JP2731707B2 - フィードフォワード歪補償増幅器 - Google Patents
フィードフォワード歪補償増幅器Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はフィードフォワード歪補
償増幅器に関し、特に低周波において一般に用いられて
いるような負帰還による増幅器の非直線歪の改善が困難
となる無線周波数での高周波増幅を行なう無線送受信装
置に関する。
償増幅器に関し、特に低周波において一般に用いられて
いるような負帰還による増幅器の非直線歪の改善が困難
となる無線周波数での高周波増幅を行なう無線送受信装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】増幅器にフィードフォワード歪補償を行
なう場合、基本的に図２に示したように構成されること
は一般に知られている（例えば、Ｈ．ＳＥＩＤＥＬ，
Ｈ．Ｒ．ＢＥＵＲＲＩＥＲ，Ａ．Ｎ．ＦＲＩＥＤＭＡＮ
の“Ｅｒｒｏｒ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｈｉｇｈ Ｐ
ｏｗｅｒ Ｌｉｎｅａｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ ａｔ
ＶＨＦ”（Ｔｈｅ Ｂｅｌｌ Ｓｙｓｔｅｍ Ｔｅｃｈ
ｎｉｃａｌ Ｊｏｕｒｎａｌ，４７，Ｎｏ．５（Ｍａｙ
−Ｊｕｎｅ１９６８）参照）。図２において、入力信号
はまず２分岐されて一方は歪を補償する主増幅器１へ入
力され、もう一方は第１の遅延線３を通って第１の電力
合成器５へ入力されている。また、主増幅器１で増幅さ
れた出力信号を２分岐され、一方は第２の遅延線４を通
って第２の電力合成器６へ入力され、もう一方はその信
号の位相及び振幅を制御するための第１のベクトル変調
器７に入力される。この第１のベクトル変調器７の位相
と振幅が制御された出力信号は第１の電力合成器５にお
いて、入力側の信号と等振幅逆位相（位相差１８０°）
で合成される。
なう場合、基本的に図２に示したように構成されること
は一般に知られている（例えば、Ｈ．ＳＥＩＤＥＬ，
Ｈ．Ｒ．ＢＥＵＲＲＩＥＲ，Ａ．Ｎ．ＦＲＩＥＤＭＡＮ
の“Ｅｒｒｏｒ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｈｉｇｈ Ｐ
ｏｗｅｒ Ｌｉｎｅａｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ ａｔ
ＶＨＦ”（Ｔｈｅ Ｂｅｌｌ Ｓｙｓｔｅｍ Ｔｅｃｈ
ｎｉｃａｌ Ｊｏｕｒｎａｌ，４７，Ｎｏ．５（Ｍａｙ
−Ｊｕｎｅ１９６８）参照）。図２において、入力信号
はまず２分岐されて一方は歪を補償する主増幅器１へ入
力され、もう一方は第１の遅延線３を通って第１の電力
合成器５へ入力されている。また、主増幅器１で増幅さ
れた出力信号を２分岐され、一方は第２の遅延線４を通
って第２の電力合成器６へ入力され、もう一方はその信
号の位相及び振幅を制御するための第１のベクトル変調
器７に入力される。この第１のベクトル変調器７の位相
と振幅が制御された出力信号は第１の電力合成器５にお
いて、入力側の信号と等振幅逆位相（位相差１８０°）
で合成される。
【０００３】ここで、第１の遅延線３は入力から第１の
電力合成器５までの遅延時間が主増幅器１の入力側から
分岐される経路と主増幅器１の出力側から分岐される経
路とで差が生じないように調整されている。第１の電力
合成器５の出力として主増幅器１の歪成分を抽出した誤
差信号は、この信号の位相及び振幅を制御するための第
２のベクトル変調器８を通って補助増幅器２へ入力され
る。補助増幅器２で増幅された誤差信号は、第２の電力
合成器６において主増幅器１の出力の歪成分と等振幅逆
位相となるように合成されることにより歪の補償を行な
っている。
電力合成器５までの遅延時間が主増幅器１の入力側から
分岐される経路と主増幅器１の出力側から分岐される経
路とで差が生じないように調整されている。第１の電力
合成器５の出力として主増幅器１の歪成分を抽出した誤
差信号は、この信号の位相及び振幅を制御するための第
２のベクトル変調器８を通って補助増幅器２へ入力され
る。補助増幅器２で増幅された誤差信号は、第２の電力
合成器６において主増幅器１の出力の歪成分と等振幅逆
位相となるように合成されることにより歪の補償を行な
