JP2689964B2

JP2689964B2 - スペクトラム拡散送信機

Info

Publication number: JP2689964B2
Application number: JP19370095A
Authority: JP
Inventors: 敬偉須田
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1995-07-28
Filing date: 1995-07-28
Publication date: 1997-12-10
Anticipated expiration: 2015-07-28
Also published as: JPH0946271A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はスペクトラム拡散送
信機に関し、特に拡散符号で二次拡散する直接拡散方式
のスペクトラム拡散送信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、各種放送や公共通信に加えて、携
帯電話やパーソナルコンピュータなど個人ユースの通信
が広まり、それに比例して有線、無線通信システムの通
信容量の拡大が望まれている。特に無線通信は携帯装置
の通信機能として今後大きな需要が見込まれている。し
かし、無線通信は周波数帯域という限られた資源を使用
するため、その使用効率のアップと隣接地域または隣接
周波数帯域の無線通信による妨害対策が大きな課題とな
っている。

【０００３】ディジタル多重通信方式は上記問題を解決
し周波数帯域の利用効率を高める有効な方式であり、こ
れには時分割多重（ＴＤＭ）、周波数分割多重（ＦＤ
Ｍ）、符号分割多重（ＣＤＭ）などがある。この中でＣ
ＤＭは、送受信機間で予め定められた符号を基にデータ
信号を拡散・逆拡散するいわゆるスペクトラム拡散変調
方式と呼ばれている方式である。

【０００４】スペクトラム拡散変調方式は送受信機間で
用いる符号を知らない限り復調できないため、複数の符
号をうまく選択することにより、同じ周波数帯域を使用
して複数の通信を同時に行うことができる。したがっ
て、スペクトラム拡散変調方式はディジタル多重通信方
式の中でも、チャネルの利用効率が高く、妨害波に強く
てかつ秘話性に優れているなどの特徴を持っている。

【０００５】一般にスペクトラム拡散変調方式は特開昭
６０−１４８２４５号公報（文献１）や特開平３−７６
３３３号公報（文献１）に記載された直接拡散（Ｄｉｒ
ｅｃｔＳｅｑｕｅｎｃｅ；ＤＳ）方式と周波数ホッピ
ング（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＨｏｐｐｉｎｇ；ＦＨ）方式
とに分けられる。ＤＳ方式はデータに１０数倍から数百
倍の符号をかけて周波数帯域を１０数倍から数百倍広げ
る方式であり、ＦＨ方式は使用周波数帯域を１０数から
数百チャネルに分割し、定められた符号パターンに従っ
て使用チャネルを切替える方式である。

【０００６】文献１，２記載のＤＳ方式の従来の第１の
スペクトラム拡散送信機をブロックで示す図６を参照す
ると、この従来の第１のスペクトラム拡散送信機は、シ
リアルのデータ信号ＤＳをシリアルパラレル変換しパラ
レルデータ信号ＤＰを出力するＳ／Ｐ変換器１と、パラ
レルデータ信号ＤＰを同相位相Ｉと直交位相Ｑとから成
るＩ−Ｑ座標にマッピングしＩ信号ＩＤ，Ｑ信号ＱＤを
生成する信号マッピング回路３と、拡散符号ＰＮの供給
に応答してＩ，Ｑ信号ＩＤ，ＱＤの各々を二次拡散し拡
散データ信号ＩＰ，ＱＰを生成する二次拡散回路４と、
拡散データ信号ＩＰ，ＱＰの各々を低域濾波し波形整形
して拡散信号ＦＩ，ＦＱを生成する低域通過フィルタ
（ＬＰＦ）５１，５２を含むＬＰＦ回路５と、拡散信号
ＦＩ，ＦＱで所定の搬送波信号を変調して送信信号ＴＤ
として送信する送信回路６と、拡散符号ＰＮを発生する
拡散信号発生回路８とを備える。

【０００７】送信回路６は送信信号ＴＤを出力する終段
アンプ６１と、搬送波信号Ｃを発生する搬送波信号発振
器６２と、搬送波信号Ｃをπ／２移相するπ／２移相器
６３とを備える。

