JP2779743B2 - 電力変換制御装置のフィルタ - Google Patents
電力変換制御装置のフィルタInfo
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- JP2779743B2 JP2779743B2 JP28380792A JP28380792A JP2779743B2 JP 2779743 B2 JP2779743 B2 JP 2779743B2 JP 28380792 A JP28380792 A JP 28380792A JP 28380792 A JP28380792 A JP 28380792A JP 2779743 B2 JP2779743 B2 JP 2779743B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交直電力変換器の制御
装置におけるフィルタに係わり、特に、マイクロコンピ
ュータなどを用いたディジタル演算により位相制御を行
う電力変換制御装置のフィルタに関する。
装置におけるフィルタに係わり、特に、マイクロコンピ
ュータなどを用いたディジタル演算により位相制御を行
う電力変換制御装置のフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】電力変換器の制御装置、特に、マイクロ
コンピュータなどを用いて位相制御を行う際は、 （１）制御目標値の取り込み （２）フィードバック値の取り込み （３）目標値とフィードバック値の偏差の演算 （４）この偏差に応じた点弧角におけるタイミング信号
の発生 の手順が必要である。ここで、手順（３）目標値とフィ
ードバック値の偏差の演算において、ハード構成上、フ
ィードバック系には、フィードバック値から整流による
リップルを除去するため、フィルタが設けられている。
従来、この種フィルタとして、１００ｍｓ毎に積分結果
を出力するフィルタを用い、全波整流のため必ず発生す
る１００Ｈｚのリップルを除去していた。図５に示すよ
うに、交流電圧の半サイクル（５０Ｈｚの場合は１０ｍ
ｓ）間の値を積分し、この積分値を積分時間（半サイク
ル）で割ることによって平均値を得ていた。なお、図示
のハッチングした直流電圧については脈流成分を平均し
た平均値を示す。これは、１００Ｈｚ（２００Ｈｚ、３
００Ｈｚ（１００の偶数倍の周波数も同様））成分が正
負で差し引かれて零になることを利用したものである。
また、演算速度が遅い制御系にこのフィルタを用いて
も、実用的に何ら支障がなかった。
コンピュータなどを用いて位相制御を行う際は、 （１）制御目標値の取り込み （２）フィードバック値の取り込み （３）目標値とフィードバック値の偏差の演算 （４）この偏差に応じた点弧角におけるタイミング信号
の発生 の手順が必要である。ここで、手順（３）目標値とフィ
ードバック値の偏差の演算において、ハード構成上、フ
ィードバック系には、フィードバック値から整流による
リップルを除去するため、フィルタが設けられている。
従来、この種フィルタとして、１００ｍｓ毎に積分結果
を出力するフィルタを用い、全波整流のため必ず発生す
る１００Ｈｚのリップルを除去していた。図５に示すよ
うに、交流電圧の半サイクル（５０Ｈｚの場合は１０ｍ
ｓ）間の値を積分し、この積分値を積分時間（半サイク
ル）で割ることによって平均値を得ていた。なお、図示
のハッチングした直流電圧については脈流成分を平均し
た平均値を示す。これは、１００Ｈｚ（２００Ｈｚ、３
００Ｈｚ（１００の偶数倍の周波数も同様））成分が正
負で差し引かれて零になることを利用したものである。
また、演算速度が遅い制御系にこのフィルタを用いて
も、実用的に何ら支障がなかった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、１ｍｓ（１
ＫＨｚ）の演算速度を有する制御系に上記フィルタを用
いると、フィルタの出力は１０ｍｓに１回しか変化しな
いから、制御系は１０回中９回同じ演算をしていること
になり、高速演算系を採用した意味がなくなってしま
う。本発明の目的は、高速演算系を採用したとき、毎回
新たな演算結果を取り込むことができる電力変換制御装