っている。
【０００４】この基本的なフィードフォワード歪補償増
幅器において、誤差抽出のための誤差検出ループにおけ
る信号成分の等振幅逆相合成による抑圧を常時安定に行
なうために、第１のベクトル変調器７及び第２のベクト
ル変調器８による位相・振幅制御を自動的に行なって誤
差検出ループでの信号抑圧量と誤差除去ループでの誤差
抑圧量とを最大限に保持することが必要である。
幅器において、誤差抽出のための誤差検出ループにおけ
る信号成分の等振幅逆相合成による抑圧を常時安定に行
なうために、第１のベクトル変調器７及び第２のベクト
ル変調器８による位相・振幅制御を自動的に行なって誤
差検出ループでの信号抑圧量と誤差除去ループでの誤差
抑圧量とを最大限に保持することが必要である。
【０００５】このため、従来のフィードフォワード歪補
償を行なった増幅器においては、図３に示したように、
誤差検出ループにおける信号成分の抑圧のために、第１
の電力合成器５の出力より信号成分の一部を検出するた
めの帯域通過フィルタ１３ｃと、その信号電力レベルに
応じた検波電圧を得るための検波器１７と、その検波電
圧から合成出力に残留する信号成分の電力レベルを最小
にするように第１の移相器１１の移相量を制御するため
の移相器制御回路１６ｂを有している。なお、第１の電
力減衰器９は主増幅器１の出力信号の振幅を制御するた
めのもので、この第１の電力減衰器９の出力信号が第１
の移相器１１に入力される。このように、誤差検出ルー
プにおいて信号成分の抑圧が第１の電力合成器５で行な
われた結果として第１の電力合成器５の出力に残る歪成
分を含む誤差信号から残留している信号成分を抽出し
て、その電力レベルが小さくなる方向へ第１の移相器１
１の移相量を変化させることにより、誤差検出ループで
の歪成分の抽出における信号成分の抑圧量を大きくとれ
るように制御している。
償を行なった増幅器においては、図３に示したように、
誤差検出ループにおける信号成分の抑圧のために、第１
の電力合成器５の出力より信号成分の一部を検出するた
めの帯域通過フィルタ１３ｃと、その信号電力レベルに
応じた検波電圧を得るための検波器１７と、その検波電
圧から合成出力に残留する信号成分の電力レベルを最小
にするように第１の移相器１１の移相量を制御するため
の移相器制御回路１６ｂを有している。なお、第１の電
力減衰器９は主増幅器１の出力信号の振幅を制御するた
めのもので、この第１の電力減衰器９の出力信号が第１
の移相器１１に入力される。このように、誤差検出ルー
プにおいて信号成分の抑圧が第１の電力合成器５で行な
われた結果として第１の電力合成器５の出力に残る歪成
分を含む誤差信号から残留している信号成分を抽出し
て、その電力レベルが小さくなる方向へ第１の移相器１
１の移相量を変化させることにより、誤差検出ループで
の歪成分の抽出における信号成分の抑圧量を大きくとれ
るように制御している。
【０００６】ここで、移相器制御回路１６ｂの詳細構成
を図４に示した。入力される誤差信号レベルに応じた検
波電圧をＡ／Ｄ（アナログ・ディジタル）変換器２２で
ディジタル信号データに変換したのち、タイミングロッ
ク発生回路２５からのクロックパルスのタイミングでデ
ータを順次、第１及び第２のメモリ２３ａ及び２３ｂで
構成されるシフトレジスタ２９に記憶される。記憶され
たデータで最新のデータと１クロック前のデータとでそ
の大きさを比較器２４で比較して、逆相合成となるよう
合成レベルが小さくなる方向へ第１の移相器１１（図
３）の移相量を変化させるように、Ｕ／Ｄ（アップダウ
ン）カウンタ１９をアップカウント又はダウンカウント
させている。ここで、このカウンタ１９の出力データは
第１の移相器１１の移相量に応じた制御電圧のデータを
記憶している第１及び第２のＲＯＭ（読み出し専用メモ
リ）２０ａ及び２０ｂの読み出しアドレスになってお
り、読み出されたデータによって制御信号を第１及び第
２のＤ／Ａ（ディジタル・アナログ）変換器２１ａ及び
２１ｂで発生させている。
を図４に示した。入力される誤差信号レベルに応じた検
波電圧をＡ／Ｄ（アナログ・ディジタル）変換器２２で
ディジタル信号データに変換したのち、タイミングロッ
ク発生回路２５からのクロックパルスのタイミングでデ
ータを順次、第１及び第２のメモリ２３ａ及び２３ｂで
構成されるシフトレジスタ２９に記憶される。記憶され
