JP2697650B2 - フィードフォワード増幅器 - Google Patents
フィードフォワード増幅器Info
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- JP2697650B2 JP2697650B2 JP6328644A JP32864494A JP2697650B2 JP 2697650 B2 JP2697650 B2 JP 2697650B2 JP 6328644 A JP6328644 A JP 6328644A JP 32864494 A JP32864494 A JP 32864494A JP 2697650 B2 JP2697650 B2 JP 2697650B2
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はフィードフォワード増幅
器に係り、特に高周波増幅を行う増幅器で発生する歪を
抑圧する、無線装置用のフィードフォワード増幅器に関
する。
器に係り、特に高周波増幅を行う増幅器で発生する歪を
抑圧する、無線装置用のフィードフォワード増幅器に関
する。
【0002】
【従来の技術】一般に、フィードフォワード増幅器は、
多周波入力信号を同時に増幅することにより生じた増幅
器出力信号中の歪を誤差検出ループにより検出し、その
検出誤差(歪)を誤差除去ループにより抑圧して増幅し
た多周波入力信号を出力する構成であり、その基本構成
は文献により既に知られている(例えば、H.SEID
EL et al.:”Error−Controll
ed High Power Linear Ampl
ifiers at VHF”,The Bell S
ystem Technical Journal,4
7,No.5,May−June 1968)。また、
このフィードフォワード増幅器のループの平衡を自動的
に達成する自動調整方法も、従来より種々提案されてい
る(例えば、特開平1−198809号公報など)。
多周波入力信号を同時に増幅することにより生じた増幅
器出力信号中の歪を誤差検出ループにより検出し、その
検出誤差(歪)を誤差除去ループにより抑圧して増幅し
た多周波入力信号を出力する構成であり、その基本構成
は文献により既に知られている(例えば、H.SEID
EL et al.:”Error−Controll
ed High Power Linear Ampl
ifiers at VHF”,The Bell S
ystem Technical Journal,4
7,No.5,May−June 1968)。また、
このフィードフォワード増幅器のループの平衡を自動的
に達成する自動調整方法も、従来より種々提案されてい
る(例えば、特開平1−198809号公報など)。
【0003】かかるフィードフォワード増幅器によれ
ば、負帰還などによる方法では増幅器の非直線歪の改善
が困難であるような特に高周波数帯の無線通信装置用の
増幅器に適用して好適である。ここで、誤差検出ループ
と誤差除去ループでの等振幅・逆位相の合成を自動制御
で行う場合に、合成信号を監視して行う方式と、合成器
へ入力される2信号を監視して行う方式とがある。本発
明は後者の方式のフィードフォワード増幅器に関するも
のである。
ば、負帰還などによる方法では増幅器の非直線歪の改善
が困難であるような特に高周波数帯の無線通信装置用の
増幅器に適用して好適である。ここで、誤差検出ループ
と誤差除去ループでの等振幅・逆位相の合成を自動制御
で行う場合に、合成信号を監視して行う方式と、合成器
へ入力される2信号を監視して行う方式とがある。本発
明は後者の方式のフィードフォワード増幅器に関するも
のである。
【0004】図5は上記の後者の方式の従来のフィード
フォワード増幅器の一例の構成図を示す。同図におい
て、中心周波数f0の入力信号は2分岐されて一方は主
増幅器10に入力され、他方は遅延線30を通して電力
合成器41に入力される。主増幅器10により増幅され
た入力信号には、主増幅器10の非直線特性により発生
した歪が混入しており、この歪を補償するために主増幅
器10の出力信号が電力合成器40に供給されて発振器
80により発生された周波数f1のパイロット信号と加
算合成される。
フォワード増幅器の一例の構成図を示す。同図におい
て、中心周波数f0の入力信号は2分岐されて一方は主
増幅器10に入力され、他方は遅延線30を通して電力
合成器41に入力される。主増幅器10により増幅され
た入力信号には、主増幅器10の非直線特性により発生
した歪が混入しており、この歪を補償するために主増幅
器10の出力信号が電力合成器40に供給されて発振器
80により発生された周波数f1のパイロット信号と加
算合成される。
【0005】電力合成器40より取り出されたパイロッ
ト信号が加算合成された主増幅器10の出力信号は2分
岐され、一方は遅延線31を通して電力合成器42へ入
力され、他方はその信号の位相及び振幅を制御するため
のベクトル変調器20に入力される。ベクトル変調器2
0で位相及び振幅が制御された信号は電力合成器41に
供給され、ここで遅延線30により遅延された主増幅器
10の入力信号と等振幅・逆位相(位相差180°)で
合成される。ここで、遅延線30は、入力から電力合成
器41までの遅延時間が主増幅器10の入力側から分岐
される経路と主増幅器10の出力側から分岐される経路
とで差が生じないように調整されている。
ト信号が加算合成された主増幅器10の出力信号は2分
岐され、一方は遅延線31を通して電力合成器42へ入
力され、他方はその信号の位相及び振幅を制御するため
のベクトル変調器20に入力される。ベクトル変調器2
0で位相及び振幅が制御された信号は電力合成器41に
供給され、ここで遅延線30により遅延された主増幅器
10の入力信号と等振幅・逆位相(位相差180°)で
合成される。ここで、遅延線30は、入力から電力合成
器41までの遅延時間が主増幅器10の入力側から分岐
される経路と主増幅器10の出力側から分岐される経路
とで差が生じないように調整されている。
【0006】これにより、電力合成器41からは主増幅
器10で発生された歪成分を抽出した誤差信号が取り出
される。この誤差信号は、第2のベクトル変調器21に
供給されて、その位相及び振幅が後述する電力合成器4
2で主増幅器10の出力増幅信号中の歪成分と等振幅・
逆位相となるように制御された後、誤差増幅器11に入
力される。誤差増幅器11により増幅された誤差信号は
電力合成器42に供給され、ここで遅延線31を通して
入力された主増幅器10の出力増幅信号とパイロット信
