JP2734955B2 - 無線データ通信装置 - Google Patents
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 19
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 108010003272 Hyaluronate lyase Proteins 0.000 description 4
- 239000008186 active pharmaceutical agent Substances 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- OVBPIULPVIDEAO-LBPRGKRZSA-N folic acid Chemical compound C=1N=C2NC(N)=NC(=O)C2=NC=1CNC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CCC(O)=O)C(O)=O)C=C1 OVBPIULPVIDEAO-LBPRGKRZSA-N 0.000 description 2
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2078—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the phase change per symbol period is constrained
- H04L27/2082—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the phase change per symbol period is constrained for offset or staggered quadrature phase shift keying
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、無線LAN等のスペク
トル拡散方式による構内無線通信技術に関する。
トル拡散方式による構内無線通信技術に関する。
【0002】
【従来の技術】スペクトル拡散方式は、無線LANシス
テム等の構内無線通信システムや微弱電波による通信手
段として今後広く使用されようとしている。スペクトル
拡散方式としては、直接拡散方式(DS方式)、周波数
ホッピング方式(FH方式)もしくは両者の混合方式等
がある。
テム等の構内無線通信システムや微弱電波による通信手
段として今後広く使用されようとしている。スペクトル
拡散方式としては、直接拡散方式(DS方式)、周波数
ホッピング方式(FH方式)もしくは両者の混合方式等
がある。
【0003】図7にDS方式の送信側の構成を示す。図
において、1は1ビットシリアル情報信号をkビットパ
ラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換器、2は
シリアル,パラレル変換器の出力kビットを情報変調す
る情報変調器、3は拡散符号発生器、4は情報変調器の
出力を拡散符号発生器3出力の拡散符号でスペクトル拡
散する乗算器、5は無線部、6はアンテナを示す。
において、1は1ビットシリアル情報信号をkビットパ
ラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換器、2は
シリアル,パラレル変換器の出力kビットを情報変調す
る情報変調器、3は拡散符号発生器、4は情報変調器の
出力を拡散符号発生器3出力の拡散符号でスペクトル拡
散する乗算器、5は無線部、6はアンテナを示す。
【0004】ここで、情報信号のデータレートをR
a (ビット/s)、情報変調された信号のシンボルレー
トをRb (シンボル/s)、スペクトル拡散後の信号の
帯域幅をW(Hz)、スペクトル拡散率をW、情報変調
器の多値化指数をmとすると、 W=2URb 、Ra =mRb … (1) の関係が成り立つ。(1)式より情報信号のデータレー
トは、(2)式で表される。
a (ビット/s)、情報変調された信号のシンボルレー
トをRb (シンボル/s)、スペクトル拡散後の信号の
帯域幅をW(Hz)、スペクトル拡散率をW、情報変調
器の多値化指数をmとすると、 W=2URb 、Ra =mRb … (1) の関係が成り立つ。(1)式より情報信号のデータレー
トは、(2)式で表される。
【0005】Ra =mW/2U … (2) 無線LAN等の構内無線通信システムにおいては、有線
LANとの整合性より情報信号の高速化が求められてい
る。(2)式より情報信号の高速化を図るには、つぎの
方法が考えられる。 拡散帯域幅Wを広くとる。 スペクトル拡散率Uを小さくする。 情報変調の多値化を行う。(mを大きくする。)
LANとの整合性より情報信号の高速化が求められてい
る。(2)式より情報信号の高速化を図るには、つぎの
方法が考えられる。 拡散帯域幅Wを広くとる。 スペクトル拡散率Uを小さくする。 情報変調の多値化を行う。(mを大きくする。)