【０００８】次に、図６を参照して、従来の第１のスペ
クトラム拡散送信機の動作について説明すると、まず、
データ信号ＤＳはＳ／Ｐ変換器１でシリアルパラレル変
換され、パラレルデータ信号ＤＰとして信号マッピング
回路３に供給される。信号マッピング回路３はパラレル
データ信号ＤＰをＩ−Ｑ座標にマッピングし、Ｉ信号Ｉ
Ｄ，Ｑ信号ＱＤを生成して、二次拡散回路４に供給す
る。二次拡散回路４は排他的論理和回路であり、Ｉ，Ｑ
信号ＩＤ，ＱＤの各々を拡散信号発生回路８からの拡散
符号ＰＮの供給に応答して二次拡散し、拡散データ信号
ＩＰ，ＱＰを生成して、ＬＰＦ回路５に供給する。通常
拡散符号ＰＮとして用いられる符号はＢａｒｋｅｒ符号
に代表されるＭ系列符号などの直交性の強い符号であ
る。ＬＰＦ５は拡散データ信号ＩＰ，ＱＰの各々を低域
濾波・波形整形し拡散信号ＦＩ，ＦＱを生成して送信回
路６に供給する。送信回路６は、拡散信号ＦＩ，ＦＱの
供給に応答して搬送波信号発振器６２からの搬送波信号
を変調し、この変調信号を終段アンプ６１で所定の送信
電力まで増幅し送信信号ＴＤとして送信する。

【０００９】通常、二次拡散回路４ではＩ，Ｑ信号Ｉ
Ｄ，ＱＤの各々に同時に二次拡散符号の０または１を掛
け合わせるので搬送波の位相は二次拡散符号によって１
８０°反転する。すなわち、二次拡散の変調方式は、二
位相偏移変調（ＢＰＳＫ）と呼ばれる方式である。

【００１０】データ信号００を送信する場合のＩ，Ｑ信
号の各座標点（信号点）配置図の例を示す図７を参照す
ると、このデータ信号００は信号マッピング回路で信号
点（０，０）にマッピングされた後、二次拡散回路によ
って信号点（０，０）と（１，１）とを往復する。この
動作に同期して搬送波の位相は１８０°変化する。

【００１１】復調信号は送信機と同一拡散符号を送信機
に同期した周期で逆拡散することにより得られる。逆に
異なる拡散符号による逆拡散では復調できないことを利
用し、異なる拡散符号を用いることにより、同時に複数
の異なる通信を同一周波数帯域上で実現できる。

【００１２】受信機においては、通常、送信機とは異な
るクロックで動作しているため、正確な復調をするため
にはまず送信信号からデータ信号の変調クロックを再生
・同期させる機能を必要とする。一般に、ＤＳ方式スペ
クトラム拡散信号のクロック再生では二次拡散符号に適
合させたマッチドフィルタを用いる。マッチドフィルタ
は表面弾性波素子（ＳＡＷ）やディジタルフィルタを用
い、入力信号中に予め決められたパターンを検出すると
一致信号を出力する。具体的には、二次拡散符号を記憶
したマッチドフィルタにＤＳ方式のスペクトラム拡散信
号を入力すると、丁度二次拡散符号との同期毎に一致信
号が出力し、これを復調器の後述するシンボルクロック
に用いる。

【００１３】ここで、ＤＳ方式スペクトラム拡散変調で
使用される各部のクロック等の名称について説明する
と、入力データの転送単位はビットと呼び、これを制御
するクロックをビットクロックと呼ぶ。ｎビットのデー
タ信号の周期をシンボルと呼び、これを制御するクロッ
クをシンボルクロックと呼ぶ。図７の信号マッピング回
路３等はシンボルクロックで制御される。二次拡散信号
の１ビット周期をチップと呼び、これを制御するクロッ
クをチップクロックと呼ぶ。図７の拡散信号発生回路８
はチップクロックで制御される。通常、チップクロック
はシンボルクロックの（拡散符号数）倍の周波数であ
る。すなわち、２ＭｂｐｓのデータをＱＰＳＫ変調の一
次変調方式、１１チップの拡散符号で二次拡散して送信
する場合、ビットクロックは２ＭＨｚ、シンボルクロッ
クは１ＭＨｚ、チップクロックは１１ＭＨｚとなる。