号との合成信号と合成されることにより、主増幅器10
の出力増幅信号中の歪成分が抑圧されて取り出される。
器10で発生された歪成分を抽出した誤差信号が取り出
される。この誤差信号は、第2のベクトル変調器21に
供給されて、その位相及び振幅が後述する電力合成器4
2で主増幅器10の出力増幅信号中の歪成分と等振幅・
逆位相となるように制御された後、誤差増幅器11に入
力される。誤差増幅器11により増幅された誤差信号は
電力合成器42に供給され、ここで遅延線31を通して
入力された主増幅器10の出力増幅信号とパイロット信
号との合成信号と合成されることにより、主増幅器10
の出力増幅信号中の歪成分が抑圧されて取り出される。
【0007】ここで、誤差検出ループにおいては歪成分
抽出のための等振幅・逆位相合成による信号成分の抑圧
を、また誤差除去ループにおいては等振幅・逆位相合成
による歪成分の抑圧を常時安定に行うために、ベクトル
変調器20及びベクトル変調器21による位相・振幅制
御を自動的に行って誤差検出ループでの信号抑圧量と誤
差除去ループでの誤差抑圧量とを最大限に保持すること
が必要である。
抽出のための等振幅・逆位相合成による信号成分の抑圧
を、また誤差除去ループにおいては等振幅・逆位相合成
による歪成分の抑圧を常時安定に行うために、ベクトル
変調器20及びベクトル変調器21による位相・振幅制
御を自動的に行って誤差検出ループでの信号抑圧量と誤
差除去ループでの誤差抑圧量とを最大限に保持すること
が必要である。
【0008】そこで、従来は誤差検出ループで信号抑圧
を行って歪成分(誤差信号)を抽出するための電力合成
器41への2つの入力信号を分岐して、それぞれの分岐
信号から入力信号成分の一部を抽出するための、それぞ
れ通過中心周波数f0の帯域フィルタ72、73と、そ
の抽出された両信号の位相差及び電力レベル差を検出
し、それら位相差及び電力レベル差を少なくする方向へ
ベクトル変調器20を制御する逆相合成制御回路101
を有している。
を行って歪成分(誤差信号)を抽出するための電力合成
器41への2つの入力信号を分岐して、それぞれの分岐
信号から入力信号成分の一部を抽出するための、それぞ
れ通過中心周波数f0の帯域フィルタ72、73と、そ
の抽出された両信号の位相差及び電力レベル差を検出
し、それら位相差及び電力レベル差を少なくする方向へ
ベクトル変調器20を制御する逆相合成制御回路101
を有している。
【0009】また、同様に、この従来のフィードフォワ
ード増幅器は、誤差除去ループで誤差抑圧を行って歪の
少ない信号成分を抽出するための電力合成器42への2
つの入力信号を分岐して、それぞれの分岐信号から電力
合成器40で合成されたパイロット信号を抽出するため
の、それぞれ通過中心周波数f1の帯域フィルタ74、
75と、帯域フィルタ74、75により周波数選択され
た両信号の位相差及び電力レベル差を検出し、これら位
相差と電力レベル差を少なくする方向へベクトル変調器
21を制御する逆相合成制御回路102を有している。
ード増幅器は、誤差除去ループで誤差抑圧を行って歪の
少ない信号成分を抽出するための電力合成器42への2
つの入力信号を分岐して、それぞれの分岐信号から電力
合成器40で合成されたパイロット信号を抽出するため
の、それぞれ通過中心周波数f1の帯域フィルタ74、
75と、帯域フィルタ74、75により周波数選択され
た両信号の位相差及び電力レベル差を検出し、これら位
相差と電力レベル差を少なくする方向へベクトル変調器
21を制御する逆相合成制御回路102を有している。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
のフィードフォワード増幅器は、誤差検出ループにおけ
る信号抑圧のためのベクトル変調器20の制御と、誤差
除去ループにおける歪成分抑圧のためのベクトル変調器
21の制御をそれぞれ異なる通過中心周波数をもつ帯域
フィルタ72、73と74、75及び逆相合成制御回路
101、102をそれぞれ独立に持っているため、制御
回路の規模が大きいという問題がある。
のフィードフォワード増幅器は、誤差検出ループにおけ
る信号抑圧のためのベクトル変調器20の制御と、誤差
除去ループにおける歪成分抑圧のためのベクトル変調器
21の制御をそれぞれ異なる通過中心周波数をもつ帯域
フィルタ72、73と74、75及び逆相合成制御回路
101、102をそれぞれ独立に持っているため、制御
回路の規模が大きいという問題がある。
【0011】また、従来のフィードフォワード増幅器で
は、誤差検出ループの制御のために検出すべき成分の周
波数と、誤差除去ループの制御のために検出すべき成分
の周波数とは、フィードフォワード増幅器の入力信号の
周波数に依存しているため、使用する周波数帯によって
異なる通過中心周波数を持つ帯域フィルタと、使用する
周波数帯に対応した逆相合成制御回路とを必要とすると
いう問題もある。
は、誤差検出ループの制御のために検出すべき成分の周
波数と、誤差除去ループの制御のために検出すべき成分
の周波数とは、フィードフォワード増幅器の入力信号の
周波数に依存しているため、使用する周波数帯によって
異なる通過中心周波数を持つ帯域フィルタと、使用する
周波数帯に対応した逆相合成制御回路とを必要とすると
いう問題もある。
【0012】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
誤差検出ループと誤差除去ループの制御回路を共通化し
得るフィードフォワード増幅器を提供することを目的と
する。
誤差検出ループと誤差除去ループの制御回路を共通化し
得るフィードフォワード増幅器を提供することを目的と
する。
【0013】また、本発明の他の目的は、入力信号周波
数帯に依存しないフィードフォワード増幅器を提供する
ことにある。
数帯に依存しないフィードフォワード増幅器を提供する
ことにある。
【0014】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、入力信号を所望の振幅に増幅する主増幅器
と、主増幅器の出力増幅信号にパイロット信号を合成す
るパイロット信号合成手段と、パイロット信号合成手段
の出力信号の位相及び振幅を制御する第1のベクトル変
調器と、第1のベクトル変調器の出力信号と主増幅器の
入力信号とを時間合わせをしてから電力合成して誤差を
検出する第1の電力合成手段と、第1の電力合成手段の
出力信号の位相及び振幅を制御する第2のベクトル変調
器と、第2のベクトル変調器の出力信号を増幅する誤差
増幅器と、誤差増幅器の出力信号とパイロット信号合成
