利得に比例
した入力電圧に近づく。
【００１２】すなわち、低域補正用のコンデンサを付加
せずに、しかも結合コンデンサの容量を小さくして低周
波数領域を低くすることが可能となり、小型化及び低コ
スト化を図ることが可能となる。
せずに、しかも結合コンデンサの容量を小さくして低周
波数領域を低くすることが可能となり、小型化及び低コ
スト化を図ることが可能となる。
【００１３】
【実施例】以下、本発明の好ましい実施例を図により説
明する。図１は、本発明の一実施例の回路図を示してい
る。なお、図４と同一の構成部分には同一の符号を付
す。図１の低域補正増幅回路は、電流源４によりＰＮＰ
型のトランジスタＱ１に電圧Ｖｃｃの直流電源３から流
れた定電流Ｉｃ1 をＰＮＰ型のトランジスタＱ２，Ｑ３
でカレントミラーを形成した該トランジスタＱ２のコレ
クタ電流Ｉｃ2 及び抵抗Ｒ10で形成された基準電圧に、
交流源（ｅi ）２よりコンデンサＣ1 により直流分の除
去された交流信号が重畳されて、演算増幅器であるオペ
アンプＯＰ１の非反転入力端子（＋）に入力される。
明する。図１は、本発明の一実施例の回路図を示してい
る。なお、図４と同一の構成部分には同一の符号を付
す。図１の低域補正増幅回路は、電流源４によりＰＮＰ
型のトランジスタＱ１に電圧Ｖｃｃの直流電源３から流
れた定電流Ｉｃ1 をＰＮＰ型のトランジスタＱ２，Ｑ３
でカレントミラーを形成した該トランジスタＱ２のコレ
クタ電流Ｉｃ2 及び抵抗Ｒ10で形成された基準電圧に、
交流源（ｅi ）２よりコンデンサＣ1 により直流分の除
去された交流信号が重畳されて、演算増幅器であるオペ
アンプＯＰ１の非反転入力端子（＋）に入力される。
【００１４】また、トランジスタＱ３のコレクタ電流Ｉ
ｃ3 が第１の帰還手段である抵抗Ｒ 11、及び抵抗Ｒ12に
より分流されてオペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力
される。抵抗Ｒ11は、オペアンプＯＰ１の出力端子より
反転入力端子に負帰還をかける。
ｃ3 が第１の帰還手段である抵抗Ｒ 11、及び抵抗Ｒ12に
より分流されてオペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力
される。抵抗Ｒ11は、オペアンプＯＰ１の出力端子より
反転入力端子に負帰還をかける。
【００１５】オぺアンプＯＰ１の出力電圧Ｖ4 は、結合
コンデンサＣ3 により直流成分が除去されて付加電圧Ｖ
5 として負荷ＲL に供給される。この負荷電圧Ｖ5 を抵
抗Ｒ 13，Ｒ14により分割した接続点に上述の抵抗Ｒ12が
接続される。これら抵抗Ｒ12，Ｒ13，Ｒ14により、負荷
ＲL 側よりオペアンプＯＰ１の反転入力端子に帰還を行
う第２の帰還手段を構成する。この場合、抵抗Ｒ11，Ｒ
12によりオペアンプＯＰ１のバランスを図っており、抵
抗Ｒ12により該オペアンプＯＰ１の直流バイアスを確保
するものである。
コンデンサＣ3 により直流成分が除去されて付加電圧Ｖ
5 として負荷ＲL に供給される。この負荷電圧Ｖ5 を抵
抗Ｒ 13，Ｒ14により分割した接続点に上述の抵抗Ｒ12が
接続される。これら抵抗Ｒ12，Ｒ13，Ｒ14により、負荷
ＲL 側よりオペアンプＯＰ１の反転入力端子に帰還を行
う第２の帰還手段を構成する。この場合、抵抗Ｒ11，Ｒ
12によりオペアンプＯＰ１のバランスを図っており、抵
抗Ｒ12により該オペアンプＯＰ１の直流バイアスを確保
するものである。
【００１６】次に、上記回路の動作について説明する。
ここで、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子に入力され
る入力電圧をＶ2 、反転入力端子に入力される入力電圧
をＶ 3 、抵抗Ｒ11を流れる電流をＩ1 、抵抗Ｒ12を流れ
る電流をＩ2 とする。また、オペアンプＯＰ１の反転入
力端子に流れる電流をｉ- 、非反転入力端子に流れる電
流をｉ+ とする。
ここで、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子に入力され
る入力電圧をＶ2 、反転入力端子に入力される入力電圧
をＶ 3 、抵抗Ｒ11を流れる電流をＩ1 、抵抗Ｒ12を流れ
る電流をＩ2 とする。また、オペアンプＯＰ１の反転入
力端子に流れる電流をｉ- 、非反転入力端子に流れる電
流をｉ+ とする。
【００１７】この場合の直流増幅器のバランス条件は、 Ｖ2 ＝Ｉｃ2 ・Ｒ10 …（３） Ｖ3 ＝Ｉ2 〔Ｒ12＋｛Ｒ14・（Ｒ13＋ＲL ）／ （Ｒ14＋Ｒ14＋ＲL ）｝〕 …（４） Ｉｃ3 ＝Ｉ1 ＋Ｉ2 …（５） である。
【００１８】また、オペアンプＯＰ１の電圧利得ＡをＡ
≫１、オフセット電圧を０、Ｒ12≫｛Ｒ14・（Ｒ13＋Ｒ
L ）／（Ｒ14＋Ｒ13＋ＲL ）｝、ｉ+ ≪Ｉｃ2 、ｉ- ≪
Ｉｃ3 とする。
≫１、オフセット電圧を０、Ｒ12≫｛Ｒ14・（Ｒ13＋Ｒ
L ）／（Ｒ14＋Ｒ13＋ＲL ）｝、ｉ+ ≪Ｉｃ2 、ｉ- ≪
Ｉｃ3 とする。
【００１９】いま、抵抗Ｒ11が接続されていないオープ
ン状態としたときの反転入力端子の電圧をＶ30とすると
Ｉｃ3 ＝Ｉ2 となることから、 Ｖ30＝Ｒ12・Ｉ3 …（６） となる。また、 Ｖ2 −Ｖ30＝ΔＶｉｎ …（７） とすると、 ΔＶｉｎ＝Ｒ10・Ｉｃ2 −Ｒ12・Ｉｃ3 …（８） となる。
ン状態としたときの反転入力端子の電圧をＶ30とすると
Ｉｃ3 ＝Ｉ2 となることから、 Ｖ30＝Ｒ12・Ｉ3 …（６） となる。また、 Ｖ2 −Ｖ30＝ΔＶｉｎ …（７） とすると、 ΔＶｉｎ＝Ｒ10・Ｉｃ2 −Ｒ12・Ｉｃ3 …（８） となる。
【００２０】そこで、抵抗Ｒ11を接続し負帰還をかける
と、Ｖ2＝Ｖ3 になるように動作することから、Ｉ
ｃ2 ，Ｉｃ3 及び抵抗Ｒ10，Ｒ12のバラツキによって生
じるＶ2 とＶ3 の電圧差により、オペアンプＯＰ１の出
力電圧Ｖ4 は、 Ｖ4 ＝｛−（Ｒ11／Ｒ12）／ΔＶｉｎ｝＋Ｖ2 …（９） となる。この場合、抵抗Ｒ11を接続しないときにはＲ11
＝∞となって出力電圧Ｖ 4 はグランド側又は＋電源側に
振り切れて正常動作をしない。すなわち、抵抗Ｒ 11はオ
ペアンプＯＰ１の直流バイアスを確保する役割をなして
いる。
と、Ｖ2＝Ｖ3 になるように動作することから、Ｉ
ｃ2 ，Ｉｃ3 及び抵抗Ｒ10，Ｒ12のバラツキによって生
じるＶ2 とＶ3 の電圧差により、オペアンプＯＰ１の出
力電圧Ｖ4 は、 Ｖ4 ＝｛−（Ｒ11／Ｒ12）／ΔＶｉｎ｝＋Ｖ2 …（９） となる。この場合、抵抗Ｒ11を接続しないときにはＲ11
＝∞となって出力電圧Ｖ 4 はグランド側又は＋電源側に
振り切れて正常動作をしない。すなわち、抵抗Ｒ 11はオ
ペアンプＯＰ１の直流バイアスを確保する役割をなして
いる。
【００２１】そして、オペアンプＯＰ１の反転入力端子
と非反転入力端子間の直流利得ＡVD C は、 ＡVDC ＝∂Ｖ4 ／∂Ｖ2 ＝∂Ｖ4 ／ΔＶｉｎ＝Ｒ11／Ｒ12 …（10） となる。すなわち、オペアンプＯＰ１の直流利得は抵抗
Ｒ11，Ｒ12のみによって定まる。
と非反転入力端子間の直流利得ＡVD C は、 ＡVDC ＝∂Ｖ4 ／∂Ｖ2 ＝∂Ｖ4 ／ΔＶｉｎ＝Ｒ11／Ｒ12 …（10） となる。すなわち、オペアンプＯＰ１の直流利得は抵抗
Ｒ11，Ｒ12のみによって定まる。
【００２２】続いて、交流特性について説明する。図２
は図１の交流特性を説明するための図であり、図２
（Ａ）の回路図は図１より抜き出したものである。
は図１の交流特性を説明するための図であり、図２
（Ａ）の回路図は図１より抜き出したものである。
【００２３】いま、図１における回路の使用周波数帯に
おいて、Ｒ2 ≫１／ＪωＣ3 、Ｒ11≫Ｒ12、Ｒ12・ｉ-
≪ｅi とする。図２（Ａ）において、抵抗Ｒ13，Ｒ14に
より分圧された電圧ｅ6 及び負荷電圧ｅ5 は、 ｅ6 ＝ｅi …（11） ｅ5 ＝ｅi ｛１＋（Ｒ13／Ｒ14）｝ …（12） となり、この場合の電圧利得ＡV は、 ＡV ＝ｅ5 ／ｅi ＝１＋（Ｒ13／Ｒ14） …（13） となる。この場合の（13) 式はコンデンサＣ3 と無関係
に一定値となる。
おいて、Ｒ2 ≫１／ＪωＣ3 、Ｒ11≫Ｒ12、Ｒ12・ｉ-
≪ｅi とする。図２（Ａ）において、抵抗Ｒ13，Ｒ14に
より分圧された電圧ｅ6 及び負荷電圧ｅ5 は、 ｅ6 ＝ｅi …（11） ｅ5 ＝ｅi ｛１＋（Ｒ13／Ｒ14）｝ …（12） となり、この場合の電圧利得ＡV は、 ＡV ＝ｅ5 ／ｅi ＝１＋（Ｒ13／Ｒ14） …（13） となる。この場合の（13) 式はコンデンサＣ3 と無関係
に一定値となる。
【００２４】この時、オペアンプＯＰ１の出力電圧ｅ4
は、ＲL≪Ｒ13＋｛（Ｒ12・Ｒ14）／（Ｒ12＋Ｒ14）｝
とすると、 ｅ5 ＝ｅ4 ・ＲL ／｛（１／ＪωＣ3 ）＋ＲL ｝ …（14） となる。よって、 ｅ4 ＝ｅ5 ・｛（１／ＪωＣ3 ）＋ＲL ｝／ＲL ＝ｅ5 ・｛（１／ＪωＣ3 ＲL ）＋１｝ ＝ＡV ・ｅi ｛（１／ＪωＣ3 ＲL ）＋１｝ …（15) となる。従って、 ｅ4 ／ｅi ＝ＡV ｛１／（１＋ＪωＣ3 ＲL ）｝ … (16） となる。この場合の周波数特性の一例が図２（Ｂ）に示
される。ここで、１０Ｈｚ以下の周波数で負荷電圧ｅ5
が低下するのは、オペアンプＯＰ１が飽和することによ
る。
は、ＲL≪Ｒ13＋｛（Ｒ12・Ｒ14）／（Ｒ12＋Ｒ14）｝
とすると、 ｅ5 ＝ｅ4 ・ＲL ／｛（１／ＪωＣ3 ）＋ＲL ｝ …（14） となる。よって、 ｅ4 ＝ｅ5 ・｛（１／ＪωＣ3 ）＋ＲL ｝／ＲL ＝ｅ5 ・｛（１／ＪωＣ3 ＲL ）＋１｝ ＝ＡV ・ｅi ｛（１／ＪωＣ3 ＲL ）＋１｝ …（15) となる。従って、 ｅ4 ／ｅi ＝ＡV ｛１／（１＋ＪωＣ3 ＲL ）｝ … (16） となる。この場合の周波数特性の一例が図２（Ｂ）に示
される。ここで、１０Ｈｚ以下の周波数で負荷電圧ｅ5
が低下するのは、オペアンプＯＰ１が飽和することによ
る。
【００２５】このように、(10)式及び(16)式より、低周
波数領域（ωが小さくなる）で結合コンデンサＣ3 の容
量を小さくしてもｅ4 ／ｅi は電圧利得ＡV に近づくこ
とになり、低域が補償される。従って、サグ対策を施し
て増幅機器の小型化、低価格化を図ることができるもの
である。
波数領域（ωが小さくなる）で結合コンデンサＣ3 の容
量を小さくしてもｅ4 ／ｅi は電圧利得ＡV に近づくこ
とになり、低域が補償される。従って、サグ対策を施し
て増幅機器の小型化、低価格化を図ることができるもの
である。
【００２６】次に、図３に本発明の他の実施例の回路図
を示す。図３は図１におけるトランジスタＱ1 〜Ｑ3 の
カレントミラーの代わりに、抵抗Ｒ20，Ｒ21を付加した
ものである。すなわち、オペアンプＯＰ１の非反転入力
端子に入力する基準電圧を抵抗Ｒ20，Ｒ10の分電圧に
し、また、反転入力端子への入力を抵抗Ｒ21，Ｒ11，Ｒ
12の分電圧にしたもので、図１のように定電流でなくて
も上述と同様の動作をさせることができるものである。
を示す。図３は図１におけるトランジスタＱ1 〜Ｑ3 の
カレントミラーの代わりに、抵抗Ｒ20，Ｒ21を付加した
ものである。すなわち、オペアンプＯＰ１の非反転入力
端子に入力する基準電圧を抵抗Ｒ20，Ｒ10の分電圧に
し、また、反転入力端子への入力を抵抗Ｒ21，Ｒ11，Ｒ
12の分電圧にしたもので、図１のように定電流でなくて
も上述と同様の動作をさせることができるものである。
【００２７】なお、上記図１における実施例ではＰＮＰ
型のトランジスタＱ１〜Ｑ３でカレントミラーにより定
電流を供給する場合を示したが、ＮＰＮ型のトランジス
タを用いて電源電圧の極性を逆にしても同様の動作をさ
せることができる。
型のトランジスタＱ１〜Ｑ３でカレントミラーにより定
電流を供給する場合を示したが、ＮＰＮ型のトランジス
