JP2988859B2 - パワーmosfet - Google Patents
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Description
された制御回路を有するパワーMOSFETに関し、よ
り詳しくは、制御回路のフォールト(fault)ラッ
チのリセットの失敗を防止するとともに、(Nチャンネ
ルデバイスのとき)全制御回路のPウエルをMOSFE
Tボデイダイオードと分離する新規な制御回路に関す
る。
の出願にかかる第214631/1994号のデバイス
は、完全な保護機能を有する3端子モノリシック「スマ
ートパワー(Smart Power)」MOSFET
であって、回路短絡保護のための過電流遮断および過電
圧保護のためのゲート・ドレイン間のクランプ回路に特
徴を有している。より詳しくは、上記デバイスはゲート
・ソース電圧から電源が供給される制御回路を有する単
なるパワーMOSFETである。該FETデバイスは、
本発明の譲受人である「インターナショナル・レクチフ
ァイヤー・コーポレイション(Internation
al Rectifier Corporatio
n)」の商標である「スマートFET」である。上記制
御回路内には、1)オン/オフ回路もしくは外部から印
加される入力・ソース間電圧およびロジック回路の出力
に応答するパワーMOSFET駆動回路、2)過電流保
護回路、3)過温度保護回路、および4)すべてのそれ
らの制御信号を処理するロジック回路がある。さらに、
上記デバイスはアクティブドレイン・ゲート間過電圧ク
ランプ回路を有している。過温度状態または過電流状態
のいずれかの状態となると、ロジック回路内のフォール
トラッチがセットされ、パワーMOSFETがオフとな
る。さらに、(上記ラッチに電源を供給している)パワ
ーMOSFETの入力・ソース間電圧が零になるまで、
上記ラッチはセット状態を保持する。
ーMOSFETが「ローサイドスイッチ(low si
de switch)」構成で誘導負荷を駆動するよう
なときや、パワーMOSFETの過温度状態に対応する
いわゆる「クランプドインダクティブフライバック(c
lamped inductive flybac
k)」の間に、上記フォールト状態がまだ存在している
にもかかわらず上記フォールト回路がリセットされてし
まうということがわかった。
ンと正電圧電源との間に接続された誘導負荷を駆動する
d−cスイッチとして使用されている(集積回路化され
た制御回路を有していない)ソース接地のパワーMOS
FETのような簡単なケースでは、上記MOSFET内
での導電損失とスイッチング損失との和はデバイスの信
頼性が損なわれるほどダイ(die)の接合部の温度を
高くする。しかしながら、「スマートデバイス」の場合
は、上記パワーデバイスの接合温度があらかじめ設定さ
れたしきい値(通常摂氏160度)を越えて上昇する
と、制御フォールトラッチがセットされて、上記MOS
FETのゲートをローに引き下げてターンオフさせる。
一旦、上記MOSFETのゲートがローに引き下げられ
ると、上記誘導負荷の電流は減少し、(V=Ldi/d
tであり、di/dtは負であるから)負荷の両端の電
圧は逆転し、上記パワーMOSFETのドレイン電圧が
上昇する。クランプがなく、重い誘導負荷が接続されて
いるときには、該ドレイン電圧は上記パワーMOSFE
Tのドレイン・ソース接合が降伏するまで上昇し、その
後に減衰する負荷電流が上記MOSFETのドレイン・
ソース間接合を通して流れる。
作にはあまり耐久性を有していないので、SMARTF
ETデバイスはアクティブドレイン・ゲート間クランプ
を有しており、該クランプは上記ドレイン・ゲート間電
圧があらかじめ定められたしきい値を越え、ドレイン・
ソース間電圧が上記ドレイン・ソース間ダイオードの降
伏電圧よりも小さいドレイン・ソース電圧にて、パワー
MOSFETをターンオンさせる。このようにして、上
記パワーMOSFETにより吸収されるエネルギー(通
常「アバランシェ定格」と称される)は、大幅に(10
ないし100倍の程度)増加する。
デバイスが過温度状態では、上記ゲートは最初ローに引
