JP3061279B2 - Lighting load control device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、照明負荷を高周波で調光点灯させる照明負
荷制御装置に関するものである。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a lighting load control device for dimming and lighting a lighting load at a high frequency.

［従来の技術］ 第10図は従来の照明負荷制御装置の概略構成を示して
いる。この装置にあっては、複数の蛍光灯照明器具20の
電源入力側にトライアック等の位相制御素子を含んだ調
光器40を介挿し、調光器40の調光操作部（例えば可変抵
抗器VR）を操作することにより、蛍光灯照明器具20の光
出力を制御するものである。l₁は調光レベルとは無関係
に交流電源ACの電源電圧をそのまま蛍光灯照明器具20の
フィラメント予熱回路部に送るための予熱用配線であ
る。[Prior Art] FIG. 10 shows a schematic configuration of a conventional lighting load control device. In this device, a dimmer 40 including a phase control element such as a triac is inserted into a power input side of a plurality of fluorescent lamp lighting devices 20, and a dimming operation unit of the dimmer 40 (for example, a variable resistor VR), the light output of the fluorescent lighting device 20 is controlled. Reference numeral ₁ denotes preheating wiring for sending the power supply voltage of the AC power supply AC to the filament preheating circuit section of the fluorescent lamp lighting apparatus 20 as it is regardless of the dimming level.

この種の位相制御式の調光システムは、比較的安価に
構成できる反面、調光用の位相制御素子が必要であり、
位相制御により電源電圧の半サイクル内を電流通電区間
と電流休止区間とに大きく２分するので、入力電流波形
に歪みが生じるという問題があり、また、蛍光灯照明器
具20への入力電圧を低減することになるので、蛍光灯照
明器具20で安定した電圧を確保しにくく、蛍光灯照明器
具20における各種の制御が難しくなる。例えば、第10図
に示す装置では、安定した予熱電圧を得るために、予熱
用配線l₁を別設して、調光器40の出力側を３線としてい
る。また、位相制御により電源電圧波形の立ち上がりが
急峻になるため、騒音（及び雑音）レベルが大きくな
る。This kind of phase control type dimming system can be configured relatively inexpensively, but requires a dimming phase control element,
Since the half cycle of the power supply voltage is largely divided into a current conduction section and a current pause section by the phase control, the input current waveform is distorted, and the input voltage to the fluorescent lamp lighting apparatus 20 is reduced. Therefore, it is difficult to secure a stable voltage in the fluorescent lamp lighting apparatus 20, and it becomes difficult to perform various controls in the fluorescent lamp lighting apparatus 20. For example, in the apparatus shown in FIG. 10, in order to obtain a stable preheating voltage, a preheating wiring l ₁ by separately provided, and the output side of the dimmer 40 and 3 lines. In addition, since the rise of the power supply voltage waveform is sharpened by the phase control, the noise (and noise) level increases.

そこで、最近、第11図に示すように、トランジスタイ
ンバータ等よりなる高周波変換回路１を安定器として使
用し、各蛍光灯照明器具20には交流電源ACの電圧をその
まま供給し、別途調光信号線l₂,l₃を配線して、調光回
路４から高周波変換回路１の制御回路３に調光信号を供
給し、蛍光灯照明器具20を調光回路４における調光操作
部（例えば可変抵抗器VR）の操作に応じて任意に調光す
るという、４線式の調光システムが提案されている。こ
のシステムは、安定器となる高周波変換回路１が元々ト
ランジスタ等の制御可能なスイッチング素子を有してい
る点に着目し、このスイッチング素子を調光制御に用い
ようとするもので、先に挙げた位相制御式の調光システ
ムの不都合を一挙に解決している。Therefore, recently, as shown in FIG. 11, a high frequency conversion circuit 1 composed of a transistor inverter or the like is used as a ballast, and the voltage of an AC power supply AC is supplied to each fluorescent lamp lighting apparatus 20 as it is, and a dimming signal is separately provided. Lines l ₂ and l ₃ are wired to supply a dimming signal from the dimming circuit 4 to the control circuit 3 of the high-frequency conversion circuit 1, and the fluorescent lamp lighting apparatus 20 is switched to a dimming operation unit (for example, a variable There has been proposed a four-wire type dimming system in which dimming is arbitrarily performed according to operation of a resistor VR). This system focuses on the fact that the high-frequency conversion circuit 1 serving as a ballast originally has a controllable switching element such as a transistor, and attempts to use this switching element for dimming control. The inconvenience of the phase control type dimming system is solved at once.

第12図はこのような高周波変換回路を用いた調光シス
テムの具体回路図である。以下、その回路構成について
説明する。直流電源E₁の両端には、主スイッチング素子
たるトランジスタQ₂,Q₃の直列回路が並列接続され、各
トランジスタQ₂,Q₃にはそれぞれダイオードD₁,D₂が逆並
列接続されている。トランジスタQ₂の両端には、直流成
分をカットするための結合コンデンサCdと、負荷電流を
帰還するための電流トランスCTとを介して、負荷回路が
接続されている。負荷回路は、放電灯よりなる照明負荷
２、限流及び共振用のインダクタL₁、共振用のコンデン
サC₂、共振及び予熱電流通電用のコンデンサC₃を含むLC
共振回路にて構成されており、負荷電流は振動電流とな
る。この振動電流は電流トランスCTの１次巻線を介して
流れる。したがって、電流トランスCTの２次巻線には、
負荷回路に流れる振動電流に応じて極性の変化する電圧
が誘起され、この誘起電圧を抵抗R₂を介してトランジス
タQ₂のベース・エミッタ間に印加して、トランジスタQ₂
をスイッチングさせる。トランジスタQ₃のベースには、
制御回路３の出力信号が供給されている。制御回路３に
おいては、トランジスタQ₃の両端電圧を抵抗R₃,R₄によ
り検出して、トランジスタQ₃の両端電圧が立ち下がって
から所定時間トランジスタQ₃をオンさせるものである。FIG. 12 is a specific circuit diagram of a dimming system using such a high-frequency conversion circuit. Hereinafter, the circuit configuration will be described. A series circuit of transistors Q ₂ and Q ₃ as main switching elements is connected in parallel to both ends of the DC power supply E ₁ , and diodes D ₁ and D ₂ are connected in anti-parallel to the transistors Q ₂ and Q ₃ respectively. . At both ends of the transistor Q ₂ is, via a coupling capacitor Cd for cutting a DC component, and a current transformer CT for feeding back the load current, the load circuit is connected. The load circuit includes an illumination load 2 composed of a discharge lamp, an inductor L ₁ for current limiting and resonance, a capacitor C ₂ for resonance, and a capacitor C ₃ for energizing the resonance and preheating current.
The load current is an oscillating current. This oscillating current flows through the primary winding of the current transformer CT. Therefore, the secondary winding of the current transformer CT
Voltage varying polarity according to the oscillation current flowing in the load circuit is induced, it is applied between the base and emitter of the transistor Q ₂ and the induced voltage through the resistor R _2, the transistor Q ₂
Is switched. To the base of the transistor Q ₃ is,
An output signal of the control circuit 3 is supplied. In the control circuit 3 detects the voltage across the transistor Q ₃ by the resistor R _3, R _4, is intended to turn on for a predetermined time transistor Q ₃ from the fall voltage across the transistor Q ₃ is.

