JP3106972B2 - 誘電体線路におけるダイオードマウント構造、検波器およびミキサ - Google Patents
誘電体線路におけるダイオードマウント構造、検波器およびミキサInfo
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Description
ロ波帯の送受信機などに用いられる誘電体線路装置にお
けるダイオードマウント構造と、その構造による検波器
およびミキサに関する。
ド」という。)におけるダイオードマウント構造と、そ
れを用いた検波器およびミキサとして、(1) 黒木,米
山:「ビームリードダイオードを用いた非放射性誘電体
線路回路素子」電子情報通信学会論文誌 C-I,Vol J73-C
-I No.2 pp71-76 1989年 2月が開示されている。またH
ガイドにおいて検波器を構成したものとして(2) F.A.BE
NSON,P.A.CUDD,F.J.TISCHER "SOLID-STATE DEVICE IN H
-GUIDE,GROOVE GUIDE AND FENCE GUIDE" Electorn.Let
t.18th August 1983 Vol19 No.17 pp.657-658が開示さ
れている。
ドをマウントした回路基板を誘電体ストリップの長手方
向に対して垂直に交差する方向に配置し、誘電体ストリ
ップを伝搬する電磁波と回路基板上のダイオードとを結
合させるようにしている。また上記(2) に示されている
ものはHガイドの中央部に直線状の電極パターンを形成
した回路基板を挟み、誘電体ストリップの両側に1/1
0波長の距離をおいた位置の電極パターン上にダイオー
ドをマウントすることによって検波器を構成している。
示されている構造では、ダイオードをマウントした回路
基板を誘電体ストリップの長手方向に垂直な方向に配置
するものであるため、回路基板を装置内に固定しにく
く、傾きやすいため実装性に欠ける。また、整合をとる
ためにNRDガイド中に高誘電率薄板を挿入したり、空
隙を設けたりする必要があるため、設計および製作が容
易ではない。また上記(2) ではダイオードをマウントし
たサスペンデッドライン(文献中ではstripline と記述
されている。)の両端にミリ波の伝搬(漏れ)を阻止す
る構造が何も記述されておらず、またHガイドとダイオ
ードの整合についての考慮もなされていない。従ってサ
スペンデッドラインからミリ波の漏れ損失が大きく、ま
たダイオードに十分なエネルギーを加えることができ
ず、変換損失が大きくなるという問題が生じる。
る回路基板の実装性を高めるとともに、誘電体線路とダ
イオードとの整合を容易にとることができ、また変換損
失を低減することのできる、誘電体線路装置におけるダ
イオードマウント構造と、その構造を用いた検波器およ
びミキサを提供することにある。
置におけるダイオードマウント構造は、誘電体線路に対
する回路基板の実装性を高めるとともに、誘電体線路と
ダイオードとの整合性を高めるために、請求項1に記載
の通り、略平行な2つの導電体平面の間に誘電体ストリ
ップとともに回路基板を配して、前記導電体平面と前記
導電体ストリップとで誘電体線路を構成し、前記導電体
平面と前記回路基板上の線状の導電体パターンとでサス
ペンデッドラインを構成するとともに、前記誘電体スト
リップに対して略垂直に交差する向きに前記導電体パタ
ーンを配置し、該導電体パターンの前記誘電体ストリッ
プを挟む少なくとも2か所に、前記誘電体線路と結合し
て前記サスペンデッドラインを伝搬する信号を阻止する
フィルタ回路を設けて、当該2か所のフィルタ回路の間
を共振回路として構成し、前記少なくとも2か所のフィ
ルタ回路間において、前記導電体パターンに対して直列
にダイオードをマウントする。この構造により、サスペ
ンデッドラインと誘電体線路とは磁界結合し、誘電体線
路を伝搬してくる信号はサスペンデッドラインに加えら
れる。このサスペンデッドラインに結合した信号はフィ
ルタ回路により外部への伝搬が阻止されるとともに2つ
のフィルタ回路間で共振する。
つの導電体平面の間に配置されるため、誘電体線路に対
する回路基板の実装性が高くなる。また、誘電体ストリ
ップに対して略垂直に交差する向きに導電体パターンが
配置され、その導電体パターンの誘電体ストリップを挟
む少なくとも2か所にフィルタ回路が設けられて共振回
