JP3099735B2 - 自動等化器 - Google Patents
自動等化器Info
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- JP3099735B2 JP3099735B2 JP08122198A JP12219896A JP3099735B2 JP 3099735 B2 JP3099735 B2 JP 3099735B2 JP 08122198 A JP08122198 A JP 08122198A JP 12219896 A JP12219896 A JP 12219896A JP 3099735 B2 JP3099735 B2 JP 3099735B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、多値直交振幅変調
方式を用いるディジタルマイクロ波通信の復調部に用い
て好適な自動等化器に関し、特に伝搬路におけるフェー
ジング（直接波と反射波の干渉）によって生ずる受信信
号の歪みを適応等化する自動等化器であって、等化後の
判定信号を帰還させて等化作用を行う判定帰還型等化器
を用いる自動等化器に関する。
方式を用いるディジタルマイクロ波通信の復調部に用い
て好適な自動等化器に関し、特に伝搬路におけるフェー
ジング（直接波と反射波の干渉）によって生ずる受信信
号の歪みを適応等化する自動等化器であって、等化後の
判定信号を帰還させて等化作用を行う判定帰還型等化器
を用いる自動等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の従来の自動等化器として、例え
ば特開昭６２−１７９２２９号公報（図１、図２）、特
開昭５６−７９５１３号公報（特願昭５４−１５６６１
０号）、特開平３−１１０９３０号公報（図１、図
７）、刊行物（電子通信学会編 ディジタル信号処理の
応用 昭５６．５．２０発行、第１６３頁）の記載が参
照される。
ば特開昭６２−１７９２２９号公報（図１、図２）、特
開昭５６−７９５１３号公報（特願昭５４−１５６６１
０号）、特開平３−１１０９３０号公報（図１、図
７）、刊行物（電子通信学会編 ディジタル信号処理の
応用 昭５６．５．２０発行、第１６３頁）の記載が参
照される。
【０００３】自動等化器の従来技術として、特開昭６２
−１７９２２９号公報に提案される伝搬歪補償方式
（「第１の従来技術」という）の原理的構成を図２及び
図３に示す。図３は、図２の等化部（可変共振型の等化
部）１３の構成を示したものであり、１６は等化制御
部、１７、１８は増幅器、１９はＰＩＮダイオード等に
より構成構成される可変減衰器、２０はバラクタダイオ
ード等からなる可変コンデンサ、２１は、可変コンデン
サ２０と共に共振回路を構成するインダクタンスであ
る。
−１７９２２９号公報に提案される伝搬歪補償方式
（「第１の従来技術」という）の原理的構成を図２及び
図３に示す。図３は、図２の等化部（可変共振型の等化
部）１３の構成を示したものであり、１６は等化制御
部、１７、１８は増幅器、１９はＰＩＮダイオード等に
より構成構成される可変減衰器、２０はバラクタダイオ
ード等からなる可変コンデンサ、２１は、可変コンデン
サ２０と共に共振回路を構成するインダクタンスであ
る。
【０００４】図２及び図３を参照して、この自動等化器
の伝搬歪補償方式は、トランスバーサル自動等化器１１
の各タップ係数を検出することにより受信信号中のフェ
ージング特性をフェージング判定部１２にて判定し、そ
のフェージング特性に応じて等化部１３中の可変減衰器
１９、可変コンデンサ２０を制御するものである。
の伝搬歪補償方式は、トランスバーサル自動等化器１１
の各タップ係数を検出することにより受信信号中のフェ
ージング特性をフェージング判定部１２にて判定し、そ
のフェージング特性に応じて等化部１３中の可変減衰器
１９、可変コンデンサ２０を制御するものである。
【０００５】可変共振型の等化部１３では、ノンミニマ
ムフェーズ（非最小位相型）のフェージング、即ち２波
干渉フェージングで主波より反射波の振幅が大きいフェ
ージングが伝搬路で生じた場合、入力信号の遅延特性
が、可変共振型等化器の等化作用によって更に劣化する
場合がある。すなわち、干渉波の振幅が大きくなってフ
ェージング特性となると振幅特性を補償した時に遅延特
性が、直接波振幅が常に干渉波振幅よりも大の時と反転
し伝搬路の遅延特性に共振回路の遅延が更に加わり遅延
特性が一層劣化する。
ムフェーズ（非最小位相型）のフェージング、即ち２波
干渉フェージングで主波より反射波の振幅が大きいフェ
ージングが伝搬路で生じた場合、入力信号の遅延特性
が、可変共振型等化器の等化作用によって更に劣化する
場合がある。すなわち、干渉波の振幅が大きくなってフ
ェージング特性となると振幅特性を補償した時に遅延特
性が、直接波振幅が常に干渉波振幅よりも大の時と反転
し伝搬路の遅延特性に共振回路の遅延が更に加わり遅延
特性が一層劣化する。
【０００６】この第１の従来技術は、この遅延特性の劣
化を防止するために、トランスバーサル自動等化器１１
にてノンミニマムフェーズのフェージングが検出された
場合には、可変共振型等化器の等化作用を止めるように
している。
化を防止するために、トランスバーサル自動等化器１１
にてノンミニマムフェーズのフェージングが検出された
場合には、可変共振型等化器の等化作用を止めるように
している。
【０００７】これに対して、等化作用によって入力信号
の遅延特性を劣化させない自動等化器の従来技術（「第
２の従来技術」という）として、特公昭６３−３９１２
６号公報（特願昭５４−１５６６１０号）に提案される
振幅等化器がある。この振幅等化器においては、振幅を
変化させた場合でも周波数に対する遅延特性が常に一定
となるために、伝搬路で、ミニマムフェーズ（最小位相
型）、即ち２波干渉フェージングで反射波より主波の振
幅が大きいフェージングが伝搬路で生じた場合、あるい
はノンミニマムフェーズのいずれのフェージングが発生
した場合にも、自動等化器における周波数対遅延特性が
