JP2745728B2 - インバータの制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、インバータの交流出力電圧に含まれる直流
電圧成分を除去して高精度のパルス幅変調制御を可能と
するインバータの制御方法に関するものである。

（従来の技術） インバータの制御方法の一つにパルス幅変調（PWM）
制御方式があり、その制御回路の一例として第３図に示
すシステムが知られている。すなわち、同図において、
直流電源11の出力がインバータ12に入力され、このイン
バータ12により直流電力が交流電力に変換されると共
に、この交流電力は、交流フィルタ13を介して出力端子
Ａから図示されていない負荷に供給される。ここで、交
流フィルタ13は、インバータ12の出力端子に直列接続さ
れた交流リアクトル14と並列接続されたコンデンサ15と
から構成されている。

そして、実際にPWM制御を行うには、まず、上記コン
デンサ15の両端子間電圧を測定することにより、インバ
ータ12の交流出力電圧を絶縁検出手段としての変圧器16
を介して取り出す。そして、この検出値を加算器17の一
方の入力端子に入力する。また、加算器17の他方の入力
端子には基準波発生手段18が接続されている。この基準
波発生手段18は、基準信号発生回路19,設定器20及び掛
算器21から構成されており、掛算器21は、基準信号発生
回路19と設定器20との出力信号の乗算値を基準波信号と
して加算器17に出力する。

そして、加算器17では、上記基準波信号と交流出力電
圧の検出値との偏差を調節器22に出力し、調節器22はそ
の入力が零乃至極小になるようにパルス幅制御信号を出
力する。調節器22の出力は、コンパレータ24により変調
信号発生器（第３図では鋸歯状波発生器23）の出力と比
較され、コンパレータ24は、その比較結果であるパルス
信号をインバータ12の制御端子に入力する。このパルス
信号はインバータ12を構成する各スイッチング素子のオ
ン／オフを行い、基準波信号にほぼ等しい出力電圧波形
がインバータ12により出力される。

（発明が解決しようとする課題） 上記した従来の制御方法には以下の問題がある。すな
わち、基準波発生手段18の出力である基準波信号や鋸歯
状波発生器23の出力である鋸歯状波信号に含まれている
直流成分や、インバータ12に用いられるスイッチング素
子のスイッチング時間のバラツキのために、インバータ
12の出力電圧には直流成分が含まれてしまう。また、イ
ンバータ12の負荷として半波整流回路の如き正負非対称
の電流を流すような負荷を接続した場合等においても、
インバータ12の出力電圧に直流成分が含まれてしまう。

そして、このような直流成分が増加すると、インバー
タ12の出力電圧波形の整形のために設けた交流リアクト
ル14が磁気飽和したり、インバータ12の出力端子Ａに変
圧器等が接続されている場合には、該変圧器が磁気飽和
する事態が生じる。この結果、インバータ12による正常
な交流電力の負荷への供給が不可能になるという問題が
あった。また、インバータ12の出力端子Ａに接続される
変圧器等については、磁束密度が低くなるような特別な
構造を持ったものが必要とされる等の不都合もあった。

本発明は、上記問題点を解決するために提案されたも
のであって、インバータの出力電圧の交流波形中に含ま
れる微小な直流電圧成分を除去し、安定かつ高精度にPW
M制御を行なえると共に、汎用の変圧器等を使用可能と
したインバータの制御方法を提供することを目的とす
る。

