JP3200871B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JP3200871B2 JP3200871B2 JP14363091A JP14363091A JP3200871B2 JP 3200871 B2 JP3200871 B2 JP 3200871B2 JP 14363091 A JP14363091 A JP 14363091A JP 14363091 A JP14363091 A JP 14363091A JP 3200871 B2 JP3200871 B2 JP 3200871B2
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- Japan
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- circuit
- transistor
- switching element
- capacitor
- diode
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、蛍光灯などの放電灯を
インバータ装置によって高周波点灯させる放電灯点灯装
置におけるインバータの制御方式に関するものであり、
特に、インバータの起動方式に関するものである。
インバータ装置によって高周波点灯させる放電灯点灯装
置におけるインバータの制御方式に関するものであり、
特に、インバータの起動方式に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来のインバータ装置の回路図を図7に
示す。この回路は、平滑コンデンサC 0 間に形成される
直流電源を入力とし、トランジスタQ1 ,Q2 と、それ
らの各エミッタ抵抗R3 ,R4 、及びダイオードD1 ,
D2 で構成された直列インバータによって高周波電圧を
発生し、チョークコイルLとコンデンサC3 の直列共振
回路によって得られた共振電圧を放電灯負荷Laに印加
して高周波点灯させるものである。上記トランジスタQ
1 ,Q2 は、ベーストランスBTによって得られた帰還
電流によりベース抵抗R1 ,R2 を介して交互にオン・
オフされるものであり、自励式のインバータ回路を構成
している。
示す。この回路は、平滑コンデンサC 0 間に形成される
直流電源を入力とし、トランジスタQ1 ,Q2 と、それ
らの各エミッタ抵抗R3 ,R4 、及びダイオードD1 ,
D2 で構成された直列インバータによって高周波電圧を
発生し、チョークコイルLとコンデンサC3 の直列共振
回路によって得られた共振電圧を放電灯負荷Laに印加
して高周波点灯させるものである。上記トランジスタQ
1 ,Q2 は、ベーストランスBTによって得られた帰還
電流によりベース抵抗R1 ,R2 を介して交互にオン・
オフされるものであり、自励式のインバータ回路を構成
している。
【0003】また、抵抗R5 とコンデンサC2 及びトリ
ガー素子Q3 は起動回路を構成している。電源投入時、
端子X,Y間に交流電源の整流出力が印加されると、平
滑コンデンサC0 に直流電圧が得られて、抵抗R5 を介
してコンデンサC2 が充電される。コンデンサC2 の電
圧がトリガー素子Q3 のブレークオーバー電圧に達する
と、トリガー素子Q3 が導通し、コンデンサC2 の電荷
でトランジスタQ2 にベース電流を流してインバータを
起動させるものである。なお、インバータが起動された
後は、ダイオードD3 を介してコンデンサC2 の電荷が
放電されるので、起動回路は動作を停止するものであ
る。
ガー素子Q3 は起動回路を構成している。電源投入時、
端子X,Y間に交流電源の整流出力が印加されると、平
滑コンデンサC0 に直流電圧が得られて、抵抗R5 を介
してコンデンサC2 が充電される。コンデンサC2 の電
圧がトリガー素子Q3 のブレークオーバー電圧に達する
と、トリガー素子Q3 が導通し、コンデンサC2 の電荷
でトランジスタQ2 にベース電流を流してインバータを
起動させるものである。なお、インバータが起動された
後は、ダイオードD3 を介してコンデンサC2 の電荷が
放電されるので、起動回路は動作を停止するものであ
る。
【0004】この従来例はベーストランスBTを用いて
2石のトランジスタQ1 ,Q2 を自励駆動しているの
で、回路構成が簡単で小型且つ安価なインバータ装置を
実現できることから広く普及しているが、その反面、出
力を可変とすることが困難である等、制御性に欠けると
いう問題があった。
2石のトランジスタQ1 ,Q2 を自励駆動しているの
で、回路構成が簡単で小型且つ安価なインバータ装置を
実現できることから広く普及しているが、その反面、出
力を可変とすることが困難である等、制御性に欠けると
いう問題があった。
【0005】図8は上記従来例におけるインバータの制
御性を改善した第2の従来例である。まず、ブロック
は補助電源回路であり、平滑コンデンサC0から抵抗R
6 を介して平滑コンデンサC5 に低圧の直流電圧を充電
し、過電圧防止用のツェナダイオードDZで電圧規制し
て、ブロックとに動作電源を供給している。ブロッ
クは図7の従来例で説明したのと同じ起動回路であ
る。
御性を改善した第2の従来例である。まず、ブロック
は補助電源回路であり、平滑コンデンサC0から抵抗R
6 を介して平滑コンデンサC5 に低圧の直流電圧を充電
し、過電圧防止用のツェナダイオードDZで電圧規制し
て、ブロックとに動作電源を供給している。ブロッ
クは図7の従来例で説明したのと同じ起動回路であ
る。
【0006】ブロックはスイッチングトランジスタQ
2 をON/OFF駆動するための駆動回路であり、トラ
ンジスタQ4 ,Q5 と抵抗R11よりなる。ブロックか
らの制御信号がHighレベルのときはトランジスタQ
4 はON、トランジスタQ5 はOFFとなり、スイッチ
ングトランジスタQ2 をON駆動する。また、ブロック
からの制御信号がLowレベルのときはトランジスタ
Q4 はOFFとなり、スイッチングトランジスタQ2 を
OFF駆動する。
2 をON/OFF駆動するための駆動回路であり、トラ
ンジスタQ4 ,Q5 と抵抗R11よりなる。ブロックか
らの制御信号がHighレベルのときはトランジスタQ
4 はON、トランジスタQ5 はOFFとなり、スイッチ
ングトランジスタQ2 をON駆動する。また、ブロック
からの制御信号がLowレベルのときはトランジスタ
Q4 はOFFとなり、スイッチングトランジスタQ2 を
OFF駆動する。
【0007】ブロックは、トランジスタQ2 のON/
OFF制御信号を発生するための制御回路である。この
回路は、抵抗R7 ,R8 ,R9 ,R10と可変抵抗VR、
単安定マルチバイブレータMV、コンデンサC6 ,
C7 、ダイオードD4 及び反転回路N1 で構成され、ト
ランジスタQ2 のコレクタ電位の立ち下がりを抵抗
R7 ,R8 により検出し、反転回路N1 により波形整形
して、コンデンサC6 と抵抗R 9 よりなる微分回路によ
り微分して、単安定マルチバイブレータMVをトリガー
し、可変抵抗VRとコンデンサC7 の時定数で定まる一
定時間だけ、ワンショットのパルス信号を発生し、抵抗
R10を介して、ブロックにトランジスタQ2 のON/
OFF制御信号を出力するものである。
OFF制御信号を発生するための制御回路である。この
回路は、抵抗R7 ,R8 ,R9 ,R10と可変抵抗VR、
単安定マルチバイブレータMV、コンデンサC6 ,
C7 、ダイオードD4 及び反転回路N1 で構成され、ト
ランジスタQ2 のコレクタ電位の立ち下がりを抵抗
R7 ,R8 により検出し、反転回路N1 により波形整形