一定と（全帯域で遅延平坦）されるため、それぞれ同様
の等化特性を得ることが出来る。
の遅延特性を劣化させない自動等化器の従来技術（「第
２の従来技術」という）として、特公昭６３−３９１２
６号公報（特願昭５４−１５６６１０号）に提案される
振幅等化器がある。この振幅等化器においては、振幅を
変化させた場合でも周波数に対する遅延特性が常に一定
となるために、伝搬路で、ミニマムフェーズ（最小位相
型）、即ち２波干渉フェージングで反射波より主波の振
幅が大きいフェージングが伝搬路で生じた場合、あるい
はノンミニマムフェーズのいずれのフェージングが発生
した場合にも、自動等化器における周波数対遅延特性が
一定と（全帯域で遅延平坦）されるため、それぞれ同様
の等化特性を得ることが出来る。
【０００８】また、入力信号にフェージングが加わった
際に入力振幅を制限し、歪みが加わったときの入力信号
がＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを超えることを防
ぐことを目的とする自動等化器の従来技術（「第３の従
来技術」という）として、特開平３−１１０９３０号公
報に提案される自動等化器がある。
際に入力振幅を制限し、歪みが加わったときの入力信号
がＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを超えることを防
ぐことを目的とする自動等化器の従来技術（「第３の従
来技術」という）として、特開平３−１１０９３０号公
報に提案される自動等化器がある。
【０００９】この第３の従来技術の構成を図４に示す。
トランスバーサルフィルタ４３のタップ係数Ｃ-1、
Ｃ0、Ｃ1において、主タップ前後のタップ係数が大きい
場合、即ち入力信号にミニマム、ノンミニマムフェーズ
のフェージングが加わった場合には、いずれの場合もタ
ップ係数の絶対値に応じて入力信号のレベルを同様に下
げ、かつ伸張器４４の伸張率を上げる制御を行う。
トランスバーサルフィルタ４３のタップ係数Ｃ-1、
Ｃ0、Ｃ1において、主タップ前後のタップ係数が大きい
場合、即ち入力信号にミニマム、ノンミニマムフェーズ
のフェージングが加わった場合には、いずれの場合もタ
ップ係数の絶対値に応じて入力信号のレベルを同様に下
げ、かつ伸張器４４の伸張率を上げる制御を行う。
【００１０】すなわち、フェージングによる受信信号の
波形歪みにより、Ａ／Ｄ変換器４２のアナログ信号入力
が定められた許容レベル（ダイナミックレンジ）を超え
ないように、フェージング発生量に応じて入力信号のレ
ベル調整を行う。
波形歪みにより、Ａ／Ｄ変換器４２のアナログ信号入力
が定められた許容レベル（ダイナミックレンジ）を超え
ないように、フェージング発生量に応じて入力信号のレ
ベル調整を行う。
【００１１】上述の従来技術におけるトランスバーサル
フィルタ４３の構成として、昨今、判定帰還型等化器を
用いる場合がある。判定帰還型等化器は、トランスバー
サルフィルタ４３の中央タップより時間的に前のタップ
については等化器入力信号を直接用いる代わりにトラン
スバーサルフィルタ出力を判定して得たリファレンス信
号を用いるものであり（例えば刊行物（電子通信学会
編、「ディジタル信号処理の応用」、昭５６年５月２０
日発行、第１６３頁）の記載参照）、特に２波（直接
波、反射波）干渉フェージングでミニマムフェーズ（直
接波振幅＞反射波振幅）のフェージング発生時の等化作
用が極めて大きい。
フィルタ４３の構成として、昨今、判定帰還型等化器を
用いる場合がある。判定帰還型等化器は、トランスバー
サルフィルタ４３の中央タップより時間的に前のタップ
については等化器入力信号を直接用いる代わりにトラン
スバーサルフィルタ出力を判定して得たリファレンス信
号を用いるものであり（例えば刊行物（電子通信学会
編、「ディジタル信号処理の応用」、昭５６年５月２０
日発行、第１６３頁）の記載参照）、特に２波（直接
波、反射波）干渉フェージングでミニマムフェーズ（直
接波振幅＞反射波振幅）のフェージング発生時の等化作
用が極めて大きい。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上記した従来技術は下
記記載の問題点を有している。
記記載の問題点を有している。
【００１３】第１の問題点は、トランスバーサルフィル
タとして判定帰還型等化器を用いた場合、伝搬路で発生
するフェージングの種類によって、入力信号のレベル調
整の効果が異なり、必ずしも伝搬路の特性に応じた最適
な制御が行われないことである。
タとして判定帰還型等化器を用いた場合、伝搬路で発生
するフェージングの種類によって、入力信号のレベル調
整の効果が異なり、必ずしも伝搬路の特性に応じた最適
な制御が行われないことである。
【００１４】その理由は以下の通りである。
【００１５】上記第３の従来技術において、図４の圧縮
伸張率制御回路４６を、図５に示すように、フィルタの
タップ係数に応じて連続的に入力レベルを変化させる構
成（上記特開平３−１１０９３０号公報参照）を考え
る。
伸張率制御回路４６を、図５に示すように、フィルタの
タップ係数に応じて連続的に入力レベルを変化させる構
成（上記特開平３−１１０９３０号公報参照）を考え
る。
【００１６】図５を参照して、可変減衰器４１はアナロ
グ乗算器４１−１を有し、増幅回路の出力の端子１０１
に入力されたベースバンド信号に圧縮率制御信号ＣＯＭ
Ｐを乗じてＡ／Ｄ変換器４２に出力し、可変伸長器４４
はディジタル乗算器４４−１を有し、トランスバーサル
フィルタ４３の出力ディジタル信号に伸長率制御信号Ｅ
ＸＰを乗じて出力する。
グ乗算器４１−１を有し、増幅回路の出力の端子１０１
に入力されたベースバンド信号に圧縮率制御信号ＣＯＭ
Ｐを乗じてＡ／Ｄ変換器４２に出力し、可変伸長器４４
はディジタル乗算器４４−１を有し、トランスバーサル
フィルタ４３の出力ディジタル信号に伸長率制御信号Ｅ
ＸＰを乗じて出力する。
【００１７】この圧縮率制御信号ＣＯＭＰ、及び伸長率
