JP3154396B2 - 光cdm回路 - Google Patents
光cdm回路Info
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- JP3154396B2 JP3154396B2 JP07588996A JP7588996A JP3154396B2 JP 3154396 B2 JP3154396 B2 JP 3154396B2 JP 07588996 A JP07588996 A JP 07588996A JP 7588996 A JP7588996 A JP 7588996A JP 3154396 B2 JP3154396 B2 JP 3154396B2
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、光スペクトラム拡
散通信方式において光信号の拡散変調・逆拡散復調を行
う光CDM(Code Division Multiplexed:符号分割多
重) 回路に関するものである。
散通信方式において光信号の拡散変調・逆拡散復調を行
う光CDM(Code Division Multiplexed:符号分割多
重) 回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】無線通信の分野で利用されているスペク
トラム拡散方式を光通信に適用すると、ランダムアクセ
スやセルフルーティング的な動作を光スイッチなどのデ
バイスを用いることなく、符号によってシステム的に実
現することができるため、光LANや光交換において大
きな利点を有する。
トラム拡散方式を光通信に適用すると、ランダムアクセ
スやセルフルーティング的な動作を光スイッチなどのデ
バイスを用いることなく、符号によってシステム的に実
現することができるため、光LANや光交換において大
きな利点を有する。
【0003】従来の光スペクトラム拡散回路としては、
図7に示すような光ファイバ合分岐及び光ファイバ遅延
線を用いたもの(光CDM回路)が知られている。
図7に示すような光ファイバ合分岐及び光ファイバ遅延
線を用いたもの(光CDM回路)が知られている。
【0004】即ち図7において、送信側の光CDM回路
では、1×Nの光ファイバ分岐部13に長さがΔLずつ
(換言すれば遅延時間がΔτずつ)異なるN本の光ファ
イバ遅延線(Fiber Delay Line) 14がそれぞれ接続さ
れ、各光ファイバ遅延線14は再びN×1の光ファイバ
合波部15に集められている。これにより、1個の光パ
ルスが1×Nの光ファイバ分岐部13に入射するとN個
のパルス列に分けられ、光ファイバ遅延線14の長さ、
数を調整することによって符号系列(拡散された光信
号)が構成される。
では、1×Nの光ファイバ分岐部13に長さがΔLずつ
(換言すれば遅延時間がΔτずつ)異なるN本の光ファ
イバ遅延線(Fiber Delay Line) 14がそれぞれ接続さ
れ、各光ファイバ遅延線14は再びN×1の光ファイバ
合波部15に集められている。これにより、1個の光パ
ルスが1×Nの光ファイバ分岐部13に入射するとN個
のパルス列に分けられ、光ファイバ遅延線14の長さ、
数を調整することによって符号系列(拡散された光信
号)が構成される。
【0005】受信側の光CDM回路でも同じように、1
×Nの光ファイバ分岐部16、N本の光ファイバ遅延線
(Fiber Delay Line) 17及びN×1の光ファイバ合波
部18が用いられて、整合フィルタ(逆拡散復調回路)
を構成する。これにより、送信側で符号化された光パル
ス列(拡散された光信号)を1×Nの光ファイバ分岐部
16に入射すると、個々のパルスはN個のパルスに分け
られるが、光ファイバ遅延線17及びN×1の光ファイ
バ合波部18により非コヒーレントなパワーの加算が行
われて、光パルス列の中央にパワーが集中する。即ち、
光ファイバ遅延線17で構成される拡散符号と、入射信
号との相関波形が得られる。
×Nの光ファイバ分岐部16、N本の光ファイバ遅延線
(Fiber Delay Line) 17及びN×1の光ファイバ合波
部18が用いられて、整合フィルタ(逆拡散復調回路)
を構成する。これにより、送信側で符号化された光パル
ス列(拡散された光信号)を1×Nの光ファイバ分岐部
16に入射すると、個々のパルスはN個のパルスに分け
られるが、光ファイバ遅延線17及びN×1の光ファイ
バ合波部18により非コヒーレントなパワーの加算が行
われて、光パルス列の中央にパワーが集中する。即ち、