手段の出力信号とを時間合わせをしてから電力合成して
誤差が抑圧された増幅信号を出力する第2の電力合成手
段と、第1の電力合成手段により合成される2信号をそ
れぞれ別々に同一周波数に互いの位相差関係を保った状
態で周波数変換して出力する第1の周波数変換器と、第
2の電力合成手段により合成される2信号をそれぞれ別
々に、かつ、第1の周波数変換器の変換周波数と同一周
波数に互いの位相差関係を保った状態で周波数変換して
出力する第2の周波数変換器と、第1の周波数変換器の
出力2信号と第2の周波数変換器の出力2信号を交互に
選択して出力する信号選択手段と、信号選択手段より出
力された2信号のうち第1及び第2の周波数変換器の変
換周波数の信号成分をそれぞれ周波数選択するように設
定された第1及び第2のフィルタ回路と、信号選択手段
による第1の周波数変換器の出力信号選択時に第1及び
第2のフィルタ回路より出力される信号の位相及び振幅
をそれぞれ比較して得た比較結果に基づき位相及び振幅
が小さくなるように第1のベクトル変調器の移相量及び
減衰量制御を行い、信号選択手段による第2の周波数変
換器の出力信号選択時に第1及び第2のフィルタ回路よ
り出力される信号の位相及び振幅をそれぞれ比較して得
た比較結果に基づき位相及び振幅が小さくなるように第
2のベクトル変調器の移相量及び減衰量制御を行う逆相
合成制御回路とを有する構成としたものである。
成するため、入力信号を所望の振幅に増幅する主増幅器
と、主増幅器の出力増幅信号にパイロット信号を合成す
るパイロット信号合成手段と、パイロット信号合成手段
の出力信号の位相及び振幅を制御する第1のベクトル変
調器と、第1のベクトル変調器の出力信号と主増幅器の
入力信号とを時間合わせをしてから電力合成して誤差を
検出する第1の電力合成手段と、第1の電力合成手段の
出力信号の位相及び振幅を制御する第2のベクトル変調
器と、第2のベクトル変調器の出力信号を増幅する誤差
増幅器と、誤差増幅器の出力信号とパイロット信号合成
手段の出力信号とを時間合わせをしてから電力合成して
誤差が抑圧された増幅信号を出力する第2の電力合成手
段と、第1の電力合成手段により合成される2信号をそ
れぞれ別々に同一周波数に互いの位相差関係を保った状
態で周波数変換して出力する第1の周波数変換器と、第
2の電力合成手段により合成される2信号をそれぞれ別
々に、かつ、第1の周波数変換器の変換周波数と同一周
波数に互いの位相差関係を保った状態で周波数変換して
出力する第2の周波数変換器と、第1の周波数変換器の
出力2信号と第2の周波数変換器の出力2信号を交互に
選択して出力する信号選択手段と、信号選択手段より出
力された2信号のうち第1及び第2の周波数変換器の変
換周波数の信号成分をそれぞれ周波数選択するように設
定された第1及び第2のフィルタ回路と、信号選択手段
による第1の周波数変換器の出力信号選択時に第1及び
第2のフィルタ回路より出力される信号の位相及び振幅
をそれぞれ比較して得た比較結果に基づき位相及び振幅
が小さくなるように第1のベクトル変調器の移相量及び
減衰量制御を行い、信号選択手段による第2の周波数変
換器の出力信号選択時に第1及び第2のフィルタ回路よ
り出力される信号の位相及び振幅をそれぞれ比較して得
た比較結果に基づき位相及び振幅が小さくなるように第
2のベクトル変調器の移相量及び減衰量制御を行う逆相
合成制御回路とを有する構成としたものである。
【0015】
【作用】本発明では、第1の電力合成手段により合成さ
れる2信号をそれぞれ第1の周波数変換器に供給して周
波数変換し、第2の電力合成手段により合成される2信
号をそれぞれ第2の周波数変換器に供給して周波数変換
し、これら第1及び第2の周波数変換器の出力信号をそ
れぞれ信号選択手段により一方を選択して、第1及び第
2のフィルタ回路を通して逆相合成制御回路に供給し、
この逆相合成制御回路により入力2信号の位相及び振幅
をそれぞれ比較して位相差及び振幅差がそれぞれ小さく
なるように第1又は第2のベクトル変調器を制御するよ
うにしたため、逆相合成制御回路を誤差検出ループと誤
差除去ループで共通化できる。
れる2信号をそれぞれ第1の周波数変換器に供給して周
波数変換し、第2の電力合成手段により合成される2信
号をそれぞれ第2の周波数変換器に供給して周波数変換
し、これら第1及び第2の周波数変換器の出力信号をそ
れぞれ信号選択手段により一方を選択して、第1及び第
2のフィルタ回路を通して逆相合成制御回路に供給し、
この逆相合成制御回路により入力2信号の位相及び振幅
をそれぞれ比較して位相差及び振幅差がそれぞれ小さく
なるように第1又は第2のベクトル変調器を制御するよ
うにしたため、逆相合成制御回路を誤差検出ループと誤
差除去ループで共通化できる。
【0016】また、本発明では、第1及び第2の周波数
変換器により、第1及び第2のフィルタ回路の通過中心
周波数に周波数変換するようにしたため、入力信号周波
数に依存することなく、第1及び第2のフィルタ回路及
び第1及び第2のベクトル変調器の制御回路を共用化す
ることができる。
変換器により、第1及び第2のフィルタ回路の通過中心
周波数に周波数変換するようにしたため、入力信号周波
数に依存することなく、第1及び第2のフィルタ回路及
び第1及び第2のベクトル変調器の制御回路を共用化す
ることができる。
【0017】
【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。図1は本発明の第1実施例の構成図を示
す。同図中、図5と同一構成部分には同一符号を付して
ある。図1に示すように、本実施例は、主増幅器10、
電力合成器40、発振器80、ベクトル変調器20、遅
延線30及び電力合成器41よりなる誤差検出ループ
と、遅延線31、電力合成器42、ベクトル変調器2
0、電力合成器41、ベクトル変調器21及び誤差増幅
器11よりなる誤差除去ループと、周波数変換器50及
び51と、信号選択手段60及び61と、帯域フィルタ
70及び71と、逆相合成制御回路100とより構成さ
れている。
て説明する。図1は本発明の第1実施例の構成図を示
す。同図中、図5と同一構成部分には同一符号を付して
ある。図1に示すように、本実施例は、主増幅器10、
電力合成器40、発振器80、ベクトル変調器20、遅
延線30及び電力合成器41よりなる誤差検出ループ
と、遅延線31、電力合成器42、ベクトル変調器2
0、電力合成器41、ベクトル変調器21及び誤差増幅
器11よりなる誤差除去ループと、周波数変換器50及
び51と、信号選択手段60及び61と、帯域フィルタ
70及び71と、逆相合成制御回路100とより構成さ