き込まれており、上記ドレインはハイであり(MOSF
ETオフ)、それから上記ゲートがドレイン・ゲートク
ランプによって再びハイに引き上げられる(上記ドレイ
ン・ゲート間クランプはフォールトラッチ信号を無効に
する)。しかしながら、上記ドレイン・ゲート間クラン
プおよびパワーMOSFETがオンである間でも、上記
フォールトラッチはその「ラッチオフ」ロジック状態を
保持する必要があり、そのため上記誘導負荷の電流が一
旦、零近くまで減衰し、上記ドレイン電圧はパワーMO
SFETのオフを回復させる。
は、一旦負荷電流が十分に減衰すると、標準的なパワー
MOSFETのドレイン電圧は、ある種の適用分野で
は、ダンピングがほとんどかからない振動となって現
れ、該振動は時として供給電圧を越え、過渡モードで
は、上記デバイスのドレイン・ソース間ボデイダイオー
ドを順方向バイアスする。このボデイダイオードが順方
向バイアスされると、寄生逆転バイポーラNPN動作が
ドレイン/エピ層(NPNのエミッタ)電圧、上記パワ
ーMOSFETのソース(NPNのベース)に接続され
た制御回路のPウエル、および半導体制御回路(NPN
のマルチコレクタ)の表面のN+領域の間で起こる。該
N+領域は、たとえば、上記制御回路に使用されている
NMOSデバイスのドレインもしくはソース領域により
形成することができる。典型的なNMOSインバータの
場合には、かかる寄生NPNは入力電圧にかかわらず上
記インバータの出力をローのロジックレベルにする。上
記パワーMOSFETのボデイダイオードが導通すると
上記フォールトラッチがリセットされ、その結果、過温
度遮断状態から復帰した後、上記パワーMOSFETは
オフであるべきときにオンとなり、それは過温度保護の
目的を喪失している。
意図的に他の反転NPNトランジスタを導入することに
より、上記寄生NPNによりロジック回路が動作不能と
なるのを防止するようにしたことである。
た、全制御回路のPウエルを上記MOSFETボデイダ
イオードにと分離するために、全制御回路のPウエルの
ために使用されてもよい。したがって、たとえば、Hブ
リッジ回路等の「SMARTFET」デバイスの多くの
応用では、設計者はパワーMOSFETのボデイダイオ
ードを負荷電流を循環させるために利用する。この場
合、上記ボデイダイオードは短い過渡状態では導通しな
いが、数ミリセコンドを越えると大きな電流が流れる。
大きなN+からPボデイの入力保護ツエナーを含む全制
御回路に関連する寄生NPNトランジスタが導通する。
そのとき上記制御回路が動作不良となるばかりでなく、
入力保護構造体の大きいN+領域は「SMARTFE
T」デバイスの入力ピンを接地電位よりも下に引き込
む。したがって、ある試験では、上記FETボデイダイ
オードに1アンペアの電流が流れたときに、上記入力端
子には50ミリアンペア流れることがわかった。この値
は上記SMARTFETを駆動している回路がどのよう
なものであれ壊滅的な値である。
ンジスタの上記した新しいアイデアを適用することによ
り上記状態を緩和することができる。
ボデイダイオードの過渡期間に一つの入力の電圧をフォ
ールトラッチハイ(それは上記パワーMOSFETをオ
フに保持していることを表している)に保持するキャパ
シタを採用し、上記MOSFETのドレインが完全に復
帰するまで、上記パワーデバイスにオフの状態を保持さ
せる。
接続を含んでおり、該Pウエルでは上記ホールドキャパ
シタおよびフォールトラッチ(上記Pウエル)の入力を
駆動するスイッチは上記ボデイダイオードのトランジェ
ント期間にエピ層ポテンシャルに近く、上記Pウエルに
関連する反転NPNをデイスエイブルとする。実際に、
上記フォールトラッチ内の特定のNMOSデバイスのP
ウエルに関連する寄生反転NPNをホールドオフするた
めに意図的に設計された反転NPNが設けられ、上記ホ
ールドキャパシタの電圧に依存して上記パワーMOSF
ETのドレインが復帰したときに、上記フォールトラッ
チが適正な状態にセットされるのを保証する。
発明の実施の形態を説明する。図1において、パワーM
OSFET部分10が制御回路とともに同じシリコンチ
ップに集積されている周知のパワー集積回路が示されて
いる。