（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため、第１の発明は、インバータ
の交流出力電圧を交流フィルタを介して第１の絶縁検出
手段により絶縁検出し、この検出値と基準波発生手段か
らの基準波信号との偏差を第１の調節器に入力し、次い
で、この調節器の出力と変調信号発生器からの変調信号
とをコンパレータにより比較し、このコンパレータによ
る比較結果に基づきインバータのスイッチング素子をオ
ン／オフするパルス幅変調制御方式のインバータの制御
方法において、前記交流フィルタを構成する第１のコン
デンサに対してリアクトルと直流電圧検出用の第２のコ
ンデンサとの直列回路からなるフィルタ回路を並列接続
し、前記第２のコンデンサの端子管電圧を第２の絶縁検
出手段を介し測定して前記交流出力電圧の直流成分を検
出し、検出された直流電圧成分を第２の調節器に入力
し、この調節器の出力及び前記第１の絶縁検出手段の検
出値を前記基準波信号から減算し、この減算結果を前記
第１の調節器に入力して前記直流電圧成分が零となるよ
うに前記スイッチング素子のオン／オフを行うものであ
る。また、第２の発明は、三相ブリッジインバータの交
流出力電圧をフィルタ回路及び絶縁検出手段を介して相
電圧換算直流成分演算回路に入力し、この演算回路の各
相ごとの出力を各調節器に入力し、次いで、各調節器出
力と基準波発生手段からの各相の基準波信号との偏差を
変調信号発生器からの変調信号と各コンパレータにより
比較し、これらのコンパレータによる比較結果に基づき
前記三相ブリッジインバータのスイッチング素子をオン
／オフするパルス幅変調制御方式のインバータの制御方
法において、前記相電圧換算直流成分演算回路は、前記
絶縁検出手段の出力電圧から前記三相ブリッジインバー
タの出力側各相の直流電圧成分をそれぞれ演算し、これ
ら各相の直流電圧成分を前記調節器にそれぞれ入力して
前記直流電圧成分が零となるように前記スイッチング素
子のオン／オフを行うものである。

（作用） 第１の発明において、インバータの出力電圧中に含ま
れる直流成分が、該出力電圧の平均値として第２のコン
デンサ及び第２の絶縁検出手段により比較的精度よく検
出される。そして、第２の調節器はこの検出値に比例動
作，積分動作或いは比例積分動作を施す。これにより、
出力電圧の直流成分除去のための制御ループの安定性が
確保される。

一方、交流出力電圧のうち直流成分が除去された成分
が、交流フィルタ用の第１のコンデンサの端子間電圧と
して第１の絶縁検出手段を介し検出される。この検出信
号及び前記第２の調節器の出力信号の和は基準波信号
（基準波発生手段の出力）から減算され、この減算結果
が第１の調節器に入力される。そして、この調節器の出
力はコンパレータにより変調信号と比較され、この比較
結果によりインバータの制御が行われる。

これにより、インバータの交流出力電圧の高速な波形
制御に加え、この交流電圧波形中に含まれる微小な直流
電圧成分を除去したPWM制御を安定にかつ高精度で行う
ことができる。

また、第２の発明においては、三相ブリッジインバー
タの出力電圧中に含まれる直流電圧成分を各線間電圧ご
との出力電圧の平均値から絶縁検出してこの検出信号を
各相電圧成分に変換し、これらの各相電圧演算値に基づ
き各相毎に比例動作，積分動作或いは比例積分動作する
調節器により、各相毎の直流分制御信号を生成する。こ
れらの直流分制御信号と各相毎に振幅が適当に調整され
た基準波発生手段からの基準波信号とを加算し、この加
算結果を変調信号としての三角波または鋸歯状波とを比
較してパルス幅変調信号を得、三相ブリッジインバータ
のスイッチング素子のオン／オフ信号とすることによ
り、三相ブリッジインバータの交流出力電圧中に含まれ
る直流成分を除去するように作用する。

（実施例） 以下、第１の発明にかかるインバータの制御方法の実
施例を第１図を参照しつつ説明する。なお、第１図にお
いて第３図に示したものと同一の構成要素には同一の符
号が付されている。

まず、第１図は本発明を実施するための制御回路の構
成図であり、同図に示すように直流電源11の出力側がイ
ンバータ12の直流入力側に接続され、その出力側は交流
リアクトル14を介して出力端子Ａに接続されている。そ
して、この出力端子Ａには図示しない交流負荷が接続さ
れている。また、交流リアクトル14の出力端子Ａ側には
第１のコンデンサ15が接続されており、これら交流リア
クトル14及び第１のコンデンサ15は交流フィルタ13を構
成している。