光ファイバ遅延線17で構成される拡散符号と、入射信
号との相関波形が得られる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の光ファ
イバ遅延線14、17を用いた光信号の拡散変調及び/
又は逆拡散復調回路では、上述の如くパワーの加算によ
って相関を実現しているため、単極性の擬似雑音系列と
相関をとっている。即ち、パワーの減算ができないため
に、相互相関の特性が悪く、光信号のSN比が悪いとい
う欠点を有していた。
イバ遅延線14、17を用いた光信号の拡散変調及び/
又は逆拡散復調回路では、上述の如くパワーの加算によ
って相関を実現しているため、単極性の擬似雑音系列と
相関をとっている。即ち、パワーの減算ができないため
に、相互相関の特性が悪く、光信号のSN比が悪いとい
う欠点を有していた。
【0007】また、従来は1×N分岐部13、16及び
N×1合波部15、18はY分岐光導波路、方向性結合
器、又はマッハツェンダー干渉計等の2分岐型光素子の
直列接続、または直列・並列接続の組み合わせで実現さ
れてきた。しかし、光導波路でこれら2分岐型光素子の
分岐比を設計通りに作製することは非常に難しく、実際
には熱光学効果を用いた位相調整器を併設するなどして
分岐比を調整している。従って、このような2分岐型光
素子を直列に接続すると、各2分岐部の分岐比の設計値
からのずれが積算(累積)され、全体としての分岐比が
設計値から大きくずれやすいという欠点を有していた。
N×1合波部15、18はY分岐光導波路、方向性結合
器、又はマッハツェンダー干渉計等の2分岐型光素子の
直列接続、または直列・並列接続の組み合わせで実現さ
れてきた。しかし、光導波路でこれら2分岐型光素子の
分岐比を設計通りに作製することは非常に難しく、実際
には熱光学効果を用いた位相調整器を併設するなどして
分岐比を調整している。従って、このような2分岐型光
素子を直列に接続すると、各2分岐部の分岐比の設計値
からのずれが積算(累積)され、全体としての分岐比が
設計値から大きくずれやすいという欠点を有していた。
【0008】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
本発明の光CDM回路は、1本の入力用チャネル導波
路、多モード干渉型1×N分岐素子、光路長がΔLずつ
異なるN本の遅延導波路、及び多モード干渉型N×1合
波素子がこの順に光学的に結合するよう基板に設けら
れ、前記遅延導波路の各々に位相シフタが用いられたこ
とを特徴とし(Nは正の整数、ΔLは正の数(負の数で
も実質的に同じである))、あるいは、更に前記遅延導
波路の各々に光スイッチが設けられたことを特徴とし、
あるいは、前記光スイッチが2×2光スイッチであり、
該2×2光スイッチは前記遅延導波路を入力部及び出力
部の各々一方とし、残りの入力部及び出力部がモニタポ
ートであることを特徴とする。
本発明の光CDM回路は、1本の入力用チャネル導波
路、多モード干渉型1×N分岐素子、光路長がΔLずつ
異なるN本の遅延導波路、及び多モード干渉型N×1合
波素子がこの順に光学的に結合するよう基板に設けら
れ、前記遅延導波路の各々に位相シフタが用いられたこ
とを特徴とし(Nは正の整数、ΔLは正の数(負の数で
も実質的に同じである))、あるいは、更に前記遅延導
波路の各々に光スイッチが設けられたことを特徴とし、
あるいは、前記光スイッチが2×2光スイッチであり、
該2×2光スイッチは前記遅延導波路を入力部及び出力
部の各々一方とし、残りの入力部及び出力部がモニタポ
ートであることを特徴とする。
【0009】上述の如く本発明は、1×N分岐部及びN
×1合波部を共に多モード干渉型光素子で構成してお
り、また遅延導波路に位相シフタが配置されていること
によって、パワーの加算ではなく、電界での加算即ち実
質的な減算が可能となり、光スペクトラム拡散通信方式
においてSN比の高い光信号の拡散変調及び/又は逆拡
散復調を行う回路を提供することができる。
×1合波部を共に多モード干渉型光素子で構成してお
り、また遅延導波路に位相シフタが配置されていること
によって、パワーの加算ではなく、電界での加算即ち実
質的な減算が可能となり、光スペクトラム拡散通信方式
においてSN比の高い光信号の拡散変調及び/又は逆拡
散復調を行う回路を提供することができる。
【0010】また、本発明においては、良好なSN比を
得ることができるように、遅延導波路の各々に設けられ
る光スイッチにより、各遅延導波路中の光信号の振幅を