この高周波変換回路１は、直流電源E₁が投入されたと
きに、自励発振動作を開始するための起動回路を備えて
いる。この起動回路は電源投入によりコンデンサC₁が抵
抗R₁を介して充電され、その充電電圧が２端子サイリス
タQ₁のブレークオーバー電圧に達すると２端子サイリス
タQ₁がオンし、トランジスタQ₃のベースに２端子サイリ
スタQ₁を介してベース電流を流してトランジスタQ₃を最
初にオン動作させ、発振動作を開始させるものである。The high frequency conversion circuit 1, when the DC power source E ₁ is turned on, and a starting circuit for starting the self-excited oscillation operation. The starting circuit capacitor C ₁ is charged through the resistor R ₁ when the power source is turned on, the charging voltage 2 reaches the breakover voltage of diode thyristor Q ₁ 2-terminal thyristor Q ₁ is turned on, the base of the transistor Q ₃ first it is turned on the transistor Q ₃ by flowing a base current through a diode thyristor Q ₁ to one in which to start the oscillation operation.

以下、第12図回路の動作について説明する。電源を投
入すると、起動回路によりトランジスタQ₃がオンとな
り、その両端電圧が“Low"レベルになる。これにより、
制御回路３がトリガーされて、その出力が“High"レベ
ルとなり、トランジスタQ₃のオン状態が維持される。ト
ランジスタQ₃がオンすると、ダイオードD₀が導通して、
コンデンサC₁は充電されなくなるので、起動回路は停止
する。このとき、電流トランスCTの２次巻線は、トラン
ジスタQ₂のベース・エミッタ間に逆バイアスの電圧を印
加するような極性に巻かれているので、トランジスタQ₂
はオフ状態を維持する。次に、調光回路４で設定された
所定時間の経過後に、制御回路３の出力は“Low"レベル
となり、トランジスタQ₃はオフ状態になる。トランジス
タQ₃がオフすると、トランジスタQ₃のコレクタ電流が減
少することによりインダクタL₁の残留インダクタンスは
逆の誘起電圧を発生し、インダクタL₁に流れる振動電流
は同一方向に流れようとするので、ダイオードD₁が導通
する。また、電流トランスCTの２次巻線が逆の誘起電圧
を発生することにより、トランジスタQ₂が順バイアスさ
れて、トランジスタQ₂はオン状態となる。ダイオードD₁
の電流がゼロになると、コンデンサCdの蓄積電を電源と
してトランジスタQ₂に電流が流れる。このとき、インダ
クタL₁のコアは飽和磁束に向かって直線的に磁化され
る。やがて、コアが飽和磁束に達すると、インダクタン
スは急激にゼロの方向に向かい、その結果、トランジス
タQ₂のコレクタ電流の時間変化分は無限大となる。トラ
ンジスタQ₂のコレクタ電流がベース電流のhfe倍に達す
ると、トランジスタQ₂は不飽和状態となり、電流トラン
スCTから帰還されるベース電流が減少してトランジスタ
Q₂はオフする。トランジスタQ₂がオフした後も、インダ
クタL₁に流れる振動電流は同一方向に流れようとするの
で、ダイオードD₂が導通し、負荷回路、コンデンサCd、
直流電源E₁の経路で電流が流れる。ダイオードD₂が導通
すると、トランジスタQ₃の両端電圧はゼロになるので、
制御回路３がトリガーされて、制御回路３の出力が“Hi
gh"レベルになり、トランジスタQ₃は順バイアスされ
る。ダイオードD₂に流れる振動電流がゼロになった後
は、直流電源E₁より、コンデンサCd、負荷回路、トラン
ジスタQ₃の経路で電流が流れる。以下、上述の動作を繰
り返すことにより、インバータの発振動作が継続され
る。Hereinafter, the operation of the circuit in FIG. 12 will be described. On power up, the transistor Q ₃ is turned on, the voltage across becomes "Low" level by the activation circuit. This allows
The control circuit 3 is triggered, becomes its output is "High" level, the on state of the transistor Q ₃ is maintained. When the transistor Q ₃ is turned on, the diode D ₀ becomes conductive,
The capacitor C ₁ will not be charged, the starting circuit is stopped. In this case, the secondary winding of the current transformer CT, so are wound polarity such as to apply a reverse bias voltage between the base and emitter of the transistor Q _2, the transistor Q ₂
Maintain the off state. Then, after the lapse of a predetermined time set by the dimmer circuit 4, the output of the control circuit 3 becomes the "Low" level, the transistor Q ₃ are turned off. When the transistor Q ₃ is turned off, since the residual inductance of the inductor L ₁ by the collector current of the transistor Q ₃ is reduced to generate a reverse induction voltage, the oscillating current flowing through the inductor L ₁ is going to flow in the same direction, diode D ₁ is conducting. Further, by the secondary winding of the current transformer CT generates a reverse induced voltage, the transistor Q ₂ is forward biased, the transistor Q ₂ is turned on. Diode D ₁
When current is zero, a current flows through the transistor Q ₂ accumulated electrostatic capacitor Cd as a power source. At this time, the core of the inductor L ₁ is linearly magnetized towards the saturation magnetic flux. Eventually, the core reaches saturation flux, inductance rapidly toward the direction of zero, so that the time variation of the collector current of the transistor Q ₂ is infinite. The collector current of the transistor Q ₂ reaches hfe times the base current, the transistor Q ₂ is made unsaturated state, the base current is fed back from the current transformer CT is reduced transistor
Q ₂ turns off. After the transistor Q ₂ is turned off also, the vibration current flowing through the inductor L ₁ is going to flow in the same direction, the diode D ₂ is conducting, the load circuit, a capacitor Cd,
Current flows through a path of the DC power source E _1. When the diode D ₂ is conducting, since the voltage across the transistor Q ₃ are zero,
The control circuit 3 is triggered, and the output of the control circuit 3 becomes “Hi”.
becomes gh "level after the transistor Q ₃ are the oscillating current flowing in. the diode D ₂ is forward biased becomes zero, from the DC power source E _1, a capacitor Cd, a load circuit, the current in the path of the transistor Q ₃ Thereafter, the above operation is repeated to continue the oscillation operation of the inverter.