たデータで最新のデータと１クロック前のデータとでそ
の大きさを比較器２４で比較して、逆相合成となるよう
合成レベルが小さくなる方向へ第１の移相器１１（図
３）の移相量を変化させるように、Ｕ／Ｄ（アップダウ
ン）カウンタ１９をアップカウント又はダウンカウント
させている。ここで、このカウンタ１９の出力データは
第１の移相器１１の移相量に応じた制御電圧のデータを
記憶している第１及び第２のＲＯＭ（読み出し専用メモ
リ）２０ａ及び２０ｂの読み出しアドレスになってお
り、読み出されたデータによって制御信号を第１及び第
２のＤ／Ａ（ディジタル・アナログ）変換器２１ａ及び
２１ｂで発生させている。
【０００７】図５に、第１の移相器１１の１例としての
ベクトル合成形無限移相器を示した。これは、直交に分
岐して位相差が９０°異なる２つの信号を９０°電力分
配器２７で作り、それぞれをミキサ２６ａ及び２６ｂで
その大きさを制御入力信号で制御して電力合成器２８に
より合成している。これは２つの直交するベクトル量を
もつ信号を合成することにより、位相平面上の任意のベ
クトルを合成できることを利用し、移相器として利得一
定で位相が任意に変えられる円周上を動作させている。
ベクトル合成形無限移相器を示した。これは、直交に分
岐して位相差が９０°異なる２つの信号を９０°電力分
配器２７で作り、それぞれをミキサ２６ａ及び２６ｂで
その大きさを制御入力信号で制御して電力合成器２８に
より合成している。これは２つの直交するベクトル量を
もつ信号を合成することにより、位相平面上の任意のベ
クトルを合成できることを利用し、移相器として利得一
定で位相が任意に変えられる円周上を動作させている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】この従来のフィードフ
ォワード歪補償増幅器では、信号抑圧後の誤差信号から
信号成分を検出して制御を行なっているため、信号残留
レベルだけの一次元的情報しか得られず、振幅及び位相
の２次元制御を摂動法等を用いて主としてソフトウェア
制御で行なっているため、制御速度が遅く、歪補償量が
最大となる状態にまで収束するのに時間がかかってしま
う欠点があった。また、信号抑圧すればする程誤差信号
に含まれる残留信号成分が小さくなるため、抑圧量を大
きくとる場合に信号成分の抽出が困難となり抑圧量に限
界があるという欠点があった。
ォワード歪補償増幅器では、信号抑圧後の誤差信号から
信号成分を検出して制御を行なっているため、信号残留
レベルだけの一次元的情報しか得られず、振幅及び位相
の２次元制御を摂動法等を用いて主としてソフトウェア
制御で行なっているため、制御速度が遅く、歪補償量が
最大となる状態にまで収束するのに時間がかかってしま
う欠点があった。また、信号抑圧すればする程誤差信号
に含まれる残留信号成分が小さくなるため、抑圧量を大
きくとる場合に信号成分の抽出が困難となり抑圧量に限
界があるという欠点があった。
【０００９】本発明の課題は、上記欠点を除去し、制御
速度が向上し、歪補償量が最大となる状態にまで収束す
るのに時間がかからず、信号抑圧量を大きくとれるフィ
ードフォワード歪補償増幅器を提供することにある。
速度が向上し、歪補償量が最大となる状態にまで収束す
るのに時間がかからず、信号抑圧量を大きくとれるフィ
ードフォワード歪補償増幅器を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、入力信
号を増幅して所望の振幅の出力信号を得る主増幅器と、
この主増幅器の出力信号の振幅を制御する第１の電力減
衰器と、この第１の電力減衰器の出力信号の位相を制御
する第１の移相器と、前記入力信号の群遅延時間を調整
する第１の遅延線と、前記第１の移相器の出力信号と前
記第１の遅延線の出力信号とを合成し、合成出力信号を
発生する第１の電力合成器と、この合成出力信号の振幅
を制御する第２の電力減衰器と、この第２の電力減衰器
の出力信号の位相を制御する第２の移相器と、この第２
の移相器の出力信号を増幅する補助増幅器と、前記主増
幅器の出力信号の群遅延時間を調整する第２の遅延線
と、この第２の遅延線の出力信号と前記補助増幅器の出
力信号とを合成する第２の電力合成器とを有するフィー
ドフォワード歪補償増幅器において、前記第１の移相器
の出力信号から所定の周波数成分を抽出する第１の帯域