任意(ゼロも含む)に調整して重み付することができ
る。特に2×2光スイッチを用いる場合は、N個の2×
2光スイッチの各2つの入力ポート及び2つの出力ポー
トの中で、いづれか1つの入力ポート及びいづれか1つ
の出力ポートが2×2光スイッチのモニタポートとなっ
ているために、符号系列を構成する際に、前記振幅調整
等のための各光スイッチのパラメータ設定が容易且つ正
確に行えるという利点がある。
得ることができるように、遅延導波路の各々に設けられ
る光スイッチにより、各遅延導波路中の光信号の振幅を
任意(ゼロも含む)に調整して重み付することができ
る。特に2×2光スイッチを用いる場合は、N個の2×
2光スイッチの各2つの入力ポート及び2つの出力ポー
トの中で、いづれか1つの入力ポート及びいづれか1つ
の出力ポートが2×2光スイッチのモニタポートとなっ
ているために、符号系列を構成する際に、前記振幅調整
等のための各光スイッチのパラメータ設定が容易且つ正
確に行えるという利点がある。
【0011】更に、本発明で用いる多モード干渉型素子
は、図2または図3に示すように全ての光分岐又は光合
波を一度に行うため、従来の2分岐素子の組み合わせで
構成した1×N分岐部13,16及びN×1合波部1
5,18の場合に問題となっていた「分岐比の設計値か
らのずれが積算される」という問題が解消できる。
は、図2または図3に示すように全ての光分岐又は光合
波を一度に行うため、従来の2分岐素子の組み合わせで
構成した1×N分岐部13,16及びN×1合波部1
5,18の場合に問題となっていた「分岐比の設計値か
らのずれが積算される」という問題が解消できる。
【0012】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。
を参照して説明する。
【0013】図1は、N=16とした場合の本発明の光
CDM回路の実施の一形態を示し、1本の入力用チャネ
ル導波路1と、多モード干渉型素子で構成された1×N
光分岐部2と、N個の2×2光スイッチ3と、光路長が
ΔLずつ異なるN本の遅延導波路4と、多モード干渉型
素子で構成されたN×1光合波部5と、1本の出力用チ
ャネル導波路6とがこの順で光学的に結合するように基
板7上に形成されたものであり、各々の遅延導波路4に
は位相シフタ12が配置され、また2×2光スイッチ3
が設けられている。図1中、符号8は各々N個の2×2
光スイッチの1つの入力ポートをモニタ用入力ポートと
したものを示し、符号9は各々N個の2×2光スイッチ
の1つの出力ポートをモニタ用出力ポートとしたものを
示す。1×N光分岐部とは1つの入力ポートからN個の
出力ポートに光信号を分岐するものであり、N×1光合
波部とはN個の入力ポートから1個の出力ポートに光信
号を合波するものであり、2×2光スイッチとは2個の
入力ポートと2個の出力ポートを持つ光スイッチであ
る。
CDM回路の実施の一形態を示し、1本の入力用チャネ
ル導波路1と、多モード干渉型素子で構成された1×N
光分岐部2と、N個の2×2光スイッチ3と、光路長が
ΔLずつ異なるN本の遅延導波路4と、多モード干渉型
素子で構成されたN×1光合波部5と、1本の出力用チ
ャネル導波路6とがこの順で光学的に結合するように基
板7上に形成されたものであり、各々の遅延導波路4に
は位相シフタ12が配置され、また2×2光スイッチ3
が設けられている。図1中、符号8は各々N個の2×2
光スイッチの1つの入力ポートをモニタ用入力ポートと
したものを示し、符号9は各々N個の2×2光スイッチ
の1つの出力ポートをモニタ用出力ポートとしたものを
示す。1×N光分岐部とは1つの入力ポートからN個の
出力ポートに光信号を分岐するものであり、N×1光合
波部とはN個の入力ポートから1個の出力ポートに光信
号を合波するものであり、2×2光スイッチとは2個の
入力ポートと2個の出力ポートを持つ光スイッチであ
る。
【0014】図2は多モード干渉型素子で構成された1
×N光分岐部2の近傍の拡大図であり、符号1は前記入
力用チャネル導波路、符号10はN=16本のチャネル
導波路である。チャネル導波路10の導波路中心間の距
離をsとすると、1×N光分岐部2の幅Wsi及び長さL
siは各々下記数1の式(1)のように与えられる。
×N光分岐部2の近傍の拡大図であり、符号1は前記入
力用チャネル導波路、符号10はN=16本のチャネル
導波路である。チャネル導波路10の導波路中心間の距
離をsとすると、1×N光分岐部2の幅Wsi及び長さL
siは各々下記数1の式(1)のように与えられる。