端子11,ソース端子12,および入力端子13を有す
る電流検知デバイスとして示されており、該電流検知デ
バイスは3端子のTO220型パッケージに収容されて
いる。かかるデバイスはTO220型パッケージを有す
るどのようなMOSFETともいわゆるピンコンパチブ
ルで置き換えることができる。しかしながら、以下に説
明する本発明はどのようなパッケージを有するパワー集
積回路にも適用することができる。
格が60ボルトの回路、さらには30ボルトから600
ボルトを越えるような回路にも使用することもできる。
上記端子13における入力電圧は約10ボルト以下であ
る。また、補助電流検知出力端子14を備えている。
ップに集積されている制御回路は、MOSFET回路に
より構成することができるON/OFFスイッチ回路2
0,本発明にかかる新規な特徴を有する後に説明するロ
ジック回路21,過電流監視回路22および過温度監視
回路23を含んでいる。回路20ないし23は同時出願
中の出願第08/121,288号に示されているよう
に構成することができる。
イオード31からなるクランプ回路は、パワーMOSF
ET10のゲート電極とドレイン電極との間に接続され
ている。パワーMOSFET10はまた、図示のよう
に、インテグラル(integral)ダイオード32
を有している。いま一つのツェナーダイオードクランプ
33がソース端子12と入力端子13との間に接続され
ている。
用されている。したがって、図面では、電源Vccの端
子40とドレイン端子11との間にインダクタンス41
が接続されている。
ち、上記パワーMOSFET10をターンオンさせるた
めに、入力電圧が入力端子13に印加される。これによ
り上記ON/OFFスイッチ回路20がターンオンし、
上記MOSFET10のゲート・ソース間容量をチャー
ジしてMOSFET10をターンオンさせる。電流はそ
のとき、端子40から誘導負荷41を通してドレイン端
子11に流れ、MOSFET10を通してソース端子1
2に流れる。過電流または過温度障害(fault)の
いずれかが回路22または23のいずれかにより検知さ
れると、上記ロジック回路21はスイッチ20をターン
オフさせて上記パワーMOSFET10をターンオフさ
せる。同様に、端子13の入力が除去されると、上記O
N/OFFスイッチ20は上記パワーMOSFET10
をターンオフさせる。
10のターンオフ動作中にターンオンし、MOSFET
10がターンオフ中にMOSFET10がアバランシェ
降伏するのを防止する。したがって、上記クランプ回路
30は寄生ターンオンを防止するためにアバランシェ電
圧よりも低いしきい値を設定し、上記パワーFETはタ
ーンオフ中に全エネルギを制御するようになっている。
(D)は、図1の回路がスイッチングレギュレータに使
用され、過熱状態のときに上記回路に現れる波形を示し
ており、上記スイッチングレギュレータではパワーMO
SFET10は図1の入力端子13はのユーザの入力に
より決定される周波数およびデューティサイクルの変化
に応じてオンおよびオフされる。
ている。図2の(B)は図1においてクランプ30によ
りクランプされたときのMOSFET10のドレイン電
圧を示している。したがって、上記入力信号がMOSF
ET10をターンオフさせると、上記ドレイン電圧はク
ランプされた誘導負荷による高いピーク値を有してい
る。上記ピーク値に到達してクランプされた後、上記ド
レイン電圧は減少して上記電圧Vccの上下でリンギン
グを生じる。この作用は後に図3にて詳細に説明する。
度Tjを示しており、該接合温度Tjは連続ドレイン電
流に比例する。図1の上記過温度監視回路23は160
℃のしきい値温度を有するように設計されており、該し
きい値温度では図1のMOSFET10はターンオフす
る。パワーMOSFET10が導通しているときには上
記温度Tjは上昇し、MOSFET10がオフのときは
上記温度Tjは降下することに注意すべきである。ま
た、図2の(C)の例では、上記温度Tjが最終的には
160℃を越えていることに注意すべきである。
電圧を示している。したがって、Tjが160℃を越え
る点(図2の(C))では、ロジック回路21内のフォ
ールトラッチが図2の(D)に示すようにセットされ、