して、コンデンサC6 と抵抗R 9 よりなる微分回路によ
り微分して、単安定マルチバイブレータMVをトリガー
し、可変抵抗VRとコンデンサC7 の時定数で定まる一
定時間だけ、ワンショットのパルス信号を発生し、抵抗
R10を介して、ブロックにトランジスタQ2 のON/
OFF制御信号を出力するものである。
【0008】この回路では、トランジスタQ1 はベース
トランスBTにより自励駆動し、トランジスタQ2 は駆
動回路と制御回路により同期駆動したものである。
トランジスタQ2 のオン時間幅は制御回路の可変抵抗
VRにより制御可能とされており、これによりインバー
タの出力を可変としたものである。図中、C1 は直流成
分カット用のカップリング・コンデンサであり、C4 は
共振用及びフィラメント予熱用のコンデンサである。
トランスBTにより自励駆動し、トランジスタQ2 は駆
動回路と制御回路により同期駆動したものである。
トランジスタQ2 のオン時間幅は制御回路の可変抵抗
VRにより制御可能とされており、これによりインバー
タの出力を可変としたものである。図中、C1 は直流成
分カット用のカップリング・コンデンサであり、C4 は
共振用及びフィラメント予熱用のコンデンサである。
【0009】以下、上記の回路の動作について説明す
る。電源投入時、端子X,Y間に交流電源の整流出力が
印加されると、コンデンサC0 に直流電圧が得られて、
起動回路によりトランジスタQ2 のベースにトリガー
信号が入力される。一方、補助電源回路のコンデンサ
C5 に制御電源が確保されて、駆動回路と制御回路
が動作可能な状態となる。トランジスタQ2のベースに
トリガー信号が入力されるごとに、トランジスタQ2 が
ON/OFF動作を開始し、インダクタLとコンデンサ
C1 ,C4 から成る直列共振回路に微弱ながら電流が流
れるため、ベーストランスBTの2次巻線に起電力を生
じ、これによってトランジスタQ1 にもベース電流が流
れて、トランジスタQ1 もON/OFF動作を始める。
トランジスタQ1 がONのときは、トランジスタQ2 の
コレクタ電位はほぼ電源電圧と等しくなるが、トランジ
スタQ1 がOFFした瞬間に、インダクタLの蓄積エネ
ルギーが負荷LaとダイオードD2 を介して放出される
ので、トランジスタQ2 のコレクタ電位はほぼゼロレベ
ルまで立ち下がる。この立ち下がり信号を、抵抗R7,
R8 の分圧回路で検出し、反転回路N1 で反転及び波形
整形し、コンデンサC 6 と抵抗R9 の微分回路でパルス
信号として、単安定マルチバイブレータMVに入力すれ
ば、可変抵抗VRとコンデンサC4 の時定数で定まる期
間、トランジスタQ2のON制御信号を発生させること
ができる。
る。電源投入時、端子X,Y間に交流電源の整流出力が
印加されると、コンデンサC0 に直流電圧が得られて、
起動回路によりトランジスタQ2 のベースにトリガー
信号が入力される。一方、補助電源回路のコンデンサ
C5 に制御電源が確保されて、駆動回路と制御回路
が動作可能な状態となる。トランジスタQ2のベースに
トリガー信号が入力されるごとに、トランジスタQ2 が
ON/OFF動作を開始し、インダクタLとコンデンサ
C1 ,C4 から成る直列共振回路に微弱ながら電流が流
れるため、ベーストランスBTの2次巻線に起電力を生
じ、これによってトランジスタQ1 にもベース電流が流
れて、トランジスタQ1 もON/OFF動作を始める。
トランジスタQ1 がONのときは、トランジスタQ2 の
コレクタ電位はほぼ電源電圧と等しくなるが、トランジ
スタQ1 がOFFした瞬間に、インダクタLの蓄積エネ
ルギーが負荷LaとダイオードD2 を介して放出される
ので、トランジスタQ2 のコレクタ電位はほぼゼロレベ
ルまで立ち下がる。この立ち下がり信号を、抵抗R7,
R8 の分圧回路で検出し、反転回路N1 で反転及び波形
整形し、コンデンサC 6 と抵抗R9 の微分回路でパルス
信号として、単安定マルチバイブレータMVに入力すれ
ば、可変抵抗VRとコンデンサC4 の時定数で定まる期
間、トランジスタQ2のON制御信号を発生させること
ができる。
【0010】以上のような動作により、トランジスタQ
1 はベーストランスBTによって自励駆動され、また、
トランジスタQ2 はコレクタ電位の立ち下がりに同期し
て一定時間オン駆動され、安定したインバータ動作に入
る。なお、単安定マルチバイブレータMVの時定数を可
変抵抗VRで可変とすることにより、トランジスタQ 2
のオン駆動時間を制御することができ、これによって、
インバータの出力制御が容易となる。
1 はベーストランスBTによって自励駆動され、また、
トランジスタQ2 はコレクタ電位の立ち下がりに同期し
て一定時間オン駆動され、安定したインバータ動作に入
る。なお、単安定マルチバイブレータMVの時定数を可
変抵抗VRで可変とすることにより、トランジスタQ 2
のオン駆動時間を制御することができ、これによって、
インバータの出力制御が容易となる。
【0011】このような従来例においては、インバータ
の出力を制御可能とすることにより、特に蛍光灯を負荷
とした高周波点灯装置においては、フィラメントの適正
予熱制御や、始動制御、並びに調光制御などが容易とな
る。しかしながら、トランジスタQ2 の制御及び駆動の
ための回路構成が複雑であるので、制御電源の安定的な
確保が不可欠となる。この結果、駆動回路と制御回路
を動作させるための補助電源回路の電力損失が大き
くなり、発熱を抑えるためにも、装置の形状が大きくな
るという問題がある。
の出力を制御可能とすることにより、特に蛍光灯を負荷
とした高周波点灯装置においては、フィラメントの適正
予熱制御や、始動制御、並びに調光制御などが容易とな
る。しかしながら、トランジスタQ2 の制御及び駆動の
ための回路構成が複雑であるので、制御電源の安定的な
確保が不可欠となる。この結果、駆動回路と制御回路
を動作させるための補助電源回路の電力損失が大き
くなり、発熱を抑えるためにも、装置の形状が大きくな
るという問題がある。
【0012】図9は別の従来例の回路図である。ブロッ
クAは起動回路であり、その構成及び動作は上記各従来
例の場合と同様である。ブロックBは充放電回路であ
り、ダイオードD5 ,D6 によりコンデンサC8を充放
電するように構成されている。ブロックCは補助電源回
路であり、ブロックD,Eに直流低電圧を給電するもの
である。つまり、図8の回路では、インバータ入力電源
より、抵抗R6 を介して得ていた制御用の補助電源を、
図9の回路では、スイッチングトランジスタQ2 のコレ
クタからコンデンサC8 、ダイオードD5 を介して得て
いる。そして、コンデンサC8 の蓄積電荷は、ダイオー
ドD6 を介して放出されるように構成している。したが
って、補助電源回路Cにおける電力損失は少なくなる。
クAは起動回路であり、その構成及び動作は上記各従来
例の場合と同様である。ブロックBは充放電回路であ
り、ダイオードD5 ,D6 によりコンデンサC8を充放
電するように構成されている。ブロックCは補助電源回
路であり、ブロックD,Eに直流低電圧を給電するもの
である。つまり、図8の回路では、インバータ入力電源
より、抵抗R6 を介して得ていた制御用の補助電源を、
図9の回路では、スイッチングトランジスタQ2 のコレ
クタからコンデンサC8 、ダイオードD5 を介して得て
いる。そして、コンデンサC8 の蓄積電荷は、ダイオー
ドD6 を介して放出されるように構成している。したが
って、補助電源回路Cにおける電力損失は少なくなる。
【0013】ブロックDは駆動回路であり、抵抗R12,
R13,R14とコンデンサC9 、トランジスタQ7 及びダ
イオードD7 よりなり、ブロックEのコンパレータCP