【0015】
【数1】 Wsi=N×s,Lsi=(ne ・Wsi2)/(λN)・・・式(1)
【0016】ここで、ne は1×N光分岐部2のスラブ
導波路の等価屈折率であり、λは光信号の波長である。
導波路の等価屈折率であり、λは光信号の波長である。
【0017】次に、図3は多モード干渉型素子で構成さ
れたN×1光合波部5の近傍の拡大図であり、符号6は
前記出力用チャネル導波路、符号11はN=16本のチ
ャネル導波路である。この場合も、チャネル導波路11
の導波路中心間の距離をsとすると、N×1光合波部5
の幅Wsi及び長さLsiは各々上記数1の式(1)で与え
られる。
れたN×1光合波部5の近傍の拡大図であり、符号6は
前記出力用チャネル導波路、符号11はN=16本のチ
ャネル導波路である。この場合も、チャネル導波路11
の導波路中心間の距離をsとすると、N×1光合波部5
の幅Wsi及び長さLsiは各々上記数1の式(1)で与え
られる。
【0018】これら多モード干渉型素子においては、上
記数1の式(1)が満足される場合は、多数のモードの
干渉によって1つの光スポットがN個の光スポットに分
割されるために、1×N光分岐、N×1光合波がそれぞ
れ一度に全て達成される。
記数1の式(1)が満足される場合は、多数のモードの
干渉によって1つの光スポットがN個の光スポットに分
割されるために、1×N光分岐、N×1光合波がそれぞ
れ一度に全て達成される。
【0019】本発明の実施の形態の上記光CDM回路
は、一例として、次のように石英系光導波路作製技術を
用いて作製した。
は、一例として、次のように石英系光導波路作製技術を
用いて作製した。
【0020】まず、Si基板7上に火炎堆積法によって
SiO2 下部クラッド層を堆積し、次に、GeO2 をド
ーパントとして添加したSiO2 ガラスのコア層を堆積
した後に、電気炉で透明ガラス化した。次に、図1〜図
3に示したようなパターンを用いてコア層をエッチング
して光導波路部分を作製した。最後に、再びSiO2上
部クラッド層を堆積した。このようにして、1本の入力
用チャネル導波路1と、多モード干渉型1×N光分岐部
2と、光路長がΔLずつ異なり、各々に位相シフタ12
が配置され且つ各々に2×2光スイッチ3が設けられた
N本の遅延導波路4と、多モード干渉型N×1光合波部
5と、1本の出力用チャネル導波路6がこの順に光学的
に結合して基板7に設けられ、また2×2光スイッチ3
の入出力ポートを用いたモニタ用入力ポート8と出力ポ
ート9も基板7に設けられてなる光CDM回路を作製し
た。
SiO2 下部クラッド層を堆積し、次に、GeO2 をド
ーパントとして添加したSiO2 ガラスのコア層を堆積
した後に、電気炉で透明ガラス化した。次に、図1〜図
3に示したようなパターンを用いてコア層をエッチング
して光導波路部分を作製した。最後に、再びSiO2上
部クラッド層を堆積した。このようにして、1本の入力
用チャネル導波路1と、多モード干渉型1×N光分岐部
2と、光路長がΔLずつ異なり、各々に位相シフタ12
が配置され且つ各々に2×2光スイッチ3が設けられた
N本の遅延導波路4と、多モード干渉型N×1光合波部
5と、1本の出力用チャネル導波路6がこの順に光学的
に結合して基板7に設けられ、また2×2光スイッチ3
の入出力ポートを用いたモニタ用入力ポート8と出力ポ
ート9も基板7に設けられてなる光CDM回路を作製し
た。
【0021】上記のように作製した光CDM回路を用い
て行った、光スペクトラム拡散通信方式の光信号の拡散
変調・逆拡散復調回路の動作について、以下に説明す
る。
て行った、光スペクトラム拡散通信方式の光信号の拡散
変調・逆拡散復調回路の動作について、以下に説明す
る。
【0022】図4は、図1に示したN=16の光CDM
回路を拡散変調回路として使用したときに、1個の光パ
ルスがN=16ビットの符号系列に変調される様子を示
している。tは時間軸を示す。図4において、各光出力
パルスに示された「π」及び「0」の各記号は、各々の
光パルス電界が「π」及び「0」の位相シフトキーイン
グ(PSK:Phase Shift Keying )変調されていること
を表している。また、記号S(Space ( スペース)の
略)は「π」位相シフトした光電界を示し、記号M(Ma
rk(マーク)の略)は位相シフト「0」の光電界を示
す。光パルスのPSK変調は図1の遅延導波路4の各々
の位相シフタ12を用いて行われる。
回路を拡散変調回路として使用したときに、1個の光パ