れている。
【0018】周波数変換器50は、誤差検出のための電
力合成器41への2入力信号をそれぞれ分岐した信号を
入力信号として受け、その入力信号中心周波数f0が別
の所定周波数f2へ互いの位相関係が変わらないように
位相同期をとって周波数変換する回路で、周波数混合器
90及び91と発振器81とから構成されている。同様
に、もう一つの周波数変換器51は、誤差除去のための
電力合成器42への2入力信号をそれぞれ分岐した信号
を入力信号として受け、その入力信号中のパイロット信
号周波数f1を上記の所定周波数f2へ互いの位相関係
が変わらないように位相同期をとって周波数変換する回
路で、周波数混合器92及び93と発振器82とから構
成されている。
力合成器41への2入力信号をそれぞれ分岐した信号を
入力信号として受け、その入力信号中心周波数f0が別
の所定周波数f2へ互いの位相関係が変わらないように
位相同期をとって周波数変換する回路で、周波数混合器
90及び91と発振器81とから構成されている。同様
に、もう一つの周波数変換器51は、誤差除去のための
電力合成器42への2入力信号をそれぞれ分岐した信号
を入力信号として受け、その入力信号中のパイロット信
号周波数f1を上記の所定周波数f2へ互いの位相関係
が変わらないように位相同期をとって周波数変換する回
路で、周波数混合器92及び93と発振器82とから構
成されている。
【0019】信号選択手段60及び61は電力合成器4
3及び44より構成されている。また、帯域フィルタ7
0及び71はそれぞれ通過中心周波数が同一のf2に設
定されたフィルタ回路で、電力合成器43及び44の出
力信号を入力信号として受け、周波数選択した信号を後
述する逆相合成制御回路100へ供給する。逆相合成制
御回路100は、ベクトル変調器20及び21を制御す
ると共に、発振器81及び82の発振周波数を第1の周
波数と第2の周波数に交互に切換制御する。
3及び44より構成されている。また、帯域フィルタ7
0及び71はそれぞれ通過中心周波数が同一のf2に設
定されたフィルタ回路で、電力合成器43及び44の出
力信号を入力信号として受け、周波数選択した信号を後
述する逆相合成制御回路100へ供給する。逆相合成制
御回路100は、ベクトル変調器20及び21を制御す
ると共に、発振器81及び82の発振周波数を第1の周
波数と第2の周波数に交互に切換制御する。
【0020】次に、本実施例の動作について説明する。
遅延線30により群遅延時間が調整された主増幅器10
の入力信号は2分岐されて一方が電力合成器41へ供給
され、他方が周波数変換器50内の周波数混合器90に
供給されて発振器81よりの発振周波数との乗積が行わ
れてf0がf1へ周波数変換される。また、ベクトル調
整器20より取り出された信号は2分岐され、一方が電
力合成器41へ供給され、他方が周波数混合器91に供
給されて発振器81よりの発振周波数との乗積が行われ
てf0がf2へ周波数変換される。
遅延線30により群遅延時間が調整された主増幅器10
の入力信号は2分岐されて一方が電力合成器41へ供給
され、他方が周波数変換器50内の周波数混合器90に
供給されて発振器81よりの発振周波数との乗積が行わ
れてf0がf1へ周波数変換される。また、ベクトル調
整器20より取り出された信号は2分岐され、一方が電
力合成器41へ供給され、他方が周波数混合器91に供
給されて発振器81よりの発振周波数との乗積が行われ
てf0がf2へ周波数変換される。
【0021】他方、遅延線31により群遅延時間が調整
された主増幅器10の出力信号とパイロット信号との多
重信号は2分岐され、一方が電力合成器42へ供給され
る一方、他方が周波数変換器51内の周波数混合器92
に供給されて発振器82よりの発振周波数との乗積が行
われてf1がf2へ周波数変換される。また、誤差増幅
器11の出力信号は2分岐され、一方が電力合成器42
へ供給され、他方が周波数混合器9に供給されて発振器
82よりの発振周波数との乗積が行われてf1がf2へ
周波数変換される。
された主増幅器10の出力信号とパイロット信号との多
重信号は2分岐され、一方が電力合成器42へ供給され
る一方、他方が周波数変換器51内の周波数混合器92
に供給されて発振器82よりの発振周波数との乗積が行
われてf1がf2へ周波数変換される。また、誤差増幅
器11の出力信号は2分岐され、一方が電力合成器42
へ供給され、他方が周波数混合器9に供給されて発振器
82よりの発振周波数との乗積が行われてf1がf2へ
周波数変換される。
【0022】電力合成器43は周波数混合器90及び9
3の出力信号をそれぞれ合成した信号を帯域フィルタ7
0を通して逆相合成制御回路100へ供給する。また、
電力合成器44は周波数混合器91及び92の出力信号
をそれぞれ合成した信号を帯域フィルタ71を通して逆
相合成制御回路100へ供給する。
3の出力信号をそれぞれ合成した信号を帯域フィルタ7
0を通して逆相合成制御回路100へ供給する。また、
電力合成器44は周波数混合器91及び92の出力信号
をそれぞれ合成した信号を帯域フィルタ71を通して逆
相合成制御回路100へ供給する。
【0023】ここで、逆相合成制御回路100は帯域フ
ィルタ70及び71により周波数選択された周波数f2
成分に基づいて、位相差と電力レベル差を検出し、それ
らの差が少なくなるようにベクトル変調器20及び21
をそれぞれ制御すると共に、発振器81及び82の発振
周波数を、周波数混合器90〜93の出力信号周波数が
f2に変換されて出力されるような第1の発振周波数
と、変換周波数がf2と異なる帯域フィルタ70及び7
1の通過周波数帯域外となるような第2の発振周波数と
にそれぞれ交互に切り換える制御を行う。
ィルタ70及び71により周波数選択された周波数f2
成分に基づいて、位相差と電力レベル差を検出し、それ
らの差が少なくなるようにベクトル変調器20及び21
をそれぞれ制御すると共に、発振器81及び82の発振
周波数を、周波数混合器90〜93の出力信号周波数が
f2に変換されて出力されるような第1の発振周波数
と、変換周波数がf2と異なる帯域フィルタ70及び7
1の通過周波数帯域外となるような第2の発振周波数と
にそれぞれ交互に切り換える制御を行う。
【0024】すなわち、逆相合成制御回路100は、周
波数変換器50及び51のうち一方から変換周波数f2
が出力されるように制御すると共に、他方から変換周波
数f2以外の所定変換周波数が出力されるように制御
し、また、この変換周波数f2が出力される周波数変換
器を交互に切り換える。これにより、周波数変換器50