路が構成されているため、またその共振回路内に、すな
わち少なくとも2か所に設けられたフィルタ回路間に、
ダイオードがマウントされているため、共振回路を構成
するサスペンデッドラインが誘電体線路と結合するとと
もに共振し、誘電体線路からのエネルギーがダイオード
に十分加えられることになる。すなわち誘電体線路とダ
イオードとの整合がとられて、変換損失が十分抑えられ
ることになる。
オードマウント構造は、請求項2に記載の通り、前記共
振回路を構成する2つのフィルタ回路間の電気長を、前
記誘電体線路を伝搬する信号の周波数における略1/2
波長の整数倍とする。これにより、上記共振回路は誘電
体線路を伝搬する目的の信号に共振して変換効率を最も
高めることができる。
り、上記誘電体線路に例えば受信信号としてのRF信号
を入力し、前記導電体パターンにおける前記少なくとも
2か所のフィルタ回路間の外側から検波信号を取り出
す。これにより、ダイオードにより検波されたDCレベ
ルの信号は上記導電体パターンのフィルタ回路を通って
共振回路の外側から取り出される。
載の通り、上記誘電体線路にRF信号とLo信号(ロー
カル信号)の混合信号を入力し、前記導電体パターンの
共振回路の外側から前記ダイオードにバイアス電圧を印
加するとともに、IF信号(中間周波信号)を取り出
す。すなわちダイオードはその非線形性により、RF信
号とLo信号を受けた際、その2つの周波数成分の高調
波成分を発生し、不要な周波数成分がフィルタ回路で阻
止されて、RF信号とLo信号との差の周波数信号がI
F信号として取り出される。
る、誘電体線路装置におけるダイオードマウント構造お
よび検波器の例を図1〜図3を参照して次に説明する。
の構造を示す図であり、(A)は一部破断部分斜視図、
(B)は(A)における右手前から左後方を見た正面図
である。図1において1,2は平行な2つの導電体平面
を成す導電体板であり、この2つの導電体板1,2の間
に回路基板4を挟み込むように誘電体ストリップ3a,
3bを配置している。導電体板1,2の内面にはそれぞ
れ溝を形成していて、その溝に誘電体ストリップ3a,
3bを嵌め込んでいる。また、回路基板4は図外の周辺
部で支持部に支持されていて、上下の導電体板1,2の
中央位置に導電体板1,2に対し平行に配置している。
さらに、導電体板1,2は図外の周辺部で両者を組み合
わせていて、誘電体線路部分においては図に示すように
平行な2つの導電体平面を構成している。
は樹脂やセラミックスなどの誘電体材料で構成され、そ
の長手方向に対する横断面を略矩形状に形成している。
導電体板1,2の間隔は伝送すべきミリ波の電磁波の波
長をλとすると、λ/2未満として、誘電体ストリップ
3a,3bのない部分では、導電体板1,2に平行な偏
波の電磁波の伝搬を遮断し、一方、誘電体ストリップ3
a,3b部分ではその遮断状態を解消して、電磁波を誘
電体ストリップ3a,3bに沿って伝搬させるようにし
ている。すなわち、この誘電体ストリップ3a,3bと
上下の導電体板1,2とによってNRDガイドを構成し
ている。なお、ここでは伝送モードとしてLSM01モ
ードを使用する。
電体ストリップ3a,3bに対して略垂直に交差する向
きに導電体パターン5を設けていて、この導電体パター
ン5と上下の導電体板1,2とによってサスペンデッド
ラインを構成している。導電体パターン5には、誘電体
ストリップ部分を挟む位置にフィルタ回路6,7を構成
している。また導電体パターン5の途中にビームリード
ダイオード8が直列に接続されるようにマウントしてい
る。
を取り除いた状態での平面図である。6a,6b,7
a,7bはそれぞれ略λ/4のオープンスタブであり、
6a,6bの間隔および7a,7bの間隔も略λ/4と
している。また、オープンスタブ6a−7aの間隔L
を、その間の電気長がNRDガイドを伝搬するミリ波の
周波数における略1/2波長の整数倍となる関係として
いる。このようにλ/4のオープンスタブをλ/4の間
隔を隔てて設けたことにより、これを等価回路で表せば
図3のようになり、波長λの周波数信号を阻止する帯域
阻止フィルタ(BEF)として作用する。また、この2
つのフィルタ回路の間の電気長をNRDガイドを伝搬す
るミリ波の周波数における略1/2波長の整数倍とした
ことにより、1/2波長の整数倍の長さで両端がショー