ルスがN=16ビットの符号系列に変調される様子を示
している。tは時間軸を示す。図4において、各光出力
パルスに示された「π」及び「0」の各記号は、各々の
光パルス電界が「π」及び「0」の位相シフトキーイン
グ(PSK:Phase Shift Keying )変調されていること
を表している。また、記号S(Space ( スペース)の
略)は「π」位相シフトした光電界を示し、記号M(Ma
rk(マーク)の略)は位相シフト「0」の光電界を示
す。光パルスのPSK変調は図1の遅延導波路4の各々
の位相シフタ12を用いて行われる。
【0023】即ち、N本の遅延導波路4のうち短い方か
ら数えてn番目の遅延導波路を通る光の位相をΦn とす
ると、位相Φn は下記数2の式(2)で与えられる。
ら数えてn番目の遅延導波路を通る光の位相をΦn とす
ると、位相Φn は下記数2の式(2)で与えられる。
【0024】
【数2】 Φn=Φo+2πn(ne ΔL/λ)+(2π/λ)δn・d =Φo+2πnm+(2π/λ)δn・d ・・・式(2)
【0025】ここで、式(2)中の記号で、Φoは一定
の位相シフト量、mは整数、dは位相シフタ12の長
さ、δn は位相シフトを生じさせるためのチャネル導波
路の屈折率変化量、ne は1×N分岐部2のスラブ導波
路の等価屈折率、λは光信号の波長である。光路長差Δ
Lは下記数3の式(3)を満足するように決められてい
る。
の位相シフト量、mは整数、dは位相シフタ12の長
さ、δn は位相シフトを生じさせるためのチャネル導波
路の屈折率変化量、ne は1×N分岐部2のスラブ導波
路の等価屈折率、λは光信号の波長である。光路長差Δ
Lは下記数3の式(3)を満足するように決められてい
る。
【0026】
【数3】 ne ΔL/λ=m (m:整数) ・・・式(3)
【0027】上記数2の式(2)から分かるように、チ
ャネル導波路の屈折率変化量δnと、光信号の波長λ
と、位相シフタ12の長さdとの関係を下記数4の式
(4)とした場合には、光電界φnは下記数5の式
(5)となる。但し、ここでAnは、図1のn番目の遅
延導波路4の例えばヒータ等を利用した2×2光スイッ
チ3によって決まる光電界の振幅である。
ャネル導波路の屈折率変化量δnと、光信号の波長λ
と、位相シフタ12の長さdとの関係を下記数4の式
(4)とした場合には、光電界φnは下記数5の式
(5)となる。但し、ここでAnは、図1のn番目の遅
延導波路4の例えばヒータ等を利用した2×2光スイッ
チ3によって決まる光電界の振幅である。
【0028】
【数4】 δn=λ/(2d) ・・・式(4)
【0029】
【数5】 φn=An・exp[−jΦn] =An・exp[−jΦo−jπ] =−An・exp[−jΦo] ・・・式(5)
【0030】また、δn=0とした場合には、光電界φ
nは下記数6の式(6)となることが分かる。
nは下記数6の式(6)となることが分かる。
【0031】
【数6】 φn=An・exp[−jΦn] =An・exp[−jΦo] ・・・式(6)
【0032】従って、数5と数6の各式(5)(6)から分か
るように、「π」位相シフトした光電界を「Space ( ス
ペース)」と呼び、位相シフト「0」の光電界を「Mark
(マーク)」と呼ぶことにすると、両者は互いに逆極性
なので、光電界Space と光電界Markが加算されるときに
は、パワーの加算とは異なり実質的に減算であり、光電
界は相殺されてゼロになる。
るように、「π」位相シフトした光電界を「Space ( ス
ペース)」と呼び、位相シフト「0」の光電界を「Mark
(マーク)」と呼ぶことにすると、両者は互いに逆極性
なので、光電界Space と光電界Markが加算されるときに
は、パワーの加算とは異なり実質的に減算であり、光電
界は相殺されてゼロになる。
【0033】図 4の光パルス列は、図 1の遅延導波路4
の位相シフタ12において短い方から数えて1 、4 、5
、7 、9 、10、11、12、16番目の位相シフタが
πだけ位相シフトを与えるように駆動されている場合を
表している。
の位相シフタ12において短い方から数えて1 、4 、5
、7 、9 、10、11、12、16番目の位相シフタが
πだけ位相シフトを与えるように駆動されている場合を
表している。
【0034】前述の如く光電界の振幅Anは遅延導波路
4の光スイッチによって決めることができるが、2×2
光スイッチ3を用いることにより、符号系列を構成する
際にモニタ用ポート8、9を利用して入出力光の振幅を
