JP4915136B2

JP4915136B2 - 多重電力変換器の制御装置

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Publication number: JP4915136B2
Application number: JP2006123680A
Authority: JP
Inventors: 究鈴木
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2006-04-27
Filing date: 2006-04-27
Publication date: 2012-04-11
Anticipated expiration: 2026-04-27
Also published as: JP2007295777A

Description

この発明は、多重電力変換装置をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する制御装置に関する。

図９に例えば非特許文献１に開示された電力変換システムの従来例を示す。
図９において、破線で囲んだＣＮＶは電力変換器の主回路、Ｑ１〜Ｑ４はスイッチング動作を行なうＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）等のスイッチング素子、Ｃは直流平滑コンデンサである。またＰＳは交流電源、Ｌｓはリアクトル、ＣＴは電力変換器の交流電流Ｉｃを検出するための電流検出器、ＰＴは電力変換器の直流電圧Ｅｄを検出するための電圧検出器、ＤＬは直流側に接続された負荷装置である。

図１０は図９の動作説明図である。
図１０（１）において、Ｖｃ^*は電圧指令、ＴＲＩａは電圧指令Ｖｃ^*との比較によりＱ１とＱ２のスイッチング動作に必要なＰＷＭ演算を行なうための三角波、同様にＴＲＩｂはＱ３とＱ４のスイッチング動作に必要なＰＷＭ演算を行なうための三角波である。これらの三角波ＴＲＩａとＴＲＩｂは図１０（３）のように、三角波の周期（２π）に対して１／２周期（π）の位相差を持たせている。

図１０（１）のＰＷＭ演算では、電圧指令Ｖｃ^*が２個の三角波ＴＲＩａ，ＴＲＩｂのいずれよりも大きいときにＱ１とＱ４がオン状態（Ｑ２とＱ３はオフ状態）となり、交流側電圧Ｖｃは正（＋Ｅｄ）である。電圧指令Ｖｃ^*が三角波ＴＲＩａ以上で、かつＴＲＩｂ以下のときにＱ１とＱ３がオン状態（Ｑ２とＱ４はオフ状態）となり、交流側電圧ＶｃはＶｃ＝０となる。また、電圧指令Ｖｃ^*が三角波ＴＲＩａ以下、かつＴＲＩｂ以上のときにはＱ２とＱ４がオン状態（Ｑ１とＱ３はオフ状態）となり、交流側電圧ＶｃはＶｃ＝０となる。さらに、電圧指令Ｖｃ^*が２個の三角波ＴＲＩａ，ＴＲＩｂのいずれよりも小さいときにＱ２とＱ３がオン状態（Ｑ１とＱ４はオフ状態）となり、交流側電圧ＶｃはＶｃ＝−Ｅｄとなる。

図１１に、図９に示す電力変換器の制御ブロックの例を示す。
図１１のＥｄ^*は直流電圧指令、ＳＵＢ１はＥｄ^*とＥｄの差をとる減算器、ＡＶＲは電圧調節器、ｓｉｎωｔ（ωは角周波数、周波数をｆ[Ｈｚ]とするとω＝２πｆ[ｒａｄ／ｓ]）は電源に位相同期した基準正弦波、ＭＵＬはＡＶＲ出力と基準正弦波ｓｉｎωｔを掛け合わせて電流指令Ｉｃ^*を演算する乗算器、ＳＵＢ２は指令値Ｉｃ^*と検出値Ｉｃとの差分をとる減算器、ＡＣＲは交流電圧指令Ｖｃ^*を演算する電流調節器、ＰＷＭはＡＣＲの演算結果である電圧指令Ｖｃ^*と三角波に対して、比較演算を行なうＰＷＭ演算器である。ここで、ＰＷＭ演算器に入力される三角波はＴＲＩａのみであるが、図１０（１）に示す三角波ＴＲＩｂは、ＰＷＭ演算器の内部でＴＲＩａの位相を反転して生成される。