【発明が解決しようとする課題】このうち、及びに
ついては通常制限をうけるため(例えば、国内のISM
バンド無線LANでは帯域幅W≦26MHz、拡散率U
≧10)高速化を図るためには、の情報変調の多値化
を行うことになる。従来、DS方式の情報変調としては
QPSK(m=2)が用いられているが、更に高速化を
行うためには8PSK(1.5倍)、16PSK(2
倍)と情報変調の多値化を行う。しかしこの場合、信号
点間距離が小さくなるため、S/Nが同一条件下ではビ
ット誤り率が多値化に比例して劣化する。
ついては通常制限をうけるため(例えば、国内のISM
バンド無線LANでは帯域幅W≦26MHz、拡散率U
≧10)高速化を図るためには、の情報変調の多値化
を行うことになる。従来、DS方式の情報変調としては
QPSK(m=2)が用いられているが、更に高速化を
行うためには8PSK(1.5倍)、16PSK(2
倍)と情報変調の多値化を行う。しかしこの場合、信号
点間距離が小さくなるため、S/Nが同一条件下ではビ
ット誤り率が多値化に比例して劣化する。
【0006】
【課題を解決するための手段】本発明では、ダイレクト
シーケンス・スペクトル拡散(DS−SS)方式による
無線装置において、1ビットシリアル情報信号をkビッ
トパラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換手段
と、パラレル・シリアル変換後のkビットをn分割した
m=k/nビットを各々情報変調するn個の情報変調手
段と、該情報変調後の信号を各々位相遅延させる手段
と、n個の拡散符号を発生させる手段と、該遅延信号の
各々を該拡散符号でスペクトル拡散させる手段と、該ス
ペクトル拡散後のn個の信号を加算する手段とを有する
ことにより高速化を可能にするものである。
シーケンス・スペクトル拡散(DS−SS)方式による
無線装置において、1ビットシリアル情報信号をkビッ
トパラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換手段
と、パラレル・シリアル変換後のkビットをn分割した
m=k/nビットを各々情報変調するn個の情報変調手
段と、該情報変調後の信号を各々位相遅延させる手段
と、n個の拡散符号を発生させる手段と、該遅延信号の
各々を該拡散符号でスペクトル拡散させる手段と、該ス
ペクトル拡散後のn個の信号を加算する手段とを有する
ことにより高速化を可能にするものである。
【0007】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【0008】図1は本発明の第一の実施例を示すブロッ
ク図である。図において、10は1ビットシリアル情報
信号をkビットパラレル信号に変換するパラレル・シリ
アル変換器、21〜2nはシリアル・パラレル変換器1
0の出力kビットをn分割したm=k/nビットを各々
情報変調する情報変調器、31〜3nは情報変調器21
〜2nの変調出力を各々位相遅延させる位相シフタ、4
1〜4nはスペクトル拡散を行うための拡散符号を発生
させる拡散符号発生器、51〜5nは位相シフタ31〜
3nの出力信号と41〜4nの拡散符号発生器からの拡
散符号とを乗算する乗算器、70は乗算器51〜5nの
出力を合成する加算器、80はD/A変換器、90は無
線部、100はアンテナを示す。
ク図である。図において、10は1ビットシリアル情報
信号をkビットパラレル信号に変換するパラレル・シリ
アル変換器、21〜2nはシリアル・パラレル変換器1
0の出力kビットをn分割したm=k/nビットを各々
情報変調する情報変調器、31〜3nは情報変調器21
〜2nの変調出力を各々位相遅延させる位相シフタ、4
1〜4nはスペクトル拡散を行うための拡散符号を発生
させる拡散符号発生器、51〜5nは位相シフタ31〜
3nの出力信号と41〜4nの拡散符号発生器からの拡
散符号とを乗算する乗算器、70は乗算器51〜5nの
出力を合成する加算器、80はD/A変換器、90は無
線部、100はアンテナを示す。
【0009】今、説明を簡単にするため図2に示すk=
4ビット、情報変調としてQPSK(m=2ビット)の
場合について説明する。
4ビット、情報変調としてQPSK(m=2ビット)の
場合について説明する。
【0010】まず情報信号をシリアル・パラレル変換器
10で1ビットシリアル情報信号を4ビットパラレル信
号に変換する。この4ビットを2ビットつづ情報変調器
21および22でQPSK変調する。そして情報変調器
21および22の変調出力信号を31および32の位相
シフタにより互いにπ/4ラジアンの位相差をもたせ
る。後で説明するが情報変調器21および22の出力信
号は互いにπ/4ラジアンの位相差があればよいため、
31の位相シフタは省略できる。
10で1ビットシリアル情報信号を4ビットパラレル信
号に変換する。この4ビットを2ビットつづ情報変調器
21および22でQPSK変調する。そして情報変調器
21および22の変調出力信号を31および32の位相