のオープンコレクタ出力が高インピーダンス状態になる
と、抵抗R14,R13を介してトランジスタQ7 にベース
電流が流れて、トランジスタQ7 がオンになり、ダイオ
ードD7 と抵抗R12及びトランジスタQ7 を介してトラ
ンジスタQ6 にベース電流が流れて、トランジスタQ6
がオンになり、これによって、トランジスタQ 2 は強制
的にオフされる。
R13,R14とコンデンサC9 、トランジスタQ7 及びダ
イオードD7 よりなり、ブロックEのコンパレータCP
のオープンコレクタ出力が高インピーダンス状態になる
と、抵抗R14,R13を介してトランジスタQ7 にベース
電流が流れて、トランジスタQ7 がオンになり、ダイオ
ードD7 と抵抗R12及びトランジスタQ7 を介してトラ
ンジスタQ6 にベース電流が流れて、トランジスタQ6
がオンになり、これによって、トランジスタQ 2 は強制
的にオフされる。
【0014】ブロックEはタイマー回路であり、抵抗R
15,R16,R17,R18と可変抵抗VR、トランジスタQ
8 ,Q9 、コンデンサC10及びオープンコレクタ型のコ
ンパレータCPよりなる。オープンコレクタ出力型のコ
ンパレータCPの反転入力(−)端子には、補助電源回
路Cの電圧を抵抗R18と可変抵抗VRで分圧した基準電
圧を与え、非反転入力(+)端子には、抵抗R15とコン
デンサC10よりなる積分回路の積分電圧を与える。積分
用コンデンサC10の両端にはトランジスタQ8 が接続さ
れており、トランジスタQ8 のベースには、トランジス
タQ9 が接続されている。そして、トランジスタQ9 の
ベースは抵抗R17を介してベーストランスBTのトラン
ジスタQ2 を駆動するための2次巻線に接続されてい
る。このタイマー回路Eは、ベーストランスBTの2次
巻線出力によりトランジスタQ2 がオンした時点から一
定時間後に駆動回路DによりトランジスタQ6 をオンさ
せて、強制的にトランジスタQ2 をオフさせるように動
作する。ベーストランスBTの2次巻線出力によりトラ
ンジスタQ2 がオン駆動されていないときには、トラン
ジスタQ9 はオフ、トランジスタQ8 はオンであり、コ
ンデンサC10は放電されている。その後、ベーストラン
スBTの2次巻線出力によりトランジスタQ9 がオン、
トランジスタQ8 がオフになると、コンデンサC10が抵
抗R15を介して充電される。その充電電圧が抵抗R18と
可変抵抗VRの分圧電圧を越えると、コンパレータCP
の出力がLowレベルから高インピーダンス状態に変化
し、トランジスタQ7 ,Q6 がオンになり、トランジス
タQ2 が強制的にオフされる。
15,R16,R17,R18と可変抵抗VR、トランジスタQ
8 ,Q9 、コンデンサC10及びオープンコレクタ型のコ
ンパレータCPよりなる。オープンコレクタ出力型のコ
ンパレータCPの反転入力(−)端子には、補助電源回
路Cの電圧を抵抗R18と可変抵抗VRで分圧した基準電
圧を与え、非反転入力(+)端子には、抵抗R15とコン
デンサC10よりなる積分回路の積分電圧を与える。積分
用コンデンサC10の両端にはトランジスタQ8 が接続さ
れており、トランジスタQ8 のベースには、トランジス
タQ9 が接続されている。そして、トランジスタQ9 の
ベースは抵抗R17を介してベーストランスBTのトラン
ジスタQ2 を駆動するための2次巻線に接続されてい
る。このタイマー回路Eは、ベーストランスBTの2次
巻線出力によりトランジスタQ2 がオンした時点から一
定時間後に駆動回路DによりトランジスタQ6 をオンさ
せて、強制的にトランジスタQ2 をオフさせるように動
作する。ベーストランスBTの2次巻線出力によりトラ
ンジスタQ2 がオン駆動されていないときには、トラン
ジスタQ9 はオフ、トランジスタQ8 はオンであり、コ
ンデンサC10は放電されている。その後、ベーストラン
スBTの2次巻線出力によりトランジスタQ9 がオン、
トランジスタQ8 がオフになると、コンデンサC10が抵
抗R15を介して充電される。その充電電圧が抵抗R18と
可変抵抗VRの分圧電圧を越えると、コンパレータCP
の出力がLowレベルから高インピーダンス状態に変化
し、トランジスタQ7 ,Q6 がオンになり、トランジス
タQ2 が強制的にオフされる。
【0015】この回路では、電源が投入されると、起動
回路Aによりインバータが動作を始めるが、ベーストラ
ンスBTには、トランジスタQ2 を駆動するための2次
巻線が追加されているので、トランジスタQ1 ,Q2 と
もにベーストランスBTの2次巻線によって駆動され、
図7の従来例で説明した通りの自励発振動作を行う。イ
ンバータが自励発振動作を開始すると、コンデンサC8
とダイオードD5 を介して平滑コンデンサC5 が充電さ
れ、その充電電圧が充分に高くなると、駆動回路Dとタ
イマー回路Eが動作可能となる。すなわち、ベーストラ
ンスBTによってトランジスタQ1 がオフするタイミン
グで、トランジスタQ2 をオンする起電力が生じ、トラ
ンジスタQ1 がオフ、トランジスタQ2 がオンとなった
とき、同時に抵抗R17を介してトランジスタQ9 がオン
となり、トランジスタQ8 がオフされるため、抵抗R15
を介して積分コンデンサC10の電位が上昇し、抵抗R18
と可変抵抗VRで設定された基準電位に達すると、コン
パレータCPが動作し、抵抗R14を介してトランジスタ
Q7 ,Q6 がオンする。これにより、トランジスタQ2
のベースがトランジスタQ6 にて短絡され、トランジス
タQ2 はオフされる。同時に、ベーストランスBTによ
ってトランジスタQ1 がオンし、以下、同様の動作を繰
り返す。
回路Aによりインバータが動作を始めるが、ベーストラ
ンスBTには、トランジスタQ2 を駆動するための2次
巻線が追加されているので、トランジスタQ1 ,Q2 と
もにベーストランスBTの2次巻線によって駆動され、
図7の従来例で説明した通りの自励発振動作を行う。イ
ンバータが自励発振動作を開始すると、コンデンサC8
とダイオードD5 を介して平滑コンデンサC5 が充電さ
れ、その充電電圧が充分に高くなると、駆動回路Dとタ
イマー回路Eが動作可能となる。すなわち、ベーストラ
ンスBTによってトランジスタQ1 がオフするタイミン
グで、トランジスタQ2 をオンする起電力が生じ、トラ
ンジスタQ1 がオフ、トランジスタQ2 がオンとなった
とき、同時に抵抗R17を介してトランジスタQ9 がオン
となり、トランジスタQ8 がオフされるため、抵抗R15
を介して積分コンデンサC10の電位が上昇し、抵抗R18
と可変抵抗VRで設定された基準電位に達すると、コン
パレータCPが動作し、抵抗R14を介してトランジスタ
Q7 ,Q6 がオンする。これにより、トランジスタQ2
のベースがトランジスタQ6 にて短絡され、トランジス
タQ2 はオフされる。同時に、ベーストランスBTによ
ってトランジスタQ1 がオンし、以下、同様の動作を繰
り返す。
【0016】図9の従来例では、可変抵抗VRによりコ
ンパレータCPの基準電位を変えることによって、トラ
ンジスタQ2 をオフさせるまでのタイマー時間を変える
ことができ、したがって、インバータの出力制御が容易
となる。この回路では、インバータが安定動作するまで
の間において、図8で述べたような安定した制御電源は
必要でなく、インバータの自励発振動作後、インバータ
の出力の一部で制御電源を得ることができるため、制御
電源回路の電力損失が少なく、装置全体の形状も小型化
できる。
ンパレータCPの基準電位を変えることによって、トラ
ンジスタQ2 をオフさせるまでのタイマー時間を変える
ことができ、したがって、インバータの出力制御が容易
となる。この回路では、インバータが安定動作するまで