調光回路４から制御回路３に供給される調光信号とし
ては、周波数が一定で、オン・デューティ（１周期に占
めるオン時間の割合）が可変とされた信号が用いられ
る。第13図は、調光回路４に設けられた可変抵抗VRの操
作量と、調光回路４から出力される調光信号のオン・デ
ューティとの関係を示している。つまり、調光用の可変
抵抗VRを最小値と最大値の間で変化させると、調光信号
のオン・デューティは０％〜100％の範囲で直線的に変
化する。As the dimming signal supplied from the dimming circuit 4 to the control circuit 3, a signal having a constant frequency and a variable on-duty (the ratio of the on-time to one cycle) is used. FIG. 13 shows the relationship between the operation amount of the variable resistor VR provided in the light control circuit 4 and the on-duty of the light control signal output from the light control circuit 4. That is, when the dimming variable resistor VR is changed between the minimum value and the maximum value, the on-duty of the dimming signal changes linearly in the range of 0% to 100%.

第12図の装置における制御回路３は、上述のようなオ
ン・デューティが可変とされた調光信号を調光回路４か
ら供給されて、調光制御を行うものである。この制御回
路３は汎用の集積回路（例えば日本電気製μPD4538）よ
りなる単安定マルチバイブレータIC₁を備えている。こ
の単安定マルチバイブレータIC₁は、立ち下がりトリガ
ー入力端子Ｂが“High"レベルから“Low"レベルに変化
した後、一定時間は出力端子Ｑが“High"レベル、出力
端子が“Low"レベルとなる。本実施例にあっては、ト
ランジスタQ₃の両端電圧を抵抗R₃,R₄の直列回路で分圧
することにより検出し、単安定マルチバイブレータIC₁
のトリガー信号としている。単安定マルチバイブレータ
IC₁の出力端子Ｑが“High"レベルになる時間（出力端子
が“Low"レベルになる時間）は、抵抗R₅とコンデンサ
C₄の時定数で決定される。出力端子Ｑは駆動用のトラン
ジスタQ₄のベースに接続され、出力端子は駆動用のト
ランジスタQ₅のベースに接続されている。トランジスタ
Q₄のコレクタは直流電源E₂の正極に、トランジスタQ₅の
エミッタは直流電源E₂の負極に、それぞれ接続され、ト
ランジスタQ₄のエミッタとトランジスタQ₅のコレクタ
は、トランジスタQ₃のベースに接続されている。したが
って、単安定マルチバイブレータIC₁は、トランジスタQ
₃のオン期間を決めるためのタイマー回路として動作す
る。単安定マルチバイブレータIC₁の時定数設定用の抵
抗R₅とコンデンサC₄の接続点には、ダイオードD₃及び抵
抗R₆を介してオペアンプIC₂の出力が接続されている。
オペアンプIC₂は反転入力端子を出力端子に接続された
インピーダンス変換器であり、非反転入力端子に印加さ
れたコンデンサC₅の電圧を低インピーダンス化して出力
する。コンデンサC₅には電荷放電用の抵抗R₇が並列接続
されており、オペアンプIC₃の出力電圧により充電され
る。オペアンプIC₃は反転入力端子を出力端子に接続さ
れたインピーダンス変換器であり、非反転入力端子に印
加されたコンデンサC₆の電圧を低インピーダンス化して
出力する。コンデンサC₆は、トランジスタQ₈,Q₉を含む
カレントミラー回路８からの定電流により充電され、両
端に並列接続されたトランジスタQ₆がオンしたときに、
電荷を放電される。カレントミラー回路８からコンデン
サC₆に供給される定電流は、直流電源E₂からトランジス
タQ₉を介して抵抗R₈に流れる電流と同じとなる。トラン
ジスタQ₆のベースには、直流電源E₂の電圧を抵抗R₁₀,R₉
により分圧して得られた電圧により順バイアスが与えら
れる。抵抗R₉の両端にはトランジスタQ₇が並列接続され
ており、トランジスタQ₇が調光回路４の出力によりオン
されたときには、トランジスタQ₆の順バイアスは消失
し、トランジスタQ₆はオフする。このとき、コンデンサ
C₆はカレントミラー回路８からの定電流により充電さ
れ、その充電電圧V₁は直線的に上昇する。コンデンサC₆
の充電電圧V₁の波形は、周波数が一定で、電圧上昇期間
が調光信号におけるオン時間幅に等しい三角波となる。
したがって、調光信号におけるオン時間幅が長くなるに
つれて、コンデンサC₆の充電電圧V₁のピーク値は高くな
る。オペアンプIC₂,IC₃とコンデンサC₅及び抵抗R₇は、
コンデンサC₆の充電電圧V₁のピーク保持回路を構成して
おり、その出力電圧V₂は、コンデンサC₆の充電電圧V₁の
ピークの直流電圧となる。このため、出力電圧V₂は、調
光回路４の調光信号におけるオン・デューティに比例し
て、直線的に変化する電圧となる。また、抵抗R₆は制御
抵抗であり、上記出力電圧V₂により抵抗R₅と並列的に電
流経路を形成し、出力電圧V₂の上昇に応じてコンデンサ
C₄の充電電流を増加させて、単安定マルチバイブレータ
IC₁の時定数を小さく制御するものである。The control circuit 3 in the apparatus shown in FIG. 12 is provided with a dimming signal whose on-duty is variable as described above from the dimming circuit 4, and performs dimming control. The control circuit 3 includes a monostable multivibrator IC ₁ composed of a general-purpose integrated circuit (for example, μPD4538 manufactured by NEC Corporation). In this monostable multivibrator IC ₁ , after the falling trigger input terminal B changes from “High” level to “Low” level, the output terminal Q is kept at “High” level and the output terminal is kept at “Low” level for a certain period of time. Become. In the present embodiment, it detected by dividing the voltage across the transistor Q ₃ by a series circuit of a resistor R _3, R _4, monostable multivibrator IC ₁
Trigger signal. Monostable multivibrator
Output terminal Q IC ₁ 'is "High" will level time (the time output pin is "Low" level), the resistance R ₅ and a capacitor
It is determined by the time constant of C _4. Output terminal Q is connected to the base of the transistor Q ₄ for driving the output terminal is connected to the base of the transistor Q ₅ for driving. Transistor
The collector of Q ₄ are a positive electrode of the DC power source E _2, the negative electrode of the transistor Q emitters of ₅ DC power source E _2, are connected, the collector of the emitter and the transistor Q ₅ of the transistor Q ₄ are, the base of the transistor Q ₃ It is connected. Therefore, the monostable multivibrator IC _1
It operates as a timer circuit for determining the ON period of ₃ . The connection point of the resistors R ₅ and capacitor C ₄ for constant setting time of the monostable multivibrator IC _1, the output of the operational amplifier IC ₂ via the diode D ₃ and resistor R ₆ is connected.
Operational amplifier IC ₂ is an impedance converter connected to an inverting input terminal to the output terminal and outputs a voltage of the capacitor C _5, which is applied to the non-inverting input terminal and low impedance. The capacitor C ₅ are connected in parallel a resistor R ₇ for charge discharge is charged by the output voltage of the operational amplifier IC _3. Operational amplifier IC ₃ is an impedance converter connected to an inverting input terminal to the output terminal and outputs a voltage of the capacitor C ₆ which is applied to the non-inverting input terminal and low impedance. The capacitor C ₆ is charged by a constant current from the current mirror circuit 8 including the transistors Q ₈ and Q _9, and when the transistor Q ₆ connected in parallel at both ends is turned on,
The charge is discharged. Constant current supplied from the current mirror circuit 8 to the capacitor C ₆ is the same as the current flowing from the DC power source E ₂ to the resistor R ₈ through the transistor Q _9. The base of the transistor Q ₆ is resistance voltage of the DC power source E ₂ R _10, R ₉
, A forward bias is given by the voltage obtained by the voltage division. At both ends of the resistor R ₉ and the transistor Q ₇ is connected in parallel, when it is turned on by the output of the transistor Q ₇ is dimming circuit 4, the forward bias of the transistor Q ₆ is lost, the transistor Q ₆ is turned off. At this time, the capacitor
C ₆ is charged by a constant current from the current mirror circuit 8, the charge voltage V ₁ was linearly increased. Capacitor C ₆
Of the waveform of the charging voltage V _1, at a constant frequency, a triangular wave is equal to the ON time width in the voltage rising period the dimming signal.
Therefore, as the on-time width is long in the dimming signal, the peak value of the charging voltage V ₁ of the capacitor C ₆ is high. The operational amplifiers IC ₂ and IC ₃ , the capacitor C ₅ and the resistor R ₇
Constitute a peak hold circuit of the charging voltage V ₁ of the capacitor C _6, an output voltage V ₂ is a DC voltage of the peak of the charging voltage V ₁ of the capacitor C _6. Therefore, the output voltage V ₂ is proportional to the on-duty of the dimming signal of the dimming circuit 4, a linearly varying voltage. The resistor R ₆ is a control resistor, by the output voltage V ₂ to form a parallel current path with the resistor R _5, with the increase of the output voltage V ₂ capacitor
Increasing the charging current of C _4, monostable multivibrator
This is to control the time constant of IC ₁ to be small.