トされたサスペンデッドラインによる共振回路として作
用する。この共振回路としてのサスペンデッドライン
と、誘電体ストリップ(3a),3bによるNRDガイ
ドとが磁界結合し、NRDガイドを伝搬するRF信号が
上記共振回路に共振する。この共振回路内の導電体パタ
ーン5に対して直列にビームリードダイオード8をマウ
ントしているため、NRDガイドとダイオードとが整合
し、導電体パターン5の両端から検波信号を取り出すこ
とができる。なお、2つフィルタ間の電気長がNRDガ
イドを伝搬するミリ波の周波数における略1/2波長の
整数倍とするためには、誘電体ストリップ3a,3bと
サスペンデッドラインとの結合部すなわち誘電体ストリ
ップ3a,3bで挟まれる部分の導電体パターンの長さ
と、誘電体ストリップ3a,3bおよび回路基板4の誘
電率と、ビームリードダイオード8のリアクタンス成分
とを考慮して幾何学的距離を決定するか、或いは実験的
に決定すればよい。
のオープンスタブを所定間隔に配置して構成したが、そ
の他に、阻止すべき周波数帯域が狭くてもよい場合に
は、図4の(A)に示すようにλ/4の単一のオープン
スタブを設けてもよい。逆に阻止すべき周波数帯域を広
くとる場合には、図4の(B)に示すように、3つまた
はそれ以上のオープンスタブを設ければよい。この場
合、各スタブの長さおよび間隔を、阻止すべき周波数帯
域に応じて少しずつ異なる長さとなるように定めればよ
い。また、図4の(C)に示すように、単一のオープン
スタブを設ける場合でも、そのパターンの形状によって
阻止周波数帯域を広くとることができる。さらに、図4
の(D)に示すように、導電体パターンにトランスミッ
ション線路キャパシタおよびインダクタを設けて、上記
共振回路の共振周波数を遮断するローパスフィルタ(L
PF)を構成してもよい。
路基板に対して導電体パターンを直線状に配置したが、
例えば図5に示すように、一部に曲線部を有する導電体
パターンを構成してもよく、また全体が曲線状を成す導
電体パターンを形成してもよい。
を形成して、誘電体ストリップを嵌め込む構造とした
が、その他に、例えば図6の(A)に示すように溝を設
けない導電体平面101,102の間に誘電体ストリッ
プ3a,3bとともに回路基板4を配置してもよい。ま
た、同図の(B),(C),(D)に示すように、ウイ
ング(つば)103′,104′部分を有する誘電体ス
トリップ103,104を用い、そのウイング10
3′,104′の外面にメッキ膜などの導電体平面10
1,102を形成し、誘電体ストリップ103,104
の間に回路基板4を挟み込むようにしてもよい。
キサの構成を図7および図8を参照して説明する。この
ミキサは、誘電体線路装置自体の構造は第1の実施形態
として図1および図2に示したものと同様であるが、図
7に示すように、導電体パターン5の一方端を接地し、
他方端にLb,Rb,Vbで示すバイアス電圧供給回路
を接続し、コンデンサCiを介してIF信号を取り出す
ようにしている。すなわち、このミキサは、誘電体スト
リップ(3a),3bにRF信号とLo信号との混合さ
れた信号が伝搬され、共振回路内のショットキーバリア
ダイオードであるビームリードダイオード8に対してバ
イアス電圧が印加され、RF信号とLo信号との差の周
波数成分がIF信号としてCiを介して外部に取り出さ
れる。なお、Lbはバイアス電源回路に対するIF信号
の漏れを阻止し、CiはIF回路へバイアス電圧が印加
されるのを阻止する。
あり、変換損の特性では、IF信号を100MHzとし
て求めている。ローカル信号の周波数fLOが59.6G
Hz付近において、変換損が7.5dB以下、反射損が
10dB以上得られる。このようにNRDガイドとダイ
オードとの整合が十分にとられ、NRDガイドのミキサ
部分での反射を十分に抑えることができる。
図9に示す。図9は上部の導電体板を取り除いた状態で
の部分平面図であり、回路基板4の上面に前述したオー
プンスタブによるフィルタ回路7,6,6′,7′を有
する導電体パターン5を形成している。またこの導電体
パターン5に対して8,8′で示す2つのショットキー
バリアダイオードをマウントしている。3b,3b′は
回路基板4の上部の誘電体ストリップであり、回路基板
4の下面側にも同一パターンの誘電体ストリップを配し
て、上下の誘電体ストリップで回路基板4を挟み込むよ
うにしている。略平行な導電体平面の間に誘電体ストリ
ップとともに回路基板を配する構成は図1に示したもの
と同様である。上記2つの誘電体ストリップは図に示す
ようにそのベンド部分を近接させてカップラを構成して
いる。また導電体パターン5にはLb,Rb,Vbから
なるバイアス電圧供給回路を接続している。これにより
RF信号とLo信号とはそれぞれ90°の位相差をもっ
て2つのダイオードに印加され、差の周波数成分は互い
に逆相となる。但し、IF回路側から見てダイオードの
向きが反対となっているので、差の周波数成分が同相で
合成されてコンデンサCiを介してIF信号として取り
出される。なお、コンデンサCgは導電体パターン5の
端部を高周波的に接地する。
ンスは600Ω程度と大きいのに対し、検波器やミキサ
に利用されるダイオードは動作状態で数Ω〜数十Ω程度
と小さい。そのため、両者のインピーダンス整合が重要
となる。以下そのための解析方法およびインピーダンス
整合方法について説明する。
ためのダイオードマウント構造の等価回路は図10のよ
うに表すことができる。図10においてZNRD はNRD
ガイドの特性インピーダンス、ZSSはサスペンデッドラ
インの特性インピーダンス、ZD はダイオードのインピ
ーダンスでありRD +jXD で表せる。ダイオードをマ
ウントしたサスペンデッドラインとNRDガイドとは図
に示すように磁界結合している。NRDガイドとサスペ
ンデッドラインとの磁界結合部分からサスペンデッドラ
インを見たインピーダンスをそれぞれZA ,ZB とする
と、図10の回路は図11に示すように変形できる。こ
こで、 ZS =ZA +ZB +jωL2 1/(ωC1)=ZNRD /tanθ1 −1/(ωC2)=Im(ZS )−ωL2 R2=Re(ZS ) の関係が成り立つ。上式でIm(ZS )はZS の虚数
部、Re(ZS )はZS の実数部である。
図12の(A)のようになる。さらにサスペンデッドラ
インが共振しているときは図12の(B)のようにな
る。これをさらに直並列変換すれば図13のように表せ
る。ここで、 R1″=R1′(1+S2 ) L1′=L1(1+1/S2 ) S=ωL1/R1′ の関係が成り立つ。
のようになる。
せる場合に比較的小さなMで実現できることがわかる。
また、L1に対する補正容量C1はNRDガイド端とサ
スペンデッドラインとの位置(図2における寸法d)を
設定することにより実現できることがわかる。
2との関係について示す。図10におけるL2とダイオ
ードのリアクタンス成分XD とが十分小さく、θ2B1 +
θ2B2 =360°、θ2A=360°として、θ2B1 を変
化させたとき、すなわちフィルタ回路からダイオードマ
ウント位置までの距離を変化させたときのZS は図14
に示すようになる。(図14の縦軸の単位は〔Ω〕であ
る。)この図から、ダイオードのマウント位置がフィル
タ回路から1/2波長の整数倍のとき最大でR2(=R
e(ZS ))=ZD =RD となることがわかる。また、
そこからずれた位置にダイオードをマウントした場合に
は、そのずれ量に応じた小さな値となることがわかる。
従って、ダイオードのインピーダンスがライン幅で整合
する負荷インピーダンスに比べて大きい場合には、ダイ
オードのマウント位置を変えることによって、インピー
ダンス整合をとることができる。例えばRD =10Ωで
Re(ZS )=5Ωとするには、θ2B1 が例えば約13
5°や225°となる位置にダイオードをマウントすれ
ばよい。
Dガイド結合位置とR2との関係について示す。図10
におけるL2およびXD が十分小さく、θ2B1 =180
°、θ2B2 +θ2A=540°として、θ2B2 を変化させ
たとき、すなわちサスペンデッドラインにおけるNRD
ガイド結合位置を変化させたときのZS は図15に示す
ようになる。この図から、NRDガイドの結合位置がフ
ィルタ回路から1/2波長の整数倍のとき最小でR2
(=Re(ZS ))=ZD =RD となり、そこからずれ
た位置の場合には、そのずれ量に応じた大きな値となる
ことがわかる。従って、ダイオードのインピーダンスが
ライン幅で整合する負荷インピーダンスに比べて小さい
場合には、サスペンデッドラインにおけるNRDガイド
の位置を変えることによって整合をとることができる。
例えばRD =10ΩでRe(ZS )=20Ωとするに