から変換周波数f2が出力される期間は、電力合成器4
3及び44から帯域フィルタ70、71を通して逆相合
成制御回路100へ供給される信号は周波数変換器50
から出力された誤差検出ループからの信号であり、この
信号に基づいて逆相合成制御回路100は誤差検出ルー
プでの信号の位相差及び電力差を検出し、これらの位相
差と電力レベル差を少なくする方向へベクトル変調器2
0の移相量及び減衰量を制御する。
波数変換器50及び51のうち一方から変換周波数f2
が出力されるように制御すると共に、他方から変換周波
数f2以外の所定変換周波数が出力されるように制御
し、また、この変換周波数f2が出力される周波数変換
器を交互に切り換える。これにより、周波数変換器50
から変換周波数f2が出力される期間は、電力合成器4
3及び44から帯域フィルタ70、71を通して逆相合
成制御回路100へ供給される信号は周波数変換器50
から出力された誤差検出ループからの信号であり、この
信号に基づいて逆相合成制御回路100は誤差検出ルー
プでの信号の位相差及び電力差を検出し、これらの位相
差と電力レベル差を少なくする方向へベクトル変調器2
0の移相量及び減衰量を制御する。
【0025】また、周波数変換器51から変換周波数f
2が出力される期間は、電力合成器43及び44から帯
域フィルタ70、71を通して逆相合成制御回路100
へ供給される信号は周波数変換器51から出力された誤
差除去ループからの信号であり、この信号に基づいて逆
相合成制御回路100は誤差除去ループでの信号の位相
差及び電力差を検出し、これらの位相差と電力レベル差
を少なくする方向へベクトル変調器21の移相量及び減
衰量を制御する。
2が出力される期間は、電力合成器43及び44から帯
域フィルタ70、71を通して逆相合成制御回路100
へ供給される信号は周波数変換器51から出力された誤
差除去ループからの信号であり、この信号に基づいて逆
相合成制御回路100は誤差除去ループでの信号の位相
差及び電力差を検出し、これらの位相差と電力レベル差
を少なくする方向へベクトル変調器21の移相量及び減
衰量を制御する。
【0026】このように、本実施例では誤差検出ループ
からの分岐信号と誤差除去ループからの分岐信号が交互
に切り換わるように、周波数変換器50、51に対して
変換周波数を制御する信号を送出し、入力される信号に
対しても同時に誤差検出ループの制御と誤差除去ループ
の制御とを切り換えている。
からの分岐信号と誤差除去ループからの分岐信号が交互
に切り換わるように、周波数変換器50、51に対して
変換周波数を制御する信号を送出し、入力される信号に
対しても同時に誤差検出ループの制御と誤差除去ループ
の制御とを切り換えている。
【0027】図2は上記の図1の実施例をより具体的に
示す構成図で、図1と同一構成部分には同一符号を付
し、その説明を省略する。図2に示すように、本実施例
は、信号の分岐及び合成はハイブリッド・トランス50
1〜513で行い、ベクトル変調器20及び21はそれ
ぞれ一つの可変減衰器300、301と、一つの可変移
相器400、401との縦続接続構成としたものであ
る。ハイブリッド・トランス501〜513のうち、ハ
イブリッド・トランス502、509、504、512
及び513がそれぞれ電力合成器40、41、42、4
3及び44を構成しており、他のハイブリッド・トラン
スが分岐点を構成している。
示す構成図で、図1と同一構成部分には同一符号を付
し、その説明を省略する。図2に示すように、本実施例
は、信号の分岐及び合成はハイブリッド・トランス50
1〜513で行い、ベクトル変調器20及び21はそれ
ぞれ一つの可変減衰器300、301と、一つの可変移
相器400、401との縦続接続構成としたものであ
る。ハイブリッド・トランス501〜513のうち、ハ
イブリッド・トランス502、509、504、512
及び513がそれぞれ電力合成器40、41、42、4
3及び44を構成しており、他のハイブリッド・トラン
スが分岐点を構成している。
【0028】図3は図1及び図2に示した本発明の第1
実施例における逆相合成制御回路100の一例の構成図
を示す。この逆相合成制御回路100は、従来のフィー
ドフォワード増幅器の逆相合成制御回路101、102
と同一の、位相比較、電力レベル比較、可変移相器制
御、可変減衰器制御などの機能を有しており、更にこれ
に加えて誤差検出ループの制御と誤差除去ループの制御
の切り換えのための発振器82及び81への制御電圧を
発生する制御電圧発生回路1090及び1091と、入
力信号の切り換えに伴って位相比較結果と電力レベル比
較結果をベクトル変調器20、21内の各可変移相器及
び各可変減衰器毎に保持するDフリップフロップ105
0〜1053と、切り換え周期を決定する分周器107
0と、分周器1070の出力信号を反転して180°位
相の異なるタイミング信号を作るインバータ1060が
追加されている。
実施例における逆相合成制御回路100の一例の構成図
を示す。この逆相合成制御回路100は、従来のフィー
ドフォワード増幅器の逆相合成制御回路101、102
と同一の、位相比較、電力レベル比較、可変移相器制
御、可変減衰器制御などの機能を有しており、更にこれ
に加えて誤差検出ループの制御と誤差除去ループの制御
の切り換えのための発振器82及び81への制御電圧を
発生する制御電圧発生回路1090及び1091と、入
力信号の切り換えに伴って位相比較結果と電力レベル比
較結果をベクトル変調器20、21内の各可変移相器及
び各可変減衰器毎に保持するDフリップフロップ105
0〜1053と、切り換え周期を決定する分周器107
0と、分周器1070の出力信号を反転して180°位
相の異なるタイミング信号を作るインバータ1060が
追加されている。
【0029】次に、この逆相合成制御回路100の動作
について説明する。まず、ループを制御するために入力
される、帯域フィルタ70、71によりそれぞれ周波数
選択された2つの信号は、可変利得増幅器1000、1
001に供給される。可変利得増幅器1000、100
1は、その出力信号を検波する検波器1020、102
1と、検波器1020、1021の出力検波信号を増幅
して可変利得増幅器1000、1001の利得を可変制
御するAGC制御回路1010、1011と共に、自動
利得制御(AGC)増幅回路を構成している。
について説明する。まず、ループを制御するために入力
される、帯域フィルタ70、71によりそれぞれ周波数
選択された2つの信号は、可変利得増幅器1000、1
001に供給される。可変利得増幅器1000、100