シフタにより互いにπ/4ラジアンの位相差をもたせ
る。後で説明するが情報変調器21および22の出力信
号は互いにπ/4ラジアンの位相差があればよいため、
31の位相シフタは省略できる。
【0011】次に拡散符号発生器41および42で発生
する拡散符号C1 およびC2 と情報変調器21および位
相シフタ32の出力信号を乗算器51および52で各々
乗算する。そして乗算器51および52の出力すなわち
スペクトル拡散された信号を加算器70により合成した
のちD/A変換器80でアナログ信号に変換し、無線部
81及びアンテナ91を介して送信する。
する拡散符号C1 およびC2 と情報変調器21および位
相シフタ32の出力信号を乗算器51および52で各々
乗算する。そして乗算器51および52の出力すなわち
スペクトル拡散された信号を加算器70により合成した
のちD/A変換器80でアナログ信号に変換し、無線部
81及びアンテナ91を介して送信する。
【0012】本実施例では、情報変調器の出力に位相シ
フタを挿入しているが、この位相シフタを用いる理由は
以下による。今、QPSK変調器21および22の出力
信号をIn (θ)、加算器70の合成信号をs(t)と
する。 ここでIn =exp(jθn) θn:π/4、−π/
4、3π/4、−3π/4 (n=1,2) QPSK変調信号I1 (θ1 )およびI2 (θ2 )をそ
のまま拡散符号C1 (t)およびC2 (t)でスペクト
ラム拡散を行い加算器70で合成すると合成後の信号s
(t)は s(t)=I1 (θ1 )・C1 (t)+I2 (θ2 )・
C2 (t)となる。I1 (θ)およびI2 (θ)は、図
3(a),(b)に示すように位相平面上で互いに重な
っているため、合成信号s(t)の信号点のなかには図
3(c)に示すように位相平面上の原点にくる信号が生
じる。この原点はエネルギーゼロの状態であるからこの
まま送信しても受信できない。合成後の信号s(t)の
全ての信号点が位相平面上の原点にくることを回避する
ため、位相シフタ32で情報変調器22の変調信号I2
(θ2 )の位相を図4(b)に示すようにπ/4回転さ
せる処理を追加する。これにより合成後の信号s(t)
は、 s(t)=I1 (θ1 )・C1 (t)+I2 (θ2 −π
/4)・C2 (t) となる。s(t)の信号点配置を図4(c)に示すが、
図より明らかなようにs(t)の全ての信号点は2つの
同心円上に並び位相平面上の原点にくることはない。
フタを挿入しているが、この位相シフタを用いる理由は
以下による。今、QPSK変調器21および22の出力
信号をIn (θ)、加算器70の合成信号をs(t)と
する。 ここでIn =exp(jθn) θn:π/4、−π/
4、3π/4、−3π/4 (n=1,2) QPSK変調信号I1 (θ1 )およびI2 (θ2 )をそ
のまま拡散符号C1 (t)およびC2 (t)でスペクト
ラム拡散を行い加算器70で合成すると合成後の信号s
(t)は s(t)=I1 (θ1 )・C1 (t)+I2 (θ2 )・
C2 (t)となる。I1 (θ)およびI2 (θ)は、図
3(a),(b)に示すように位相平面上で互いに重な
っているため、合成信号s(t)の信号点のなかには図
3(c)に示すように位相平面上の原点にくる信号が生
じる。この原点はエネルギーゼロの状態であるからこの
まま送信しても受信できない。合成後の信号s(t)の
全ての信号点が位相平面上の原点にくることを回避する
ため、位相シフタ32で情報変調器22の変調信号I2
(θ2 )の位相を図4(b)に示すようにπ/4回転さ
せる処理を追加する。これにより合成後の信号s(t)
は、 s(t)=I1 (θ1 )・C1 (t)+I2 (θ2 −π
/4)・C2 (t) となる。s(t)の信号点配置を図4(c)に示すが、
図より明らかなようにs(t)の全ての信号点は2つの
同心円上に並び位相平面上の原点にくることはない。
【0013】次に、拡散符号発生器41および42から
出力する2個の拡散符号C1 およびC2 は、各々自己相
関特性がよく(同期点でピークをもち同期点以外は小さ
い)且つ相互相関特性がよい(無相関に近い)符号のセ
ットを用いる。これにより、マルチパス環境下でのビッ
ト誤率りを抑える。本実施例のデータレートRa は、 Ra =2mRb となる。(1)式より拡散帯域幅W及びスペクトル拡散
率Kが同一条件であれば、情報変調をQPSKのままで
も情報信号のデータレートを従来技術の2倍に高速化で
きることになる。
出力する2個の拡散符号C1 およびC2 は、各々自己相
関特性がよく(同期点でピークをもち同期点以外は小さ
い)且つ相互相関特性がよい(無相関に近い)符号のセ
ットを用いる。これにより、マルチパス環境下でのビッ
ト誤率りを抑える。本実施例のデータレートRa は、 Ra =2mRb となる。(1)式より拡散帯域幅W及びスペクトル拡散
率Kが同一条件であれば、情報変調をQPSKのままで
も情報信号のデータレートを従来技術の2倍に高速化で
きることになる。
【0014】上の説明はk=4の場合であるが、更に高