置のフィルタを提供することにある。
ＫＨｚ）の演算速度を有する制御系に上記フィルタを用
いると、フィルタの出力は１０ｍｓに１回しか変化しな
いから、制御系は１０回中９回同じ演算をしていること
になり、高速演算系を採用した意味がなくなってしま
う。本発明の目的は、高速演算系を採用したとき、毎回
新たな演算結果を取り込むことができる電力変換制御装
置のフィルタを提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記目的は、位相制御に
より交流を直流に変換する電力変換器において、位相制
御装置を具備し、直流電圧または直流電流のフィードバ
ック値の取り込みにあたって、交流電圧の相数の２倍の
周波数成分を減衰し、整流によって生じる脈流成分を減
衰するフィルタを構成することによって、達成される。
より交流を直流に変換する電力変換器において、位相制
御装置を具備し、直流電圧または直流電流のフィードバ
ック値の取り込みにあたって、交流電圧の相数の２倍の
周波数成分を減衰し、整流によって生じる脈流成分を減
衰するフィルタを構成することによって、達成される。
【０００５】
【作用】上記フィルタの周波数特性を、特性周波数（ω
ｎ）付近で利得が減少し、その他の周波数領域では利得
が０ｄＢ、すなわち、入出力の比が１となるように、抵
抗器とコンデンサの定数を選ぶ。この特性周波数（ω
ｎ）は、交流電圧の相数の２倍、すなわち、５０Ｈｚの
単相交流であれば１００Ｈｚになる。
ｎ）付近で利得が減少し、その他の周波数領域では利得
が０ｄＢ、すなわち、入出力の比が１となるように、抵
抗器とコンデンサの定数を選ぶ。この特性周波数（ω
ｎ）は、交流電圧の相数の２倍、すなわち、５０Ｈｚの
単相交流であれば１００Ｈｚになる。
【０００６】
【実施例】本発明の実施例を図面を用いて説明する。本
発明が適用される電力変換器の制御装置のハード構成を
示すと、図３のようになる。図３において、主回路は、
パンタグラフ１、変圧器２、サイリスタ３、４およびダ
イオード５、６から成るコンバータ、そして、リアクト
ル７、コンデンサ８、インバータ等の負荷９およびモー
タ１０から成る。また、制御装置としては、変流器１
１、マイクロコンピュータ（以下、マイコンという）１
２、移相器１３、ゲートアンプ１４、電流検出器１５、
電圧検出器１６、電圧検出器１７から成る。また、マイ
コン１２の基本的な動作としては、コンデンサ電圧目標
値Ｖｄ＊より、フィードバック電圧Ｖｄｆの方が小さい
場合には、コンデンサ８の充電電流を増加して、コンデ
ンサ８電圧を高くすることにより、コンデンサ電圧目標
値Ｖｄ＊に等しくなるように作用する。逆に、コンデン
サ電圧目標値Ｖｄ＊より、フィードバック電圧Ｖｄｆの
方が大きい場合には、コンデンサ８の充電電流を減少し
て、コンデンサ８電圧を低くすることにより、コンデン
サ電圧目標値Ｖｄ＊に等しくなるように作用する。ここ
で、マイコン１２は、電圧検出器１６が検出したフィー
ドバック電圧Ｖｄｆと、電流検出器１５が検出したフィ
ードバック電流Ｉｓｆと、電圧検出器１７が検出した一
次電圧とから、必要な電圧が得られる位相角（点弧角デ
ータ）を演算する。移相器１３は、マイコン１２が出力
する位相角に応じて、サイリスタ３、４のゲート信号を
発生する。ゲートアンプ１４は、ゲート信号を増幅し
て、サイリスタ３、４のゲートパルスを出力する。この
ような電力変換器の制御装置において、電圧検出器１６
または電流検出器１５に、全波整流のため必ず発生する
１００Ｈｚのリップルを除去するため、本発明のフィル
タを設ける。
発明が適用される電力変換器の制御装置のハード構成を
示すと、図３のようになる。図３において、主回路は、
パンタグラフ１、変圧器２、サイリスタ３、４およびダ
イオード５、６から成るコンバータ、そして、リアクト
ル７、コンデンサ８、インバータ等の負荷９およびモー
タ１０から成る。また、制御装置としては、変流器１
１、マイクロコンピュータ（以下、マイコンという）１
２、移相器１３、ゲートアンプ１４、電流検出器１５、
電圧検出器１６、電圧検出器１７から成る。また、マイ
コン１２の基本的な動作としては、コンデンサ電圧目標