図１１のような制御系では、直流電圧の検出値（実際値）Ｅｄを指令値Ｅｄ^*に一致させるように電圧調節器ＡＶＲが動作し、電流指令の振幅を決定する。交流電流制御部では前段から出力された電流指令の振幅に基準正弦波ｓｉｎωｔを乗じて電流指令Ｉｃ^*を演算し、電流調節器ＡＣＲにおいて、電流検出値（実際値）Ｉｃを指令値に一致させるような交流電圧指令Ｖｃ^*が演算される。ＰＷＭ演算器ではＰＷＭ信号を演算し、これに基づくスイッチング動作により、交流側電圧Ｖｃが図１０（２）のように決定される。

電力変換器を変圧器により多重接続構成とすることにより、並列接続された直流側には同じ電力変換器が１台の場合に比べて数倍の電力を給電できることが知られている。
図１２に、２台の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流側を変圧器により結合して多重化した例を示す。ＴＲ１，ＴＲ２はそれぞれＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力側トランスであり、他の符号は図９と同様なので詳細は省略する。ここでは、２台の電力変換器に１台ずつ変圧器を接続した例を示すが、２次側に複数の巻線を施すことにより、１台の変圧器で置き換えることもできる。

図１６は図１２の動作説明図である。
図１６のＰＷＭ演算では、２台の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２のそれぞれの電圧指令Ｖｃ１^*とＶｃ２^*を、ほぼ同一の正弦波として重ね合わせて表記している。実際の動作では、ＣＮＶ１側では図１７（１）のように、電圧指令Ｖｃ１^*と三角波ＴＲＩ１ａ，ＴＲＩ１ｂとの比較によりＱ１１〜Ｑ１４がスイッチング動作をして、図１７（２）にＶｃ１で示すような波形の電圧が出力され、ＣＮＶ２側では図１８（１）のように、電圧指令Ｖｃ２^*と三角波ＴＲＩ２ａ，ＴＲＩ２ｂとの比較によりＱ２１〜Ｑ２４がスイッチング動作をして、図１８（２）にＶｃ２で示すような波形の電圧が出力される。４個の三角波ＴＲＩ１ａ，ＴＲＩ１ｂ，ＴＲＩ２ａ，ＴＲＩ２ｂは図１９のように、１／４周期（π／２）の位相差を持たせている。変圧器ＴＲ１，ＴＲ２の１次側と２次側の電圧が同じ大きさとして、２次側の電圧であるＶｃ１とＶｃ２を１次側で合成すると、図１６（４）のＶｃのような波形が得られる。

図１３に、図１２に示す電力変換器の制御ブロックの例を示す。
図１３のＰＨＳは三角波ＴＲＩ１ａに対しＴＲＩ２ａの位相を遅延させる位相遅延器であり、その他は図１１とほぼ同様なので詳細は省略する。
２台の電力変換器は直流側が並列接続されているので、直流電圧制御部は共通である。また、交流電流制御部においても２台の電力変換器は同一の電流指令で動作するが、電流検出値（実際値）は異なる瞬時値となるので、個別の電流調節器ＡＣＲ１とＡＣＲ２により制御が行なわれる。また、電流調節器ＡＣＲ１，ＡＣＲ２からはそれぞれ異なる交流電圧指令Ｖｃ１^*，Ｖｃ２^*が出力され、これらの電圧指令に対しＰＷＭ１，ＰＷＭ２においてそれぞれ図１７，図１８のような演算が行なわれる。

２台の電力変換器を多重接続することで、並列接続された直流側には同じ容量の電力変換器１台の場合に比べ、２倍の電力を供給できる。また、位相遅延器の設定により、図１９のように三角波ＴＲＩ１ａとＴＲＩ２ａの間に、１／４周期（π／２）の位相差をつけて運転することで、交流側電流の合成電流Ｉｃは１台の場合と比較して等価的なキャリア周波数を２倍にでき、結果として変圧器で結合された電源側の高調波の割合を低減することができる。
以上のような電力変換器の多重化構成とその動作については、例えば非特許文献２に記載されている。