の間において、図8で述べたような安定した制御電源は
必要でなく、インバータの自励発振動作後、インバータ
の出力の一部で制御電源を得ることができるため、制御
電源回路の電力損失が少なく、装置全体の形状も小型化
できる。
【0017】しかしながら、このようなインバータ制御
方式では、トランジスタQ2 のオン時間幅を自励発振動
作時よりも小さくして、出力を低減するような制御とな
っているので、高出力から低出力まで、制御範囲を広げ
るには、自励発振動作時のトランジスタQ2 のオン時間
幅、換言すれば、出力を十分大きく設定する必要があ
る。このため、起動回路Aによってインバータが自励発
振動作を開始するとき、例えば、予めフィラメントを予
熱して始動させる蛍光灯負荷のように、スタンバイされ
ていない状態の負荷に、出力が最大の状態である自励発
振動作時の出力が印加されるので、負荷寿命の短縮、回
路部品へのストレス増大等の問題を生じ、システムの信
頼性の点から好ましくない。
方式では、トランジスタQ2 のオン時間幅を自励発振動
作時よりも小さくして、出力を低減するような制御とな
っているので、高出力から低出力まで、制御範囲を広げ
るには、自励発振動作時のトランジスタQ2 のオン時間
幅、換言すれば、出力を十分大きく設定する必要があ
る。このため、起動回路Aによってインバータが自励発
振動作を開始するとき、例えば、予めフィラメントを予
熱して始動させる蛍光灯負荷のように、スタンバイされ
ていない状態の負荷に、出力が最大の状態である自励発
振動作時の出力が印加されるので、負荷寿命の短縮、回
路部品へのストレス増大等の問題を生じ、システムの信
頼性の点から好ましくない。
【0018】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した従
来例の欠点に鑑みてなされたものであり、出力を可変制
御できる制御性の高いインバータ装置において、制御電
源回路の小型化と低損失化を図るとともに、電源投入時
の負荷への過大出力を抑制して、信頼性の高いインバー
タ装置を提供することを目的とするものである。
来例の欠点に鑑みてなされたものであり、出力を可変制
御できる制御性の高いインバータ装置において、制御電
源回路の小型化と低損失化を図るとともに、電源投入時
の負荷への過大出力を抑制して、信頼性の高いインバー
タ装置を提供することを目的とするものである。
【0019】
【課題を解決するための手段】図1のインバータ装置で
は、上記の課題を解決するために、スイッチングトラン
ジスタQ2 を駆動するためのベーストランスBTの2次
巻線からダイオードD 7 を介してコンデンサC5 を充電
し、このコンデンサC5 の充電電圧を制御回路Gの動作
電源電圧としたものである。コンデンサC5 を充電する
ダイオードD7 には、図2に示すように、低インピーダ
ンスの抵抗R19を直列的に接続しても良い。また、図3
に示すように、ベーストランスBTの2次巻線を巻き上
げて、その巻き上げた端部から、ダイオードD7を介し
てコンデンサC5 を充電することが好ましい。なお、ス
イッチングトランジスタQ1 の側にも、図4に示すよう
に、同様の回路を設けても構わない。
は、上記の課題を解決するために、スイッチングトラン
ジスタQ2 を駆動するためのベーストランスBTの2次
巻線からダイオードD 7 を介してコンデンサC5 を充電
し、このコンデンサC5 の充電電圧を制御回路Gの動作
電源電圧としたものである。コンデンサC5 を充電する
ダイオードD7 には、図2に示すように、低インピーダ
ンスの抵抗R19を直列的に接続しても良い。また、図3
に示すように、ベーストランスBTの2次巻線を巻き上
げて、その巻き上げた端部から、ダイオードD7を介し
てコンデンサC5 を充電することが好ましい。なお、ス
イッチングトランジスタQ1 の側にも、図4に示すよう
に、同様の回路を設けても構わない。
【0020】さらに、図5に示すように、インバータ回
路の高周波出力により、制御電源用のコンデンサC5 を
充電する場合には、その充電電圧をベーストランスBT
の2次巻線出力のピーク電圧値よりも高く設定すること
が好ましい。また、図6に示すように、制御電源用のコ
ンデンサC5 と、過大出力防止用のコンデンサC50をダ
イオードD9 で分離すれば、ベーストランスBTの2次
巻線回路を制御回路の電源とは独立して設計できるの
で、好都合である。
路の高周波出力により、制御電源用のコンデンサC5 を
充電する場合には、その充電電圧をベーストランスBT
の2次巻線出力のピーク電圧値よりも高く設定すること
が好ましい。また、図6に示すように、制御電源用のコ
ンデンサC5 と、過大出力防止用のコンデンサC50をダ
イオードD9 で分離すれば、ベーストランスBTの2次
巻線回路を制御回路の電源とは独立して設計できるの
で、好都合である。
【0021】
【作用】図1に示す回路では、スイッチングトランジス
タQ2 を駆動するためのベーストランスBTの2次巻線
出力により、ダイオードD7 を介してコンデンサC5 を
充電し、このコンデンサC5 の充電電圧を制御回路Gの
動作電源電圧としているので、電源投入直後には、コン
デンサC5 の充電電圧が低いことから、スイッチングト
ランジスタQ2 の駆動電力がコンデンサC5 にバイパス
されることになり、これにより、スイッチングトランジ
スタQ2 のオン期間が短くなって、インバータ装置は微
弱な発振で動作を開始する。そして、コンデンサC5 の
充電電圧が上昇すると、スイッチングトランジスタQ2
の駆動電力が増加するが、そのときには、スイッチング
トランジスタQ2がオンした後、一定時間後に制御回路
GによりトランジスタQ6 をオンさせることにより、ス
イッチングトランジスタQ2 のオン時間を制限し、過大
な出力が生じることはない。本発明の更に詳しい作用に
ついては、以下に述べる実施例の説明において詳述され
る。
タQ2 を駆動するためのベーストランスBTの2次巻線
出力により、ダイオードD7 を介してコンデンサC5 を
充電し、このコンデンサC5 の充電電圧を制御回路Gの
動作電源電圧としているので、電源投入直後には、コン
デンサC5 の充電電圧が低いことから、スイッチングト
ランジスタQ2 の駆動電力がコンデンサC5 にバイパス
されることになり、これにより、スイッチングトランジ
スタQ2 のオン期間が短くなって、インバータ装置は微
弱な発振で動作を開始する。そして、コンデンサC5 の
充電電圧が上昇すると、スイッチングトランジスタQ2
の駆動電力が増加するが、そのときには、スイッチング
トランジスタQ2がオンした後、一定時間後に制御回路
GによりトランジスタQ6 をオンさせることにより、ス
イッチングトランジスタQ2 のオン時間を制限し、過大
な出力が生じることはない。本発明の更に詳しい作用に
ついては、以下に述べる実施例の説明において詳述され
る。
【0022】
【実施例】図1は本発明の第1実施例の回路図である。
以下、本実施例の回路構成について説明する。交流電源
の整流出力が印加される電源端子X,Yには、平滑コン
デンサC0 が接続されている。平滑コンデンサC0 に
は、ダイオードD1 ,D2 をそれぞれ逆並列接続された
スイッチング用のトランジスタQ1 ,Q2 の直列回路が
接続されており、各トランジスタQ1 ,Q2 のエミッタ
には、それぞれ抵抗R 3 ,R4 が直列的に挿入されてい
る。これらの抵抗R3 ,R4 は、通称エミッタ抵抗と呼
ばれる負帰還抵抗であり、トランジスタQ1 ,Q2 のオ
ーバードライブ防止用である。トランジスタQ2 のコレ
クタと電源端子Yの間には、ベーストランスBTの1次
巻線とインダクタLを介して、負荷LaとコンデンサC
3 の並列回路が接続されている。ベーストランスBTは