【００１４】ＤＳ方式スペクトラム拡散送信機の二次拡
散に用いられる変調方式には上記ＢＰＳＫの他に４相位
相偏移変調（ＱＰＳＫ）などがある。

【００１５】上記従来の第１のスペクトラム拡散送信機
の欠点は図７に示すように位相が１８０°変化する、す
なわち変調波の振幅が０となる点を通ることである。変
調波の振幅レベルが大きく変化すると送信機の電力増幅
器の非線形歪により周波数帯域幅の増加を招く。この抑
圧のためには線形電力増幅器などの非線形歪が小さい電
力増幅器を使用しなければならないので、電力効率の低
下や出力レベルの低下を余儀なくされる。したがって、
二次変調波の振幅が０にならない変調方式が電力効率の
優れた送信方式として望まれる。

【００１６】二次変調波の振幅が０にならない変調方式
を有する特開平６−２３２８３８号公報（文献３）記載
の従来の第２のスペクトラム拡散送信機を図６と共通の
構成要素には共通の参照文字／数字を付して同様にブロ
ックで示す図８を参照すると、この従来の第２のスペク
トラム拡散送信機の前述の従来の第１のスペクトラム拡
散送信機との相違点は、入力信号ＤＰを直接二次拡散す
る二次拡散回路４Ａと信号マッピング回路３Ａとの間
に、二次拡散データが０ならば左回りに１ならば右回り
にそれぞれ遷移するように処理することにより二次変調
信号の０点通過すなわち対角点遷移を禁止する対角点遷
移禁止回路２０を備え、Ｉ，Ｑ信号の各々の遷移時間を
ずらすことにより、二次変調波の位相が１８０°変化す
ることを避けている。

【００１７】対角点遷移禁止回路２０は、一方の入力に
上記二次拡散データおよびその反転データがそれぞれ供
給される排他的論理和回路２１，２２と、上記二次拡散
データを反転し上記反転データを生成するインバータＩ
２１と、排他的論理和回路２２，２１の各々の他方の入
力に出力を供給するＤフリップフロップＦ２１，Ｆ２２
とを備え、排他的論理和回路２１，２２の各々は右，左
の各々回りの遷移処理データを信号マッピング回路３Ａ
に供給する。したがって、二次拡散信号は等価的に１／
２に分周される。

【００１８】従来の第２のスペクトラム拡散送信機の信
号点遷移を示す図９を参照すると、この図ではＩ，Ｑ各
々の信号の変化に対応する遷移を実線および点線でそれ
ぞれ示す。このように二次変調波の振幅が０の点を通る
ことはないので送信電力増幅器の非線形歪の影響を受け
にくい。

【００１９】しかし、この従来の第２のスペクトラム拡
散送信機は、Ｉ，Ｑの遷移時間をずらすことにより、振
幅が０になる点の通過を避けるために変調信号に上記遷
移の一つ前の配置信号の情報を掛合せている。そのた
め、受信機でも遷移一つ前の配置信号を掛合せて所要の
現時間の変調信号を復調する。このため、一般的な、マ
ッチドフィルタを使用したクロック再生ができない。こ
の理由は、クロック再生のためには最初の配置情報が必
要であり、その配置情報を得るためにはクロック再生が
必要であるためである。文献３では送信信号のクロック
と同期した後の復調方法が示されているが、最初に必要
なクロック再生方法が示されていない。

【００２０】また、一般に無線通信ではクロック再生の
ために通信対象データの前にプリアンブルデータを付加
する。プリアンブルデータは予めわかっている単純なデ
ータであり、このデータの送信期間内に受信側でクロッ
ク再生や同期が行われる。文献３の例のクロック再生の
困難という問題はこのプリアンブルデータの送信期間の
増大要因となる。このプリアンブルデータ送信期間中は
本来の送信データが送れないので、この期間が長いとい
うことはデータ通信のスループットが低いということに
なる。

【００２１】これらの技術の他に変調方式そのものが振
幅が０になる点を通らないものがある。このような変調
方式として最小位相偏移変調（ＭＳＫ）、連続位相周波
数偏移変調（ＣＱＰＳＫ）、オフセットＱＰＳＫ（ＯＰ
ＱＳＫ）などが知られている。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の第１の
スペクトラム拡散送信機は、変調波の振幅が０となる点
を通ることにより変調波の振幅レベルが大きく変化する
ので非線形歪の抑圧のため線形電力増幅器などの非線形
歪の小さい電力増幅器を使用する必要があり、電力効率
の低下や出力レベルの低下を余儀なくされるという欠点
があった。

【００２３】この欠点を緩和した従来の第２のスペクト
ラム拡散送信機は、Ｉ，Ｑ信号に二次拡散符号と一つ前
の配置信号が掛合されているため、受信機における一般
的なマッチドフィルタを使用したクロック再生が困難で
あり、クロック再生回路が複雑化するとともに、クロッ
ク再生期間を確保するためのプリアンブルデータの送信
期間の増大要因となり、したがって、データ通信のスル
ープット低減要因となるという欠点があった。また、二
次拡散信号を２分周するために送信信号の拡散率が１／
２となってしまい、同一拡散符号を用いる他のＤＳ方式
スペクトラム拡散送受信機と同じ性能を維持するために
は２倍のクロック周波数を使用する必要があり、設計の
困難さが増すと同時に消費電力の増大要因となるという
欠点があった。

【００２４】さらに、変調方式そのものが振幅０の点を
通過しない特徴を持つＭＳＫ，ＣＰＦＳＫ，ＯＱＰＳＫ
の各方式の従来のスペクトラム拡散送信機は、いずれも
受信機側のクロック再生が複雑になるという欠点があっ
た。

【００２５】

【課題を解決するための手段】本発明のスペクトラム拡
散送信機は、データ信号を同相位相と直交位相とから成
る同相直交座標系にマッピングし同相データ信号と直交
データ信号とを生成する信号マッピング回路と、第１お
よび第２の拡散信号の供給に応答して前記同相データ信
号および直交データ信号の各々を掛合せて二次拡散し同
相および直交拡散データ信号の各々を生成する二次拡散
回路とを備え、前記同相および直交拡散データ信号の各
々を変調信号とし搬送波信号を前記同相直交座標系で表
す変調信号配置の原点を通らないように変調して送信信
号を生成するスペクトラム拡散送信機において、連続す
る入力データ信号をｎビット毎のシンボルに分割しこの
シンボルの各ビット値の組合せによって前記変調信号を
前記変調信号配置における２ⁿの信号点に配置する２ⁿ
相位相偏移変調手段を備えて構成されている。

【００２６】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態を図６
と共通の構成要素には共通の参照文字／数字を付して同
様にブロックで示す図１を参照すると、この図に示す本
実施の形態のスペクトラム拡散送信機は、従来と共通の
Ｓ／Ｐ変換器１と、二次拡散回路４と、ＬＰＦ回路５
と、送信回路６と、拡散信号発生回路８とに加えて、信
号マッピング回路３の代りにＱＰＳＫ方式対応の信号座
標にマッピングする信号マッピング回路３Ｂと、パラレ
ルデータＤＰを１シンボルクロック分遅延する遅延回路
２と、信号ＤＰのビット値の組合せに対応して所定値の
プリフエッチ（先読）信号Ｐを出力するプリフエッチ回
路７と、プリフエッチ信号Ｐおよびその反転信号ＰＢの
各々と拡散符号ＰＮとの論理積をとりＡＮＤ拡散符号Ａ
ＰＮ，ＡＰＮＢとを生成する拡散符号処理回路９とを備
える。

【００２７】拡散符号処理回路９は、プリフエッチ信号
Ｐを反転して反転プリフエッチ信号ＰＢを生成するイン
バータＩ９１と、信号Ｐ，ＰＢの各々と拡散符号ＰＮと
の論理積をそれぞれとり信号ＡＰＮ，ＡＰＮＢを生成す
るＡＮＤ回路Ｇ９１，Ｇ９２とを備える。