［発明が解決しようとする課題］ 第12図に示す装置を用いて照明負荷２の光出力を制御
した場合における調光回路４からの調光信号のオン・デ
ューティと、光出力（ランプ電流）との関係を第14図に
示す。同図から明らかなように、調光信号のオン・デュ
ーティの変化に対して光出力は非線形的な変化を示す。
したがって、調光回路４における調光用の可変抵抗VRの
操作量に対して、照明負荷２の光出力は、第15図に示す
ように非線形的に変化する。そして、調光信号のオン・
デューティが小さいとき、つまり光出力が大きいときに
は、調光操作に対して光出力は変化しにくく、調光信号
のオン・デューティが大きいとき、つまり光出力が小さ
いときには、少しの調光操作に対して光出力は大きく変
化する。それ故、所望の光出力を得るための調光操作が
難しく、また、多灯を一斉に点灯させたときに、回路の
ばらつきによっては、光出力に著しいばらつきを生じる
などの問題がある。[Problems to be Solved by the Invention] The on-duty of the dimming signal from the dimming circuit 4 and the light output (lamp current) when the light output of the lighting load 2 is controlled using the device shown in FIG. Is shown in FIG. As is clear from the figure, the optical output shows a non-linear change with respect to the change of the on-duty of the dimming signal.
Therefore, the light output of the illumination load 2 changes non-linearly with respect to the operation amount of the dimming variable resistor VR in the dimming circuit 4, as shown in FIG. And turn on the dimming signal
When the duty is small, that is, when the light output is large, the light output hardly changes with respect to the dimming operation. When the on-duty of the light control signal is large, that is, when the light output is small, the light output is small. Therefore, the light output changes greatly. Therefore, there is a problem that it is difficult to perform a dimming operation for obtaining a desired light output, and that when a plurality of lamps are turned on at the same time, a significant fluctuation occurs in the light output depending on circuit variations.

第16図はトランジスタQ₃のコレクタ電流Icの波形と、
ベース電圧Vbの波形を示している。このように、トラン
ジスタQ₃のコレクタ電流Icの波形は、時間軸に対して非
線形な電流波形になっている。これは、トランジスタQ₃
のコレクタ電流Icが、負荷を含む共振電流波形の一部に
なっているからである。したがって、トランジスタQ₃の
導通期間を線形的に変化させても負荷に流れる電流の変
化は線形的ではなくなる。第17図はトランジスタQ₃のベ
ース電圧Vbを0.1Tの期間ずつ変化させた場合におけるコ
レクタ電流Icの変化例を示している。第17図から明らか
なように、トランジスタQ₃の導通期間がＴ〜0.8Tの範囲
では、トランジスタQ₃のコレクタ電流Icの波形は余り変
化しておらず、0.6〜0.4Tの範囲では、同じように0.1T
ずつ制御しているにも拘わらず、トランジスタQ₃のコレ
クタ電流Icの波形は大きく変化している。Figure 16 is a waveform of the collector current Ic of the transistor Q _3,
3 shows a waveform of a base voltage Vb. Thus, the waveform of the collector current Ic of the transistor Q _3, has become non-linear current waveform with respect to the time axis. This is the transistor Q ₃
Is a part of the resonance current waveform including the load. Therefore, change in the current flowing through the load be linearly changing the conduction period of the transistor Q ₃ are no longer a linear. Figure 17 shows the variation of the collector current Ic in the case of changing the base voltage Vb of the transistor Q ₃ each period of 0.1 T. As apparent from FIG. 17, in the range conduction period of the transistor Q ₃ is T～0.8T, the waveform of the collector current Ic of the transistor Q ₃ are not changed much in the range of 0.6～0.4T, the same 0.1T as
Despite controlled by the waveform of the collector current Ic of the transistor Q ₃ are largely changed.