通過フィルタと、前記第１の遅延線の出力信号から前記
所定の周波数成分を抽出する第２の帯域通過フィルタ
と、前記第１及び前記第２の帯域通過フィルタの出力信
号を一定の電力レベルまでそれぞれ増幅する第１及び第
２の増幅器と、これら第１及び第２の増幅器の出力信号
間の位相差を検出する位相比較器と、この位相比較器の
出力として得られる位相差に応じた制御信号データを予
め記憶したメモリに従って発生し前記第１の移相器の出
力信号の移相量と前記第１の遅延線の出力信号との移相
量が逆相となるように前記第１の移相器を制御する移相
器制御回路とを備えることを特徴とするフィードフォワ
ード歪増幅器が得られる。
号を増幅して所望の振幅の出力信号を得る主増幅器と、
この主増幅器の出力信号の振幅を制御する第１の電力減
衰器と、この第１の電力減衰器の出力信号の位相を制御
する第１の移相器と、前記入力信号の群遅延時間を調整
する第１の遅延線と、前記第１の移相器の出力信号と前
記第１の遅延線の出力信号とを合成し、合成出力信号を
発生する第１の電力合成器と、この合成出力信号の振幅
を制御する第２の電力減衰器と、この第２の電力減衰器
の出力信号の位相を制御する第２の移相器と、この第２
の移相器の出力信号を増幅する補助増幅器と、前記主増
幅器の出力信号の群遅延時間を調整する第２の遅延線
と、この第２の遅延線の出力信号と前記補助増幅器の出
力信号とを合成する第２の電力合成器とを有するフィー
ドフォワード歪補償増幅器において、前記第１の移相器
の出力信号から所定の周波数成分を抽出する第１の帯域
通過フィルタと、前記第１の遅延線の出力信号から前記
所定の周波数成分を抽出する第２の帯域通過フィルタ
と、前記第１及び前記第２の帯域通過フィルタの出力信
号を一定の電力レベルまでそれぞれ増幅する第１及び第
２の増幅器と、これら第１及び第２の増幅器の出力信号
間の位相差を検出する位相比較器と、この位相比較器の
出力として得られる位相差に応じた制御信号データを予
め記憶したメモリに従って発生し前記第１の移相器の出
力信号の移相量と前記第１の遅延線の出力信号との移相
量が逆相となるように前記第１の移相器を制御する移相
器制御回路とを備えることを特徴とするフィードフォワ
ード歪増幅器が得られる。
【００１１】即ち、本発明のフィードフォワード歪補償
増幅器においては、移相器制御回路は、位相比較器の出
力として得られる位相差に応じた位相検波電圧を判定し
て位相差を少なくする方向へ第１の移相器の移相量を制
御する。
増幅器においては、移相器制御回路は、位相比較器の出
力として得られる位相差に応じた位相検波電圧を判定し
て位相差を少なくする方向へ第１の移相器の移相量を制
御する。
【００１２】
【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【００１３】図１は本発明の一実施例のブロック図であ
り、図中図１及び図３と同一部分には同一符号を付して
ある。図３の従来のフィードフォワード歪補償増幅器と
比べ、誤差検出のための第１の電力合成器５で合成され
る２入力信号を分岐して、それぞれを第１及び第２の帯
域通過フィルタ１３ａ及び帯域通過フィルタ１３ｂによ
って入力信号の同一周波数成分あるいは入力信号に重畳
されたパイロット信号を抽出したのち、位相比較をする
ために、一定レベルまで第１及び第２の増幅器４ａ及び
１４ｂでそれぞれ増幅して位相比較器１５へ入力され
る。この位相比較器１５では入力信号間の位相差に応じ
た位相検波電圧が出力されるため、この電圧に基づいて
移相器制御回路１６ａは第１の電力合成器５のそれぞれ
の入力が常に逆相（位相差１８０°）で合成されるよう
に第１の移相器１１の移相量を制御している。
り、図中図１及び図３と同一部分には同一符号を付して
ある。図３の従来のフィードフォワード歪補償増幅器と
比べ、誤差検出のための第１の電力合成器５で合成され
る２入力信号を分岐して、それぞれを第１及び第２の帯
域通過フィルタ１３ａ及び帯域通過フィルタ１３ｂによ
って入力信号の同一周波数成分あるいは入力信号に重畳
されたパイロット信号を抽出したのち、位相比較をする
ために、一定レベルまで第１及び第２の増幅器４ａ及び
１４ｂでそれぞれ増幅して位相比較器１５へ入力され
る。この位相比較器１５では入力信号間の位相差に応じ
た位相検波電圧が出力されるため、この電圧に基づいて