また、上記第１のコンデンサ15の両端子には第１の絶
縁検出手段としての変圧器16の一次側両端子が接続され
ており、この変圧器16の二次側の加算器17の第１の負極
性入力端子に接続されている。上記第１のコンデンサ15
と変圧器16とにより、インバータ12の出力電圧のうち直
流成分が除去された成分（交流成分）が加算器17の上記
第１の負極性入力端子に入力されるものである。

また、加算器17の正極性入力端子には掛算器21が接続
されており、この掛算器21の二入力端子には設定器20並
びに正弦波を発生する基準信号発生回路19が接続されて
いる。そして、設定器20を調節することにより、基準信
号発生回路19が発生する正弦波の振幅等を調節できるよ
うになっている。なお、これら掛算器21,基準信号発生
回路19並びに設定器20は基準波発生手段18を構成してい
る。

そして、本実施例では更に、交流リアクトル14の出力
端子Ａ側すなわち第１のコンデンサ15の両端に、リアク
トル２と直流成分検出用の第２のコンデンサ３の直列回
路にて構成されるフィルタ回路１が接続されている。そ
して、この第２のコンデンサ３の両端には第２の絶縁検
出手段としての絶縁検出器４の入力側端子が接続され、
その出力端子は第２の調節器５の入力端子に接続されて
いる。この調節器５の出力端子は上記加算器17の第２の
負極性入力端子に接続されている。

なお、上記第２の調節器５は制御ループの安定性を得
るため、比例動作、積分動作、或いは比例積分動作を行
うことができるものが用いられる。

そして、加算器17の出力端子は第１の調節器22の入力
端子に接続され、この第１の調節器22の出力端子はコン
パレータ24の一方の入力端子に接続されている。また、
コンパレータ24の他方の入力端子には、変調信号発生器
としての鋸歯状波発生器23の出力端子が接続されてい
る。ここで、鋸歯状波発生器23は三角波を発生するもの
であってもよい。そして、コンパレータ24の出力端子が
インバータ12の制御端子に接続されている。

次に、上記制御回路により本発明を実施する場合の各
部の動作を説明する。

まず、インバータ12の出力側に設けた交流フィルタ13
の第１のコンデンサ15に生じる電圧のうち、直流成分が
除去された交流電圧波形が変圧器16により絶縁検出され
る。

一方、リアクトル２のインダクタンス及び第２のコン
デンサ３の容量は適当な値に調節されており、第１のコ
ンデンサ15に生じる電圧のうち直流電圧分と同一値の電
圧が、フィルタ回路１の直流電圧検出用のコンデンサ３
の両端に発生する。そして、この直流電圧成分は絶縁検
出器４により絶縁検出された後、第２の調節器５を介し
て加算器17に入力される。ここで、上記直流電圧成分
は、例えばインバータ12の出力電圧の平均値として検出
される。

すなわち、加算器17には、 インバータ12の交流出力電圧のうち直流電圧成分を除
去した検出値 第２の調節器５により比例，積分，比例積分等の処理
が施された前記直流電圧成分の検出値 がそれぞれ入力されることになる。そして、掛算器21か
ら出力される直流成分を含まない正弦波信号と上記の
＋との差分が加算器17により演算され、その演算結果
が第１の調節器22に入力されることとなる。次いで、コ
ンパレータ24は、調節器22の出力と鋸歯状波発生器23の
出力とを比較して所望のパルスパターンを発生し、イン
バータ12を制御する。

以上のような動作により、直流成分が除去された交流
電圧成分は、基準波発生手段18内の掛算器21から出力さ
れる正弦波信号との差分が零となるように制御が行なわ
れ、インバータ12の出力電圧波形中の直流電圧成分は、
零或いは極小になるように制御されることとなる。

次に、第２図に基づいて第２の発明の実施例を説明す
る。この発明は、インバータとしてPWM制御される三相
ブリッジインバータを用いた場合における、交流出力電
圧中に含まれる直流電圧成分を除去するためのものであ
る。