1は、その出力信号を検波する検波器1020、102
1と、検波器1020、1021の出力検波信号を増幅
して可変利得増幅器1000、1001の利得を可変制
御するAGC制御回路1010、1011と共に、自動
利得制御(AGC)増幅回路を構成している。
【0030】これにより、可変利得増幅器1000、1
001に供給された信号は、可変利得増幅器1000、
1001から位相比較に適した一定レベルに増幅された
後、位相比較器1040に供給されて位相比較される。
位相比較器1040から取り出された入力信号間の位相
差に応じた位相検波電圧は、電圧比較器1030に供給
され、ここで0Vの基準電圧とレベル比較されて正負判
定される。
001に供給された信号は、可変利得増幅器1000、
1001から位相比較に適した一定レベルに増幅された
後、位相比較器1040に供給されて位相比較される。
位相比較器1040から取り出された入力信号間の位相
差に応じた位相検波電圧は、電圧比較器1030に供給
され、ここで0Vの基準電圧とレベル比較されて正負判
定される。
【0031】一方、AGC制御回路1010及び101
1から取り出された入力レベルに応じた電圧値を持つA
GC制御電圧は、電圧比較器1031に供給されてレベ
ル比較され、電力レベル差情報として取り出される。電
圧比較器1030から取り出された位相差情報を示す信
号は、Dフリップフロップ1050及び1051のデー
タ端子にそれぞれ入力される。また、電圧比較器103
1から取り出された電力レベル差情報を示す信号はDフ
リップフロップ1052及び1053のデータ端子にそ
れぞれ入力される。
1から取り出された入力レベルに応じた電圧値を持つA
GC制御電圧は、電圧比較器1031に供給されてレベ
ル比較され、電力レベル差情報として取り出される。電
圧比較器1030から取り出された位相差情報を示す信
号は、Dフリップフロップ1050及び1051のデー
タ端子にそれぞれ入力される。また、電圧比較器103
1から取り出された電力レベル差情報を示す信号はDフ
リップフロップ1052及び1053のデータ端子にそ
れぞれ入力される。
【0032】Dフリップフロップ1050及び1052
は、それぞれ発振器1080の出力クロックパルスを分
周器1070で分周した信号の前縁でデータ端子の入力
をラッチし、また、Dフリップフロップ1051及び1
053は、それぞれ分周器1070の出力信号をインバ
ータ1060で位相反転した信号の前縁でデータ端子の
入力をラッチする。従って、Dフリップフロップ105
0及び1052とDフリップフロップ1051及び10
53とは、それぞれ分周器1070の出力信号の半周期
毎に交互に入力信号をラッチする。
は、それぞれ発振器1080の出力クロックパルスを分
周器1070で分周した信号の前縁でデータ端子の入力
をラッチし、また、Dフリップフロップ1051及び1
053は、それぞれ分周器1070の出力信号をインバ
ータ1060で位相反転した信号の前縁でデータ端子の
入力をラッチする。従って、Dフリップフロップ105
0及び1052とDフリップフロップ1051及び10
53とは、それぞれ分周器1070の出力信号の半周期
毎に交互に入力信号をラッチする。
【0033】また、分周器1070の出力信号により制
御電圧発生回路1091が駆動され、インバータ106
0の出力信号により制御電圧発生回路1090が駆動さ
れることにより、制御電圧発生回路1091より発振器
81へ供給される制御電圧と制御電圧発生回路1090
より発振器82へ供給される制御電圧とは、分周器10
70の出力信号の半周期毎に交互に取り出され、発振器
81及び82の発振周波数が交互に切り換えられる。
御電圧発生回路1091が駆動され、インバータ106
0の出力信号により制御電圧発生回路1090が駆動さ
れることにより、制御電圧発生回路1091より発振器
81へ供給される制御電圧と制御電圧発生回路1090
より発振器82へ供給される制御電圧とは、分周器10
70の出力信号の半周期毎に交互に取り出され、発振器
81及び82の発振周波数が交互に切り換えられる。
【0034】アップダウン(U/D)カウンタ1100
〜1103は、それぞれDフリップフロップ1050〜
1053で保持された判定結果に基づいて、発振器10
80からのクロックパルスをアップカウント又はダウン
カウントする。U/Dカウンタ1100及び1101の
出力計数値はリード・オンリ・メモリ(ROM)111
0、1111のアドレス端子に供給され、同相成分及び
直交成分の移相制御データを発生させる。
〜1103は、それぞれDフリップフロップ1050〜
1053で保持された判定結果に基づいて、発振器10
80からのクロックパルスをアップカウント又はダウン
カウントする。U/Dカウンタ1100及び1101の
出力計数値はリード・オンリ・メモリ(ROM)111
0、1111のアドレス端子に供給され、同相成分及び
直交成分の移相制御データを発生させる。
【0035】ROM1110の出力移相制御データは、
D/Aコンバータ1120及び1121にそれぞれ供給
されてアナログ信号に変換された後、図2に示した可変
移相器300に供給されて移相量を制御する。また、R
OM1111の出力移相制御データは、D/Aコンバー
タ1122及び1123にそれぞれ供給されてアナログ
信号に変換された後、図2に示した可変移相器301に
供給されて移相量を制御する。
D/Aコンバータ1120及び1121にそれぞれ供給
されてアナログ信号に変換された後、図2に示した可変
移相器300に供給されて移相量を制御する。また、R
OM1111の出力移相制御データは、D/Aコンバー
タ1122及び1123にそれぞれ供給されてアナログ
信号に変換された後、図2に示した可変移相器301に
供給されて移相量を制御する。
【0036】一方、U/Dカウンタ1102、1103
の出力計数値は、D/Aコンバータ1124、1125
によりそれぞれアナログ制御電圧に変換された後、図2
に示した可変減衰器400、401にそれぞれ供給され
てその減衰量を制御する。
の出力計数値は、D/Aコンバータ1124、1125
によりそれぞれアナログ制御電圧に変換された後、図2
に示した可変減衰器400、401にそれぞれ供給され
てその減衰量を制御する。
【0037】このように、図1乃至図3に示した本発明
の第1実施例では、誤差検出ループと誤差除去ループで
行う等振幅・逆位相の合成のための電力合成器41、4
2での各2入力信号をそれぞれ周波数変換器50、51
により周波数f2とそれ以外の周波数とに別々に周波数
変換することによって、誤差検出ループと誤差除去ルー