【００２８】次に、図１を参照して本実施の形態の動作
について説明すると、Ｓ／Ｐ変換器１は、入力したデー
タ信号ＤＰを１シンボル２ビット単位でシリアル／パラ
レル変換し生成したパラレルデータ信号ＤＰを遅延回路
７とプリフエッチ回路７とに供給する。遅延回路２は供
給を受けた信号ＤＰを１シンボルクロック分、すなわち
データ信号ＤＳの２ビット分遅延し遅延信号ＤＤＰを生
成し、信号マッピング回路３Ｂに供給する。信号マッピ
ング回路３Ｂはこの遅延信号ＤＤＰをＱＰＳＫの信号座
標にマッピングし、Ｉ，Ｑ信号ＩＤＰ，ＩＤＱを生成し
て、二次拡散回路４のＩ，Ｑの各々用の拡散回路４１，
４２に供給する。一方、プリフエッチ回路７は供給を受
けたデータ信号ＤＰのビット値の組合せにより、００ま
た０１の場合は１，１０または１１の場合は０を出力す
るように変換してプリフエッチ信号Ｐを生成する。拡散
符号処理回路９は、このプリフエッチ信号Ｐの供給に応
答してその反転信号ＰＢを生成し、これら信号Ｐ，ＰＢ
の各々と拡散信号発生回路８からの拡散符号ＰＮとの論
理積を取りそれぞれ信号ＡＰＮ，ＡＰＮＢを生成して、
拡散回路４１，４２にそれぞれ供給する。拡散回路４
１，４２の各々は、これら信号ＩＤＰとＡＰＮ，信号Ｑ
ＤＰとＡＰＮＢとの排他的論理和演算を行いそれぞれ二
次拡散信号ＩＰ，ＱＰを生成する。ＬＰＦ５１，５２は
これら二次拡散信号ＩＰ，ＱＰを波形整形し、信号Ｆ
Ｐ，ＱＰを生成して送信回路６に供給する。送信回路６
は、従来と同様に、拡散信号ＦＩ，ＦＱの供給に応答し
て搬送波信号発振器６２からの搬送波信号を変調し、こ
の変調信号を終段アンプ６１で所定の送信電力まで増幅
し送信信号ＴＤとして送信する。

【００２９】本実施の形態の信号点配置の一例を示す図
２を併せて参照すると、Ｉ，Ｑの座標で示すデータ信号
００は信号マッピング回路３Ｂで信号点（０，０）に配
置され、この信号点を基準に二次拡散される。この時、
次データ信号が００または０１の場合、信号点（０，
１）と先の信号点（０，０）との間の位相は点線で示す
ように変化する。同様に次データ信号が１０または１１
の場合、信号点（１，０）と先の信号点（０，０）との
間の位相は実線で示すように変化する。すなわち、両方
の場合共位相の変化が振幅０となる点を通過しないので
変調波の振幅レベルの変化が小さい。

【００３０】さらに本実施の形態のスペクトラム拡散送
信機の送信信号を受信する受信回路は従来のＤＳ方式ス
ペクトラム拡散送信機の受信回路を何ら変更する必要は
ない。すなわち、従来のディジタルフィルタを用いた相
関器やクロック再生回路をそのまま適用でき、データ送
信に前置されるプリアンブルデータも公知のものを何ら
変更する必要はない。

【００３１】次に、本発明の第２の実施の形態を図１と
共通の構成要素には共通の参照文字／数字を付して同様
にブロックで示す図３を参照すると、この実施の形態の
前述の第１の実施の形態との相違点は、一次変調方式と
して８ＰＳＫを使用し、排他的論和回路を用いた二次拡
散回路４の代りに９０°，−９０°の各々の制御端子を
有する９０°位相変換器を用いた二次拡散回路４Ａを備
えることである。