値Ｖｄ＊より、フィードバック電圧Ｖｄｆの方が小さい
場合には、コンデンサ８の充電電流を増加して、コンデ
ンサ８電圧を高くすることにより、コンデンサ電圧目標
値Ｖｄ＊に等しくなるように作用する。逆に、コンデン
サ電圧目標値Ｖｄ＊より、フィードバック電圧Ｖｄｆの
方が大きい場合には、コンデンサ８の充電電流を減少し
て、コンデンサ８電圧を低くすることにより、コンデン
サ電圧目標値Ｖｄ＊に等しくなるように作用する。ここ
で、マイコン１２は、電圧検出器１６が検出したフィー
ドバック電圧Ｖｄｆと、電流検出器１５が検出したフィ
ードバック電流Ｉｓｆと、電圧検出器１７が検出した一
次電圧とから、必要な電圧が得られる位相角（点弧角デ
ータ）を演算する。移相器１３は、マイコン１２が出力
する位相角に応じて、サイリスタ３、４のゲート信号を
発生する。ゲートアンプ１４は、ゲート信号を増幅し
て、サイリスタ３、４のゲートパルスを出力する。この
ような電力変換器の制御装置において、電圧検出器１６
または電流検出器１５に、全波整流のため必ず発生する
１００Ｈｚのリップルを除去するため、本発明のフィル
タを設ける。
【０００７】また、図３に示す装置に高速演算系を採用
したときの位相制御の動作を図４を用いて説明する。図
４は、交流電圧（変圧器２の出力電圧）ａのゼロクロス
ポイントｂに同期して、半サイクルの間に１０回のディ
ジタル演算ｃを実行した場合の動作を表している。図示
の波形から明らかなように、ゲート信号（移相器１３の
出力）ｄは、ゼロクロスポイントｂから点弧角αだけ経
過した時点で出力され、これに従ってコンバータ出力電
圧ｅが発生する。１回のディジタル演算が終了してか
ら、ゲート信号が出力されるまでのむだ時間Ｔｄは、デ
ィジタル演算と点弧角αとのタイミング関係によって変
化するが、この場合は最大でもたかだか１ｍｓであり、
従来の２０分の１（遅れが１サイクルの場合）ないし１
０分の１（遅れが半サイクルの場合）に短縮できる。
したときの位相制御の動作を図４を用いて説明する。図
４は、交流電圧（変圧器２の出力電圧）ａのゼロクロス
ポイントｂに同期して、半サイクルの間に１０回のディ
ジタル演算ｃを実行した場合の動作を表している。図示
の波形から明らかなように、ゲート信号（移相器１３の
出力）ｄは、ゼロクロスポイントｂから点弧角αだけ経
過した時点で出力され、これに従ってコンバータ出力電
圧ｅが発生する。１回のディジタル演算が終了してか
ら、ゲート信号が出力されるまでのむだ時間Ｔｄは、デ
ィジタル演算と点弧角αとのタイミング関係によって変
化するが、この場合は最大でもたかだか１ｍｓであり、
従来の２０分の１（遅れが１サイクルの場合）ないし１
０分の１（遅れが半サイクルの場合）に短縮できる。
【０００８】図１は、本発明の一実施例であり、図３の
電圧検出器１６または電流検出器１５に用いるフィルタ
の構成例である。このフィルタは、演算増幅器３０、抵
抗器３１、コンデンサ３２から成り、入力端からコンバ
ータ出力の直流電圧または直流電流を入力し、整流によ
って生じる脈流成分を減衰し、出力する。このフィルタ
の周波数特性を図２に示す。特性周波数ωｎ付近で利得
が減少し、その他の周波数領域では、利得が０ｄＢ、す
なわち、入出力の比が１となる。この特性周波数ωｎ
を、交流電圧の相数の２倍、すなわち、５０Ｈｚの単相
交流であれば１００Ｈｚになるように、抵抗器３１とコ
ンデンサ３２の定数を選ぶようにする。このようにすれ
ば、このフィルタを電圧検出器１６または電流検出器１
５に用いて、フィードバック値から整流による脈流成分
を減衰することができ、脈流の影響をほとんど受けるこ
となく、安定した良好な制御を実現でき、また、制御系
の制御応答性を従来例に比してより高速化することに寄
与することになる。なお、脈流成分以外の周波数成分
は、そのままフィルタを通過（利得＝０ｄＢ）するの
で、電圧変動等には問題なく応答する。
電圧検出器１６または電流検出器１５に用いるフィルタ
の構成例である。このフィルタは、演算増幅器３０、抵
抗器３１、コンデンサ３２から成り、入力端からコンバ
ータ出力の直流電圧または直流電流を入力し、整流によ
って生じる脈流成分を減衰し、出力する。このフィルタ