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、調光操作部の操作量に対して
照明負荷の光出力をほぼ比例的に変化させることが可能
な照明負荷制御装置を提供することにある。The present invention has been made in view of such a point,
It is an object of the present invention to provide a lighting load control device capable of changing the light output of a lighting load substantially proportionally to an operation amount of a dimming operation unit.

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、調
光回路４における調光操作部（例えば調光用の可変抵抗
VR）の操作量と、調光信号のパラメータ（例えばオン・
デューティ）との関係を、第１図に示すような非線形的
な関係としている。これによって、最終的には調光操作
部の操作量と光出力との関係は、第２図に示すように、
比例的な関係とすることができ、操作性を良くすること
ができるものである。[Means for Solving the Problems] In the present invention, in order to solve the above-described problems, a light control operation unit (for example, a variable resistor for light control) in the light control circuit 4 is used.
VR) and the dimming signal parameters (for example,
Duty) is a non-linear relationship as shown in FIG. Thereby, finally, the relationship between the operation amount of the dimming operation unit and the light output becomes as shown in FIG.
The relationship can be proportional, and the operability can be improved.

［作用］ つまり、本発明にあっては、調光信号のパラメータが
大きく変化しても光出力の変化が小さい調光範囲では、
調光操作部のわずかな操作に対して調光信号のパラメー
タが大きく変化し、反対に、調光信号のパラメータが少
し変化しただけで光出力が小さく変化する調光範囲で
は、調光操作部の操作量に対する調光信号のパラメータ
の変化を大きくするように補正しているので、全体とし
て見れば、調光操作部の操作量と光出力との関係をほぼ
比例的な関係とすることができるものである。[Operation] In other words, in the present invention, in a dimming range where the change in the optical output is small even if the parameter of the dimming signal changes greatly,
In the dimming range where the light output changes slightly with slight changes in the dimming signal parameters due to slight changes in the dimming signal parameters, Since the change of the parameter of the dimming signal with respect to the amount of operation is corrected to be large, the relationship between the amount of operation of the dimming operation unit and the light output can be made almost proportional as a whole. You can do it.

なお、本発明の照明負荷制御装置は、第11図に示すよ
うに、多数の照明器具20を１つの調光回路４で調光制御
する場合に特に適するものである。なぜなら、補正手段
を照明器具20の側に設けると、多数の照明器具20にそれ
ぞれ補正手段を設ける必要があるが、調光回路４の側に
補正手段を設ければ、多数の照明器具20に補正手段を設
ける必要がなくなり、１つの調光回路４にのみ補正手段
を設ければ良いからである。It should be noted that the lighting load control device of the present invention is particularly suitable for controlling dimming of a large number of lighting fixtures 20 with one dimming circuit 4, as shown in FIG. This is because, when the correction means is provided on the lighting equipment 20 side, it is necessary to provide the correction means on each of the large number of lighting equipments 20. This is because there is no need to provide a correction means, and only one light control circuit 4 needs to be provided with the correction means.

［実施例１］ 第３図は本発明の第１実施例に用いる調光回路４の回
路図であり、第４図はその動作波形図である。以下、本
実施例に用いる調光回路４の回路構成について説明す
る。直流電源E₃は可変抵抗VRにより分圧されて、基準電
圧VrとしてコンパレータIC₆の非反転入力端子に印加さ
れる。直流電源E₃により給電される三角波発振器９は、
コンデンサと、このコンデンサを直流電源E₃からの電流
により充電する抵抗、及び、コンデンサの充電電圧が所
定電圧に達すると、コンデンサを放電させるスイッチン
グ回路よりなり、コンデンサに得られる電圧Vcをコンパ
レータIC₆の反転入力端子に印加する。この三角波発振
器９により得られる電圧Vcは厳密な三角波ではなく、第
４図に示すように、時間軸に対して非線形的に上昇する
電圧とされている。コンパレータIC₆の出力端子は、抵
抗R₁₃を介してトランジスタQ₁₁のベースに接続されてい
る。トランジスタQ₁₁のエミッタは直流電源E₃の負極に
接続され、コレクタは抵抗R₁₄を介して直流電源E₃の正
極に接続されると共に、抵抗R₁₅を介してトランジスタQ
₁₂のベースに接続されている。トランジスタQ₁₂のコレ
クタは直流電源E₃の正極に接続され、エミッタは抵抗R
₁₆を介して直流電源E₃の負極に接続されている。そし
て、抵抗R₁₆の両端から調光信号Snが得られる。つま
り、トランジスタQ₁₁と抵抗R₁₃,R₁₄によりエミッタ接地
型の反転増幅回路を構成しており、トランジスタQ₁₂と
抵抗R₁₅,R₁₆によりコレクタ接地（エミッタホロア）型
のインピーダンス変換回路を構成している。なお、調光
回路４の出力段にインピーダンス変換回路を配している
のは、制御回路３と調光回路４とを接続する調光信号線
が長く延長されることが多いので、調光信号の減衰を防
止するために、調光信号を低インピーダンス化している
ものである。本実施例において、調光回路４以外の主点
灯回路の構成や制御回路３の構成等については、第12図
に示す従来例と同様である。Embodiment 1 FIG. 3 is a circuit diagram of a dimming circuit 4 used in a first embodiment of the present invention, and FIG. 4 is an operation waveform diagram thereof. Hereinafter, the circuit configuration of the dimming circuit 4 used in the present embodiment will be described. DC power source E ₃ is divided by the variable resistor VR, applied to the non-inverting input terminal of the comparator IC ₆ as the reference voltage Vr. The triangular wave oscillator 9 powered by the DC power supply E ₃
A capacitor, resistor for charging the capacitor by a current from the DC power source E _3, and, when the charging voltage of the capacitor reaches a predetermined voltage, consists switching circuit for discharging the capacitor, a comparator IC ₆ a voltage Vc obtained capacitor To the inverting input terminal. The voltage Vc obtained by the triangular wave oscillator 9 is not a strict triangular wave but a voltage that rises non-linearly with respect to the time axis as shown in FIG. An output terminal of the comparator IC ₆ is connected to the base of the transistor Q ₁₁ via the resistor R _13. The emitter of the transistor Q ₁₁ is connected to the negative electrode of the DC power source E _3, a collector is connected to the positive electrode of the DC power source E ₃ via a resistor R _14, the transistor Q via the resistor R ₁₅
Connected to ₁₂ bases. The collector of the transistor Q ₁₂ is connected to the positive electrode of the DC power source E _3, the emitter resistor R
It is connected to the negative electrode of the DC power source E ₃ through _16. Both ends of the dimming signal Sn of the resistor R ₁₆ is obtained. That is, the transistor Q ₁₁ and the resistor R _13, and an inverting amplifier circuit of an emitter grounded type by R _14, constitutes an impedance conversion circuit of the collector grounded (emitter follower) type transistors Q ₁₂ by a resistor R _15, R ₁₆ ing. It should be noted that the impedance conversion circuit is provided at the output stage of the dimming circuit 4 because the dimming signal line connecting the control circuit 3 and the dimming circuit 4 is often extended, In order to prevent the attenuation of the light control signal, the dimming signal is reduced in impedance. In this embodiment, the configuration of the main lighting circuit other than the dimming circuit 4 and the configuration of the control circuit 3 are the same as those of the conventional example shown in FIG.