第２図に示す制御回路において、直流電源11は三相ブ
リッジインバータ12Aの直流入力側に接続され、その出
力側のR,S,T各相には交流リアクトル14及びΔ結線され
た第１のコンデンサ15からなる交流フィルタ13Aが接続
されている。また、インバータ12Aの各出力線間には、
リアクトル２及び直流成分検出用の第２のコンデンサ３
からなるフィルタ回路1Aが接続され、各コンデンサ３の
両端には絶縁検出手段としての絶縁検出器4a,4b,4cの入
力側端子がそれぞれ接続され、その出力端子は、各線間
電圧の直流成分を相電圧の直流成分に換算する相電圧換
算直流成分演算回路30内の加算器31a,31b,31cの各一方
の入力端子と、反転アンプ32a,32b,32cの入力側とにそ
れぞれ接続されている。

この相電圧換算直流成分演算回路30において、例えば
Ｒ相の直流電圧成分は、（Ｒ相の直流電圧検出値−Ｓ相
の直流電圧検出値）と、（Ｔ相の直流電圧検出値−Ｒ相
の直流電圧検出値）を反転アンプ32cにて反転させた値
とを加算器31aにより加算することにより演算され、こ
の演算結果が調節器22aの入力となる。他の２相につい
ても、対象となる相はそれぞれ異なるがほぼ同様の組合
せによって加算器31b,31cの出力が調節器22b,22cの入力
となる。

一方、R,S,T各相電圧について正弦波または類似波形
を出力する基準信号発生回路19a,19b,19cの出力端子と
設定器20の出力端子とは、掛算器21a,21b,21cの二入力
端子にそれぞれ接続され、これらの掛算器21a,21b,21c
の出力端子は調節器22a,22b,22cの出力側に設けられた
加算器25a,25b,25cの各一方の入力端子にそれぞれ接続
される。ここで、基準信号発生回路19a,19b,19c、設定
器20及び掛算器21a,21b,21cは基準波発生手段18Aを構成
している。

そして加算器25a,25b,25cは、調節器22a,22b,22cの出
力と掛算器21a,21b,21cの出力とを各相ごとに図示の極
性にて加算し、これらの加算結果はコンパレータ24a,24
b,24cの各一方の入力端子にそれぞれ入力されている。
更に、コンパレータ24a,24b,24cの各他方の入力端子に
は、変調信号発生器としての鋸歯状波発生回路23から鋸
歯状波が入力される。なお、変調信号としては鋸歯状波
の代わりに三角波を用いてもよい。このようにして、コ
ンパレータ24a,24b,24cの出力は三相ブリッジインバー
タ12Aの各スイッチング素子に対する点弧パルスとな
る。

このような回路構成において、交流フィルタ13Aの第
１のコンデンサ15に生じる直流電圧成分は、フィルタ回
路1Aの第２のコンデンサ３の両端に発生し、絶縁検出器
4a,4b,4cにより各線間の直流電圧成分として検出され
る。そして、これらの各線間の直流電圧成分は相電圧換
算直流成分演算回路30により、R,S,T各相成分に変換さ
れて相電圧に換算される。これらの各相電圧演算値は比
例動作，積分動作或いは比例積分動作する調節器22a,22
b,22cにより各相毎の直流分制御信号となり、以後、加
算器25a,25b,25cにおいて基準波発生手段18Aからの基準
波信号と加算されてコンパレータ24a,24b,24cにより変
調信号と比較されることにより、三相ブリッジインバー
タ12Aのスイッチング素子に対するオン／オフ信号が生
成される。

ここで、調節器22a,22b,22cは各相の直流電圧成分が
零或いは極少になるように調節動作を行うため、三相ブ
リッジインバータ12Aの交流出力電圧に含まれる直流成
分が零になるような制御が行われる。

（発明の効果） 以上のように第１の発明によれば、インバータの出力
電圧中に含まれる直流成分を除去した成分のみならず、
直流電圧成分をも検出して制御要素の一つに加えたた
め、交流電圧波形の高速な波形制御に加え、その交流電
圧波形中に含まれる微小な直流成分を除去したPWM制御
を行うことができる。