制御信号ＥＸＰは、圧縮伸張率制御回路４６より出力さ
れ、圧縮伸張率制御回路４６は、前方タップ係数Ｃ-1及
び後方タップ係数Ｃ1を入力し、係数変換回路４６−１
においてタップ係数の変化に対応した圧縮率Ｘが連続的
に得られる。係数変換回路４６−１の出力である圧縮率
判定信号Ｘは、ディジタル信号であるためＤ／Ａ変換器
４６−３によりアナログ信号の圧縮率制御信号ＣＯＭＰ
に変換してアナログ乗算器４１−１に入力され、一方、
可変伸長器４４のディジタル乗算器４４−１には圧縮率
判定信号Ｘ１の逆数変換回路４６−２にて逆数ＥＸＰ＝
Ｘ-1に変換されてディジタル伸長率制御信号ＥＸＰとし
て出力される。
制御信号ＥＸＰは、圧縮伸張率制御回路４６より出力さ
れ、圧縮伸張率制御回路４６は、前方タップ係数Ｃ-1及
び後方タップ係数Ｃ1を入力し、係数変換回路４６−１
においてタップ係数の変化に対応した圧縮率Ｘが連続的
に得られる。係数変換回路４６−１の出力である圧縮率
判定信号Ｘは、ディジタル信号であるためＤ／Ａ変換器
４６−３によりアナログ信号の圧縮率制御信号ＣＯＭＰ
に変換してアナログ乗算器４１−１に入力され、一方、
可変伸長器４４のディジタル乗算器４４−１には圧縮率
判定信号Ｘ１の逆数変換回路４６−２にて逆数ＥＸＰ＝
Ｘ-1に変換されてディジタル伸長率制御信号ＥＸＰとし
て出力される。
【００１８】また、図６に、伝搬路でフェージングが発
生した場合のタップ係数の絶対値を示す。
生した場合のタップ係数の絶対値を示す。
【００１９】伝搬路にフェージングが発生していない場
合は、図６（Ａ）に示すように、中心タップ１３４のタ
ップ係数Ｃ0のみがある値を持つ。
合は、図６（Ａ）に示すように、中心タップ１３４のタ
ップ係数Ｃ0のみがある値を持つ。
【００２０】伝搬路にミニマムフェーズのフェージング
が加わった場合、図６（Ｂ）に示すように、トランスバ
ーサルフィルタのタップ係数の絶対値としては後方タッ
プ１３５のタップ係数の絶対値｜Ｃ1｜が前方タップ１
３３に比べて大きく観測され（｜Ｃ1｜＞｜Ｃ-1｜）、
Ｃ1の係数の絶対値に基づいてレベル調整機構が働く。
が加わった場合、図６（Ｂ）に示すように、トランスバ
ーサルフィルタのタップ係数の絶対値としては後方タッ
プ１３５のタップ係数の絶対値｜Ｃ1｜が前方タップ１
３３に比べて大きく観測され（｜Ｃ1｜＞｜Ｃ-1｜）、
Ｃ1の係数の絶対値に基づいてレベル調整機構が働く。
【００２１】また、伝搬路にノンミニマムフェーズのフ
ェージングが加わった場合、図６（Ｃ）に示すように、
トランスバーサルフィルタのタップ係数としては前方タ
ップ係数の絶対値が比較的大きく観測され（｜Ｃ1｜＜
｜Ｃ-1｜）、Ｃ-1の係数の絶対値に基づいてレベル調整
機構が働く。
ェージングが加わった場合、図６（Ｃ）に示すように、
トランスバーサルフィルタのタップ係数としては前方タ
ップ係数の絶対値が比較的大きく観測され（｜Ｃ1｜＜
｜Ｃ-1｜）、Ｃ-1の係数の絶対値に基づいてレベル調整
機構が働く。
【００２２】しかし、あるフェージング量でミニマムフ
ェーズ時のＣ1の絶対値と、同じフェージング量でノン
ミニマムフェーズ時のＣ-1の絶対値は、線形等化器の場
合ほぼ等しい（図６（Ｂ）、図６（Ｃ）参照）。
ェーズ時のＣ1の絶対値と、同じフェージング量でノン
ミニマムフェーズ時のＣ-1の絶対値は、線形等化器の場
合ほぼ等しい（図６（Ｂ）、図６（Ｃ）参照）。
【００２３】また、判定帰還型等化器を用いた場合は、
帰還ループが形成されていることにより、｜Ｃ-1｜より
も｜Ｃ1｜の絶対値の方が小さく（（図６（Ｃ）、図６
（Ｄ）参照）、判定帰還型等化器にてこれらのタップ係
数｜Ｃ-1｜、｜Ｃ1｜により入力レベルを制御する場
合、前方タップのタップ係数Ｃ-1の絶対値で制御する時
（ノンミニマムフェーズのフェージング発生時）より
も、後方タップのタップ係数Ｃ1の絶対値で制御する時
（ミニマムフェーズのフェージング発生時）の方が同じ
フェージング量でのレベル調整量が少なくなる。
帰還ループが形成されていることにより、｜Ｃ-1｜より
も｜Ｃ1｜の絶対値の方が小さく（（図６（Ｃ）、図６
（Ｄ）参照）、判定帰還型等化器にてこれらのタップ係
数｜Ｃ-1｜、｜Ｃ1｜により入力レベルを制御する場
合、前方タップのタップ係数Ｃ-1の絶対値で制御する時
（ノンミニマムフェーズのフェージング発生時）より
も、後方タップのタップ係数Ｃ1の絶対値で制御する時
（ミニマムフェーズのフェージング発生時）の方が同じ
フェージング量でのレベル調整量が少なくなる。
【００２４】一方、判定帰還型等化器では、ミニマムフ
ェーズのフェージング発生時の等化作用が極めて大きい
が、十分な等化作用を行うためには、Ａ／Ｄ変換器４２
に入力される信号レベルを小さくして、フェージングに
よる波形歪相加時に、入力信号がＡ／Ｄ変換器４２のダ
イナミックレンジを超えないようにする必要がある。
ェーズのフェージング発生時の等化作用が極めて大きい
が、十分な等化作用を行うためには、Ａ／Ｄ変換器４２
に入力される信号レベルを小さくして、フェージングに
よる波形歪相加時に、入力信号がＡ／Ｄ変換器４２のダ
イナミックレンジを超えないようにする必要がある。
【００２５】このため、判定帰還型等化器を用いた場
合、ノンミニマムフェーズのフェージングが発生した時
にはタップ係数Ｃ-1の絶対値の変化量で適切に入力信号
のレベル調整が行われたとしても、ミニマムフェーズの
フェージングが発生した時には、タップ係数Ｃ1の絶対
値の変化量が少ないので、従来の自動等化器では、入力
信号の信号レベルを大きく下げてＡ／Ｄ変換器４２のダ
イナミックレンジを拡大する動作ができないという問題
が生じる。
合、ノンミニマムフェーズのフェージングが発生した時
にはタップ係数Ｃ-1の絶対値の変化量で適切に入力信号
のレベル調整が行われたとしても、ミニマムフェーズの
フェージングが発生した時には、タップ係数Ｃ1の絶対
値の変化量が少ないので、従来の自動等化器では、入力
信号の信号レベルを大きく下げてＡ／Ｄ変換器４２のダ
イナミックレンジを拡大する動作ができないという問題
が生じる。