以下、第４図を参照しながら本実施例の動作について
説明する。第４図（ａ）は可変抵抗器VRから得られる基
準電圧Vrと、三角波発振器９から得られる電圧Vcとの関
係を示している。基準電圧Vrは高い電圧V_Hから低い電圧
V_Lまで連続的に制定することができる。三角波発振器９
から得られる電圧Vcが基準電圧Vr以下であるときには、
コンパレータIC₆の出力端子は“High"レベルとなるの
で、トランジスタQ₁₁はオンとなり、そのコレクタ電位
が降下して、調光信号Snは“Low"レベルとなる。一方、
三角波発振器９から得られる電圧Vcが基準電圧Vrよりも
高くなると、コンパレータIC₆の出力端子は“Low"レベ
ルとなるので、トランジスタQ₁₁はオフとなり、そのコ
レクタ電位が上昇して、調光信号Snは“High"レベルと
なる。これにより、第４図（ｂ），（ｃ）に示すような
調光信号Snが得られる。同図（ｂ）は基準電圧Vrが高い
電圧V_Hである場合の調光信号Snであり、オン・デューテ
ィが小さい。また、同図（ｃ）は基準電圧Vrが低い電圧
V_Lである場合の調光信号Snであり、オン・デューティが
大きい。基準電圧Vrは可変抵抗VRを操作することにより
高い電圧V_Hから低い電圧V_Lまでの任意の電圧に設定する
ことができるので、調光信号Snのオン・デューティは同
図（ｂ）に示す最小値から同図（ｃ）に示す最大値まで
の任意の大きさに設定することができるものである。Hereinafter, the operation of this embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 4A shows the relationship between the reference voltage Vr obtained from the variable resistor VR and the voltage Vc obtained from the triangular wave oscillator 9. The reference voltage Vr is from a high voltage _VH to a low voltage
It can be continuously established up to V _L. Triangular wave oscillator 9
Is less than or equal to the reference voltage Vr,
Since the output terminal of the comparator IC ₆ becomes "High" level, the transistor Q ₁₁ is turned on, the the collector potential drops, the dimming signal Sn becomes "Low" level. on the other hand,
When the voltage Vc obtained from the triangular wave oscillator 9 is higher than the reference voltage Vr, the output terminal of the comparator IC ₆ becomes "Low" level, the transistor Q ₁₁ is turned off and its collector potential rises, the dimming signal Sn goes to the “High” level. Thus, a dimming signal Sn as shown in FIGS. 4B and 4C is obtained. FIG (b) is a dimming signal Sn when the reference voltage Vr is a voltage higher V _H, on-duty is small. Also, FIG. 3C shows a voltage at which the reference voltage Vr is low.
This is the dimming signal Sn in the case of _VL , and the on-duty is large. Since the reference voltage Vr can be set to any voltage from the high voltage _VH to the low voltage _VL by operating the variable resistor VR, the on-duty of the dimming signal Sn is shown in FIG. It can be set to any size from the minimum value to the maximum value shown in FIG.

ところで、本実施例にあって、可変抵抗器VRとして、
操作量に対して抵抗値が比例的に変化するＢタイプを使
用している。したがって、コンパレータIC₆に入力され
る基準電圧Vrは、可変抵抗器VRの操作量に対して比例的
に変化する。一方、三角波発振器９から得られる電圧Vc
は時間軸に対して非線形的に変化するので、可変抵抗器
VRの操作量に対してオン・デューティは非線形的に変化
する。つまり、調光信号のオン・デューティが小さいと
き（第４図（ｂ）参照）には、可変抵抗器VRの操作量に
対するオン・デューティの変化は大きく、オン・デュー
ティが大きいとき（第４図（ｃ）参照）には、可変抵抗
器VRの操作量に対するオン・デューティの変化は小さく
なる。これにより、可変抵抗器VRの操作量と調光信号の
オン・デューティとの関係は、第１図に示すようになる
ので、可変抵抗器VRの操作量に対する光出力の変化は第
２図に示すように比例的となり、調光操作が容易となる
ものである。By the way, in this embodiment, as the variable resistor VR,
The B type, in which the resistance value changes proportionally to the operation amount, is used. Therefore, the reference voltage Vr input to the comparator IC ₆ changes in proportion to the operation amount of the variable resistor VR. On the other hand, the voltage Vc obtained from the triangular wave oscillator 9
Changes non-linearly with respect to the time axis.
The on-duty changes nonlinearly with respect to the VR operation amount. That is, when the on-duty of the dimming signal is small (see FIG. 4B), the change of the on-duty with respect to the operation amount of the variable resistor VR is large, and when the on-duty is large (see FIG. 4). In (c), the change of the on-duty with respect to the operation amount of the variable resistor VR becomes small. Thus, the relationship between the operation amount of the variable resistor VR and the on-duty of the dimming signal becomes as shown in FIG. 1, and the change of the optical output with respect to the operation amount of the variable resistor VR is shown in FIG. As shown in the figure, it is proportional and the dimming operation becomes easy.