の周波数特性を図２に示す。特性周波数ωｎ付近で利得
が減少し、その他の周波数領域では、利得が０ｄＢ、す
なわち、入出力の比が１となる。この特性周波数ωｎ
を、交流電圧の相数の２倍、すなわち、５０Ｈｚの単相
交流であれば１００Ｈｚになるように、抵抗器３１とコ
ンデンサ３２の定数を選ぶようにする。このようにすれ
ば、このフィルタを電圧検出器１６または電流検出器１
５に用いて、フィードバック値から整流による脈流成分
を減衰することができ、脈流の影響をほとんど受けるこ
となく、安定した良好な制御を実現でき、また、制御系
の制御応答性を従来例に比してより高速化することに寄
与することになる。なお、脈流成分以外の周波数成分
は、そのままフィルタを通過（利得＝０ｄＢ）するの
で、電圧変動等には問題なく応答する。
【０００９】
【発明の効果】本発明によれば、制御系のフィードバッ
ク値から整流による脈流成分の影響をほとんど受けない
ので、安定した良好な制御をすることができ、また、従
来例に比して、制御系の制御応答性を著しく高速化する
ことに寄与することになる。
ク値から整流による脈流成分の影響をほとんど受けない
ので、安定した良好な制御をすることができ、また、従
来例に比して、制御系の制御応答性を著しく高速化する
ことに寄与することになる。
【図１】本発明の一実施例を示すフィルタの構成例
【図２】図１のフィルタの周波数特性
【図３】本発明を適用する電力変換器および制御装置の
構成を示すブロック図
構成を示すブロック図
【図４】図３の動作説明図
【図５】フィードバック値の平均を求める従来例
【符号の説明】 １２ マイクロコンピュータ １３ 移相器 １４ ゲートアンプ １５ 電流検出器 １６ 電圧検出器 １７ 電圧検出器 ３０ 演算増幅器 ３１ 抵抗器 ３２ コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/40 H02M 3/00 - 3/44 G05F 1/10 - 1/00 304
Claims (1)
- 【請求項１】 位相制御により交流を直流に変換する電
力変換器において、位相制御装置を具備し、直流電圧ま
たは直流電流のフィードバック値の取り込みにあたっ
て、交流電圧の相数の２倍の周波数成分を減衰し、整流
によって生じる脈流成分を減衰することを特徴とする電
力変換制御装置のフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28380792A JP2779743B2 (ja) | 1992-09-29 | 1992-09-29 | 電力変換制御装置のフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28380792A JP2779743B2 (ja) | 1992-09-29 | 1992-09-29 | 電力変換制御装置のフィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06113550A JPH06113550A (ja) | 1994-04-22 |
| JP2779743B2 true JP2779743B2 (ja) | 1998-07-23 |
Family
ID=17670404
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28380792A Expired - Fee Related JP2779743B2 (ja) | 1992-09-29 | 1992-09-29 | 電力変換制御装置のフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2779743B2 (ja) |
-
1992
- 1992-09-29 JP JP28380792A patent/JP2779743B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06113550A (ja) | 1994-04-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |