JP2719123B2 - アレーアンテナの制御装置 - Google Patents
アレーアンテナの制御装置Info
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- JP2719123B2 JP2719123B2 JP7182680A JP18268095A JP2719123B2 JP 2719123 B2 JP2719123 B2 JP 2719123B2 JP 7182680 A JP7182680 A JP 7182680A JP 18268095 A JP18268095 A JP 18268095A JP 2719123 B2 JP2719123 B2 JP 2719123B2
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、アレーアンテナの
制御装置に関する。
制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】高速デジタル移動体通信において、周波
数選択性フェージングを改善するためにアダプティブア
レーアンテナが用いられている。アダプティブアレーア
ンテナは、多重伝搬波の方向に指向性のヌルを形成する
ことによって多重伝搬波を抑圧して、周波数選択性フェ
ージングを軽減するものである。また、最近では、図1
1に示すアレーアンテナの制御装置を用いて、N個のア
ンテナ素子200−1乃至200−Nからなるアレーア
ンテナ200によって受信された信号を直接波信号と遅
延波信号とに分離した後、遅延時間差の補正をして合成
することにより各遅延波の電力を有効に利用して所望波
を受信することが行われている。
数選択性フェージングを改善するためにアダプティブア
レーアンテナが用いられている。アダプティブアレーア
ンテナは、多重伝搬波の方向に指向性のヌルを形成する
ことによって多重伝搬波を抑圧して、周波数選択性フェ
ージングを軽減するものである。また、最近では、図1
1に示すアレーアンテナの制御装置を用いて、N個のア
ンテナ素子200−1乃至200−Nからなるアレーア
ンテナ200によって受信された信号を直接波信号と遅
延波信号とに分離した後、遅延時間差の補正をして合成
することにより各遅延波の電力を有効に利用して所望波
を受信することが行われている。
【0003】図11は、小川恭孝,横畑和典,伊藤精彦
による“アダプティブアレーによる空間領域パスダイバ
ーシチの検討”電子情報通信学会総合大会,pp39
7,1995年において示された従来例のアレーアンテ
ナの制御装置のブロック図である。図11のアレーアン
テナの制御装置は、N個の受信モジュールRM200−
1乃至RM200−Nと、同相分配器201−1乃至2
01−Nと、ビーム形成器B200と、合成器205
と、復調器208と、適応制御プロセッサ209と、信
号発生器210とからなる。
による“アダプティブアレーによる空間領域パスダイバ
ーシチの検討”電子情報通信学会総合大会,pp39
7,1995年において示された従来例のアレーアンテ
ナの制御装置のブロック図である。図11のアレーアン
テナの制御装置は、N個の受信モジュールRM200−
1乃至RM200−Nと、同相分配器201−1乃至2
01−Nと、ビーム形成器B200と、合成器205
と、復調器208と、適応制御プロセッサ209と、信
号発生器210とからなる。
【0004】図11の従来例のアレーアンテナの制御装
置において、受信モジュールRM200−1乃至RM2
00−Nはそれぞれ、アンテナ素子200−1乃至20
0−Nから出力される受信信号を増幅して所定の中間周
波数に周波数変換した後、A/D変換して同相分配器2
01−1乃至201−Nに出力する。同相分配器201
−1乃至201−Nはそれぞれ、入力された受信ディジ
タル信号を複数(L+1)の信号に同相分配して適応制
御プロセッサ209とビーム形成器B200に出力す
る。信号発生器210は、直接波信号に対応するトレー
ニング信号r1(t)と、それぞれ各遅延波と同一の遅
延時間を有するトレーニング信号r2(t)乃至r
L(t)とを発生して出力する。適応制御プロセッサ2
09は、入力されたN個の受信信号を成分とするN次元
列ベクトルの自己相関行列と、当該N次元列ベクトルと
トレーニング信号rk(t)との間の相関ベクトルとに
基づいて、受信信号から直接波信号と所定の数(L−
1)の遅延波信号とを取り出すためのウェイトベクトル
W1乃至WLを演算してビーム形成器B200に出力す
る。ここで、ウェイトベクトルW1は、信号発生器21
0の発生するトレーニング信号r1(t)と直接波信号