知ることができるので、光電界振幅Anなどに必要な2
×2光スイッチ3のパラメータ設定を容易且つ正確に行
うことができる。
4の光スイッチによって決めることができるが、2×2
光スイッチ3を用いることにより、符号系列を構成する
際にモニタ用ポート8、9を利用して入出力光の振幅を
知ることができるので、光電界振幅Anなどに必要な2
×2光スイッチ3のパラメータ設定を容易且つ正確に行
うことができる。
【0035】次に、図1に示した光CDM回路を逆拡散
復調回路として使用する場合の動作特性について、図5
を参照して述べる。
復調回路として使用する場合の動作特性について、図5
を参照して述べる。
【0036】図5は、図 1の遅延導波路4の位相シフタ
12において長い方(最大遅延アーム)から数えて1 、
4 、5 、7 、9 、10、11、12、16番目の位相シフ
タがπだけ位相シフトを与えるように駆動されている逆
拡散復調回路に、図4の光パルス列(光電界で表すと、
先頭ビットから順にSMMSSMSMSSSSMMM
S)が入射した場合の光強度波形を示したものである。
12において長い方(最大遅延アーム)から数えて1 、
4 、5 、7 、9 、10、11、12、16番目の位相シフ
タがπだけ位相シフトを与えるように駆動されている逆
拡散復調回路に、図4の光パルス列(光電界で表すと、
先頭ビットから順にSMMSSMSMSSSSMMM
S)が入射した場合の光強度波形を示したものである。
【0037】「π」位相シフタにおいては、入射パルス
の光電界がMark(図では「M」と表示)からはSpaceに
変換され、Space(図では「S」と表示)はMarkに変換
される。これに対して「0」位相シフタにおいては、光
電界Mark及びSpaceはそのままである。
の光電界がMark(図では「M」と表示)からはSpaceに
変換され、Space(図では「S」と表示)はMarkに変換
される。これに対して「0」位相シフタにおいては、光
電界Mark及びSpaceはそのままである。
【0038】ここで用いている逆拡散復調回路の位相シ
フタのタップ配置は図5中に「タップ係数(最大遅延ア
ームから順にπ00ππ0π0ππππ000π)」と
して示すように、図4の拡散変調回路の位相シフタのタ
ップ配置と対応している。そのために、図5に示すよう
に出力光パルス列の中央に鋭い相関ピークが検出されて
いる。
フタのタップ配置は図5中に「タップ係数(最大遅延ア
ームから順にπ00ππ0π0ππππ000π)」と
して示すように、図4の拡散変調回路の位相シフタのタ
ップ配置と対応している。そのために、図5に示すよう
に出力光パルス列の中央に鋭い相関ピークが検出されて
いる。
【0039】これに対して、図6に示すように、図4の
拡散変調回路の位相シフタのタップ配置とは異なるタッ
プ配置(図6の例では、図中の「タップ係数(最大遅延
アームから順にπππ00ππ000000π0π)」
から判るように遅延導波路4の位相シフタ12において
長い方から数えて1 、2、3、6、7、14、16番目
の位相シフタがπだけ位相シフトを与えるように駆動さ
れている)の逆拡散復調回路を用いて相関検出した場合
には、同じ光パルス列(SMMSSMSMSSSSMM
MS)が入射しても相互相関出力は殆ど検出されないこ
とが分かる。
拡散変調回路の位相シフタのタップ配置とは異なるタッ
プ配置(図6の例では、図中の「タップ係数(最大遅延
アームから順にπππ00ππ000000π0π)」
から判るように遅延導波路4の位相シフタ12において
長い方から数えて1 、2、3、6、7、14、16番目
の位相シフタがπだけ位相シフトを与えるように駆動さ
れている)の逆拡散復調回路を用いて相関検出した場合
には、同じ光パルス列(SMMSSMSMSSSSMM
MS)が入射しても相互相関出力は殆ど検出されないこ
とが分かる。
【0040】以上のことから、本発明の光CDM回路を
用いることによって、多数の符号化多重された信号の中
から所望の信号系列のみを相関検出することができるこ
とが分かる。
用いることによって、多数の符号化多重された信号の中
から所望の信号系列のみを相関検出することができるこ
とが分かる。
【0041】なお、図4の例では全ての光信号の振幅を
等しくしたが、2×2光スイッチ3のパラメータ設定に
より各光信号の振幅に変化を与えるとSN比をより高く
できることは明らかである。
等しくしたが、2×2光スイッチ3のパラメータ設定に
より各光信号の振幅に変化を与えるとSN比をより高く
できることは明らかである。