【００３２】図３を参照して本実施の形態の動作につい
て説明すると、Ｓ／Ｐ変換器１は、入力したデータ信号
ＤＰを１シンボル３ビット単位でシリアル／パラレル変
換し生成したパラレルデータ信号ＤＰを遅延回路７とプ
リフエッチ回路７とに供給する。遅延回路７は信号ＤＰ
を１シンボルクロック分（すなわち、３ビットクロック
分）遅延し、信号ＤＰＰを信号マッピング回路３Ｂに供
給する。信号マッピング回路３Ｂは信号ＤＰＰを８ＰＳ
Ｋの信号座標にマッピングし、信号ＩＤＰ，ＱＤＰを生
成し、二次拡散回路４Ａに供給する。二次拡散回路４Ａ
は入力したマッピング信号ＩＤＰ，ＱＤＰの各々を９０
°，−９０°の各々の制御端子入力値が１の時はそれぞ
れ位相を＋９０°，−９０°回転した信号を出力する機
能を持っている。一方、プリフエッチ回路７は、入力デ
ータ信号ＤＰのビット値の組合せによって０００，００
１，０１０または０１１の場合はプリフエッチ信号Ｐの
値１を、１００，１０１，１１０または１１１の場合は
信号Ｐの値０をそれぞれ出力するように変換する。拡散
符号処理回路９は、このプリフエッチ信号Ｐの供給に応
答してその反転信号ＰＢを生成し、これら信号Ｐ，ＰＢ
の各々と拡散信号発生回路８からの拡散符号ＰＮとの論
理積を取りそれぞれ信号ＡＰＮ，ＡＰＮＢを生成して、
二次拡散回路４Ａの９０°，−９０°の各々の制御端子
にそれぞれ供給する。二次拡散回路４Ａは、拡散信号Ｉ
Ｐ，ＱＰを生成し、以下第１の実施の形態と同様にＬＰ
Ｆ回路５，送信回路６を経由して送信信号ＴＤを送信す
る。

【００３３】本実施の形態の信号点配置の一例を示す図
４を併せて参照すると、Ｉ，Ｑの座標で示すデータ信号
０００は信号マッピング回路３Ｂで信号点（０，０，
０）に配置され、この信号点を基準に二次拡散される。
この時、次データ信号が０００，００１，０１０または
０１１の場合、信号点（０，１，０）と先の信号点
（０，０，０）との間を点線で示すように位相が変化す
る。同様に次データ信号が１００，１０１，１１０また
は１１１の場合、信号点（１，１，０）と先の信号点
（０，０，０）との間を実線で示すように位相が変化す
る。

【００３４】同様に、本発明を一次変調方式として２ⁿ
相位相偏移変調（２ⁿＰＳＫ）を使用するように拡張す
ることも、本発明の主旨を逸脱しない限り適用できるこ
とは勿論である。

【００３５】この２ⁿＰＳＫを一次変調方式に用いた場
合の信号点配置の一例を示す図５を併せて参照すると、
Ｉ，Ｑの座標で示すデータ信号０００…０は信号マッピ
ング回路３Ｂで信号点（０，０，０，…，０）に配置さ
れ、この信号点を基準に二次拡散される。この時、次デ
ータが０００…０，０００…１，…，０１１…１の場
合、信号点（０，１，０，…，０）と先の信号点（０，
０，０，…，０）との間を点線で示すように位相が変化
する。同様に、次データが１００…０，１００…１，
…，１１１…１の場合、信号点（１，１，０，…，０）
と先の信号点（０，０，０，…，０）との間を実線で示
すように位相が変化する。

【００３６】本発明を説明するに当たり、一次拡散Ｉ，
Ｑ信号をプリフエッチした１シンボルクロック分の次デ
ータにより、９０°または−９０°の位相変化を選択し
て二次拡散する例で説明したが、この二次拡散用の拡散
符号を９０°，−９０°で異なる拡散符号を用いること
も可能である。

【００３７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のスペクト
ラム拡散送信機は、シンボルの各ビット値の組合せによ
って変調信号を２ⁿの信号点に配置する２ⁿ相位相偏移
変調手段を備えることにより、二次拡散での位相変化時
に振幅の０の点の通過を回避し、変調波の振幅変動を抑
圧できるので、非線形歪が大きいが電力効率の高い電力
増幅器の使用を可能とし、電力効率の向上や出力レベル
の増加を達成できるという効果がある。

【００３８】また、送信フオーマットを変更することが
ないので、従来の受信方式を変更する必要がなく、ディ
ジタルフィルタによる相関器やクロック再生回路をその
まま適用できるという効果がある。