移相器制御回路１６ａは第１の電力合成器５のそれぞれ
の入力が常に逆相（位相差１８０°）で合成されるよう
に第１の移相器１１の移相量を制御している。
【００１４】また、図６に図１の移相器制御回路１６ａ
の詳細を示した。図７に示した位相比較器１５の位相検
波電圧特性により、電圧値が正であるか負であるかを判
定して正の場合と負の場合で位相差が逆相点（Δθ＝１
８０°）へ動く方向が異なることを利用して第１の移相
器１１の移相方向を制御することにより逆相点へ収束さ
せている。図６において、この位相検波電圧の正・負判
定を行なう電圧比較器１７と、その判定出力信号によっ
てクロック発生器１８からのクロックパルス数の計数を
アップカウント又はダウンカウントで行なうＵ／Ｄ（ア
ップ・ダウン）カウンタ１９と、前述の図５で示したベ
クトル合成形無限移相器へのＸ軸の制御信号とＹ軸の制
御信号を発生させるために移相量に対応したデータ入力
信号からその移相量を得るためのＸ軸及びＹ軸の制御信
号の大きさを記憶させてある第１及び第２のＲＯＭ（読
み出し専用メモリ）２０ａ及び２０ｂと、その読み出さ
れたＸ軸及びＹ軸の制御信号データをアナログ電圧に変
換してＸ軸及びＹ軸の制御信号を発生させる第１及び第
２のＤ／Ａ（ディジタル・アナログ）変換器２１ａ及び
２１ｂで，移相器制御回路１６ａは構成されている。
の詳細を示した。図７に示した位相比較器１５の位相検
波電圧特性により、電圧値が正であるか負であるかを判
定して正の場合と負の場合で位相差が逆相点（Δθ＝１
８０°）へ動く方向が異なることを利用して第１の移相
器１１の移相方向を制御することにより逆相点へ収束さ
せている。図６において、この位相検波電圧の正・負判
定を行なう電圧比較器１７と、その判定出力信号によっ
てクロック発生器１８からのクロックパルス数の計数を
アップカウント又はダウンカウントで行なうＵ／Ｄ（ア
ップ・ダウン）カウンタ１９と、前述の図５で示したベ
クトル合成形無限移相器へのＸ軸の制御信号とＹ軸の制
御信号を発生させるために移相量に対応したデータ入力
信号からその移相量を得るためのＸ軸及びＹ軸の制御信
号の大きさを記憶させてある第１及び第２のＲＯＭ（読
み出し専用メモリ）２０ａ及び２０ｂと、その読み出さ
れたＸ軸及びＹ軸の制御信号データをアナログ電圧に変
換してＸ軸及びＹ軸の制御信号を発生させる第１及び第
２のＤ／Ａ（ディジタル・アナログ）変換器２１ａ及び
２１ｂで，移相器制御回路１６ａは構成されている。
【００１５】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、誤差検出
ループにおける信号抑圧のための移相器制御を合成入力
の直接の位相比較をハードウェアで行ない逆相合成制御
しているため、制御速度が向上し、逆相状態への収束が
速く、逆相点への精度の良い制御が可能で結果として信
号抑圧量を大きくとれる効果を有する。
ループにおける信号抑圧のための移相器制御を合成入力
の直接の位相比較をハードウェアで行ない逆相合成制御
しているため、制御速度が向上し、逆相状態への収束が
速く、逆相点への精度の良い制御が可能で結果として信
号抑圧量を大きくとれる効果を有する。
【図１】本発明の一実施例のブロック図。
【図２】フィードフォワード歪補償方式の基本原理説明
のためのブロック図。
のためのブロック図。
【図３】従来の誤差検出ループの位相制御を自動で行な
っているフィードフォワード歪補償増幅器のブロック
図。
っているフィードフォワード歪補償増幅器のブロック
図。
【図４】図３に示した移相器制御回路１６ｂの詳細ブロ
ック図。
ック図。
【図５】移相器の１例としてのベクトル合成形無限移相
器のブロック図。
器のブロック図。
【図６】図１に示した移相器制御回路１６ａの詳細ブロ
ック図。
ック図。
【図７】図１の位相比較器における位相検波電圧特性の
例を示した図。
例を示した図。
１ 主増幅器 ２ 補助増幅器 ３ 第１の遅延線 ４ 第２の遅延線 ５ 第１の電力合成器 ６ 第２の電力合成器 ９ 第１の電力減衰器 １０ 第２の電力減衰器 １１ 第１の移相器 １２ 第２の移相器 １３ａ 第１の帯域通過フィルタ １３ｂ 第２の帯域通過フィルタ １４ａ 第１の増幅器 １４ｂ 第２の増幅器 １５ 位相比較器 １６ａ 移相器制御回路
Claims (2)
- 【請求項１】入力信号を増幅して所望の振幅の出力信号