電力変換器を多重接続する構成として、共通の直流回路に接続する場合について説明したが、別の構成として図１４のように変換器毎に独立した直流回路を接続する構成も考えられる。
同図において、ＰＴ１，ＰＴ２は２台の変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２それぞれの直流電圧Ｅｄ１，Ｅｄ２を検出するための電圧検出器、ＤＬ１，ＤＬ２は変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２それぞれの負荷装置であり、その他は図１２と同様なので詳細は省略する。

図１４の構成において、各電力変換器の動作は全く独立したものとなるので、これに適用する制御方法としては変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２のそれぞれを図１１の制御ブロックにより動作させればよいが、２台の変換器のＰＷＭ演算の際に、三角波に位相差を付けて運転することで、交流側電流の合成電流は１台の場合と比較して等価的なキャリア周波数を２倍にでき、結果として変圧器で結合される電源側の高調波の割合を低減できることは容易に類推できる。
図１５は図１４に対する制御ブロック図で、基本的には各変換器に図１１と同様の制御ブロックを適用し、２台のＰＷＭ演算において三角波に位相差を付ける機能を付加するようにしている。

電力変換器を多重接続する別の構成例を図２０に示す。
図１２では電力変換器毎に電流検出器を設置していたのに対し、この構成では変圧器の１次側（図の左側）に設置することで、電力変換器の合成電流を一括して検出する（この方式は、例えば特許文献１に開示されている）。この場合のＰＷＭ方式として図２１のように、変換器の台数に応じてそれぞれバイアスを付けた複数の三角波と電圧指令とを比較する方法がある（例えば、非特許文献３参照）。変換器ＣＮＶ１では、図２１の三角波ＴＲＩ３が電圧指令Ｖｃ^*との比較によりＱ１１とＱ１２のスイッチング動作に必要なＰＷＭ信号を発生するための三角波、同じく三角波ＴＲＩ４がＱ１３とＱ１４のスイッチング動作に必要なＰＷＭ信号を発生するための三角波である。

出力電圧Ｖｃ１は、電圧指令Ｖｃ^*がＴＲＩ３とＴＲＩ４のいずれよりも大きいときに正（＋Ｅｄ），電圧指令Ｖｃ^*がＴＲＩ３とＴＲＩ４のいずれよりも小さいときに負（−Ｅｄ）、電圧指令Ｖｃ^*がＴＲＩ３以下でＴＲＩ４以上のときに零となる。
変換器ＣＮＶ２では、図２１の三角波ＴＲＩ１が電圧指令Ｖｃ^*との比較によりＱ２１とＱ２２をスイッチングするための三角波、同じく三角波ＴＲＩ２がＱ２３とＱ２４をスイッチングするための三角波である。出力電圧Ｖｃ２は、電圧指令Ｖｃ^*がＴＲＩ１とＴＲＩ２のいずれよりも大きいときに正（＋Ｅｄ），電圧指令Ｖｃ^*がＴＲＩ１とＴＲＩ２のいずれよりも小さいときに負（−Ｅｄ）、電圧指令Ｖｃ^*がＴＲＩ１以下でＴＲＩ２以上のときに零となる。

２台の電力変換器を変圧器で結合した構成の多重変換器に対するＰＷＭ方式として、図１６のように位相差を付けた三角波方式と、図２１のようにバイアスを付けた三角波方式とを説明したが、これらを交流側の高調波について比較すると、後者の図２１の方が高調波を少なくできることが知られている。
図２２は位相差をつけた複数の三角波を利用するＰＷＭ方式において、Ｒ相とＳ相の電圧指令から相電圧を生成し、これらを合成した線間電圧の生成に至るまでの波形を示している。また、図２３はバイアスを付けた複数の三角波を用いるＰＷＭ方式において、Ｒ相とＳ相の電圧指令から相電圧を生成し、これらを合成した線間電圧の生成に至るまでの波形を示している。図２２と図２３の相電圧波形を比較すると、電圧レベルが変化する回数は同一となっており、両者におけるスイッチング動作の回数は等しいことが分かる。しかし、線間電圧では図２２は図２３よりも同じ三角波の周期内で、電圧変化する回数が大きくなっている。このような線間電圧の違いは含まれる高調波の違いを示しており、結果的に図２３の波形は図２２よりも高調波が少ないことになる。