【００２６】従って、本発明は、上記事情に鑑みてなさ
れたものであって、その目的は、トランスバーサルフィ
ルタとして判定帰還型等化器を用いた場合に、フェージ
ングの性質によって入力信号のレベル調整制御ないしは
Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジ拡大が最適に行われ
ないという問題を解消し、伝送路で発生するフェージン
グの性質によらず、等化器の有する等化能力を最大限に
発揮して伝送信号の信号品質を向上するようにした自動
等化器を提供することにある。
れたものであって、その目的は、トランスバーサルフィ
ルタとして判定帰還型等化器を用いた場合に、フェージ
ングの性質によって入力信号のレベル調整制御ないしは
Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジ拡大が最適に行われ
ないという問題を解消し、伝送路で発生するフェージン
グの性質によらず、等化器の有する等化能力を最大限に
発揮して伝送信号の信号品質を向上するようにした自動
等化器を提供することにある。
【００２７】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、本発明は、多値直交振幅変調方式において復調側で
用いられる自動等化器において、復調ベースバンド信号
を入力し増幅して出力する増幅度可変型の増幅回路と、
前記増幅回路の出力であるアナログ信号を入力しディジ
タル信号に変換して出力するとともにアナログ入力のダ
イナミックレンジが可変されるアナログ−ディジタル変
換回路と、前記アナログ−ディジタル変換回路からのデ
ィジタル信号を入力して等化し出力信号を伸張するため
の乗算手段を備えた判定帰還型等化回路と、前記判定帰
還型等化回路のタップ係数を生成するタップ係数制御回
路と、前記判定帰還型等化回路のタップ係数を入力し、
前記増幅回路の増幅度、前記アナログ−ディジタル変換
回路のダイナミックレンジ、及び判定帰還型等化回路の
出力伸張率を制御する圧縮伸張率制御回路と、を含むこ
とを特徴とする自動等化器を提供する。
め、本発明は、多値直交振幅変調方式において復調側で
用いられる自動等化器において、復調ベースバンド信号
を入力し増幅して出力する増幅度可変型の増幅回路と、
前記増幅回路の出力であるアナログ信号を入力しディジ
タル信号に変換して出力するとともにアナログ入力のダ
イナミックレンジが可変されるアナログ−ディジタル変
換回路と、前記アナログ−ディジタル変換回路からのデ
ィジタル信号を入力して等化し出力信号を伸張するため
の乗算手段を備えた判定帰還型等化回路と、前記判定帰
還型等化回路のタップ係数を生成するタップ係数制御回
路と、前記判定帰還型等化回路のタップ係数を入力し、
前記増幅回路の増幅度、前記アナログ−ディジタル変換
回路のダイナミックレンジ、及び判定帰還型等化回路の
出力伸張率を制御する圧縮伸張率制御回路と、を含むこ
とを特徴とする自動等化器を提供する。
【００２８】
【発明の実施の形態】本発明の好適な実施の形態及び実
施例を以下に説明する。図１を参照して、本発明の好適
な実施の形態は、多値直交振幅変調方式において復調側
で用いられる自動等化器において、復調ベースバンド信
号を増幅する増幅回路であって増幅度（利得）が可変型
の増幅回路１と、この利得可変型増幅器１のアナログ信
号出力を入力とし入力ダイナミックレンジが可変される
Ａ／Ｄ変換回路２と、出力信号を伸張するための乗算機
能を持つ判定帰還型等化回路３と、判定帰還型等化回路
３のタップ係数Ｃ-1、Ｃ0、Ｃ1を生成するタップ係数制
御回路４と、判定帰還型等化回路３のタップ係数Ｃ-1、
Ｃ1を入力し、増幅回路１の増幅率、Ａ／Ｄ変換回路２
のダイナミックレンジ、及び判定帰還型等化回路３の出
力伸張率をそれぞれ制御する信号Ｇ−１、Ｄ−１、Ｅ−
１を出力する縮伸張率制御回路５を有する。
施例を以下に説明する。図１を参照して、本発明の好適
な実施の形態は、多値直交振幅変調方式において復調側
で用いられる自動等化器において、復調ベースバンド信
号を増幅する増幅回路であって増幅度（利得）が可変型
の増幅回路１と、この利得可変型増幅器１のアナログ信
号出力を入力とし入力ダイナミックレンジが可変される
Ａ／Ｄ変換回路２と、出力信号を伸張するための乗算機
能を持つ判定帰還型等化回路３と、判定帰還型等化回路
３のタップ係数Ｃ-1、Ｃ0、Ｃ1を生成するタップ係数制
御回路４と、判定帰還型等化回路３のタップ係数Ｃ-1、
Ｃ1を入力し、増幅回路１の増幅率、Ａ／Ｄ変換回路２
のダイナミックレンジ、及び判定帰還型等化回路３の出
力伸張率をそれぞれ制御する信号Ｇ−１、Ｄ−１、Ｅ−
１を出力する縮伸張率制御回路５を有する。
【００２９】また、圧縮伸張率制御回路５では、中心タ
ップより時間的に前のタップのタップ係数値Ｃ-1と中心
タップより時間的に後のタップのタップ係数値Ｃ1を算
出、比較することにより、伝搬路で発生しているフェー
ジングの性質を判定し、ミニマムフェーズのフェージン
グ時とノンミニマムフェーズのフェージング時に応じ
て、それぞれ増幅回路１の増幅率、Ａ／Ｄ変換回路２の
入力ダイナミックレンジ、及び判定帰還型等化回路３の
出力伸張率を変化させる。
ップより時間的に前のタップのタップ係数値Ｃ-1と中心
タップより時間的に後のタップのタップ係数値Ｃ1を算
出、比較することにより、伝搬路で発生しているフェー
ジングの性質を判定し、ミニマムフェーズのフェージン
グ時とノンミニマムフェーズのフェージング時に応じ
て、それぞれ増幅回路１の増幅率、Ａ／Ｄ変換回路２の
入力ダイナミックレンジ、及び判定帰還型等化回路３の
出力伸張率を変化させる。
【００３０】伝送路にノンミニマムフェーズのフェージ
ングが加わった場合、前タップ係数演算結果に基づき、
ノンミニマムフェーズのフェージングに最適となるよう
に、増幅回路１の増幅度制御信号Ｇ−１、Ａ／Ｄ変換回
路２のダイナミックレンジ制御信号Ｄ−１、判定帰還型
等化回路３の伸張率制御信号Ｅ−１が圧縮伸張率制御回