プでのベクトル変調器20、21の制御回路及び比較の
ための帯域フィルタ70、71を両ループで共通化でき
るため、制御回路分の回路規模を小さくすることができ
る。また、入力信号の中心周波数が変更されても、発振
器81及び82の出力発振周波数を変換周波数がf2と
別の周波数になるように交互に切り換えることにより、
中心周波数の変更に容易に対応できる。
の第1実施例では、誤差検出ループと誤差除去ループで
行う等振幅・逆位相の合成のための電力合成器41、4
2での各2入力信号をそれぞれ周波数変換器50、51
により周波数f2とそれ以外の周波数とに別々に周波数
変換することによって、誤差検出ループと誤差除去ルー
プでのベクトル変調器20、21の制御回路及び比較の
ための帯域フィルタ70、71を両ループで共通化でき
るため、制御回路分の回路規模を小さくすることができ
る。また、入力信号の中心周波数が変更されても、発振
器81及び82の出力発振周波数を変換周波数がf2と
別の周波数になるように交互に切り換えることにより、
中心周波数の変更に容易に対応できる。
【0038】次に、本発明の第2実施例について説明す
る。図4は本発明の第2実施例の構成図を示す。同図
中、図1と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。本実施例は、周波数変換器50及び51内
の発振器83及び84はそれぞれ一定周波数を発振する
構成とすると共に、信号選択手段60、61を信号切換
器200、201で構成したものである。
る。図4は本発明の第2実施例の構成図を示す。同図
中、図1と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。本実施例は、周波数変換器50及び51内
の発振器83及び84はそれぞれ一定周波数を発振する
構成とすると共に、信号選択手段60、61を信号切換
器200、201で構成したものである。
【0039】信号切換器200は周波数混合器90及び
93の両出力信号の一方を逆相合成制御回路100の出
力信号により選択する。信号切換器201は周波数混合
器91及び92の両出力信号の一方を逆相合成制御回路
100の出力信号により選択する。
93の両出力信号の一方を逆相合成制御回路100の出
力信号により選択する。信号切換器201は周波数混合
器91及び92の両出力信号の一方を逆相合成制御回路
100の出力信号により選択する。
【0040】本実施例では、周波数変換器50、51の
それぞれからは常に周波数f2に変換された信号が取り
出されて信号切換器200、201に供給され、ここで
図示の接続状態にして誤差除去ループからの信号が帯域
フィルタ70、71を通して逆相合成制御回路100に
供給され、また、図示と逆の接続状態にして誤差検出ル
ープからの信号が帯域フィルタ70、71に供給され
る。この動作が交互に繰り返される。従って、本実施例
も第1実施例と同様に、誤差検出ループと誤差除去ルー
プでのベクトル変調器20、21の制御回路及び比較の
ための帯域フィルタ70、71を両ループで共通化でき
るため、制御回路分の回路規模を小さくすることができ
る。
それぞれからは常に周波数f2に変換された信号が取り
出されて信号切換器200、201に供給され、ここで
図示の接続状態にして誤差除去ループからの信号が帯域
フィルタ70、71を通して逆相合成制御回路100に
供給され、また、図示と逆の接続状態にして誤差検出ル
ープからの信号が帯域フィルタ70、71に供給され
る。この動作が交互に繰り返される。従って、本実施例
も第1実施例と同様に、誤差検出ループと誤差除去ルー
プでのベクトル変調器20、21の制御回路及び比較の
ための帯域フィルタ70、71を両ループで共通化でき
るため、制御回路分の回路規模を小さくすることができ
る。
【0041】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
逆相合成制御回路を誤差検出ループと誤差除去ループで
共通化でき、また、第1及び第2のフィルタ回路及び第
1及び第2のベクトル変調器の制御回路を共用化するこ
とができるため、逆相制御回路の回路規模を従来よりも
小さくすることができる。
逆相合成制御回路を誤差検出ループと誤差除去ループで
共通化でき、また、第1及び第2のフィルタ回路及び第
1及び第2のベクトル変調器の制御回路を共用化するこ
とができるため、逆相制御回路の回路規模を従来よりも
小さくすることができる。
【0042】また、本発明によれば、入力信号の周波数
に依存することなく第1及び第2のフィルタ回路及び第
1及び第2のベクトル変調器の制御回路を共用化するこ
とができるため、使用する周波数帯に関係なく同一回路
構成により、歪み補償ができ、従来に比べて汎用性を大
幅に向上することができる。
に依存することなく第1及び第2のフィルタ回路及び第
1及び第2のベクトル変調器の制御回路を共用化するこ
とができるため、使用する周波数帯に関係なく同一回路
構成により、歪み補償ができ、従来に比べて汎用性を大
幅に向上することができる。
【図1】本発明の第1実施例の構成図である。
【図2】図1の実施例の具体的な構成図である。
【図3】図1中の逆相合成制御回路の一例の構成図であ
る。
る。
【図4】本発明の第2実施例の構成図である。
【図5】従来装置の一例の構成図である。
10 主増幅器 20 第1のベクトル変調器 21 第2のベクトル変調器 30、31 遅延線 40、41、42、43、44 電力合成器 50 第1の周波数変換器 51 第2の周波数変換器 60、61 信号選択手段 70、71 帯域フィルタ 81〜84 発振器 90〜93 周波数混合器 100 逆相合成制御回路 200、201 信号切換器
Claims (3)
- 【請求項1】 入力信号を所望の振幅に増幅する主増幅
器と、 該主増幅器の出力増幅信号にパイロット信号を合成する
パイロット信号合成手段と、 該パイロット信号合成手段の出力信号の位相及び振幅を
制御する第1のベクトル変調器と、 該第1のベクトル変調器の出力信号と前記主増幅器の入
力信号とを時間合わせをしてから電力合成して誤差を検
出する第1の電力合成手段と、 該第1の電力合成手段の出力信号の位相及び振幅を制御
する第2のベクトル変調器と、 該第2のベクトル変調器の出力信号を増幅する誤差増幅
器と、 該誤差増幅器の出力信号と前記パイロット信号合成手段
の出力信号とを時間合わせをしてから電力合成して誤差
が抑圧された増幅信号を出力する第2の電力合成手段
と、 前記第1の電力合成手段により合成される2信号をそれ