以上のような高調波の相違については、例えば非特許文献４において詳細に説明されており、同文献には図２４のようなＰＷＭ方式の違いによる高調波の比較のグラフが記載されている。同図は横軸を電圧の大きさ、縦軸を高調波として５Ｌｅｖｅｌ−Ａの曲線が位相差をつけた複数の三角波を利用するＰＷＭ方式に対応し、５Ｌｅｖｅｌ−Ｂの曲線がバイアスを付けた複数の三角波を用いるＰＷＭ方式に対応する。両曲線の比較から、バイアスを付けた複数の三角波を用いるＰＷＭ方式の方が、位相差をつけた複数の三角波を利用するＰＷＭ方式より高調波が少ないことが定量的に明らかである。

「半導体電力変換回路」電気学会発行，ｐ２１６〜２２１参照昭和６０年電気学会全国大会論文集，Ｎｏ．５４７「ＰＷＭコンバータの制御特性検討」の項参照ＰＥＳＣ１９９０，ＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅＲｅｃｏｒｄ，ｐ３６３〜３７１「ＡＮＥＷＭＵＬＴＩＬＥＶＥＬＰＷＭＭＥＴＨＯＤ：ＡＴＨＥＯＲＥＴＩＣＡＬＡＮＡＬＹＳＩＳ」の項参照電気学会論文誌，Ｄ部門，Ｖｏｌ．１１９，Ｎｏ．６，１９９９，ｐ７６９〜７７４「キャリア波を用いたマルチレベルＰＷＭ法の高調波特性評価」の項参照特開２００３−１６９４７７号公報

以上のように、電力変換器を多重化する方法としては、図１２，１４または図２０のような方法や、これらに対するＰＷＭ方式としては、図１６のように位相差を付けた複数の三角波と電圧指令から演算する方式と、図２１のようにバイアスを付けた複数の三角波と電圧指令から演算する方式とがある。
高調波低減の観点から、バイアスを付けた複数の三角波と電圧指令からＰＷＭ信号を得る方法が有利であるにも拘わらず、図１２，１４では位相差を付けた複数の三角波と電圧指令から演算する方式を採用している。

これに対し、図２０ではバイアスを付けた複数の三角波と電圧指令から演算するＰＷＭ方式を採用している。しかし、この方法は電流を変圧器の一次側で検出しているため、電力変換器毎に正確な制御ができず、出力電圧に誤差が生じ偏磁などの異常が発生するという問題が生じる。
したがって、この発明の課題は、変圧器を用いて電力変換器を多重化するものにおいても、バイアスを付けた複数の三角波と電圧指令から演算するＰＷＭ方式を適用できるようにすることにある。

このような課題を解決するため、この発明では、個別または共通の直流回路に接続した複数の電力変換器の交流側を変圧器により結合した構成の多重電力変換装置に、バイアスを付けた複数の三角波を用いたＰＷＭ演算方式を適用するとともに、電力変換器毎の電流検出値を基に電流制御した結果をＰＷＭ信号に対して補正値として反映させる。さらに、ＰＷＭ信号のタイミングを調整して複数の電力変換器が均等にスイッチングできるようにする。

この発明によれば、個別または共通の直流回路に接続した複数の電力変換器の交流側を変圧器により結合した多重電力変換装置に、バイアスを付けた複数の三角波を用いたＰＷＭ方式を適用可能とすることにより、電力変換器毎に十分な電流制御を可能として多重電力変換装置を安全かつ安定に動作できるようになる。ＰＷＭ信号のタイミングを調整して複数の電力変換器が均等にスイッチングできるようにすることで、複数の電力変換器の電力分担を均一にできるようになる。