路５から出力され、また、伝搬路にミニマムフェーズの
フェージングが加わった場合、後タップ係数演算結果に
基づき、増幅回路１の増幅度制御信号Ｇ−１、アナログ
−ディジタル変換回路２のダイナミックレンジ制御信号
Ｄ−１、判定帰還型等化回路３の伸張率制御信号Ｅ−１
がノンミニマムフェーズのフェージング時よりもダイナ
ミックレンジをさらに拡大する方向で出力される。
ングが加わった場合、前タップ係数演算結果に基づき、
ノンミニマムフェーズのフェージングに最適となるよう
に、増幅回路１の増幅度制御信号Ｇ−１、Ａ／Ｄ変換回
路２のダイナミックレンジ制御信号Ｄ−１、判定帰還型
等化回路３の伸張率制御信号Ｅ−１が圧縮伸張率制御回
路５から出力され、また、伝搬路にミニマムフェーズの
フェージングが加わった場合、後タップ係数演算結果に
基づき、増幅回路１の増幅度制御信号Ｇ−１、アナログ
−ディジタル変換回路２のダイナミックレンジ制御信号
Ｄ−１、判定帰還型等化回路３の伸張率制御信号Ｅ−１
がノンミニマムフェーズのフェージング時よりもダイナ
ミックレンジをさらに拡大する方向で出力される。
【００３１】本発明の実施の形態においては、トランス
バーサルフィルタとして、判定帰還型等化器を用いた場
合に、フェージングの性質に応じて入力信号のレベル調
整制御、Ａ／Ｄ変換器２の入力ダイナミックレンジ制御
が最適に行われ、ミニマムフェーズのフェージングに対
して大きな等化能力を持つ判定帰還型等化器の特徴を最
大に引き出すことができる。
バーサルフィルタとして、判定帰還型等化器を用いた場
合に、フェージングの性質に応じて入力信号のレベル調
整制御、Ａ／Ｄ変換器２の入力ダイナミックレンジ制御
が最適に行われ、ミニマムフェーズのフェージングに対
して大きな等化能力を持つ判定帰還型等化器の特徴を最
大に引き出すことができる。
【００３２】また、Ａ／Ｄ変換器２の入力ダイナミック
レンジ変更の操作に関して、入力信号のレベル調整制御
とＡ／Ｄ変換器２のダイナミックレンジ制御を同時に行
うことにより、例えば入力信号の増幅率を大きくしたと
きに相加される熱雑音の発生を、等価的にＡ／Ｄ変換器
２のダイナミックレンジを下げることによって減少する
ことができる等、より効果的にダイナミックレンジの変
更を行うことができる。
レンジ変更の操作に関して、入力信号のレベル調整制御
とＡ／Ｄ変換器２のダイナミックレンジ制御を同時に行
うことにより、例えば入力信号の増幅率を大きくしたと
きに相加される熱雑音の発生を、等価的にＡ／Ｄ変換器
２のダイナミックレンジを下げることによって減少する
ことができる等、より効果的にダイナミックレンジの変
更を行うことができる。
【００３３】
【実施例】上記した、本発明の実施の形態をより詳細に
説明すべく、本発明の実施例を説明する。図１は、本発
明の自動等化器の一実施例の構成をブロック図にて示し
たものであり、図５に示した前記第３の従来技術の構成
に比べると、トランスバーサルフィルタ３を判定帰還型
等化器とし、圧縮伸張率制御回路５の構成を改良したも
のである。
説明すべく、本発明の実施例を説明する。図１は、本発
明の自動等化器の一実施例の構成をブロック図にて示し
たものであり、図５に示した前記第３の従来技術の構成
に比べると、トランスバーサルフィルタ３を判定帰還型
等化器とし、圧縮伸張率制御回路５の構成を改良したも
のである。
【００３４】増幅回路１は、多値直交振幅変調方式の復
調部（不図示）の後段等に配置され、復調後のベースバ
ンド信号を増幅してＡ／Ｄ変換回路２の所要の入力レベ
ルとする。
調部（不図示）の後段等に配置され、復調後のベースバ
ンド信号を増幅してＡ／Ｄ変換回路２の所要の入力レベ
ルとする。
【００３５】また、Ａ／Ｄ変換回路２は復調ベースバン
ド信号を２値のディジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換
回路２には入力アナログ電圧のダイナミックレンジ（許
容アナログ入力電圧の最大値と最小値の幅）を、外部電
圧により設定できる機能を有する。なお、入力ダイナミ
ックレンジの切替えは制御信号により基準電圧の電圧値
の切替え（レンジ切替）等で行うようにしてもよい。
ド信号を２値のディジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換
回路２には入力アナログ電圧のダイナミックレンジ（許
容アナログ入力電圧の最大値と最小値の幅）を、外部電
圧により設定できる機能を有する。なお、入力ダイナミ
ックレンジの切替えは制御信号により基準電圧の電圧値
の切替え（レンジ切替）等で行うようにしてもよい。
【００３６】トランスバーサルフィルタ３は３タップで
構成される判定帰還型等化器で、後方タップは等化器出
力信号を帰還する構成となっている。図中、３１、３２
は遅延器、３３、３４、３５は乗算器、３６は加算器で
ある。
構成される判定帰還型等化器で、後方タップは等化器出
力信号を帰還する構成となっている。図中、３１、３２
は遅延器、３３、３４、３５は乗算器、３６は加算器で
ある。
【００３７】また、等化器出力にはＡ／Ｄ変換器２の入
力前段で入力信号をＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジ
に対して制限したものを復元するための伸張器３７を備
えている。
力前段で入力信号をＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジ
に対して制限したものを復元するための伸張器３７を備
えている。
【００３８】タップ係数制御回路４は等化後の誤差成分
を表す信号と等化前の信号との相関演算を行い、トラン
スバーサルフィルタ３を制御するためのタップ係数
Ｃ-1、Ｃ0、Ｃ1を出力する。
を表す信号と等化前の信号との相関演算を行い、トラン
スバーサルフィルタ３を制御するためのタップ係数
Ｃ-1、Ｃ0、Ｃ1を出力する。
【００３９】圧縮伸張率制御回路５では、前タップのタ
ップ係数Ｃ-1、後タップのタップ係数Ｃ1を入力し、増