速化を行うには情報変調はQPSK(m=2)のままで
k=6(3倍の高速化)あるいはk=8(4倍の高速
化)…とすればよい。即ち、情報変調器2i、位相シフ
タ3i、拡散符号発生器4i、乗算器5iからなるブロ
ック6iを増やすことにより情報変調をQPSKのまま
で高速化ができることになる。
速化を行うには情報変調はQPSK(m=2)のままで
k=6(3倍の高速化)あるいはk=8(4倍の高速
化)…とすればよい。即ち、情報変調器2i、位相シフ
タ3i、拡散符号発生器4i、乗算器5iからなるブロ
ック6iを増やすことにより情報変調をQPSKのまま
で高速化ができることになる。
【0015】ただし、拡散符号発生器41〜4iから出
力するi個の拡散符号C1 〜Ci は、各々自己相関特性
がよく(同期点でピークをもち同期点以外は小さい)且
つi個の符号間の相互相関特性がよい(無相関に近い)
符号のセットを用いる。
力するi個の拡散符号C1 〜Ci は、各々自己相関特性
がよく(同期点でピークをもち同期点以外は小さい)且
つi個の符号間の相互相関特性がよい(無相関に近い)
符号のセットを用いる。
【0016】図5に図2に対応する受信側の構成例を示
す。この受信側の構成は、アンテナ200と、無線部1
90と、A/D変換器180と、相関器151および1
52と、送信側で用いた拡散符号セットC1 およびC2
を発生する拡散符号発生器141および142と、受信
信号より送信側のシンボルタイミングを抽出する同期回
路300と、位相シフタ132と、QPSK復調器12
1および122と、パラレル・シリアル変換器110と
からなる。
す。この受信側の構成は、アンテナ200と、無線部1
90と、A/D変換器180と、相関器151および1
52と、送信側で用いた拡散符号セットC1 およびC2
を発生する拡散符号発生器141および142と、受信
信号より送信側のシンボルタイミングを抽出する同期回
路300と、位相シフタ132と、QPSK復調器12
1および122と、パラレル・シリアル変換器110と
からなる。
【0017】アンテナ200で受信された信号の、無線
部190で直交復調しA/D変換器180でデジタル信
号に変換する。次に、相関器151および152で前記
デジタル信号と拡散符号発生器141および142から
の拡散符号C1 およびC2 との相関をとる。今、受信信
号をr(t)、相関器151および152の相関出力信
号をu1(t)およびu2(t)とする。ここでr
(t)は次式で表される。
部190で直交復調しA/D変換器180でデジタル信
号に変換する。次に、相関器151および152で前記
デジタル信号と拡散符号発生器141および142から
の拡散符号C1 およびC2 との相関をとる。今、受信信
号をr(t)、相関器151および152の相関出力信
号をu1(t)およびu2(t)とする。ここでr
(t)は次式で表される。
【0018】r(t)=s(t)+n(t) ただ
し、n(t):回線ノイズ 説明を簡単にするためn(t)を無視するとu1(t)
およびu2(t)は
し、n(t):回線ノイズ 説明を簡単にするためn(t)を無視するとu1(t)
およびu2(t)は
【0019】
【0020】(ただし T=1/Rb)となる。前述し
たように拡散符号C1 とC2 の相互相関が無相関に近け
れば、
たように拡散符号C1 とC2 の相互相関が無相関に近け
れば、
【0021】
【0022】となる。両式は相関器151および152
により受信信号と拡散符号C1 およびC2 との相関をと
ることにより送信側の合成前の信号I1 (θ1 )および
I2 (θ2 −π/4)とに分離できること示している。
次に信号I1 (θ1 )を121で復調する。
により受信信号と拡散符号C1 およびC2 との相関をと
ることにより送信側の合成前の信号I1 (θ1 )および
I2 (θ2 −π/4)とに分離できること示している。
次に信号I1 (θ1 )を121で復調する。
【0023】一方信号I2 (θ2 −π/4)については
送信側でπ/4ラジアン回転させているため、位相シフ
タ132で−π/4ラジアン回転させ122で復調す
る。なお、拡散符号発生器141および142の拡散符
号発生タイミング、および復調器121および122の
復調タイミングは全て同期回路300により抽出される
シンボルタイミングに同期しているものとする。
送信側でπ/4ラジアン回転させているため、位相シフ
タ132で−π/4ラジアン回転させ122で復調す
る。なお、拡散符号発生器141および142の拡散符
号発生タイミング、および復調器121および122の
復調タイミングは全て同期回路300により抽出される
シンボルタイミングに同期しているものとする。
【0024】以上により本発明では、情報変調としてQ
PSKのままで高速化が図れるため、前記16PSKの
場合のビット誤り率の劣化問題は回避できることにな
る。
PSKのままで高速化が図れるため、前記16PSKの
場合のビット誤り率の劣化問題は回避できることにな
る。