図１はこの発明の実施の形態を示す制御ブロック構成図で、多重化構成は図１２と同様である。図１のＰＷＭは電圧指令Ｖｃ^*と三角波ＴＲＩを基にして、図２１のようなバイアスを付けた三角波を用いてＰＷＭ演算を行なうＰＷＭ演算器、ＳＵＢ１は直流電圧の指令Ｅｄ^*と検出値Ｅｄの差分をとる減算器、ＡＶＲはＳＵＢ１の出力を基に直流電圧を制御するための電圧調節器、ＭＵＬはＡＶＲの出力と基準正弦波を掛け合わせる乗算器、ＳＵＢ２は２台の電力変換器の一方（図１２のＣＮＶ１）の電流検出値Ｉｃ１と電流指令Ｉｃ^*との差分をとる減算器、ＳＵＢ３は２台の電力変換器の他方（図１２のＣＮＶ２）の電流検出値Ｉｃ２と電流指令Ｉｃ^*との差分をとる減算器、ＡＣＲ１，ＡＣＲ２はそれぞれＳＵＢ１，ＳＵＢ２の出力を基に電流を制御するための電流調節器、ＰＣＯＭ１，ＰＣＯＭ２はそれぞれＡＣＲ１，ＡＣＲ２の出力を基にＰＷＭ演算結果を補正する補正演算器である。

ここで、図１の動作について説明する。
ＰＷＭでは電圧指令Ｖｃ^*と三角波ＴＲＩを入力として、電圧指令とバイアスを付けた複数の三角波との比較演算により、スイッチングに必要なＰＷＭ信号を生成する。ここで、電圧指令Ｖｃ^*は、大きさと位相が電源側の相電圧と同じ正弦波としておけば良い。直流電圧制御部では、直流電圧の指令値Ｅｄ^*と検出値Ｅｄの差分をＡＶＲで増幅して出力する。ＡＶＲの出力は直流量なので、ＭＵＬで基準正弦波ｓｉｎωｔと乗算して交流量に変換し電流指令Ｉｃ^*とする。

交流制御部では、前段で演算された電流指令を２台の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２に対し共通に与え、各電流検出値Ｉｃ１，Ｉｃ２に基づきＡＣＲ１，ＡＣＲ２で独立に電流制御演算を実行する。ＰＣＯＭ１，ＰＣＯＭ２ではＡＣＲ１，ＡＣＲ２で演算された結果をＰＷＭ演算結果に反映させ、実際にＣＮＶ１，ＣＮＶ２をスイッチング動作させる最終的なＰＷＭ信号を出力する。

図２（ａ）は図１に示す制御ブロック図において、交流電流制御部が正側に一定の値を出力する場合の例である。図２（ａ）では、その（１）に示すＰＷＭ演算部からの出力を、補正量として示す交流電流制御部からの図２（ａ）の（２）のような出力によって、図２（ａ）の（３）のように補正する。交流電流制御部が零を出力する図２（ｂ）の場合、交流電流制御部が負側に一定の値を出力する図２（ｃ）の場合も、上記と同様の演算操作がそれぞれ行なわれる。

図３は補正演算の結果得られる各電力変換器への出力信号を示す波形図である。
図３（１），（２）のＶｃ１，Ｖｃ２はそれぞれ補正前のＰＷＭ演算器の出力を示し、図２（３），（４）Ｖｃ１，Ｖｃ２はそれぞれ補正演算された後の電圧波形を示す。補正演算により、Ｖｃ１，Ｖｃ２とも斜線部分のように電圧が変化して、電力変換器の各素子のスイッチング制御が行なわれる。

図４に直流部分が分離された電力変換器の交流側を、変圧器により結合して多重化した場合の制御ブロック例を示す。
ここでは、直流部分が分離されている関係で直流電圧は個別に検出されるため、電圧調節器をＡＶＲ１，２のように個別に設け、ＭＵＬ１，２でそれぞれ基準正弦波ｓｉｎωｔと乗算して交流量に変換し、電流指令Ｉｃ１^*，２^*を得るようにする他は図１と同様である。