2つの2次巻線を備えている。一方の2次巻線は抵抗R
1 ,R3 を介してトランジスタQ1 のベース・エミッタ
間に接続されている。また、他方の2次巻線は抵抗
R2 ,R4 を介してトランジスタQ2 のベース・エミッ
タ間に接続されると共に、ダイオードD7 を介してコン
デンサC5 にも接続されている。コンデンサC5 に得ら
れる直流低電圧は制御回路Gと他の回路Fに供給されて
いる。抵抗R5 とコンデンサC2 、トリガー素子Q3 及
びダイオードD3 は、上述の図7で説明したのと同様の
起動回路を構成している。
以下、本実施例の回路構成について説明する。交流電源
の整流出力が印加される電源端子X,Yには、平滑コン
デンサC0 が接続されている。平滑コンデンサC0 に
は、ダイオードD1 ,D2 をそれぞれ逆並列接続された
スイッチング用のトランジスタQ1 ,Q2 の直列回路が
接続されており、各トランジスタQ1 ,Q2 のエミッタ
には、それぞれ抵抗R 3 ,R4 が直列的に挿入されてい
る。これらの抵抗R3 ,R4 は、通称エミッタ抵抗と呼
ばれる負帰還抵抗であり、トランジスタQ1 ,Q2 のオ
ーバードライブ防止用である。トランジスタQ2 のコレ
クタと電源端子Yの間には、ベーストランスBTの1次
巻線とインダクタLを介して、負荷LaとコンデンサC
3 の並列回路が接続されている。ベーストランスBTは
2つの2次巻線を備えている。一方の2次巻線は抵抗R
1 ,R3 を介してトランジスタQ1 のベース・エミッタ
間に接続されている。また、他方の2次巻線は抵抗
R2 ,R4 を介してトランジスタQ2 のベース・エミッ
タ間に接続されると共に、ダイオードD7 を介してコン
デンサC5 にも接続されている。コンデンサC5 に得ら
れる直流低電圧は制御回路Gと他の回路Fに供給されて
いる。抵抗R5 とコンデンサC2 、トリガー素子Q3 及
びダイオードD3 は、上述の図7で説明したのと同様の
起動回路を構成している。
【0023】次に、制御回路の構成について説明する。
トランジスタQ2 のベースと電源端子Yの間には、トラ
ンジスタQ6 のコレクタ・エミッタ間が接続されてい
る。このトランジスタQ6 は、定常時にトランジスタQ
2 のONデューティを制御するためのもので、制御回路
Gによって駆動される。制御回路Gでは、コンデンサC
5 の電圧を抵抗R18と可変抵抗VRで分圧して、コンパ
レータCPの反転入力端子(−)に基準電圧として印加
している。また、コンデンサC5 の電圧により、抵抗R
15を介してコンデンサC10を充電し、このコンデンサC
10の充電電圧を、コンパレータCPの非反転入力端子
(+)に印加している。コンデンサC10の両端には、充
電電荷を放電するためのトランジスタQ8 が並列接続さ
れている。トランジスタQ8 のベースには、抵抗R16を
介してコンデンサC5 によりバイアスを与えられてい
る。トランジスタQ8 のベース・エミッタ間には、トラ
ンジスタQ9 が接続されている。トランジスタQ9 のベ
ース・エミッタ間には、抵抗R17を介してベーストラン
スBTの2次巻線が接続されている。コンパレータCP
は、オープンコレクタ出力型であり、コンデンサC10の
充電電圧が可変抵抗VRの基準電圧未満であるときに
は、コンパレータCPの出力はLowレベルとなり、コ
ンデンサC10の充電電圧が可変抵抗VRの基準電圧以上
であるときには、コンパレータCPの出力は高インピー
ダンス状態となる。コンパレータCPの出力は、トラン
ジスタQ7 のベースに接続されている。トランジスタQ
7 のコレクタとベースは、それぞれ抵抗R12とR14を介
してコンデンサC5 の正端子に接続されている。トラン
ジスタQ7 のエミッタは、抵抗R13を介してコンデンサ
C5 の負端子に接続されると共に、トランジスタQ6 の
ベースに接続されている。
トランジスタQ2 のベースと電源端子Yの間には、トラ
ンジスタQ6 のコレクタ・エミッタ間が接続されてい
る。このトランジスタQ6 は、定常時にトランジスタQ
2 のONデューティを制御するためのもので、制御回路
Gによって駆動される。制御回路Gでは、コンデンサC
5 の電圧を抵抗R18と可変抵抗VRで分圧して、コンパ
レータCPの反転入力端子(−)に基準電圧として印加
している。また、コンデンサC5 の電圧により、抵抗R
15を介してコンデンサC10を充電し、このコンデンサC
10の充電電圧を、コンパレータCPの非反転入力端子
(+)に印加している。コンデンサC10の両端には、充
電電荷を放電するためのトランジスタQ8 が並列接続さ
れている。トランジスタQ8 のベースには、抵抗R16を
介してコンデンサC5 によりバイアスを与えられてい
る。トランジスタQ8 のベース・エミッタ間には、トラ
ンジスタQ9 が接続されている。トランジスタQ9 のベ
ース・エミッタ間には、抵抗R17を介してベーストラン
スBTの2次巻線が接続されている。コンパレータCP
は、オープンコレクタ出力型であり、コンデンサC10の
充電電圧が可変抵抗VRの基準電圧未満であるときに
は、コンパレータCPの出力はLowレベルとなり、コ
ンデンサC10の充電電圧が可変抵抗VRの基準電圧以上
であるときには、コンパレータCPの出力は高インピー
ダンス状態となる。コンパレータCPの出力は、トラン
ジスタQ7 のベースに接続されている。トランジスタQ
7 のコレクタとベースは、それぞれ抵抗R12とR14を介
してコンデンサC5 の正端子に接続されている。トラン
ジスタQ7 のエミッタは、抵抗R13を介してコンデンサ
C5 の負端子に接続されると共に、トランジスタQ6 の
ベースに接続されている。
【0024】以下、本実施例の動作について説明する。
電源が投入されると、抵抗R5 を介してコンデンサC2
が充電され、その充電電圧がトリガー素子Q3 のブレー
クオーバー電圧に達すると、トリガー素子Q3 が導通
し、コンデンサC2 の電荷をトランジスタQ2 のベース
に供給し、この動作の繰り返しによって、トランジスタ
Q2 は間欠的にON/OFFする。これによって、イン
ダクタLとコンデンサC 3 の直列共振回路に微弱な電流
が生じ、この電流によってベーストランスBTの2次巻
線に起電力を発生し、トランジスタQ1もON/OFF
動作を開始し、トランジスタQ1 ,Q2 が交互にON/
OFFを継続して、インバータが起動する。このとき、
ベーストランスBTのトランジスタQ2 側の2次巻線
は、ダイオードD7 を介して容量の大きい平滑コンデン
サC5 に接続されているため、コンデンサC5 の電位が
低い間は、2次巻線の起電力も充分上昇せず、したがっ
て、ダイオードD7 とコンデンサC5 の回路が無い場合
に比べて、トランジスタQ2 のONデューティは小さく
なり、インバータの発振出力も抑制される。やがて、平
滑コンデンサC5の電位が充分確保されると、前述のコ
ンパレータCPを有する制御回路Gが動作し、可変抵抗
VRで設定したONデューティでトランジスタQ 2 が制
御される。すなわち、トランジスタQ2 にベース電流が
供給されるタイミングでトランジスタQ9 がオン、トラ
ンジスタQ8 がオフして、コンデンサC10が充電を開始
し、一定時間経過後にコンパレータCPの出力によりト
ランジスタQ7 ,Q6 をオンして強制的にトランジスタ
Q2 をオフ、トランジスタQ1 をオンさせるものであ
る。なお、図中の回路ブロックFは、その他の制御回路
を表す。
電源が投入されると、抵抗R5 を介してコンデンサC2
が充電され、その充電電圧がトリガー素子Q3 のブレー
クオーバー電圧に達すると、トリガー素子Q3 が導通
し、コンデンサC2 の電荷をトランジスタQ2 のベース
に供給し、この動作の繰り返しによって、トランジスタ