は、θ2B2 を例えば約135°や225°となる関係
で、サスペンデッドラインにおけるNRDガイド結合位
置を設定すればよい。なお、L2およびXD が0と見な
せない場合には、L2,XD の量に応じてフィルタ間の
電気長が1/2波長の整数倍となるようにフィルタ回路
間の距離を調整すればよい。
ドラインの幅により変えることができる。以下その確認
実験の結果を示す。図16の(A)は測定用の誘電体線
路装置であり、幅W、長さLeの両端オープンのサスペ
ンデッドラインを誘電体ストリップに交差するように配
置している。(B)はその等価回路である。R2が十分
小さいときには、f1,f2は次の式で近似できる。
測定すれば、図17の(A),(B)に示すように、S
11が落ち込む位置とS21が落ち込む位置とが見いだ
せる。それぞれの周波数をf1,f2とし、サスペンデ
ッドラインの幅Wおよび長さLeを変化させたときのf
1,f2の値を測定したものを図18に示す。このよう
に、サスペンデッドラインの幅Wに応じてf2の値は大
きく変化するが、f1の値はあまり変化しないことがわ
かる。
ンの幅Wを変化させた場合は、L2がほとんど変化せ
ず、k12が変化しているものと考えられる。よってサス
ペンデッドラインの幅Wを変えることによって、L1/
Mの値を変えることができる。
回路基板が略平行な2つの導電体平面の間に配されるた
め、誘電体線路に対する回路基板の実装性が高くなる。
また、誘電体ストリップに対して略垂直に交差する向き
に導電体パターンが配置され、その導電体パターンの誘
電体ストリップを挟む少なくとも2か所にフィルタ回路
が設けられて共振回路が構成されているため、また、少
なくとも2か所のフィルタ回路間においてダイオードが
マウントされているため、共振回路を構成するサスペン
デッドラインが誘電体線路と結合するとともに共振し、
誘電体線路からのエネルギーがダイオードに十分加えら
れることになる。すなわち誘電体線路とダイオードとの
整合がとられて、変換損失が十分抑えられることにな
る。
共振回路は誘電体線路を伝搬する信号と共振して変換効
率を最も高めることができる。
ダイオードマウント構造および検波器の構造を示す斜視
図と正面図である。
態での上面図である。
ある。
ある。
構造の等価回路図である。
る。
ある。
回路図である。
示す図である。
結合位置とZS との関係を示す図である。
部における特性確認実験用の誘電体線路装置の平面図お
よび等価回路図である。
す図である。
よび長さに対する周波数f1,f2の変化を示す図であ
る。
アダイオード)
Claims (4)
- 【請求項1】 略平行な2つの導電体平面の間に誘電体
ストリップとともに回路基板を配して、前記導電体平面
と前記導電体ストリップとで誘電体線路を構成し、前記
導電体平面と前記回路基板上の線状の導電体パターンと
でサスペンデッドラインを構成するとともに、前記誘電
体ストリップに対して略垂直に交差する向きに前記導電
体パターンを配置し、該導電体パターンの前記誘電体ス
トリップを挟む少なくとも2か所に、前記誘電体線路と
結合して前記サスペンデッドラインを伝搬する信号を阻
止するフィルタ回路を設けて、当該2か所のフィルタ回
路の間を共振回路として構成し、前記少なくとも2か所
のフィルタ回路間において、前記導電体パターンに対し
て直列にダイオードをマウントしたことを特徴とする誘
電体線路装置におけるダイオードマウント構造。 - 【請求項2】 前記共振回路を構成する2つのフィルタ
回路間の電気長を、前記誘電体線路を伝搬する信号の周
波数における略1/2波長の整数倍としたことを特徴と
する請求項1に記載の誘電体線路装置におけるダイオー
ドマウント構造。 - 【請求項3】 請求項1または2に記載の誘電体線路に
RF信号を入力し、前記導電体パターンにおける前記少
なくとも2か所のフィルタ回路間の外側から検波信号を
取り出すようにした検波器。 - 【請求項4】 請求項1または2に記載の誘電体線路に
RF信号とLo信号の混合信号を入力し、前記導電体パ
ターンの共振回路の外側から前記ダイオードにバイアス
電圧を印加するとともに、IF信号を取り出すようにし
たミキサ。
Priority Applications (4)
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