ところで、図１や図４の制御方式では、図３の（１）と（２）または（３）と（４）を比較すれば明らかなように、各電力変換器に対する交流側電圧の大きさが互いに異なり、結果として複数の電力変換器の電力にアンバランスが発生するおそれがある。
図５はこのような問題に対処し得る別の実施形態を示す。同図からも明らかなように、図５に示すものは図１に示すものに対し、均等化演算器ＰＥＱを付加した点が特徴である。この均等化演算器ＰＥＱはＰＷＭ演算器の出力に対し、２台の電力変換器のスイッチング動作が均等になるように、ＰＷＭ信号の振り分けを行なうものである。なお、その他は図１と同様なので、詳細は省略する。

図５の動作について、図７を参照して説明する。いま、ＰＷＭ演算器の出力に対し何も手を加えることなくそのまま用いて２台の電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮｖ２を動作させると、ＣＮＶ１，ＣＮｖ２に対する出力電圧は、ＰＷＭ演算から交流側電圧に至るまでは図２１と同様に、図７（２），（３）の均等化前のＶｃ１，Ｖｃ２のような波形となる。ここで、均等化前のＶｃ１，Ｖｃ２の波形を比較すると、電圧指令の１周期中において正（＋Ｅｄ）または負（−Ｅｄ）の電圧が出力されている期間が異なることから、２台の電力変換器の電力負担も異なる。

このため、均等化演算器ＰＥＱは、電圧指令の正側の期間では出力電圧が零から正に変化する動作と、正から零に変化する動作が２台の電力変換器で交互に行なわれるようにタイミングを調整する。このような演算を実施することにより、２台の電力変換器の交流側電圧が図７（４），（５）の均等化後のＶｃ１，Ｖｃ２のような波形となり、電圧を出力する期間が均等になって、結果として電力負担も均等化される。２台の電力変換器の合成された出力電圧は図７（６）のＶｃのようになるが、これは均等化演算が有る場合と無い場合で同一である。

図８は上記のような均等化演算に対し、さらに補正演算器ＰＣＯＭ１，ＰＣＯＭ２による補正演算結果を示す波形図である。
図８（１），（２）は、図７の（４），（５）の均等化後のＶｃ１，Ｖｃ２波形と同じであり、これに対し補正演算を施すことにより、図８（３），（４）に斜線で示すような補正が行なわれる。
図６は図４に示すものに対し、均等化演算器ＰＥＱを付加したもので、それ以外は図４や図５で説明したものと同様なので、詳細は省略する。

直流回路を共通とする場合のこの発明の実施の形態を示す制御ブロック図図１における補正演算の概念を説明する波形図図２のような補正演算の結果得られる各電力変換器への出力信号を示す波形図電力変換器毎に独立した直流回路を持つ場合の制御ブロック図図１の変形例を示す制御ブロック図図４の変形例を示す制御ブロック図均等化演算を説明する波形図均等化演算に補正演算を施した結果を説明する波形図１台の電力変換器を交流電源に接続した一般的なシステム構成図図９の動作説明図図９の電力変換器の制御ブロック図直流回路を共通とする多重電力変換器のシステム構成図図１２に対応する制御ブロック図直流回路が個別の場合の多重電力変換器のシステム構成図図１４に示す電力変換器の制御ブロック図図１３，１５の制御動作説明図図１６の一方の電力変換器に対するＰＷＭ演算方法の説明図図１６のもう一方の電力変換器に対するＰＷＭ演算方法の説明図三角波キャリアの位相関係説明図多重電力変換器システムの別の例を示す構成図図２０のＰＷＭ制御方法の説明図位相差をつけた複数の三角波を利用するＰＷＭ方式説明図バイアスを付けた複数の三角波を用いるＰＷＭ方式説明図ＰＷＭ方式の違いによる高調波の相違を示すグラフ