上記パワーMOSFETゲートをローレベル(図1には
図示されていない)に引き込むことにより上記パワーM
OSFET10をターンオフさせる。上記フォールトラ
ッチは入力端子13を接地することにより上記ロジック
回路21によるターンオフの後にのみリセットさせるこ
とができる。
によるMOSFET10のドレイン電圧の減衰振動を示
している。上記MOSFET10がオンすると、上記電
圧は零ないしはローレベルである。MOSFET10が
ターンオフすると、ドレイン電圧はクランプ30により
設定されたクランプ電圧まで上昇する。上記ドレイン電
圧はそのとき上記回路の浮遊容量により電圧Vcc附近
で振動もしくはリンギングを発生する。
ン電圧の最初の下方へのスイングは、図3に示すよう
に、零の下にまで達する。その点では、上記MOSFE
T10のMOSFETボデイダイオードは順方向バイア
スされ、後述するように、上記MOSFET10のP型
領域内に少数キャリヤを注入する。この少数キャリヤの
注入はまた集積回路の制御回路部品にも発生し、それら
の動作を無効にする。
図を示している。図4のロジック回路の入力端子は接地
(GND)端子50,(図1のON/OFF回路20へ
の)出力オフ端子51,入力Vcc端子52,(図1の
ドレイン端子11からの)入力VDD端子53,過電流信
号入力端子54および超過温度信号入力端子55を含ん
でいる。図2の接合温度が160℃に達すると、上記入
力端子55はローレベルとなる。
M11が図4に示されており、これらトランジスタは上
記パワーMOSFET10の接合部を含むシリコンに集
積されている。これらのトランジスタは通常Pウエルに
形成されており、該PウエルはNチャンネルパワーMO
SFET部分から横方向に間隔を有しており、次の機能
を有している。
タを構成するとともに、「ON」ノードからのトランジ
スタM1のゲート電圧に応じて、上記オフ端子51をハ
イとローとの間でスイッチする。
ナンド回路として動作しており、それらの入力のいずれ
かがローとなると、「フォールト(FAULT)」ライ
ンがハイとなる。トランジスタM8およびM3はデプレ
ッションモードのダミー負荷トランジスタである。
ョンモードNMOSデバイスとして示されている新規な
トランジスタM7はターンオンすると、「フォールト」
がハイである時間の間にMOSFETダイオードのよう
に動作する。トランジスタM7の動作は後に説明する。
記「フォールト」がハイとなったときに、ターンオンす
る。そのとき上記「ON」ノードがローとなる。トラン
ジスタM4,M5およびM6はトランジスタM9,M1
0,M11と交差接続されていて再生効果を生じること
に注意すべきである。
イクロ秒)の間、ノードXの状態を記憶するために設け
られている。
ような、多数の意識的に形成されたものではない寄生N
PNトランジスタが存在する。これらのトランジスタは
上記制御回路を含んでいるPウエルに配置されるととも
に、上記MOSFETボデイダイオードが順方向バイア
スされたとき(図3参照)にターンオンする。それらが
ターンオンすると、それらは上記ラッチを誤ってセット
し上記パワーMOSFETを逆方向にターンオンさせ
る。
るために、NPNトランジスタ100(寄生トランジス
タも)が上記回路に意図的に付加される。トランジスタ
100は新規なスイッチM7のPウエルを制御する。P
領域が電気的に接地されていないので、スイッチM7は
パワーMOSFETセクションからアイソレートされて
いる。抵抗R1がまた正常動作中にスイッチM7のPウ
エルを接地電位にバイアスするために設けられている。
上記寄生トランジスタ100もトランジスタ91ととも
にターンオンするが、トランジスタ100がターンオン
すると、それはトランジスタM7が近接して位置してい
るPウエルをエピ(epi)層電位に引き込む。これは
MOSFET10のボデイダイオードが導通している間
に、ノード「X」を「フォールト」ノードとアイソレー
トする。したがって、この導通期間に、ノード「ON」
および「フォールト」が接地電位の下に引き込まれ、ノ
ード「X」はハイである。デプレッションモードNMO
SトランジスタM7は低い値の電流源として動作し、ノ