に含まれるトレーニング信号との差の2乗が最小になる
ように演算され、ウェイトベクトルW2乃至WLはそれぞ
れ、信号発生器210の発生するトレーニング信号r2
(t)乃至rL(t)と、対応する遅延波信号に含まれ
るトレーニング信号との差の2乗が最小になるように演
算される。
置において、受信モジュールRM200−1乃至RM2
00−Nはそれぞれ、アンテナ素子200−1乃至20
0−Nから出力される受信信号を増幅して所定の中間周
波数に周波数変換した後、A/D変換して同相分配器2
01−1乃至201−Nに出力する。同相分配器201
−1乃至201−Nはそれぞれ、入力された受信ディジ
タル信号を複数(L+1)の信号に同相分配して適応制
御プロセッサ209とビーム形成器B200に出力す
る。信号発生器210は、直接波信号に対応するトレー
ニング信号r1(t)と、それぞれ各遅延波と同一の遅
延時間を有するトレーニング信号r2(t)乃至r
L(t)とを発生して出力する。適応制御プロセッサ2
09は、入力されたN個の受信信号を成分とするN次元
列ベクトルの自己相関行列と、当該N次元列ベクトルと
トレーニング信号rk(t)との間の相関ベクトルとに
基づいて、受信信号から直接波信号と所定の数(L−
1)の遅延波信号とを取り出すためのウェイトベクトル
W1乃至WLを演算してビーム形成器B200に出力す
る。ここで、ウェイトベクトルW1は、信号発生器21
0の発生するトレーニング信号r1(t)と直接波信号
に含まれるトレーニング信号との差の2乗が最小になる
ように演算され、ウェイトベクトルW2乃至WLはそれぞ
れ、信号発生器210の発生するトレーニング信号r2
(t)乃至rL(t)と、対応する遅延波信号に含まれ
るトレーニング信号との差の2乗が最小になるように演
算される。
【0005】ビーム形成器B200は、受信信号とウェ
イトベクトルW1乃至WLとから直接波信号と(L−1)
個の遅延波信号とを取り出して合成器205に出力す
る。合成器205は、直接波信号と遅延波信号の遅延時
間を一致させて複数の信号を同相化して合成して復調器
208に出力する。復調器208は、合成器205から
出力された信号から受信ディジタル信号を決定して出力
する。以上のような構成により、従来例のアレーアンテ
ナの制御装置は、直接波信号と各遅延波信号を分離して
取り出し、遅延時間差の補正をした後、合成することに
より所望の信号を得ることができる。
イトベクトルW1乃至WLとから直接波信号と(L−1)
個の遅延波信号とを取り出して合成器205に出力す
る。合成器205は、直接波信号と遅延波信号の遅延時
間を一致させて複数の信号を同相化して合成して復調器
208に出力する。復調器208は、合成器205から
出力された信号から受信ディジタル信号を決定して出力
する。以上のような構成により、従来例のアレーアンテ
ナの制御装置は、直接波信号と各遅延波信号を分離して
取り出し、遅延時間差の補正をした後、合成することに
より所望の信号を得ることができる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来例のアレ
ーアンテナの制御装置は、受信信号から分離された直接
波信号と遅延波信号間の相関及び各遅延波信号間の相関
が強い場合には、出力信号の信号対雑音比を大きくでき
ないという問題点があった。また、入射する遅延波の遅
延時間が既知でなければ、直接波信号と各遅延波信号と
の分離を適切に行うことができないので、出力信号の信
号対干渉波比が大きくできないという問題点があった。
その結果、受信信号の誤り率を小さくできないという問
題点があった。
ーアンテナの制御装置は、受信信号から分離された直接
波信号と遅延波信号間の相関及び各遅延波信号間の相関
が強い場合には、出力信号の信号対雑音比を大きくでき
ないという問題点があった。また、入射する遅延波の遅
延時間が既知でなければ、直接波信号と各遅延波信号と
の分離を適切に行うことができないので、出力信号の信
号対干渉波比が大きくできないという問題点があった。
その結果、受信信号の誤り率を小さくできないという問
題点があった。
【0007】本発明の目的は、以上の問題点を解決し
て、直接波信号と各遅延波信号との分離を適切に行うこ
とができ、従来例に比較して、誤り率を小さくできるア
レーアンテナの制御装置を提供することにある。
て、直接波信号と各遅延波信号との分離を適切に行うこ
とができ、従来例に比較して、誤り率を小さくできるア
レーアンテナの制御装置を提供することにある。
【0008】
【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項1記