幅回路１の増幅度、Ａ／Ｄ変換回路２のダイナミックレ
ンジ、伸張器３７の伸張度を制御する制御信号を出力す
る。
ップ係数Ｃ-1、後タップのタップ係数Ｃ1を入力し、増
幅回路１の増幅度、Ａ／Ｄ変換回路２のダイナミックレ
ンジ、伸張器３７の伸張度を制御する制御信号を出力す
る。
【００４０】以下、圧縮伸張率制御回路５の構成を詳細
に説明する。
に説明する。
【００４１】入力された前タップのタップ係数Ｃ-1、後
タップのタップ係数Ｃ1は前タップ演算器５１、後タッ
プ係数演算器５２にそれぞれ入力される。前タップ演算
器５１、後タップ係数演算器５２は、３タップの本実施
形態ではそれぞれ入力タップ係数の絶対値をそのまま出
力する機能を有するが、３タップ以上の場合は前タッ
プ、後タップそれぞれで最も大きい絶対値をとるタップ
係数を選択し出力する機能を具備している。
タップのタップ係数Ｃ1は前タップ演算器５１、後タッ
プ係数演算器５２にそれぞれ入力される。前タップ演算
器５１、後タップ係数演算器５２は、３タップの本実施
形態ではそれぞれ入力タップ係数の絶対値をそのまま出
力する機能を有するが、３タップ以上の場合は前タッ
プ、後タップそれぞれで最も大きい絶対値をとるタップ
係数を選択し出力する機能を具備している。
【００４２】前タップ係数演算器５１、後タップ係数演
算器５２の各出力１５１、１５２は比較演算器５３、５
４、５６に入力される。
算器５２の各出力１５１、１５２は比較演算器５３、５
４、５６に入力される。
【００４３】比較演算器５３は、前タップ係数演算器５
１の出力１５１と、ノンミニマムフェージング発生時の
制御信号のしきい値１５３を入力し、入力信号の差に基
づいて圧縮伸張率制御信号１５５を出力する。
１の出力１５１と、ノンミニマムフェージング発生時の
制御信号のしきい値１５３を入力し、入力信号の差に基
づいて圧縮伸張率制御信号１５５を出力する。
【００４４】また、比較演算器５４は、後タップ係数演
算器５２の出力１５２と、ミニマムフェージング発生時
の制御信号のしきい値１５４を入力し、入力信号の差に
基づいて圧縮伸張率制御信号１５６を出力する。
算器５２の出力１５２と、ミニマムフェージング発生時
の制御信号のしきい値１５４を入力し、入力信号の差に
基づいて圧縮伸張率制御信号１５６を出力する。
【００４５】比較演算器５６は、前タップのタップ係数
の最大値である前タップ係数演算器５１の出力１５１
と、後タップのタップ係数の最大値である後タップ係数
演算器５２の出力１５２との比較を行い、伝搬路で発生
しているフェージングの種類がいずれの種類かを識別
し、この識別結果に従って選択器５５の入力を切り替え
る。
の最大値である前タップ係数演算器５１の出力１５１
と、後タップのタップ係数の最大値である後タップ係数
演算器５２の出力１５２との比較を行い、伝搬路で発生
しているフェージングの種類がいずれの種類かを識別
し、この識別結果に従って選択器５５の入力を切り替え
る。
【００４６】以上のタップ係数演算器、５１、５２と比
較演算器５３、５４、５６、また選択器５５はディジタ
ル信号処理における比較回路（引算回路）、選択回路を
用いることにより簡単に構成できる。
較演算器５３、５４、５６、また選択器５５はディジタ
ル信号処理における比較回路（引算回路）、選択回路を
用いることにより簡単に構成できる。
【００４７】次に本発明に実施例の動作を説明する。
【００４８】まず伝搬路にノンミニマムフェーズのフェ
ージングが加わった場合を説明する。
ージングが加わった場合を説明する。
【００４９】ノンミニマムフェーズのフェージングが入
力されたときはトランスバーサルフィルタ３の両側のタ
ップ係数Ｃ-1、Ｃ1は前方タップのタップ係数絶対値｜
Ｃ-1｜が後方のタップのタップ係数絶対値｜Ｃ1｜と比
べて大きく観測される。前タップ係数演算器５１、後タ
ップ係数演算器５２は各タップ係数の絶対値１５１、１
５２を出力する。
力されたときはトランスバーサルフィルタ３の両側のタ
ップ係数Ｃ-1、Ｃ1は前方タップのタップ係数絶対値｜
Ｃ-1｜が後方のタップのタップ係数絶対値｜Ｃ1｜と比
べて大きく観測される。前タップ係数演算器５１、後タ
ップ係数演算器５２は各タップ係数の絶対値１５１、１
５２を出力する。
【００５０】比較演算器５３、５４はタップ係数Ｃ-1、
Ｃ1の絶対値と、それぞれノンミニマム、ミニマムフェ
ージングに対応して定めた基準値との比較結果に基づい
て圧縮伸張率制御信号を出力する。本実施例における基
準値は、（基準値１５３の値）＞（基準値１５４の
値）、のように設定される。この理由は、第１に、ある
同じフェージング量でのミニマムフェーズ、ノンミニマ
ムフェーズのフェージングが発生した場合、フェージン
グ量を表すタップ係数の絶対値｜Ｃ1｜＜｜Ｃ-1｜であ
ること（図６（Ｃ）、図６（Ｄ）参照）と、第２に、ミ
ニマムフェーズ時の圧縮伸張率をノンミニマムフェーズ
時の圧縮伸張率よりも高く設定しないとＡ／Ｄ変換器２
入力時の受信信号歪みによるダイナミックレンジ超過に
よって判定帰還等化器の等化能力を最大限に発揮できな
いことによる。
Ｃ1の絶対値と、それぞれノンミニマム、ミニマムフェ
ージングに対応して定めた基準値との比較結果に基づい
て圧縮伸張率制御信号を出力する。本実施例における基
準値は、（基準値１５３の値）＞（基準値１５４の
値）、のように設定される。この理由は、第１に、ある
同じフェージング量でのミニマムフェーズ、ノンミニマ
ムフェーズのフェージングが発生した場合、フェージン
グ量を表すタップ係数の絶対値｜Ｃ1｜＜｜Ｃ-1｜であ
ること（図６（Ｃ）、図６（Ｄ）参照）と、第２に、ミ
ニマムフェーズ時の圧縮伸張率をノンミニマムフェーズ
時の圧縮伸張率よりも高く設定しないとＡ／Ｄ変換器２
入力時の受信信号歪みによるダイナミックレンジ超過に
よって判定帰還等化器の等化能力を最大限に発揮できな
いことによる。
【００５１】比較演算器５６では、タップ係数の絶対値
が、｜Ｃ1｜＜｜Ｃ-1｜であることにより、選択器５５
は比較演算器５３の圧縮伸張率制御信号を選択する。