ード「X」が少なくとも上記MOSFET10のボデイ
ダイオードの導通期間の間ロジックレベルがハイとなる
ように設計されている。上記した機能を有しているなら
ば上記MOSFET7に代えてどのようなトランジスタ
や回路も使用することができる。
オードの導通期間が過ぎると、上記寄生NPNトランジ
スタ91がターンオフし、上記回路はノード「X」にお
けるロジックレベルハイに回復する。このノード「X」
のロジックハイレベルはそのとき「ON」をローとし、
上記MOSFET10はそのボデイダイオードが導通し
た後にオフに保持されるようにする。
ェット(SmartFet)デバイスの上記パワーMO
SFETおよび制御回路の接合パターンを示すととも
に、寄生反転NPNトランジスタの位置を示している。
図5において、図示のチップの部分は、図1のパワーM
OSFETのドレインとして作用するN+サブストレー
ト110を有している。N(−)エピタキシャル層11
1(「エピ」層)は上記パワーMOSFET部分のセル
112のようなセルを有しており、これらセルはそれぞ
れ米国特許第5,008,725号に示された構成を有
していてもよい。上記N(−)エピ層111にはまたP
(−)ウエル120が形成されていて、それはシンカ
(sinker)121,122,123のようなP+
シンカにより多数の制御回路に分離されていてもよい。
上記P+シンカは同時に上記パワーMOSFETセル1
12のP+ボデイ部分と同時に形成されてもよい。した
がって、上記ボデイダイオード130が順方向バイアス
される(図3参照)と、すべての関連する寄生ボデイダ
イオード(131,132)はまた順方向バイアスされ
る。
御回路がP(−)領域120のP(−)ウエル部分12
0a,120bに示されている。これらのP(−)ウエ
ルはまたインテグラル寄生逆転NPNトランジスタ14
0および141を有している。これらの寄生トランジス
タは図4のトランジスタ91に対応しており、それらは
低不純物濃度のP(−)領域を有しているので利得を有
している。したがって、チップの上記P+領域が上記メ
インパワーMOSFETのボデイダイオードとともに順
方向バイアスされると、それらはターンオンする。
ランジスタ100の位置を、より詳細に示している。し
たがって、図6は図4の接地端子50,ノード「X」お
よび「フォールト」端子およびノードを示すとともに、
上記P+ウエルの上のポリシリコンプレートにより形成
されたキャパシタ,図4のデプレッションモードのトラ
ンジスタM7,ポリシリコン抵抗R1およびトランジス
タ100を示している。
通りである。VDDが接地電位よりも低くなる(すなわ
ち、MOSFET10のボデイダイオードが順方向にバ
イアスされて導通する)と、トランジスタ100は逆転
モードにターンオンし、デプレッションモードのトラン
ジスタM7の上記Pウエルは上記エピ層電位(VDD)の
近くに引き下げられる。これにより上記Pウエル内にお
けるいかなる寄生NPN動作も防止されるとともに、キ
ャパシタC1はノード「X」のロジックレベルをハイに
保持する。トランジスタ100がオンの期間、M7は低
電流の電流源として機能し、上記MOSFET10のボ
デイダイオードの導通の間にキャパシタC1が放電しな
いように設計される。明らかに、上記ボデイダイオード
が導通すると、M7は時々完全にC1を放電させて、フ
ォールト情報が失われる。したがって、このボデイダイ
オードの導通時間は有限であるべきである。一旦、MO
SFET10のボデイダイオードの導通が停止すると、
VDDがハイとなり、トランジスタ100がターンオフす
るとともにノード「H」の上記ロジックレベルがハイで
あるので上記ラッチは所期の状態に復帰する。
すもので、図示の制御回路における抵抗R1,トランジ
スタ100および寄生NPNトランジスタM7の関係を
再び示している。トランジスタM7は上記Pウエル・エ
ピ層接合ダイオードに関連するNPNトランジスタであ
る。本発明によれば、このトランジスタM7は、トラン
ジスタ100のターンオンによるメインパワーMOSF
ET10のボデイダイオード32の導通中にオフに保持
されるか、または高インピーダンスに保持される。