載のアレーアンテナの制御装置は、送信局からディジタ
ル信号に従ってディジタル変調された送信信号が送信さ
れた後、所定の配置形状で近接して並置された複数N個
のアンテナ素子からなるアレーアンテナによって受信さ
れたN個の受信信号から、最も早くアレーアンテナに到
達する直接波信号と、上記直接波信号から遅延して到達
する少なくとも1つの遅延波信号とを用いて上記送信信
号を取り出すためのアレーアンテナの制御装置であっ
て、上記送信信号に含まれるトレーニング信号と同一の
信号を有するトレーニング信号を、所定の時間間隔で繰
り返し周期的に発生して出力する信号発生手段と、上記
各アンテナ素子によって受信されたN個の受信信号を成
分とするN次元列ベクトルに対して、上記直接波信号と
上記少なくとも1つの遅延波信号とに対応する複数のウ
ェイトベクトルを乗算することによって、上記直接波信
号と上記少なくとも1つの遅延波信号とを取り出して出
力するビーム形成手段と、上記信号発生手段から繰り返
し出力された各トレーニング信号と上記N次元列ベクト
ルとの間の相関ベクトルと、上記N次元列ベクトルの自
己相関行列とに基づいて、上記ビーム形成手段から出力
される上記直接波信号と上記少なくとも1つの遅延波信
号にそれぞれ含まれる各トレーニング信号と、上記信号
発生手段から繰り返し出力されるトレーニング信号との
差の2乗が最小になるように、上記直接波信号と上記少
なくとも1つの遅延波信号とにそれぞれ対応する複数の
N次元のウェイトべクトルを演算して出力するととも
に、上記演算されたウェイトベクトルに基づいて、上記
直接波信号及び上記少なくとも1つの遅延波信号の電力
の大きさにそれぞれ対応した複数の電力重み係数を演算
して出力する適応制御手段と、上記ビーム形成手段から
出力された上記直接波信号と上記少なくとも1つの遅延
波信号とに対してそれぞれ、上記適応制御手段から出力
された上記対応する複数の電力重み係数を乗じてそれぞ
れ出力する複数の乗算手段と、上記乗算手段から出力さ
れた複数の信号を加算して出力する加算手段と、上記加
算手段から出力された信号と上記適応制御手段から出力
された複数の電力重み係数とに基づいて、上記送信信号
に含まれるディジタル信号の取り得る既知の状態遷移で
推定される信号と上記加算手段から出力された信号との
距離が最小になるように、上記受信信号に含まれるディ
ジタル信号を推定して出力する最ゆう推定手段とを備え
たことを特徴とする。
載のアレーアンテナの制御装置は、送信局からディジタ
ル信号に従ってディジタル変調された送信信号が送信さ
れた後、所定の配置形状で近接して並置された複数N個
のアンテナ素子からなるアレーアンテナによって受信さ
れたN個の受信信号から、最も早くアレーアンテナに到
達する直接波信号と、上記直接波信号から遅延して到達
する少なくとも1つの遅延波信号とを用いて上記送信信
号を取り出すためのアレーアンテナの制御装置であっ
て、上記送信信号に含まれるトレーニング信号と同一の
信号を有するトレーニング信号を、所定の時間間隔で繰
り返し周期的に発生して出力する信号発生手段と、上記
各アンテナ素子によって受信されたN個の受信信号を成
分とするN次元列ベクトルに対して、上記直接波信号と
上記少なくとも1つの遅延波信号とに対応する複数のウ
ェイトベクトルを乗算することによって、上記直接波信
号と上記少なくとも1つの遅延波信号とを取り出して出
力するビーム形成手段と、上記信号発生手段から繰り返
し出力された各トレーニング信号と上記N次元列ベクト
ルとの間の相関ベクトルと、上記N次元列ベクトルの自
己相関行列とに基づいて、上記ビーム形成手段から出力
される上記直接波信号と上記少なくとも1つの遅延波信
号にそれぞれ含まれる各トレーニング信号と、上記信号
発生手段から繰り返し出力されるトレーニング信号との
差の2乗が最小になるように、上記直接波信号と上記少
なくとも1つの遅延波信号とにそれぞれ対応する複数の
N次元のウェイトべクトルを演算して出力するととも
に、上記演算されたウェイトベクトルに基づいて、上記
直接波信号及び上記少なくとも1つの遅延波信号の電力
の大きさにそれぞれ対応した複数の電力重み係数を演算
して出力する適応制御手段と、上記ビーム形成手段から
出力された上記直接波信号と上記少なくとも1つの遅延
波信号とに対してそれぞれ、上記適応制御手段から出力
された上記対応する複数の電力重み係数を乗じてそれぞ
れ出力する複数の乗算手段と、上記乗算手段から出力さ
れた複数の信号を加算して出力する加算手段と、上記加
算手段から出力された信号と上記適応制御手段から出力