を得る主増幅器と、この主増幅器の出力信号の振幅を制
御する第１の電力減衰器と、この第１の電力減衰器の出
力信号の位相を制御する第１の移相器と、前記入力信号
の群遅延時間を調整する第１の遅延線と、前記第１の移
相器の出力信号と前記第１の遅延線の出力信号とを合成
し、合成出力信号を発生する第１の電力合成器と、この
合成出力信号の振幅を制御する第２の電力減衰器と、こ
の第２の電力減衰器の出力信号の位相を制御する第２の
移相器と、この第２の移相器の出力信号を増幅する補助
増幅器と、前記主増幅器の出力信号の群遅延時間を調整
する第２の遅延線と、この第２の遅延線の出力信号と前
記補助増幅器の出力信号とを合成する第２の電力合成器
とを有するフィードフォワード歪補償増幅器において、
前記第１の移相器の出力信号から所定の周波数成分を抽
出する第１の帯域通過フィルタと、前記第１の遅延線の
出力信号から前記所定の周波数成分を抽出する第２の帯
域通過フィルタと、前記第１及び前記第２の帯域通過フ
ィルタの出力信号を一定の電力レベルまでそれぞれ増幅
する第１及び第２の増幅器と、これら第１及び第２の増
幅器の出力信号間の位相差を検出する位相比較器と、こ
の位相比較器の出力として得られる位相差に応じた制御
信号データを予め記憶したメモリに従って発生し前記第
１の移相器の出力信号の移相量と前記第１の遅延線の出
力信号との移相量が逆相となるように前記第１の移相器
を制御する移相器制御回路とを備えることを特徴とする
フィードフォワード歪増幅器。 - 【請求項２】前記第１の帯域通過フィルタは、前記第１
の移相器の出力信号からそれに重畳されたパイロット信
号成分を前記所定の周波数成分として抽出し、前記第２
の帯域通過フィルタは、前記第１の遅延線の出力信号か
らそれに重畳されたパイロット信号成分を前記所定の周
波数成分として抽出することを特徴とする請求項１に記
載のフィードフォワード歪み増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5242277A JP2731707B2 (ja) | 1993-09-29 | 1993-09-29 | フィードフォワード歪補償増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5242277A JP2731707B2 (ja) | 1993-09-29 | 1993-09-29 | フィードフォワード歪補償増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0799414A JPH0799414A (ja) | 1995-04-11 |
| JP2731707B2 true JP2731707B2 (ja) | 1998-03-25 |
Family
ID=17086873
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5242277A Expired - Fee Related JP2731707B2 (ja) | 1993-09-29 | 1993-09-29 | フィードフォワード歪補償増幅器 |
Country Status (1)
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| JP (1) | JP2731707B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| CN101656512B (zh) * | 2008-08-18 | 2012-06-27 | 富士通株式会社 | 功率放大器非线性程度度量装置、方法和预失真补偿装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61121607A (ja) * | 1984-11-19 | 1986-06-09 | Fujitsu Ltd | フイ−ドホワ−ド増幅器 |
-
1993
- 1993-09-29 JP JP5242277A patent/JP2731707B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0799414A (ja) | 1995-04-11 |
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