ぞれ別々に同一周波数に互いの位相差関係を保った状態
で周波数変換して出力する第1の周波数変換器と、 前記第2の電力合成手段により合成される2信号をそれ
ぞれ別々に、かつ、該第1の周波数変換器の変換周波数
と同一周波数に互いの位相差関係を保った状態で周波数
変換して出力する第2の周波数変換器と、 前記第1の周波数変換器の出力2信号と前記第2の周波
数変換器の出力2信号を交互に選択して出力する信号選
択手段と、 該信号選択手段より出力された2信号のうち前記第1及
び第2の周波数変換器の変換周波数の信号成分をそれぞ
れ周波数選択するように設定された第1及び第2のフィ
ルタ回路と、 前記信号選択手段による前記第1の周波数変換器の出力
信号選択時に該第1及び第2のフィルタ回路より出力さ
れる信号の位相及び振幅をそれぞれ比較して得た比較結
果に基づき該位相及び振幅が小さくなるように前記第1
のベクトル変調器の移相量及び減衰量制御を行い、前記
信号選択手段による前記第2の周波数変換器の出力信号
選択時に該第1及び第2のフィルタ回路より出力される
信号の位相及び振幅をそれぞれ比較して得た比較結果に
基づき該位相及び振幅が小さくなるように前記第2のベ
クトル変調器の移相量及び減衰量制御を行う逆相合成制
御回路とを有することを特徴とするフィードフォワード
増幅器。 - 【請求項2】 前記逆相合成制御回路は、前記第1及び
第2の周波数変換器から前記第1及び第2のフィルタ回
路の通過中心周波数に周波数変換された信号を交互に取
り出すように制御する制御信号を該第1及び第2の周波
数変換器に供給し、 前記信号選択手段は、前記第1の電力合成手段により前
記第1のベクトル変調器の出力信号と合成される前記入
力信号を分岐して前記第1の周波数変換器により周波数
変換した信号と、前記誤差増幅器の出力信号を分岐して
前記第2の周波数変換器で周波数変換された信号とを合
成して前記第1のフィルタ回路へ出力する第1の電力合
成器と、前記第1のベクトル変調器の出力信号を分岐し
て前記第1の周波数変換器により周波数変換した信号
と、前記第2の電力合成手段により前記誤差増幅器の出
力信号と合成される前記パイロット信号合成手段の出力
信号を分岐して前記第2の周波数変換器で周波数変換さ
れた信号とを合成して前記第2のフィルタ回路へ出力す
る第2の電力合成器とよりなることを特徴とする請求項
1記載のフィードフォワード増幅器。 - 【請求項3】 前記第1及び第2の周波数変換器は前記
第1及び第2のフィルタ回路の通過中心周波数に周波数
変換された信号を常時出力する構成であり、 前記信号選択手段は、前記第1の電力合成手段により前
記第1のベクトル変調器の出力信号と合成される前記入
力信号を分岐して前記第1の周波数変換器により周波数
変換した信号と、前記誤差増幅器の出力信号を分岐して
前記第2の周波数変換器で周波数変換された信号の一方
を、かつ、交互に選択する前記第1のフィルタ回路へ出
力する第1の信号切換器と、前記第1のベクトル変調器
の出力信号を分岐して前記第1の周波数変換器により周
波数変換した信号と、前記第2の電力合成手段により前
記誤差増幅器の出力信号と合成される前記パイロット信
号合成手段の出力信号を分岐して前記第2の周波数変換
器で周波数変換された信号の一方を、かつ、交互に選択
する前記第2のフィルタ回路へ出力する第2の信号切換
器とよりなり、 前記逆相合成制御回路は前記第1及び第2の信号切換器
をそれぞれ制御するための制御信号を出力することを特
徴とする請求項1記載のフィードフォワード増幅器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6328644A JP2697650B2 (ja) | 1994-12-28 | 1994-12-28 | フィードフォワード増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP6328644A JP2697650B2 (ja) | 1994-12-28 | 1994-12-28 | フィードフォワード増幅器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08186451A JPH08186451A (ja) | 1996-07-16 |
JP2697650B2 true JP2697650B2 (ja) | 1998-01-14 |
Family
ID=18212576
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP6328644A Expired - Fee Related JP2697650B2 (ja) | 1994-12-28 | 1994-12-28 | フィードフォワード増幅器 |
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Country | Link |
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JP (1) | JP2697650B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6154093A (en) * | 1998-04-01 | 2000-11-28 | Lucent Technologies Inc. | Fast adaptive wideband power amplifier feed forward linearizer using a RLS parameter tracking algorithm |
US6819173B2 (en) * | 2001-04-19 | 2004-11-16 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for reduction of distortion in a transmitter |
EP2582043A1 (en) | 2011-10-10 | 2013-04-17 | Astrium Limited | Control system for a power amplifier |
-
1994
- 1994-12-28 JP JP6328644A patent/JP2697650B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH08186451A (ja) | 1996-07-16 |
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