たが、他の変形もしくは改変等が当業者にはとって明ら
かである。したがって、本発明は本明細書の特定の開示
に限定されるものではなく、添付の特許請求の範囲によ
ってのみ規定されるものである。
タとして使用される、集積回路化された制御回路を有す
る周知のタイプのパワーMOSFETのブロック回路図
である。
時間の関数としての入力電圧を示しており、(B)は
(A)と同じ時間軸における図1のクランプされた誘導
負荷によりデバイスに誘起される逆電圧を示しており、
(C)は(A)と同じ時間軸における誘導負荷の障害に
対応するパワーMOSFETの接合温度を示しており、
(D)は(A)と同じ時間軸におけるパワーMOSFE
Tのゲート電圧を示している。
いる回路における図1のパワーMOSFETのドレイン
電圧の減衰振動を拡大して示すとともに、MOSFET
のボデイダイオードがどのようにして順方向バイアスさ
れるかを図示している。
Tのボデイダイオードから制御Pウエルをアイソレート
する新規な所期の寄生NPNトランジスタおよび新規な
短時間蓄積キャパシタを採用した図1の入力ロジック回
路を示している。
接合パターンの断面図である。
る。
Claims (9)
- 【請求項1】 パワーMOSFETの接合部を含む同じ
シリコンチップに集積されたフォールト応答信号回路を
有するパワーMOSFET(10)であって、各々のP
型ボデイに形成された複数のセル(112)を有するN
型シリコンサブストレートを含み、上記複数のセルは共
通のソース、ドレインおよびゲート電極を有し、P型の
ウエルは上記N−エピタキシャル層に形成されており、
上記フォールト応答信号回路は上記P型ウエルに形成さ
れており、上記フォールト応答信号回路がフォールト状
態に応答して上記パワーMOSFETをターンオフする
ための上記ゲート電極に結合された手段(20)を含
み、上記フォールト応答信号回路が上記P型ウエル内に
集積されたバイポーラトランジスタ(100)を含むと
ともに上記パワーMOSFETのボデイダイオード(1
30)の順方向バイアスに応答して逆転モードでターン
オンするように接続されており、ターンオンしたときに
上記バイポーラトランジスタが上記N型サブストレート
を上記P型ウエルに短絡し、第2のP型ウエル内に集積
されるとともに上記バイポーラトランジスタに直列に接
続された制御MOSFETトランジスタが上記バイポー
ラトランジスタのターンオンに応答してターンオフし、
上記制御MOSFETトランジスタは上記ボデイダイオ
ードが導通したときに上記ゲートをデイスエイブルとす
るとともに上記パワーMOSFETをターンオフするた
め上記手段(20)に結合されるパワーMOSFET。 - 【請求項2】 上記制御MOSFETトランジスタと直
列に接続されたキャパシタをさらに含み、上記バイポー
ラトランジスタがターンオンしたときに、上記制御MO
SFETトランジスタと上記キャパシタとの間のノード
が上記N型サブストレートと切り離される請求項1記載
のパワーMOSFET。 - 【請求項3】 上記制御MOSFETトランジスタがデ
プレッションモードのMOSFETである請求項1記載
のパワーMOSFET。 - 【請求項4】 上記制御MOSFETトランジスタがデ
プレッションモードのMOSFETである請求項2記載
のパワーMOSFET。 - 【請求項5】 上記手段が過温度状態に応答して動作す
る請求項1記載のパワーMOSFET。 - 【請求項6】 上記手段が過温度状態に応答して動作す
る請求項2記載のパワーMOSFET。 - 【請求項7】 上記制御MOSFETのボデイと上記制
御MOSFETの主電極との間に接続されて上記キャパ
シタとともに閉回路を構成する抵抗を含む請求項2記載
のパワーMOSFET。 - 【請求項8】 上記制御MOSFETのボデイと上記制
御MOSFETの主電極との間に接続されて上記キャパ
シタとともに閉回路を構成する抵抗を含む請求項6記載
のパワーMOSFET。 - 【請求項9】 上記制御MOSFETトランジスタがデ
プレッションモードMOSFETである請求項8記載の
パワーMOSFET。
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