【0025】図6は本発明の第二の実施例を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【0026】図において、10は1ビットシリアル情報
信号を8ビットパラレル信号に変換するシリアル・パラ
レル変換器である。21〜24はシリアル・パラレル変
換器11の8ビット出力を各2ビットつづ入力される情
報変調器であり、ここでは8相トレリス変調をおこなう
8相トレリス変調器を用いている。32〜34は位相シ
フタ、41〜44は拡散符号発生器、51〜54は乗算
器、70は加算器、80はD/A変換器、90は無線
部、100はアンテナを示す。
信号を8ビットパラレル信号に変換するシリアル・パラ
レル変換器である。21〜24はシリアル・パラレル変
換器11の8ビット出力を各2ビットつづ入力される情
報変調器であり、ここでは8相トレリス変調をおこなう
8相トレリス変調器を用いている。32〜34は位相シ
フタ、41〜44は拡散符号発生器、51〜54は乗算
器、70は加算器、80はD/A変換器、90は無線
部、100はアンテナを示す。
【0027】本実施例では情報変調器21〜24として
8相トレリス変調器を用いているが、よく知られている
ようにこれは第一の実施例で用いたQPSK変調より誤
り率が向上する。位相シフタ32〜34は第一の実施例
で述べたように4つのスペクトル拡散信号を加算器70
で合成した信号の信号点配置が位相平面上の原点にこな
いようにする機能を持つ。本実施例では互いにπ/16
の位相差を与えるため、位相シフタ32はπ/16、3
3は2π/16、34は3π/16ラジアンの位相回転
を行う。次に拡散符号発生器41〜44から出力する4
つの拡散符号C1 〜C4 は、第一の実施例で説明したよ
うに各々自己相関特性がよく(同期点でピークをもち同
期点以外は小さい)且つ4つの符号間の相互相関特性が
よい(無相関に近い)符号のセットを用いる。本実施例
のデータレートRa は、 Ra =4mRb となる。QPSKのままで従来技術の4倍の高速化が可
能になる。
8相トレリス変調器を用いているが、よく知られている
ようにこれは第一の実施例で用いたQPSK変調より誤
り率が向上する。位相シフタ32〜34は第一の実施例
で述べたように4つのスペクトル拡散信号を加算器70
で合成した信号の信号点配置が位相平面上の原点にこな
いようにする機能を持つ。本実施例では互いにπ/16
の位相差を与えるため、位相シフタ32はπ/16、3
3は2π/16、34は3π/16ラジアンの位相回転
を行う。次に拡散符号発生器41〜44から出力する4
つの拡散符号C1 〜C4 は、第一の実施例で説明したよ
うに各々自己相関特性がよく(同期点でピークをもち同
期点以外は小さい)且つ4つの符号間の相互相関特性が
よい(無相関に近い)符号のセットを用いる。本実施例
のデータレートRa は、 Ra =4mRb となる。QPSKのままで従来技術の4倍の高速化が可
能になる。
【0028】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、拡散帯域
幅およびスペクトル拡散率が限定されている場合におい
ても、自己相関および相互相関特性の良好な拡散符号セ
ットを用いたいわゆるCDMA(符号分割多重)による
多重化により情報変調としてQPSK程度のままで高速
化が図れる。このため、従来の情報変調の多値化による
高速化で生じる、信号点距離の減少による誤り率劣化の
問題は回避できる。
幅およびスペクトル拡散率が限定されている場合におい
ても、自己相関および相互相関特性の良好な拡散符号セ
ットを用いたいわゆるCDMA(符号分割多重)による
多重化により情報変調としてQPSK程度のままで高速
化が図れる。このため、従来の情報変調の多値化による
高速化で生じる、信号点距離の減少による誤り率劣化の
問題は回避できる。
【図1】本発明の第1の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図2】第1の実施例において、n=2の場合を説明す
るためのブロック図である。
るためのブロック図である。
【図3】QPSK変調出力を位相面上に表示した図であ
る。
る。
【図4】図2の加算器70出力を位相面上に表示した図
である。
である。
【図5】図2の送信機に対向する受信機の構成例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図6】本発明の第2の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図7】従来の直接拡散方式の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
10 シリアル・パラレル変換器 21〜2n 情報変調器 31〜3n,132 位相シフタ 41〜4n,141,142 拡散符号発生器 51〜5n 乗算器 70 加算器 80 D/A変換器 90,190 無線部 100,200 アンテナ 110 パラレル・シリアル変換器 121,122 QPSK復調器 151,152 相関器 180 A/D変換器