Q2 は間欠的にON/OFFする。これによって、イン
ダクタLとコンデンサC 3 の直列共振回路に微弱な電流
が生じ、この電流によってベーストランスBTの2次巻
線に起電力を発生し、トランジスタQ1もON/OFF
動作を開始し、トランジスタQ1 ,Q2 が交互にON/
OFFを継続して、インバータが起動する。このとき、
ベーストランスBTのトランジスタQ2 側の2次巻線
は、ダイオードD7 を介して容量の大きい平滑コンデン
サC5 に接続されているため、コンデンサC5 の電位が
低い間は、2次巻線の起電力も充分上昇せず、したがっ
て、ダイオードD7 とコンデンサC5 の回路が無い場合
に比べて、トランジスタQ2 のONデューティは小さく
なり、インバータの発振出力も抑制される。やがて、平
滑コンデンサC5の電位が充分確保されると、前述のコ
ンパレータCPを有する制御回路Gが動作し、可変抵抗
VRで設定したONデューティでトランジスタQ 2 が制
御される。すなわち、トランジスタQ2 にベース電流が
供給されるタイミングでトランジスタQ9 がオン、トラ
ンジスタQ8 がオフして、コンデンサC10が充電を開始
し、一定時間経過後にコンパレータCPの出力によりト
ランジスタQ7 ,Q6 をオンして強制的にトランジスタ
Q2 をオフ、トランジスタQ1 をオンさせるものであ
る。なお、図中の回路ブロックFは、その他の制御回路
を表す。
【0025】本発明によれば、電源投入時にインバータ
が自励動作を行うとき、ベーストランスBTの2次巻線
にダイオードD7 を介して制御回路電源用の平滑コンデ
ンサC5 を接続するため、スイッチングトランジスタQ
2 のベース電流が抑制され、したがって、微弱な発振か
ら動作を始めることができる。上記平滑コンデンサC 5
が充電され、電位が上昇するにつれて流れ込む電流が減
少するので、トランジスタQ2 のベース電流が徐々に増
えて、強い発振へ移行する。また、平滑コンデンサC5
に充分な電位が得られると、制御回路Gが作動して、ト
ランジスタQ2 のONデューティを予め設定したインバ
ータ出力が得られるように制御するので、電源投入時
に、負荷Laに過大な出力が印加されることを防止で
き、しかもトランジスタQ2 のオン時間幅の制御によっ
てインバータの発振出力を広範囲に変化させることがで
きる。
が自励動作を行うとき、ベーストランスBTの2次巻線
にダイオードD7 を介して制御回路電源用の平滑コンデ
ンサC5 を接続するため、スイッチングトランジスタQ
2 のベース電流が抑制され、したがって、微弱な発振か
ら動作を始めることができる。上記平滑コンデンサC 5
が充電され、電位が上昇するにつれて流れ込む電流が減
少するので、トランジスタQ2 のベース電流が徐々に増
えて、強い発振へ移行する。また、平滑コンデンサC5
に充分な電位が得られると、制御回路Gが作動して、ト
ランジスタQ2 のONデューティを予め設定したインバ
ータ出力が得られるように制御するので、電源投入時
に、負荷Laに過大な出力が印加されることを防止で
き、しかもトランジスタQ2 のオン時間幅の制御によっ
てインバータの発振出力を広範囲に変化させることがで
きる。
【0026】図2は図1におけるベーストランスBT、
ダイオードD7 、制御回路G、平滑コンデンサC5 の部
分の回路構成を改良した第2の実施例の要部回路図であ
る。この実施例では、ダイオードD7 と直列に、低イン
ピーダンス素子(抵抗R19又はインダクタンス)を接続
したものである。これは電源投入時の異常発振を防止す
る効果がある。この異常発振については、電源投入時
に、ベーストランスBTの2次巻線が一瞬ダイオードD
7 とコンデンサC5 で短絡され、過大電流が発生するこ
とにより、寄生振動が生じるためと推定される。本実施
例では、低インピーダンス素子の挿入により、過大電流
の発生を防止し、異常発振に陥ることを防止しているも
のである。
ダイオードD7 、制御回路G、平滑コンデンサC5 の部
分の回路構成を改良した第2の実施例の要部回路図であ
る。この実施例では、ダイオードD7 と直列に、低イン
ピーダンス素子(抵抗R19又はインダクタンス)を接続
したものである。これは電源投入時の異常発振を防止す
る効果がある。この異常発振については、電源投入時
に、ベーストランスBTの2次巻線が一瞬ダイオードD
7 とコンデンサC5 で短絡され、過大電流が発生するこ
とにより、寄生振動が生じるためと推定される。本実施
例では、低インピーダンス素子の挿入により、過大電流
の発生を防止し、異常発振に陥ることを防止しているも
のである。
【0027】図3は本発明の第3の実施例の要部回路図
である。この実施例では、図2におけるベーストランス
BTの2次巻線を更に巻き上げて、その巻き上げた端部
に、ダイオードD7 と抵抗R19及びコンデンサC5 の直
列回路を接続したものである。この回路構成は、制御回
路Gの電源電圧をより高く設定したい場合に有効であ
る。
である。この実施例では、図2におけるベーストランス
BTの2次巻線を更に巻き上げて、その巻き上げた端部
に、ダイオードD7 と抵抗R19及びコンデンサC5 の直
列回路を接続したものである。この回路構成は、制御回
路Gの電源電圧をより高く設定したい場合に有効であ
る。
【0028】図4は本発明の第4の実施例の要部回路図
である。この実施例では、図1におけるベーストランス
BTのトランジスタQ1 側の2次巻線にも、トランジス
タQ 2 側の2次巻線と同様に、ダイオードD70とコンデ
ンサC50及び制御回路G0 よりなる回路を付加したもの
である。この回路構成では、トランジスタQ1 ,Q2 と
もにONデューティを変えることが可能となり、また、
ONデューティを同時に変えることによる周波数制御も
可能となり、インバータの出力制御性が一層良好とな
る。
である。この実施例では、図1におけるベーストランス
BTのトランジスタQ1 側の2次巻線にも、トランジス
タQ 2 側の2次巻線と同様に、ダイオードD70とコンデ
ンサC50及び制御回路G0 よりなる回路を付加したもの
である。この回路構成では、トランジスタQ1 ,Q2 と
もにONデューティを変えることが可能となり、また、
ONデューティを同時に変えることによる周波数制御も
可能となり、インバータの出力制御性が一層良好とな
る。
【0029】図5は本発明の第5実施例の回路図であ
る。インバータ主回路の構成は、図1の実施例と同様で
ある。ただし、制御回路の電源となるコンデンサC
5 は、スイッチングトランジスタQ1 ,Q2 の接続点か
ら、コンデンサC8 とダイオードD 5 を介して充電して
いる。コンデンサC8 の電荷はダイオードD6 により放
電される。また、ベーストランスBTのトランジスタQ
2 側の2次巻線は巻き上げられて、その巻き上げた端部
はダイオードD7 ,R19を介してコンデンサC5 に接続
されている。さらに、抵抗R2 を介してトランジスタQ
2 のベースに接続されるタップは、ダイオードD8 を介
してコンデンサC11に接続されており、コンデンサC11
の充電電圧は、抵抗R12とトランジスタQ7 を介してト
ランジスタQ6 のベース駆動電源とされている。その他
の回路構成については、図1の実施例と同じである。
る。インバータ主回路の構成は、図1の実施例と同様で
ある。ただし、制御回路の電源となるコンデンサC
5 は、スイッチングトランジスタQ1 ,Q2 の接続点か
ら、コンデンサC8 とダイオードD 5 を介して充電して
いる。コンデンサC8 の電荷はダイオードD6 により放
電される。また、ベーストランスBTのトランジスタQ
2 側の2次巻線は巻き上げられて、その巻き上げた端部
はダイオードD7 ,R19を介してコンデンサC5 に接続