なお、本実施例に用いる調光回路４にあっては、三角
波発振器９の発振出力と可変抵抗器VRによる分圧出力と
をコンパレータIC₆により比較して、オン・デューティ
可変の調光信号を発生させているが、調光操作量と調光
信号のオン・デューティとが第１図に示すような関係に
なる回路であれば、どのような回路を用いても良いこと
は言うまでもない。In the dimming circuit 4 used in the present embodiment, the oscillation output of the triangular wave oscillator 9 is compared with the divided output of the variable resistor VR by the comparator IC ₆ , and the dimming signal of variable on-duty is obtained. Although it is generated, it goes without saying that any circuit may be used as long as the circuit has the relationship shown in FIG. 1 between the dimming operation amount and the on-duty of the dimming signal.

［実施例２］ 第５図は本発明の第２実施例の回路図である。本実施
例は、調光回路４からの調光信号がアナログ的な信号電
圧である場合に本発明を適用したものである。調光回路
４から得られる信号電圧V₃は、オペアンプIC₅よりなる
インピーダンス変換器（バッファアンプ）により低イン
ピーダンス化されて、コンパレータIC₄の反転入力端子
に印加される。コンパレータIC₄の非反転入力端子に
は、コンデンサC₆の充電電圧V₁が印加されている。コン
デンサC₆の充電電圧V₁は、カレントミラー回路８から供
給される定電流により一定速度で上昇する。この充電電
圧V₁が調光回路４からの信号電圧V₃よりも高くなると、
コンパレータIC₄の出力端子は“Low"レベルから“High"
レベルに変化する。これにより、コンデンサC₇が抵抗R
₁₁を介して充電され、その充電電圧によりトランジスタ
Q₁₀がオンされて、コンデンサC₆が放電され、充電電圧V
₁が下がる。これにより、コンパレータIC₄の出力端子は
“High"レベルから“Low"レベルに変化するが、トラン
ジスタQ₁₀をオンさせるのに要する順バイアス電圧はコ
ンデンサC₇により暫時保持され、コンデンサC₆の放電を
終えるまでは、トランジスタQ₁₀はオン状態を維持す
る。その後、コンデンサC₇はトランジスタQ₁₀と抵抗R₁₂
により放電され、トランジスタQ₁₀がオフとなり、コン
デンサC₆の電圧は再び上昇する。これにより、コンデン
サC₆には三角波電圧が得られる。その他の構成及び動作
については、第12図従来例と同様である。Embodiment 2 FIG. 5 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention. In this embodiment, the present invention is applied when the dimming signal from the dimming circuit 4 is an analog signal voltage. Signal voltage V ₃ obtained from the dimming circuit 4, impedance converter consisting of an operational amplifier IC ₅ by (buffer amplifiers) are low impedance is applied to the inverting input terminal of the comparator IC _4. The non-inverting input terminal of the comparator IC _4, the charging voltage V ₁ of the capacitor C ₆ is applied. The charging voltage V ₁ of the capacitor C ₆ is increased at a constant speed by a constant current supplied from the current mirror circuit 8. Becomes higher than the signal voltage V ₃ from the charging voltage V ₁ is dimming circuit 4,
The output terminal of comparator IC ₄ changes from “Low” level to “High”
Change to level. This causes the capacitor C ₇ to change the resistance R
₁₁ is charged via the transistor
Q ₁₀ is turned on, the capacitor C ₆ is discharged, the charging voltage V
₁ goes down. Thus, the output terminal of the comparator IC ₄ is changed to "Low" level from "High" level, the forward bias voltage required to turn on the transistor Q ₁₀ is briefly held by the capacitor C _7, discharge of the capacitor C ₆ until the end of the, the transistor Q ₁₀ is maintained in the on state. After that, the capacitor C ₇ is connected to the transistor Q ₁₀ and the resistor R ₁₂
Is discharged by the transistor Q ₁₀ is turned off, the voltage of the capacitor C ₆ rises again. Thus, the triangular wave voltage obtained in the capacitor C _6. Other configurations and operations are the same as those in the conventional example shown in FIG.

第６図は本実施例において用いる調光回路４の回路図
である。この調光回路４にあっては、直流電源E₃の正極
に可変抵抗器VRの一端を接続し、負極に可変抵抗器VRの
他端を接続し、可変抵抗器VRの一端と摺動子（スライダ
ー）の間に特性補正用の固定抵抗ｒを並列接続したもの
であり、可変抵抗器VRの摺動子と直流電源E₃の負極との
間に調光信号電圧V₃を得ている。可変抵抗器VRとして
は、操作量に対して抵抗値が比例的に変化するＢタイプ
を使用しているが、特性補正用の固定抵抗ｒを並列接続
しているので、可変抵抗器VRの操作量と調光信号電圧V₃
との関係は第７図に示すように非線形的となる。一方、
第５図に示す制御回路３を用いた場合、調光回路４から
得られる調光信号電圧V₃と照明負荷２の光出力との関係
は第８図に示すように非線形的となる。このため、第７
図に示す非線形的な特性と第８図に示す非線形的な特性
とが相殺し合って、調光用の可変抵抗器VRの操作量と照
明負荷２の光出力との関係は、第９図に示すように比例
的となり、調光操作が容易となるものである。FIG. 6 is a circuit diagram of the dimming circuit 4 used in this embodiment. In the light controlling circuit 4, the positive electrode of the DC power source E ₃ is connected one end of a variable resistor VR, connect the other end of the variable resistor VR in the negative electrode, one end slider of the variable resistor VR and a fixed resistor r for characteristic correction between (slider) which are connected in parallel, to obtain a dimmer signal voltage V ₃ between the slider of the variable resistor VR and the negative electrode of the DC power source E ₃ . As the variable resistor VR, the B type whose resistance value changes in proportion to the manipulated variable is used, but since the fixed resistor r for characteristic correction is connected in parallel, the operation of the variable resistor VR is performed. Amount and dimming signal voltage V ₃
Is nonlinear as shown in FIG. on the other hand,
When using a control circuit 3 shown in FIG. 5, the relationship between the optical output and the dimming signal voltage V ₃ obtained from the dimming circuit 4 of the lighting load 2 becomes nonlinearly as shown in FIG. 8. Therefore, the seventh
The non-linear characteristic shown in the figure and the non-linear characteristic shown in FIG. 8 cancel each other, and the relationship between the operation amount of the variable resistor VR for dimming and the light output of the illumination load 2 is shown in FIG. As shown in FIG. 5, the light control operation is facilitated.