された複数の電力重み係数とに基づいて、上記送信信号
に含まれるディジタル信号の取り得る既知の状態遷移で
推定される信号と上記加算手段から出力された信号との
距離が最小になるように、上記受信信号に含まれるディ
ジタル信号を推定して出力する最ゆう推定手段とを備え
たことを特徴とする。
【0009】以上のように構成された請求項1記載のア
レーアンテナの制御装置においては、上記各アンテナ素
子によって受信されたN個の受信信号を成分とするN次
元列ベクトルに対してそれぞれ、対応するウェイトベク
トルが乗算されて、上記直接波信号と上記少なくとも1
つの遅延波信号とが、所定の時間間隔で、取り出されて
上記ビーム形成手段から出力される。上記ビーム形成手
段から出力された上記直接波信号と上記少なくとも1つ
の遅延波信号とに対してそれぞれ、上記適応制御手段か
ら出力された上記対応する複数の電力重み係数が乗算さ
れて乗算手段から出力され、上記乗算手段から出力され
た複数の信号は、加算されて加算手段から出力される。
そして、上記加算手段から出力された信号と上記適応制
御手段から出力された複数の電力重み係数とに基づい
て、上記送信信号に含まれるディジタル信号の取り得る
既知の状態遷移で推定される信号と上記加算手段から出
力された信号との距離が最小になるように、上記受信信
号に含まれるディジタル信号が推定されて出力される。
レーアンテナの制御装置においては、上記各アンテナ素
子によって受信されたN個の受信信号を成分とするN次
元列ベクトルに対してそれぞれ、対応するウェイトベク
トルが乗算されて、上記直接波信号と上記少なくとも1
つの遅延波信号とが、所定の時間間隔で、取り出されて
上記ビーム形成手段から出力される。上記ビーム形成手
段から出力された上記直接波信号と上記少なくとも1つ
の遅延波信号とに対してそれぞれ、上記適応制御手段か
ら出力された上記対応する複数の電力重み係数が乗算さ
れて乗算手段から出力され、上記乗算手段から出力され
た複数の信号は、加算されて加算手段から出力される。
そして、上記加算手段から出力された信号と上記適応制
御手段から出力された複数の電力重み係数とに基づい
て、上記送信信号に含まれるディジタル信号の取り得る
既知の状態遷移で推定される信号と上記加算手段から出
力された信号との距離が最小になるように、上記受信信
号に含まれるディジタル信号が推定されて出力される。
【0010】以上のように構成された請求項1記載のア
レーアンテナの制御装置は、上記直接波信号と上記遅延
波信号とを所定の時間間隔で取り出して出力するビーム
形成手段と、上記直接波信号と上記遅延波信号とに対し
てそれぞれ、上記電力重み係数を乗じてそれぞれ出力す
る複数の乗算手段と、上記乗算手段から出力された複数
の信号を加算して出力する加算手段とを備える。そし
て、上記最ゆう推定手段は、上記加算手段から出力され
た信号と上記電力重み係数とに基づいて、上記送信信号
に含まれるディジタル信号の取り得る既知の状態遷移で
推定される信号と上記加算手段から出力された信号との
距離が最小になるように、上記受信信号に含まれるディ
ジタル信号を推定して出力する。これによって、請求項
1記載のアレーアンテナの制御装置は、直接波信号と各
遅延波信号との分離を適切に行うことができ、従来例に
比較して、誤り率を小さくできる。
レーアンテナの制御装置は、上記直接波信号と上記遅延
波信号とを所定の時間間隔で取り出して出力するビーム
形成手段と、上記直接波信号と上記遅延波信号とに対し
てそれぞれ、上記電力重み係数を乗じてそれぞれ出力す
る複数の乗算手段と、上記乗算手段から出力された複数
の信号を加算して出力する加算手段とを備える。そし
て、上記最ゆう推定手段は、上記加算手段から出力され
た信号と上記電力重み係数とに基づいて、上記送信信号
に含まれるディジタル信号の取り得る既知の状態遷移で
推定される信号と上記加算手段から出力された信号との
距離が最小になるように、上記受信信号に含まれるディ
ジタル信号を推定して出力する。これによって、請求項
1記載のアレーアンテナの制御装置は、直接波信号と各
遅延波信号との分離を適切に行うことができ、従来例に
比較して、誤り率を小さくできる。
【0011】また、請求項2記載のアレーアンテナの制
御装置は、請求項1記載のアレーアンテナの制御装置に
おいて、上記信号発生手段は、上記送信信号に含まれる
トレーニング信号と同一の信号を有するトレーニング信
号を、上記送信信号に含まれるディジタル信号のシンボ
ル周期で繰り返し発生して出力することを特徴とする。
御装置は、請求項1記載のアレーアンテナの制御装置に