されている。さらに、抵抗R2 を介してトランジスタQ
2 のベースに接続されるタップは、ダイオードD8 を介
してコンデンサC11に接続されており、コンデンサC11
の充電電圧は、抵抗R12とトランジスタQ7 を介してト
ランジスタQ6 のベース駆動電源とされている。その他
の回路構成については、図1の実施例と同じである。
【0030】上述の第1乃至第4の実施例では、ベース
トランスBTの2次巻線よりダイオードD7 を介してコ
ンデンサC5 を充電することにより、制御回路の電源を
得ていたが、本実施例では、コンデンサC8 とダイオー
ドD5 を介する経路でコンデンサC5 を充電している。
ベーストランスBTの2次巻線の定常時の誘起電圧(ピ
ーク値)を、制御回路の電源電圧よりも低く設定するこ
とにより、ダイオードD7 と抵抗R19を介してコンデン
サC5 を充電する回路は、電源投入の過渡時にのみ機能
させ、定常時にはコンデンサC8 を介する充電経路によ
り充分な電圧をコンデンサC5 に確保すれば、ダイオー
ドD7 がダイオードスイッチとして機能し、定常時に、
制御電源とベーストランスBTの2次巻線回路とを遮断
する。このように構成することにより、ベーストランス
BTを含むベース回路設計と制御回路及び制御電源回路
の設計を分離して行うことができ、設計余裕度の向上、
設計簡易化が可能となる。
トランスBTの2次巻線よりダイオードD7 を介してコ
ンデンサC5 を充電することにより、制御回路の電源を
得ていたが、本実施例では、コンデンサC8 とダイオー
ドD5 を介する経路でコンデンサC5 を充電している。
ベーストランスBTの2次巻線の定常時の誘起電圧(ピ
ーク値)を、制御回路の電源電圧よりも低く設定するこ
とにより、ダイオードD7 と抵抗R19を介してコンデン
サC5 を充電する回路は、電源投入の過渡時にのみ機能
させ、定常時にはコンデンサC8 を介する充電経路によ
り充分な電圧をコンデンサC5 に確保すれば、ダイオー
ドD7 がダイオードスイッチとして機能し、定常時に、
制御電源とベーストランスBTの2次巻線回路とを遮断
する。このように構成することにより、ベーストランス
BTを含むベース回路設計と制御回路及び制御電源回路
の設計を分離して行うことができ、設計余裕度の向上、
設計簡易化が可能となる。
【0031】図6は本発明の第6実施例の要部回路図で
ある。本実施例では、図5の回路において、制御回路G
の電源供給用の平滑コンデンサC5 とは別に、電源投入
時の過大出力防止用のコンデンサC50を設けて、ダイオ
ードD7 と抵抗R19を介してベーストランスBTの出力
により充電している。コンデンサC50はダイオードD 9
と抵抗R20を介してコンデンサC5 に接続されている。
コンデンサC5 には電圧規制用のツェナダイオードDZ
が並列接続されている。この回路構成では、電源投入時
の過大出力防止用のコンデンサC50の容量を、制御電源
用のコンデンサC5 の容量とは独立して設定することが
でき、過大出力防止回路の設計を容易とすることができ
る。
ある。本実施例では、図5の回路において、制御回路G
の電源供給用の平滑コンデンサC5 とは別に、電源投入
時の過大出力防止用のコンデンサC50を設けて、ダイオ
ードD7 と抵抗R19を介してベーストランスBTの出力
により充電している。コンデンサC50はダイオードD 9
と抵抗R20を介してコンデンサC5 に接続されている。
コンデンサC5 には電圧規制用のツェナダイオードDZ
が並列接続されている。この回路構成では、電源投入時
の過大出力防止用のコンデンサC50の容量を、制御電源
用のコンデンサC5 の容量とは独立して設定することが
でき、過大出力防止回路の設計を容易とすることができ
る。
【0032】
【発明の効果】請求項1記載の発明では、直列に接続さ
れた第1及び第2のスイッチング素子を電流帰還用トラ
ンスの1対の2次巻線出力により駆動して自励発振する
インバータ装置において、少なくとも一方のスイッチン
グ素子のオン時点を検出する検出回路と、オン時点から
一定時間後に前記一方のスイッチング素子を強制的にオ
フさせるためのタイマー回路の動作電源を平滑コンデン
サから供給し、この平滑コンデンサを前記一方のスイッ
チング素子を駆動するためのトランスの2次巻線出力に
よりダイオードを介して充電するように構成にしたの
で、電源投入直後、検出回路とタイマー回路に動作電源
を与える平滑コンデンサの電圧が低いときには、前記一
方のスイッチング素子の駆動電力が抑制され、したがっ
て、微弱な発振から動作を開始できるという効果があ
る。また、前記平滑コンデンサが充電されて、その充電
電位が上昇するにつれて、前記平滑コンデンサに流れ込
む電流が減少するので、スイッチング素子に供給される
駆動電力が徐々に増加し、次第に強い発振へ移行する
が、平滑コンデンサに充分な電圧が得られると、検出回
路とタイマー回路が作動して、予め設定されたインバー
タ出力が得られるように、スイッチング素子のオン期間
を制御されるので、電源投入時から定常時に至るまで、
負荷に過大出力が印加されることを防止でき、しかもタ
イマー回路の制御によってインバータの出力を広範囲に
制御できるという利点がある。
れた第1及び第2のスイッチング素子を電流帰還用トラ
ンスの1対の2次巻線出力により駆動して自励発振する
インバータ装置において、少なくとも一方のスイッチン
グ素子のオン時点を検出する検出回路と、オン時点から
一定時間後に前記一方のスイッチング素子を強制的にオ
フさせるためのタイマー回路の動作電源を平滑コンデン
サから供給し、この平滑コンデンサを前記一方のスイッ
チング素子を駆動するためのトランスの2次巻線出力に
よりダイオードを介して充電するように構成にしたの
で、電源投入直後、検出回路とタイマー回路に動作電源
を与える平滑コンデンサの電圧が低いときには、前記一
方のスイッチング素子の駆動電力が抑制され、したがっ
て、微弱な発振から動作を開始できるという効果があ
る。また、前記平滑コンデンサが充電されて、その充電
電位が上昇するにつれて、前記平滑コンデンサに流れ込
む電流が減少するので、スイッチング素子に供給される
駆動電力が徐々に増加し、次第に強い発振へ移行する
が、平滑コンデンサに充分な電圧が得られると、検出回
路とタイマー回路が作動して、予め設定されたインバー
タ出力が得られるように、スイッチング素子のオン期間
を制御されるので、電源投入時から定常時に至るまで、
負荷に過大出力が印加されることを防止でき、しかもタ
イマー回路の制御によってインバータの出力を広範囲に
制御できるという利点がある。
【0033】請求項2の発明では、第3のダイオードと
直列に低インピーダンス素子を接続したことにより、電
源投入直後の異常発振を防止できるという効果がある。
直列に低インピーダンス素子を接続したことにより、電
源投入直後の異常発振を防止できるという効果がある。
【0034】請求項3の発明では、前記一方のスイッチ
ング素子を駆動するための前記トランスの2次巻線を巻
き上げた端子に第3のダイオードを接続したことによ
り、検出回路やタイマー回路の電源電圧を高く設定でき
るという効果がある。
ング素子を駆動するための前記トランスの2次巻線を巻
き上げた端子に第3のダイオードを接続したことによ
り、検出回路やタイマー回路の電源電圧を高く設定でき
るという効果がある。
【0035】請求項4の発明では、第1及び第2のスイ
ッチング素子の動作により発生する高周波電圧の一部を
整流して前記平滑コンデンサを充電する経路を構成し、
その充電電圧は前記トランスの2次巻線電圧の波高値以
上に設定したことにより、定常時に2次巻線回路を制御
用電源と分離できるという効果がある。
ッチング素子の動作により発生する高周波電圧の一部を