が、｜Ｃ1｜＜｜Ｃ-1｜であることにより、選択器５５
は比較演算器５３の圧縮伸張率制御信号を選択する。
【００５２】以上の動作によりノンミニマムフェーズの
フェージングに対して最適な増幅回路１、Ａ／Ｄ変換回
路２、伸張器３７の圧縮伸張率が選択される。
フェージングに対して最適な増幅回路１、Ａ／Ｄ変換回
路２、伸張器３７の圧縮伸張率が選択される。
【００５３】また、伝送路にミニマムフェーズのフェー
ジングが加わった場合を説明する。
ジングが加わった場合を説明する。
【００５４】ミニマムフェーズのフェージングが入力さ
れたときトランスバーサルフィルタ３の両端のタップ係
数Ｃ-1、Ｃ1は、後方タップのタップ係数絶対値｜Ｃ1｜
が前方タップのタップ係数絶対値｜Ｃ-1｜と比べて大き
く観測される。その結果、比較演算器５６によって選択
器５５では比較演算器５４の圧縮伸張率制御信号が選択
される。
れたときトランスバーサルフィルタ３の両端のタップ係
数Ｃ-1、Ｃ1は、後方タップのタップ係数絶対値｜Ｃ1｜
が前方タップのタップ係数絶対値｜Ｃ-1｜と比べて大き
く観測される。その結果、比較演算器５６によって選択
器５５では比較演算器５４の圧縮伸張率制御信号が選択
される。
【００５５】比較演算器５４の圧縮伸張率制御信号は基
準値１５４に基づいて後タップの絶対値｜Ｃ1｜に応じ
て決定されるので、ミニマムフェーズのフェージングに
対して最適な増幅回路１、Ａ／Ｄ変換回路２、伸張器３
７の圧縮伸張率が選択される。
準値１５４に基づいて後タップの絶対値｜Ｃ1｜に応じ
て決定されるので、ミニマムフェーズのフェージングに
対して最適な増幅回路１、Ａ／Ｄ変換回路２、伸張器３
７の圧縮伸張率が選択される。
【００５６】以上、本発明の実施例を説明したが、本発
明は上記実施例の構成にのみ限定されるものではない。
例えばトランスバーサルフィルタの次数（タップ数）は
３段にのみ限定されず他の構成も含むことは勿論であ
る。
明は上記実施例の構成にのみ限定されるものではない。
例えばトランスバーサルフィルタの次数（タップ数）は
３段にのみ限定されず他の構成も含むことは勿論であ
る。
【００５７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
トランスバーサルフィルタとして判定帰還型等化器を用
いた場合に、伝搬路で発生するフェージングの性質に応
じて入力信号のレベル調整制御、Ａ／Ｄ変換器のダイナ
ミックレンジ制御、等化器出力の伸張率が最適に制御さ
れ、ミニマムフェーズのフェージングに対して大きな等
化能力を持つ判定帰還型等化器の特徴を最大に引き出す
ことを可能とし、伝送信号の信号品質を向上するという
効果を有する。
トランスバーサルフィルタとして判定帰還型等化器を用
いた場合に、伝搬路で発生するフェージングの性質に応
じて入力信号のレベル調整制御、Ａ／Ｄ変換器のダイナ
ミックレンジ制御、等化器出力の伸張率が最適に制御さ
れ、ミニマムフェーズのフェージングに対して大きな等
化能力を持つ判定帰還型等化器の特徴を最大に引き出す
ことを可能とし、伝送信号の信号品質を向上するという
効果を有する。
【００５８】その理由は、本発明においては、伝搬路の
フェージングの性質を圧縮伸張率制御回路で検出し、そ
の性質に応じて異なる基準値を用いて増幅回路、Ａ／Ｄ
変換回路、伸張器の圧縮伸張率を設定するようにしたこ
とにより、ミニマムフェーズ、ノンミニマムフェーズの
フェージング特性に応じて異なった制御信号を出力する
ことが可能であるからである。
フェージングの性質を圧縮伸張率制御回路で検出し、そ
の性質に応じて異なる基準値を用いて増幅回路、Ａ／Ｄ
変換回路、伸張器の圧縮伸張率を設定するようにしたこ
とにより、ミニマムフェーズ、ノンミニマムフェーズの
フェージング特性に応じて異なった制御信号を出力する
ことが可能であるからである。
【図１】本発明の一実施形態を示すブロック図である。
【図２】第１の従来技術（特開昭６２−１７９２２９号
公報）の構成を示すブロック図である。
公報）の構成を示すブロック図である。
【図３】第１の従来技術の可変共振型等化器の回路構成
を示す図である。
を示す図である。
【図４】第３の従来技術（特開平３−１１０９３０号公
報）の構成を示す図である。
報）の構成を示す図である。
【図５】第３の従来技術の圧縮伸張回路の構成を示す図
である。
である。
【図６】フェージングのない場合、あるいはフェージン
グ発生時のタップ係数絶対値の例を示す図である。
グ発生時のタップ係数絶対値の例を示す図である。
１ 増幅回路 ２ アナログ・ディジタル変換回路 ３ トランスバーサルフィルタ ４ タップ係数制御回路 ５ 圧縮伸張率制御回路 １１ トランスバーサルフィルタ １２ フェージング判定部 １３ 等化部 １４ 復調部 １５ 可変共振回路 １６ 等化制御部 １７、１８ 増幅器 １９ 可変減衰器 ２０ 可変コンデンサ ２１ インダクタンス ３１、３２ 遅延器 ３３、３４、３５ 乗算器 ３６ 加算器 ３７ 伸張器（乗算器） ４１ 可変減衰器 ４１−１ アナログ乗算器 ４２ Ａ／Ｄ変換器 ４３ トランスバーサルフィルタ ４４ 可変伸長器 ４４−１ ディジタル乗算器 ４５ タップ係数制御回路 ４６ 圧縮伸長率制御回路 ４６−１ 係数変換回路 ４６−２ 逆数回路 ４６−３ Ｄ／Ａ変換器 ５１ 前タップ係数演算器 ５２ 後タップ係数演算器 ５３、５４、５６ 比較演算器 ５５ 選択器 １０１ 入力信号（復調後のアナログベースバンド信
号） １０２ 出力信号 １５１ 前タップ係数演算結果出力 １５２ 後タップ係数演算結果出力 １５３ ノンミニマムフェージング用制御信号しきい値 １５４ ミニマムフェージング用制御信号しきい値 １５５ ノンミニマムフェージング用圧縮伸張率制御信
号 １５６ ミニマムフェージング用圧縮伸張率制御信号
号） １０２ 出力信号 １５１ 前タップ係数演算結果出力 １５２ 後タップ係数演算結果出力 １５３ ノンミニマムフェージング用制御信号しきい値 １５４ ミニマムフェージング用制御信号しきい値 １５５ ノンミニマムフェージング用圧縮伸張率制御信