Claims (3)
- 【請求項1】1ビットシリアル情報信号をkビットパラ
レル信号に変換するシリアル・パラレル変換器と、 kビットパラレル信号をn分割したk/nビットが供給
され各々情報変調を行うn個の情報変調器と、 該n個の情報変調器の各出力信号間に位相遅延を与える
n個の位相遅延発生器と、各々の間の相互相関が小であるn個のスペクトル拡散用
符号を発生するためのn個の拡散符号発生器と 、 該n個の位相遅延発生器の各出力信号と該n個の拡散符
号発生器から発生する各拡散符号とを1対1に対応させ
各々スペクトル拡散するn個の乗算器と、 該n個の乗算器の出力を合成する加算器と、該加算器の
出力をアナログ信号に変換するD/A変換器と、 D/A変換器出力を送信する手段とを有する無線データ
送信装置。 - 【請求項2】前記kは4、nは2であり、前記情報変調
器はQPSK変調器であることを特徴とする請求項1記
載の無線データ通信装置。 - 【請求項3】請求項1記載の送信装置から送信された信
号を受信し復調する無線データ受信装置であり、送信装置側と同一のn個のスペクトラム拡散用符号を発
生するn個の拡散符号発生器と 、 前記n個のスペクトラム拡散用符号が各々供給され、前
記受信信号を逆拡散するn個の逆拡散手段と、 n個の逆拡散手段出力信号間に位相遅延を与えるn個の
位相遅延発生手段と、 n個の位相遅延発生手段出力を各々復調するn個の情報
復調器と、 n個の情報復調手段出力を1ビットシリアル信号に変換
する手段とを有する無線データ受信装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP32677393A JP2734955B2 (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | 無線データ通信装置 |
US08/363,315 US6363100B1 (en) | 1993-12-24 | 1994-12-23 | Radio data communication system using spread spectrum scheme |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP32677393A JP2734955B2 (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | 無線データ通信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07183829A JPH07183829A (ja) | 1995-07-21 |
JP2734955B2 true JP2734955B2 (ja) | 1998-04-02 |
Family
ID=18191540
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP32677393A Expired - Lifetime JP2734955B2 (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | 無線データ通信装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6363100B1 (ja) |
JP (1) | JP2734955B2 (ja) |
Families Citing this family (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6826169B1 (en) * | 1996-12-20 | 2004-11-30 | Fujitsu Limited | Code multiplexing transmitting apparatus |
JP3311951B2 (ja) * | 1996-12-20 | 2002-08-05 | 富士通株式会社 | 符号多重送信装置 |
US6044103A (en) * | 1997-06-17 | 2000-03-28 | Qualcomm Inc. | Reduced peak-to-average amplitude dual channel link |
US6687205B1 (en) * | 1998-06-09 | 2004-02-03 | Seagate Technology Llc | Parallel coded spread spectrum communication for data storage |
CN1248421C (zh) * | 2000-03-23 | 2006-03-29 | 交互数字技术公司 | 用于扩频通信***的有效扩频器 |
US6856572B2 (en) * | 2000-04-28 | 2005-02-15 | Matrix Semiconductor, Inc. | Multi-headed decoder structure utilizing memory array line driver with dual purpose driver device |