タを用いて電源電圧の極性を逆にしても同様の動作をさ
せることができる。
【００２８】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、演算増幅
器の反転入力端子に、抵抗を用いた第１の帰還手段によ
り出力側から帰還を行うと共に、抵抗を用いた第２の帰
還手段により負荷側から帰還を行い、第２の帰還手段の
抵抗に定電流を流して反転入力端子の直流バイアスを行
うことにより、コンデンサを付加せず、かつ結合コンデ
ンサを小容量化してサグ対策する低域補償を行うことが
でき、機器の小型化、低価格化を図ることができる。
器の反転入力端子に、抵抗を用いた第１の帰還手段によ
り出力側から帰還を行うと共に、抵抗を用いた第２の帰
還手段により負荷側から帰還を行い、第２の帰還手段の
抵抗に定電流を流して反転入力端子の直流バイアスを行
うことにより、コンデンサを付加せず、かつ結合コンデ
ンサを小容量化してサグ対策する低域補償を行うことが
でき、機器の小型化、低価格化を図ることができる。
【図１】本発明の一実施例の回路図である。
【図２】図１の交流特性を説明するための図である。
【図３】本発明の他の実施例の回路図である。
【図４】従来の低域補正増幅回路の回路図である。
１ オペアンプ ２ 交流源 ３ 直流電源 ４ 電流源
Claims (1)
- 【請求項１】 直流バイアスされた非反転入力端子に供
給される信号を演算増幅器で差動増幅し、結合コンデン
サを介して交流信号を負荷に出力する低域補正増幅回路
において、 前記演算増幅器の反転入力端子に、該演算増幅器の出力
側より抵抗を用いて帰還を行う第１の帰還手段を設ける
と共に、 該反転入力端子に、前記負荷側より抵抗を用いて帰還を
行う第２の帰還手段を設け、 前記第２の帰還手段の抵抗に定電流を流して前記反転入
力端子の直流バイアスを行う ことを特徴とする低域増幅
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17850991A JP3180376B2 (ja) | 1991-07-18 | 1991-07-18 | 低域補正増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17850991A JP3180376B2 (ja) | 1991-07-18 | 1991-07-18 | 低域補正増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05121959A JPH05121959A (ja) | 1993-05-18 |
| JP3180376B2 true JP3180376B2 (ja) | 2001-06-25 |
Family
ID=16049716
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17850991A Expired - Fee Related JP3180376B2 (ja) | 1991-07-18 | 1991-07-18 | 低域補正増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3180376B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5169861B2 (ja) * | 2009-01-19 | 2013-03-27 | ミツミ電機株式会社 | 半導体集積回路、映像信号出力回路 |
-
1991
- 1991-07-18 JP JP17850991A patent/JP3180376B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05121959A (ja) | 1993-05-18 |
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