整流して前記平滑コンデンサを充電する経路を構成し、
その充電電圧は前記トランスの2次巻線電圧の波高値以
上に設定したことにより、定常時に2次巻線回路を制御
用電源と分離できるという効果がある。
【0036】請求項5の発明では、第3のダイオードと
直列に同方向のダイオードを接続し、ダイオードの接続
点と接地点の間に過大出力防止用の平滑コンデンサを接
続したことにより、制御用の電源となる平滑コンデンサ
と、過大出力防止用の平滑コンデンサの設計を分離して
行うことができるという効果がある。
直列に同方向のダイオードを接続し、ダイオードの接続
点と接地点の間に過大出力防止用の平滑コンデンサを接
続したことにより、制御用の電源となる平滑コンデンサ
と、過大出力防止用の平滑コンデンサの設計を分離して
行うことができるという効果がある。
【0037】請求項6の発明では、他方のスイッチング
素子についても同様の回路構成を採用したので、周波数
制御が可能となり、インバータ装置の出力可変範囲が広
くなり、また、両方のスイッチング素子の過大電流を防
止できるので、電源投入直後の過大な出力を確実に防止
できるという効果がある。
素子についても同様の回路構成を採用したので、周波数
制御が可能となり、インバータ装置の出力可変範囲が広
くなり、また、両方のスイッチング素子の過大電流を防
止できるので、電源投入直後の過大な出力を確実に防止
できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1実施例の回路図である。
【図2】本発明の第2実施例の要部回路図である。
【図3】本発明の第3実施例の要部回路図である。
【図4】本発明の第4実施例の要部回路図である。
【図5】本発明の第5実施例の回路図である。
【図6】本発明の第6実施例の要部回路図である。
【図7】従来例の回路図である。
【図8】他の従来例の回路図である。
【図9】別の従来例の回路図である。
C0 平滑コンデンサ Q1 トランジスタ Q2 トランジスタ L インダクタ C3 コンデンサ C5 コンデンサ La 負荷 BT ベーストランス G 制御回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山田 晃司 大阪府門真市大字門真1048番地 松下電 工株式会社内 (56)参考文献 特開 昭62−77860(JP,A) 特開 昭63−249475(JP,A) 特開 昭63−110962(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H05B 41/24
Claims (6)
- 【請求項1】 直流の入力電源と、この入力電源間に
接続した第1及び第2のスイッチング素子の直列回路
と、第1及び第2のスイッチング素子にそれぞれ逆並列
に接続された第1及び第2のダイオードと、第1及び第
2のスイッチング素子の接続点と上記直流入力電源の一
端間に接続された負荷と、第1及び第2のスイッチング
素子の各制御端子間にそれぞれ接続された一対の2次巻
線を有し1次巻線を負荷電流路に挿入されたトランス
と、少なくとも一方のスイッチング素子の制御端子間に
接続された第3のスイッチング素子と、前記一方のスイ
ッチング素子が導通状態であることを検出する検出回路
と、前記検出時より一定時間後に第3のスイッチング素
子を導通させるタイマー回路と、少なくとも前記検出回
路とタイマー回路を含む制御回路の電源となる平滑コン
デンサと、前記一方のスイッチング素子の制御端子間に
接続された前記トランスの2次巻線出力により前記平滑
コンデンサを充電する第3のダイオードとを備え、電源
投入後、前記平滑コンデンサの充電電圧が前記制御回路
の動作可能電圧に達するまでの間は、第3のダイオード
を介して前記一方のスイッチング素子の駆動電力が前記
平滑コンデンサにバイパスされることにより前記一方の
スイッチング素子のオン期間が制限され、前記平滑コン
デンサの充電電圧が前記制御回路の動作可能電圧に達し
た後は、第3のスイッチング素子の導通により前記一方
のスイッチング素子のオン期間が制限されることを特徴
とするインバータ装置。 - 【請求項2】 第3のダイオードと直列に低インピー
ダンス素子を接続したことを特徴とする請求項1記載の
インバータ装置。 - 【請求項3】 前記一方のスイッチング素子を駆動す
るための前記トランスの2次巻線を巻き上げた端子に第
3のダイオードを接続したことを特徴とする請求項1又
は2のいずれかに記載のインバータ装置。 - 【請求項4】 第1及び第2のスイッチング素子の動
作により発生する高周波電圧の一部を整流して前記平滑
コンデンサを前記トランスの2次巻線電圧の波高値以上
に充電する経路を構成したことを特徴とする請求項1〜
3のいずれか1項に記載のインバータ装置。 - 【請求項5】 第3のダイオードと直列に同方向のダ
イオードを接続し、ダイオードの接続点と接地点の間に
過大出力防止用の平滑コンデンサを接続したことを特徴
とする請求項1〜4のいずれか1項に記載のインバータ
装置。 - 【請求項6】 他方のスイッチング素子の制御端子間
に接続された第4のスイッチング素子と、前記他方のス
イッチング素子が導通状態であることを検出する第2の
検出回路と、前記検出時より一定時間後に第4のスイッ
チング素子を導通させる第2のタイマー回路と、少なく
とも第2の検出回路と第2のタイマー回路を含む第2の
制御回路の電源となる第2の平滑コンデンサと、前記他
方のスイッチング素子を駆動するための前記トランスの
2次巻線出力により前記第2の平滑コンデンサを充電す
る第4のダイオードとを備えることを特徴とする請求項
1〜5のいずれか1項に記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14363091A JP3200871B2 (ja) | 1991-06-15 | 1991-06-15 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14363091A JP3200871B2 (ja) | 1991-06-15 | 1991-06-15 | インバータ装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04368798A JPH04368798A (ja) | 1992-12-21 |
JP3200871B2 true JP3200871B2 (ja) | 2001-08-20 |
Family
ID=15343226
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP14363091A Expired - Fee Related JP3200871B2 (ja) | 1991-06-15 | 1991-06-15 | インバータ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3200871B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08288080A (ja) * | 1995-04-17 | 1996-11-01 | Nakano Denki Seisakusho:Kk | 放電灯点灯装置 |
-
1991
- 1991-06-15 JP JP14363091A patent/JP3200871B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH04368798A (ja) | 1992-12-21 |
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