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WO2002064405A1 (de) * | 2001-02-15 | 2002-08-22 | Siemens Aktiengesellschaft | Identifikationssystem zum nachweis einer berechtigung für den zugang zu einem objekt oder die benutzung eines objekts, insbesondere eines kraftfahrzeugs |
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CN101213778A (zh) * | 2005-06-30 | 2008-07-02 | 松下电器产业株式会社 | 发送装置、接收装置及通信方法 |
JP5420275B2 (ja) * | 2009-03-03 | 2014-02-19 | 株式会社Nttドコモ | 符号多重伝送方法、送信装置及び受信装置 |
CA3020241C (en) | 2011-02-18 | 2023-08-22 | Sun Patent Trust | Method of signal generation and signal generating device |
CN105978595B (zh) * | 2016-07-27 | 2019-01-18 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 多模接收装置、多模发送装置和多模收发方法 |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4041391A (en) * | 1975-12-30 | 1977-08-09 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Pseudo noise code and data transmission method and apparatus |
US4613976A (en) * | 1984-05-02 | 1986-09-23 | British Columbia Telephone Company | Constant envelope offset QPSK modulator |
FR2664113B1 (fr) * | 1990-06-28 | 1993-06-04 | Alcatel Transmission | Procede de transmission numerique a etalement de spectre par sequence directe a changement de sequences en cours de transmission, et emetteur et recepteur le mettant en óoeuvre. |
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JPH04273632A (ja) * | 1991-02-28 | 1992-09-29 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | スペクトラム拡散通信方式 |
JPH04360434A (ja) * | 1991-06-07 | 1992-12-14 | Canon Inc | スペクトル拡散送信装置及びスペクトル拡散受信装置 |
FR2681199B1 (fr) * | 1991-09-11 | 1993-12-03 | Agence Spatiale Europeenne | Procede et dispositif pour multiplexer des signaux de donnees. |
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JP2708350B2 (ja) * | 1993-05-18 | 1998-02-04 | 三菱電機株式会社 | 通信装置 |
-
1993
- 1993-12-24 JP JP32677393A patent/JP2734955B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-12-23 US US08/363,315 patent/US6363100B1/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US6363100B1 (en) | 2002-03-26 |
JPH07183829A (ja) | 1995-07-21 |
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