【００３９】さらに、データ送信に先がけて送るプリア
ンブルデータもそのままでよいので、本発明の適用によ
る特別なスループット低下はないという効果がある。

【００４０】さらに、従来の第２のスペクトラム拡散送
信機のような送信信号のスペクトラム拡散率の低下要因
もないので、２倍のクロック周波数の使用や設計の困難
さおよび消費電力の増大要因が除去されるという効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスペクトラム拡散送信機の第１の実施
の形態を示すブロック図である。

【図２】本実施の形態のスペクトラム拡散送信機におけ
る動作の一例を示す信号点配置図である。

【図３】本発明のスペクトラム拡散送信機の第１の実施
の形態を示すブロック図である。

【図４】本実施の形態のスペクトラム拡散送信機におけ
る動作の一例を示す信号点配置図である。

【図５】２ⁿＰＳＫを一次変調方式に用いた場合の動作
の一例を示す信号点配置図である。

【図６】従来の第１のスペクトラム拡散送信機を示すブ
ロック図である。

【図７】従来の第１のスペクトラム拡散送信機における
動作を示す信号点配置図である。

【図８】従来の第２のスペクトラム拡散送信機を示すブ
ロック図である。

【図９】従来の第２のスペクトラム拡散送信機における
動作を示す信号点配置図である。

【符号の説明】

１Ｓ／Ｐ変換器２遅延回路３，３Ａ，３Ｂ信号マッピング回路４，４Ａ二時拡散回路５ＬＰＦ回路６送信回路７プリフエッチ回路８拡散信号発生回路９拡散信号処理回路２０対角線遷移禁止回路２１，２２排他的論理和回路４１，４２拡散回路５１，５２ＬＰＦ６１終段アンプ６２搬送波信号発振器

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】データ信号を同相位相と直交位相とから
成る同相直交座標系にマッピングし同相データ信号と直
交データ信号とを生成する信号マッピング回路と、第１
および第２の拡散信号の供給に応答して前記同相データ
信号および直交データ信号の各々を掛合せて二次拡散し
同相および直交拡散データ信号の各々を生成する二次拡
散回路とを備え、前記同相および直交拡散データ信号の
各々を変調信号とし搬送波信号を前記同相直交座標系で
表す変調信号配置の原点を通らないように変調して送信
信号を生成するスペクトラム拡散送信機において、連続する入力データ信号をｎビット毎のシンボルに分割
しこのシンボルの各ビット値の組合せによって前記変調
信号を前記変調信号配置における２ⁿの信号点に配置す
る２ⁿ相位相偏移変調手段を備えることを特徴とするス
ペクトラム拡散送信機。
【請求項２】前記２ⁿ相位相偏移変調手段が、前記入
力データ信号を１シンボル期間遅延させ前記データ信号
を生成する遅延回路と、前記入力データ信号の供給に応答してこの入力データ信
号を構成するビット値の組合せに対応する所定値のプリ
フエッチ信号を出力するプリフエッチ回路と、前記プリフエッチ信号およびこのプリフエッチ信号を反
転した反転プリフエッチ信号の各々と拡散符号との論理
積をとり前記第１および第２の拡散信号を生成する拡散
符号処理回路９とを備えることを特徴とする請求項１記
載のスペクトラム拡散送信機。
【請求項３】前記二次拡散回路が、前記第１および第
２の拡散信号の供給に応答して前記同相データ信号およ
び直交データ信号の各々の位相を＋９０°と−９０°の
いずれか一方に回転して前記同相および直交拡散データ
信号の各々を生成する９０°位相変換器を備えることを
特徴とする請求項１記載のスペクトラム拡散送信機。
【請求項４】前記拡散符号処理回路が、前記プリフエ
ッチ信号を反転して反転プリフエッチ信号を生成するイ
ンバータと、前記プリフエッチ信号，反転プリフエッチ信号の各々と
前記拡散符号との論理積をそれぞれとり前記第１，第２
の拡散信号を生成する第１および第２のＡＮＤ回路とを
備えることを特徴とする請求項２記載のスペクトラム拡
散送信機。