そして、前記インバータの出力電圧の交流電圧成分の
検出は安価な変圧器で高速に行うことができるので、出
力電圧波形の瞬時的な制御を高い安定性を保って行うこ
とができる一方、直流電圧成分の検出は、交流出力電圧
波形の周期に比べて長い周期で行われるので、第２の絶
縁検出手段として安価な直流絶縁検出器等の使用が可能
となり、しかも微小直流成分の制御を交流出力電圧波形
の高速な制御性を損なうことなく高精度で行うことがで
きる等の効果がある。

また、第２の発明によれば、三相ブリッジインバータ
が発生する三相交流電圧中の直流分をほぼ零にすること
ができるため、インバータの出力端子に変圧器が接続さ
れる場合にこの変圧器が磁気飽和するおそれがなくな
り、汎用の変圧器を使用可能としてコストの低減を図る
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１の発明の実施例を説明するためのPWMイン
バータシステムのブロック図、第２図は第２の発明の実
施例を説明するためのPWMインバータシステムのブロッ
ク図、第３図は従来の技術を説明するためのPWMインバ
ータシステムのブロック図である。 1,1A……フィルタ回路、２……リアクトル 3,15……コンデンサ 4,4a,4b,4c……絶縁検出器 5,22,22a,22b,22c……調節器 11……直流電源、12,12A……インバータ 13,13A……交流フィルタ、14……交流リアクトル 16……変圧器 17,25a,25b,25c,31a,31b,31c……加算器 18,18A……基準波発生手段 19,19a,19b,19c……基準信号発生回路 20……設定器、21,21a,21b,21c……掛算器 23……鋸歯状波発生器 24,24a,24b,24c……コンパレータ 30……相電圧換算直流成分演算回路 32a,32b,32c……反転アンプ

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】インバータの交流出力電圧を交流フィルタ
   を介して第１の絶縁検出手段により絶縁検出し、この検
   出値と基準波発生手段からの基準波信号との偏差を第１
   の調節器に入力し、次いで、この調節器の出力と変調信
   号発生器からの変調信号とをコンパレータにより比較
   し、このコンパレータによる比較結果に基づきインバー
   タのスイッチング素子をオン／オフするパルス幅変調制
   御方式のインバータの制御方法において、 前記交流フィルタを構成する第１のコンデンサに対して
   リアクトルと直流電圧検出用の第２のコンデンサとの直
   列回路からなるフィルタ回路を並列接続し、前記第２の
   コンデンサの端子間電圧を第２の絶縁検出手段を介し測
   定して前記交流出力電圧の直流成分を検出し、検出され
   た直流電圧成分を第２の調節器に入力し、この調節器の
   出力及び前記第１の絶縁検出手段の検出値を前記基準波
   信号から減算し、この減算結果を前記第１の調節器に入
   力して前記直流電圧成分が零となるように前記スイッチ
   ング素子のオン／オフを行うことを特徴とするインバー
   タの制御方法。
2. 【請求項２】三相ブリッジインバータの交流出力電圧を
   フィルタ回路及び絶縁検出手段を介して相電圧換算直流
   成分演算回路に入力し、この演算回路の各相ごとの出力
   を各調節器に入力し、次いで、各調節器出力と基準波発
   生手段からの各相の基準波信号との偏差を変調信号発生
   器からの変調信号と各コンパレータにより比較し、これ
   らのコンパレータによる比較結果に基づき前記三相ブリ
   ッジインバータのスイッチング素子をオン／オフするパ
   ルス幅変調制御方式のインバータの制御方法において、 前記相電圧換算直流成分演算回路は、前記絶縁検出手段
   の出力電圧から前記三相ブリッジインバータの出力側各
   相の直流電圧成分をそれぞれ演算し、これら各相の直流
   電圧成分を前記調節器にそれぞれ入力して前記直流電圧
   成分が零となるように前記スイッチング素子のオン／オ
   フを行うことを特徴とするインバータの制御方法。