上述の実施例においては、高周波変換回路１としてハ
ーフブリッジ式のインバータ回路を使用しているが、こ
れに限らず、一石式のインバータ回路や定電流チョーク
を備えるプッシュプル式のインバータ回路、又はその他
のインバータ回路を用いても良い。さらに、インバータ
回路の制御方式についてもデューティ制御についてのみ
説明したが、周波数制御や、その他の制御方式を用いて
も良い。In the above-described embodiment, a half-bridge type inverter circuit is used as the high-frequency conversion circuit 1. However, the present invention is not limited to this, and a single-stone type inverter circuit, a push-pull type inverter circuit including a constant current choke, or other May be used. Further, only the duty control has been described for the control method of the inverter circuit, but frequency control and other control methods may be used.

［発明の効果］ 本発明にあっては、調光信号のパラメータの変化に対
して照明負荷の光出力が非線形的に変化する照明負荷制
御装置において、調光手段における調光操作部の操作量
に対して照明負荷の光出力が比例的に変化するように、
調光操作部の操作量に対して調光信号のパラメータを非
線形的に変化させる補正手段を調光手段に設けたから、
所望の光出力を得るための調光操作を容易に行うことが
できるという効果がある。According to the present invention, in the lighting load control device in which the light output of the lighting load changes non-linearly in response to a change in the parameter of the light control signal, the operation amount of the light control operation unit in the light control means is controlled. So that the light output of the lighting load changes proportionally
Since the correction means for nonlinearly changing the parameter of the light control signal with respect to the operation amount of the light control operation unit is provided in the light control means,
There is an effect that a dimming operation for obtaining a desired light output can be easily performed.

なお、照明負荷とその制御手段が多数存在し、これら
に１つの調光手段から調光信号を与える場合に本発明を
適用すれば、補正手段が１つで済むという利点が得られ
る。If the present invention is applied to a case where there are a large number of illumination loads and control means therefor and a dimming signal is supplied from one dimming means, there is an advantage that only one correction means is required.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

第１図及び第２図は本発明の動作説明図、第３図は本発
明の第１実施例に用いる調光回路の回路図、第４図は同
上の動作波形図、第５図は本発明の第２実施例の回路
図、第６図は同上に用いる調光回路の回路図、第７図乃
至第９図は同上の動作説明図、第10図は従来例の回路
図、第11図は他の従来例の回路図、第12図は別の従来例
の回路図、第13図乃至第17図は同上の動作説明図であ
る。 １は高周波変換回路、２は照明負荷、３は制御回路、４
は調光回路、９は三角波発振器、ｒは補正用の固定抵抗
である。1 and 2 are explanatory diagrams of the operation of the present invention, FIG. 3 is a circuit diagram of a dimming circuit used in the first embodiment of the present invention, FIG. 4 is an operation waveform diagram of the same, and FIG. FIG. 6 is a circuit diagram of a dimming circuit used in the second embodiment, FIGS. 7 to 9 are operation explanatory diagrams of the same, FIG. 10 is a circuit diagram of a conventional example, and FIG. FIG. 12 is a circuit diagram of another conventional example, FIG. 12 is a circuit diagram of another conventional example, and FIGS. 13 to 17 are operation explanatory diagrams of the same. 1 is a high frequency conversion circuit, 2 is a lighting load, 3 is a control circuit, 4
Is a dimming circuit, 9 is a triangular wave oscillator, and r is a fixed resistor for correction.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 吉村 元 大阪府門真市大字門真1048番地 松下電 工株式会社内 (56)参考文献 特開 昭64−45093（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−45094（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−284390（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−150887（ＪＰ，Ａ) 実開 平２−89799（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 41/38 - 41/42 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Moto Yoshimura, Inventor 1048 Odakadoma, Kadoma, Osaka Prefecture Inside Matsushita Electric Works, Ltd. (56) References JP-A-64-45093 (JP, A) JP-A-64-45094 (JP, A) JP-A-2-284390 (JP, A) JP-A-63-150887 (JP, A) JP-A-2-89799 (JP, U) (58) Fields investigated (Int. Cl. ⁷⁾ , DB name) H05B 41/38-41/42

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】直流電源と、この直流電源から得られる直
流電圧を高周波電圧に変換する高周波変換回路と、高周
波変換回路から得られる高周波電圧を印加される照明負
荷と、照明負荷の光出力を連続的に可変とする制御手段
と、制御手段に照明負荷の光出力を設定する調光信号を
与える調光手段とを備え、調光信号のパラメータの変化
に対して照明負荷の光出力が非線形的に変化する照明負
荷制御装置において、調光手段の調光操作部の操作量に
対して照明負荷の光出力が比例的に変化するように、調
光操作部の操作量に対して調光信号のパラメータを非線
形的に変化させる補正手段を調光手段に設けたことを特
徴とする照明負荷制御装置。A DC power supply, a high-frequency conversion circuit for converting a DC voltage obtained from the DC power supply to a high-frequency voltage, a lighting load to which a high-frequency voltage obtained from the high-frequency conversion circuit is applied, and a light output of the lighting load. A control means for continuously varying, and a dimming means for providing a dimming signal for setting the light output of the lighting load to the control means, wherein the light output of the lighting load is nonlinear with respect to a change in the parameter of the dimming signal. In the lighting load control device, the light output of the lighting load changes in proportion to the operation amount of the light control operation unit of the light control means. A lighting load control device, wherein a correction means for changing a parameter of a signal in a non-linear manner is provided in the light control means. 【請求項２】高周波変換回路から得られる高周波電圧は
放電灯を含む共振回路に印加され、制御手段は高周波変
換回路におけるスイッチング素子のオン幅を制御する手
段であることを特徴とする請求項１記載の照明負荷制御
装置。2. A high frequency voltage obtained from a high frequency conversion circuit is applied to a resonance circuit including a discharge lamp, and the control means is means for controlling an ON width of a switching element in the high frequency conversion circuit. The lighting load control device as described in the above. 【請求項３】補正手段は調光操作部の操作量に対する調
光信号のパラメータの変化を、最大調光レベル近傍では
大きく、最小調光レベル近傍では小さくする手段である
ことを特徴とする請求項２記載の照明負荷制御装置。3. The method according to claim 1, wherein the correcting means changes the parameter of the dimming signal with respect to the amount of operation of the dimming operation unit so as to be large near the maximum dimming level and small near the minimum dimming level. Item 3. The lighting load control device according to Item 2.