符号の説明

ＰＳ…交流電源、ＰＷＭ…ＰＷＭ演算器、ＡＶＲ，ＡＶＲ１，ＡＶＲ２…電圧調節器、ＡＣＲ，ＡＣＲ１，ＡＣＲ２…電流調節器、ＰＣＯＭ１，ＰＣＯＭ２…補正演算器、ＳＵＢ，ＳＵＢ１，ＳＵＢ２，ＳＵＢ３，ＳＵＢ４…減算器、ＭＵＬ，ＭＵＬ１，ＭＵＬ２…乗算器、Ｌｓ，Ｌｓ１，Ｌｓ２…リアクトル、ＤＬ，ＤＬ１，ＤＬ２…負荷装置。

Claims

同一の直流回路に接続された複数の電力変換器の交流端が変圧器を介して結合された多重電力変換器を制御する多重電力変換器の制御装置において、
前記複数の電力変換器に対し、バイアスを付けた複数の三角波と電圧指令との比較によりＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成する１つのＰＷＭ演算手段と、共通の直流電圧指令と共通の直流電圧検出値との偏差を零にする制御演算により共通の交流電流指令値を生成し、この交流電流指令値と個別の交流電流検出値との偏差を零にする制御演算により個別の制御量を生成する制御演算手段と、前記ＰＷＭ信号のパルス幅を前記制御演算手段からの出力に基づき個々に補正する補正手段とを設け、この補正手段からの出力に基づき各電力変換器を制御することを特徴とする多重電力変換器の制御装置。
個別の直流回路に接続された複数の電力変換器の交流端が変圧器を介して結合された多重電力変換器を制御する多重電力変換器の制御装置において、
前記複数の電力変換器に対し、バイアスを付けた複数の三角波と電圧指令との比較によりＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成する１つのＰＷＭ演算手段と、共通の直流電圧指令と個別の直流電圧検出値との偏差を零にする制御演算により個別の交流電流指令値を生成し、各交流電流指令値と個別の交流電流検出値との偏差を零にする制御演算により個別の制御量を生成する制御演算手段と、前記ＰＷＭ信号のパルス幅を前記制御演算手段からの出力に基づき個々に補正する補正手段とを設け、この補正手段からの出力に基づき各電力変換器を制御することを特徴とする多重電力変換器の制御装置。
同一の直流回路に接続された複数の電力変換器の交流端が変圧器を介して結合された多重電力変換器を制御する多重電力変換器の制御装置において、
前記複数の電力変換器に対し、バイアスを付けた複数の三角波と電圧指令との比較によりＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成する１つのＰＷＭ演算手段と、生成したＰＷＭ信号を複数の電力変換器に対し均等に分配するための演算をする均等化演算手段と、共通の直流電圧指令と共通の直流電圧検出値との偏差を零にする制御演算により共通の交流電流指令値を生成し、この交流電流指令値と個別の交流電流検出値との偏差を零にする制御演算により個別の制御量を生成する制御演算手段と、前記均等化演算手段からの出力のパルス幅を前記制御演算手段からの出力に基づき個々に補正する補正手段とを設け、この補正手段からの出力に基づき各電力変換器を制御することを特徴とする多重電力変換器の制御装置。
個別の直流回路に接続された複数の電力変換器の交流端が変圧器を介して結合された多重電力変換器を制御する多重電力変換器の制御装置において、
前記複数の電力変換器に対し、バイアスを付けた複数の三角波と電圧指令との比較によりＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成する１つのＰＷＭ演算手段と、生成したＰＷＭ信号を複数の電力変換器に対し均等に分配するための演算をする均等化演算手段と、共通の直流電圧指令と個別の直流電圧検出値との偏差を零にする制御演算により個別の交流電流指令値を生成し、各交流電流指令値と個別の交流電流検出値との偏差を零にする制御演算により個別の制御量を生成する制御演算手段と、前記均等化演算手段からの出力のパルス幅を前記制御演算手段からの出力に基づき個々に補正する補正手段とを設け、この補正手段からの出力に基づき各電力変換器を制御することを特徴とする多重電力変換器の制御装置。