【0042】
【発明の効果】以上、例をあげて説明したように、本発
明の光CDM回路は1×N分岐部及びN×1合波部を共
に多モード干渉型光素子で構成しており、また遅延導波
路に位相シフタが配置されていることによって、非コヒ
ーレントなパワーの加算ではなく、光電界での加算即ち
実質的な減算を可能とするから、SN比の高い光信号の
拡散変調、逆拡散復調を行う回路を提供することがで
き、光スペクトラム拡散通信方式において大きな利点を
有する。
明の光CDM回路は1×N分岐部及びN×1合波部を共
に多モード干渉型光素子で構成しており、また遅延導波
路に位相シフタが配置されていることによって、非コヒ
ーレントなパワーの加算ではなく、光電界での加算即ち
実質的な減算を可能とするから、SN比の高い光信号の
拡散変調、逆拡散復調を行う回路を提供することがで
き、光スペクトラム拡散通信方式において大きな利点を
有する。
【0043】また、多モード干渉型素子は全ての分岐又
は合波を一度に行うため、従来2分岐素子の組み合わせ
で構成した1×N分岐部及びN×1合波部の場合に問題
となっていた「分岐比の設計値からのずれが積算され
る」という問題が解消する。
は合波を一度に行うため、従来2分岐素子の組み合わせ
で構成した1×N分岐部及びN×1合波部の場合に問題
となっていた「分岐比の設計値からのずれが積算され
る」という問題が解消する。
【0044】更に、各遅延導波路に設けられる光スイッ
チにより、良好なSN比が得られるように光信号の振幅
を設定することができる。特に、光スイッチとして2×
2光スイッチを用いる場合は、モニタポートを利用して
入出力信号の振幅を知ることができるので、符号系列を
構成する際に各光スイッチのパラメータ設定を容易且つ
正確に行うことができる。
チにより、良好なSN比が得られるように光信号の振幅
を設定することができる。特に、光スイッチとして2×
2光スイッチを用いる場合は、モニタポートを利用して
入出力信号の振幅を知ることができるので、符号系列を
構成する際に各光スイッチのパラメータ設定を容易且つ
正確に行うことができる。
【図1】本発明の光CDM回路の一実施例を示す図。
【図2】図1における多モード干渉型素子で構成された
1×N光分岐部の近傍の拡大図。
1×N光分岐部の近傍の拡大図。
【図3】図1における多モード干渉型素子で構成された
N×1光合波部の近傍の拡大図。
N×1光合波部の近傍の拡大図。
【図4】図1の光CDM回路を拡散変調回路として使用
したときの、1個の光パルスが16ビットの符号系列に
変調される様子を示す図。
したときの、1個の光パルスが16ビットの符号系列に
変調される様子を示す図。
【図5】図1の遅延導波路の位相シフタにおいて長い方
から数えて1、4、5、7、9、10、11、12、1
6番目の位相シフタがπだけ駆動されている逆拡散復調
回路に、図4の光パルス列が入射した場合の光強度波形
を示す図。
から数えて1、4、5、7、9、10、11、12、1
6番目の位相シフタがπだけ駆動されている逆拡散復調
回路に、図4の光パルス列が入射した場合の光強度波形
を示す図。
【図6】図1の遅延導波路の位相シフタにおいて長い方
から数えて1、2、3、6、7、14、16番目の位相
シフタがπだけ駆動されている逆拡散復調回路に、図4
の光パルス列が入射した場合の光強度波形を示す図。
から数えて1、2、3、6、7、14、16番目の位相
シフタがπだけ駆動されている逆拡散復調回路に、図4
の光パルス列が入射した場合の光強度波形を示す図。
【図7】光ファイバ合分岐及び光ファイバ遅延線を用い
た従来の光スペクトラム拡散回路を示す図。
た従来の光スペクトラム拡散回路を示す図。
【符号の説明】 1 入力用チャネル導波路 2 1×N光分岐部 3 2×2光スイッチ 4 光路長がΔLずつ異なる遅延導波路 5 N×1光合波部 6 出力用チャネル導波路 7 基板 8 2×2光スイッチの1つの入力ポートをモニタ用入
力ポートとしたもの 9 2×2光スイッチの1つの出力ポートをモニタ用出
力ポートとしたもの 10 N(=16)本のチャネル導波路 11 N(=16)本のチャネル導波路 12 遅延導波路に配置された位相シフタ
力ポートとしたもの 9 2×2光スイッチの1つの出力ポートをモニタ用出