号 １５６ ミニマムフェージング用圧縮伸張率制御信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 17/00 - 17/08 H04B 1/76 - 3/44 H04B 3/50 - 3/60 H04B 7/005 - 7/015 H04L 27/00 - 27/30
Claims (5)
- 【請求項１】多値直交振幅変調方式において復調側で用
いられる自動等化器において、 復調ベースバンド信号を入力し増幅して出力する増幅度
可変型の増幅回路と、前記増幅回路の出力であるアナログ信号を入力しディジ
タル信号に変換して出力するとともに アナログ入力のダ
イナミックレンジが可変されるアナログ−ディジタル変
換回路と、前記アナログ−ディジタル変換回路からのディジタル信
号を入力して等化し 出力信号を伸張するための乗算手段
を備えた判定帰還型等化回路と、 前記判定帰還型等化回路のタップ係数を生成するタップ
係数制御回路と、 前記判定帰還型等化回路のタップ係数を入力し、前記増
幅回路の増幅度、前記アナログ−ディジタル変換回路の
ダイナミックレンジ、及び判定帰還型等化回路の出力伸
張率を制御する圧縮伸張率制御回路と、 を含むことを特徴とする自動等化器。 - 【請求項２】前記圧縮伸張率制御回路が、中心タップよ
りも時間的に前のタップのタップ係数値と、該中心タッ
プよりも時間的に後のタップのタップ係数値と、を比較
及び演算する手段を備え、伝搬路で発生しているフェー
ジングの性質を判定し、ミニマムフェーズのフェージン
グ時と、ノンミニマムフェーズのフェージング時と、に
対してそれぞれ前記増幅回路の増幅度、前記アナログ−
ディジタル変換回路のダイナミックレンジ、及び前記判
定帰還型等化回路の出力伸張率を可変させることを特徴
とする請求項１記載の自動等化器。 - 【請求項３】前記圧縮伸張率制御回路が、中心タップよ
りも時間的に前のタップのタップ係数値と、該中心タッ
プよりも時間的に後のタップのタップ係数値と、を比較
及び演算する手段を備え、伝搬路で発生しているフェー
ジングの量に応じてミニマムフェーズのフェージング時
とノンミニマムフェーズのフェージング時でそれぞれ前
記増幅回路の増幅度、前記アナログ−ディジタル変換回
路のダイナミックレンジ、及び前記判定帰還型等化回路
の出力伸張率を可変させることを特徴とする請求項１記
載の自動等化器。 - 【請求項４】増幅度が可変型の増幅回路と、 入力ダイナミックレンジが可変型のアナログ−ディジタ
ル変換回路と、 トランスバーサルフィルタと出力信号を伸張するための
乗算手段とを備えた判定帰還型等化回路と、 前記トランスバーサルフィルタのタップ係数を制御する
タップ係数制御回路と、 前記タップ係数制御回路から前記トランスバーサルフィ
ルタに供給されるタップ係数を入力しこれらのタップ係
数の比較演算により、前記増幅回路の増幅度を可変に制
御する信号、前記アナログ−ディジタル変換回路の入力
ダイナミックレンジを可変に制御する信号、及び判定帰
還型等化回路の出力伸張率を制御する信号を出力する圧
縮伸張率制御回路と、 を備えたことを特徴とする自動等化器。 - 【請求項５】前記圧縮伸張率制御回路が、フェージング
の性質がミニマム、ノンミニマムフェーズのいずれかで
あるかを前記タップ係数の比較演算より判定し、該判定
結果とフェージング量を表すタップ係数の絶対値に基づ
き前記増幅回路の増幅度、前記アナログ−ディジタル変
換回路の入力ダイナミックレンジ、前記判定帰還型等化
回路の出力伸張率を変化させ、ミニマムフェージング時
はノンミニマムフェージング時よりも前記アナログ−デ
ィジタル変換回路の入力ダイナミックレンジを大とする
ように制御することを特徴とする請求項４記載の自動等
化器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08122198A JP3099735B2 (ja) | 1996-04-19 | 1996-04-19 | 自動等化器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08122198A JP3099735B2 (ja) | 1996-04-19 | 1996-04-19 | 自動等化器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09284186A JPH09284186A (ja) | 1997-10-31 |
| JP3099735B2 true JP3099735B2 (ja) | 2000-10-16 |
Family
ID=14829996
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08122198A Expired - Fee Related JP3099735B2 (ja) | 1996-04-19 | 1996-04-19 | 自動等化器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3099735B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105981314A (zh) | 2014-02-05 | 2016-09-28 | 日本电气株式会社 | 监视设备、无线通信***、故障原因判别方法以及存储程序的非瞬时计算机可读介质 |
| JP7325902B2 (ja) * | 2019-07-04 | 2023-08-15 | 日本無線株式会社 | 判定帰還型等化器および受信機 |
-
1996
- 1996-04-19 JP JP08122198A patent/JP3099735B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09284186A (ja) | 1997-10-31 |
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