力ポートとしたもの 10 N(=16)本のチャネル導波路 11 N(=16)本のチャネル導波路 12 遅延導波路に配置された位相シフタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 FI H04J 13/00 (56)参考文献 特開 平7−87027(JP,A) 特開 平5−37542(JP,A) 特開 平5−323246(JP,A) 特公 平7−61057(JP,B2) 米国特許4866699(US,A) 電子情報通信学会総合大会講演論文集 (1995年3月)C−253頁 山田裕朗 他 (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) G02F 1/01 - 1/313 H04B 10/00 - 10/28 H04J 13/00 INSPEC(DIALOG) JICSTファイル(JOIS) WPI(DIALOG)
Claims (3)
- 【請求項1】Nを正の整数、ΔLを正の数とするとき、
1本の入力用チャネル導波路、多モード干渉型1×N分
岐素子、光路長がΔLずつ異なるN本の遅延導波路、及
び多モード干渉型N×1合波素子がこの順に光学的に結
合するよう基板に設けられ、 前記遅延導波路の各々に位相シフタが用いられたことを
特徴とする光CDM回路。 - 【請求項2】前記遅延導波路の各々に光スイッチが設け
られたことを特徴とする請求項1に記載の光CDM回
路。 - 【請求項3】前記光スイッチが2×2光スイッチであ
り、 該2×2光スイッチは前記遅延導波路を入力部及び出力
部の各々一方とし、残りの入力部及び出力部がモニタポ
ートであることを特徴とする請求項2に記載の光CDM
回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP07588996A JP3154396B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 光cdm回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP07588996A JP3154396B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 光cdm回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09265060A JPH09265060A (ja) | 1997-10-07 |
JP3154396B2 true JP3154396B2 (ja) | 2001-04-09 |
Family
ID=13589336
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP07588996A Expired - Fee Related JP3154396B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 光cdm回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3154396B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100841147B1 (ko) * | 1998-03-11 | 2008-06-24 | 가부시키가이샤 니콘 | 레이저 장치, 자외광 조사 장치 및 방법, 물체의 패턴 검출장치 및 방법 |
US7680364B2 (en) * | 2001-10-09 | 2010-03-16 | Infinera Corporation | Wavelength locking and power control systems for multi-channel photonic integrated circuits (PICS) |
-
1996
- 1996-03-29 JP JP07588996A patent/JP3154396B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
電子情報通信学会総合大会講演論文集(1995年3月)C−253頁 山田裕朗 他 |
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Publication number | Publication date |
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JPH09265060A (ja) | 1997-10-07 |
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