おいて、上記信号発生手段は、上記送信信号に含まれる
トレーニング信号と同一の信号を有するトレーニング信
号を、上記送信信号に含まれるディジタル信号のシンボ
ル周期で繰り返し発生して出力することを特徴とする。
【0012】これによって、請求項2記載のアレーアン
テナの制御装置は、遅延波信号の遅延時間を測定する必
要がないので、当該制御装置の構成を簡単にできるとと
もに、トレーニング信号を、上記シンボル周期で繰り返
し発生しない場合に比較して、誤り率を小さくできる。
テナの制御装置は、遅延波信号の遅延時間を測定する必
要がないので、当該制御装置の構成を簡単にできるとと
もに、トレーニング信号を、上記シンボル周期で繰り返
し発生しない場合に比較して、誤り率を小さくできる。
【0013】さらに、請求項3記載のアレーアンテナの
制御装置は、請求項1又は2記載のアレーアンテナの制
御装置において、上記電力重み係数はそれぞれ、上記対
応するウェイトベクトルのノルムの2乗の逆数であるこ
とを特徴とする。
制御装置は、請求項1又は2記載のアレーアンテナの制
御装置において、上記電力重み係数はそれぞれ、上記対
応するウェイトベクトルのノルムの2乗の逆数であるこ
とを特徴とする。
【0014】これによって、請求項3記載のアレーアン
テナの制御装置は、上記電力重み係数を、上記対応する
ウェイトベクトルのノルムの2乗の逆数に設定しない場
合に比較して、誤り率を小さくできる。
テナの制御装置は、上記電力重み係数を、上記対応する
ウェイトベクトルのノルムの2乗の逆数に設定しない場
合に比較して、誤り率を小さくできる。
【0015】またさらに、請求項4記載のアレーアンテ
ナの制御装置は、請求項1、2又は3記載のアレーアン
テナの制御装置においてさらに、上記ビーム形成手段か
ら出力される上記直接波信号と上記少なくとも1つの遅
延波信号のうち対応する上記相関ベクトルの大きさが所
定のしきい値より大きい信号を選択して出力する信号選
択手段を備えたことを特徴とする。
ナの制御装置は、請求項1、2又は3記載のアレーアン
テナの制御装置においてさらに、上記ビーム形成手段か
ら出力される上記直接波信号と上記少なくとも1つの遅
延波信号のうち対応する上記相関ベクトルの大きさが所
定のしきい値より大きい信号を選択して出力する信号選
択手段を備えたことを特徴とする。
【0016】これによって、請求項4記載のアレーアン
テナの制御装置は、所定のしきい値より大きい電力を有
する信号のみを用いて最ゆう推定をしているので、信号
選択手段を備えていない場合に比較して、最ゆう推定を
する時間を短くできるとともに、誤り率を小さくでき
る。
テナの制御装置は、所定のしきい値より大きい電力を有
する信号のみを用いて最ゆう推定をしているので、信号
選択手段を備えていない場合に比較して、最ゆう推定を
する時間を短くできるとともに、誤り率を小さくでき
る。
【0017】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明に係
る実施の形態について説明する。
る実施の形態について説明する。
【0018】本実施の形態のアレーアンテナの制御装置
は、所定の配置形状で近接して並置された所定の複数N
個のアンテナ素子100−1乃至100−Nからなるア
レーアンテナ100を制御するための制御装置である。
当該制御装置は、図1に示すように、受信モジュールR
M−1乃至RM−Nと、同相分配器1−1乃至1−N
と、ビーム選択器Ba−1乃至Ba−Lを備えたビーム
形成器B1と、信号選択器4と、乗算器5−1乃至5−
Lと、加算器6と、適応制御プロセッサ9と、最ゆう推
定器7と、復調器8と、信号発生器10と、ROM11
とからなり、以下の特徴を有する。 (1)信号発生器10は、送信信号に含まれるトレーニ
ング信号と同一の信号を有するトレーニング信号d
k(t)を、送信信号に含まれるディジタル信号のシン
ボル周期Tで繰り返し周期的に発生して適応制御プロセ
ッサ9に出力する。 (2)適応制御プロセッサ9は、入力された受信信号x
1(t)乃至xN(t)を成分とするN次元列ベクトルX
(t)の自己相関行列Rxxと、信号発生器10から入
力されるトレーニング信号dk(t)とN次元列ベクト
ルX(t)との間の相関ベクトルVkxrとに基づい
て、加算器3−kから出力される信号yk(t)に含ま
れるトレーニング信号と信号発生器10で発生したトレ
ーニング信号dk(t)との差の2乗が最小になるよう
にウェイトべクトルWkを演算してビーム選択器3−k
に出力する一方、ウェイトベクトルWkに基づいて電力
重み係数1/│Wk│2を演算して加算器5−kと最ゆ
う推定器7とに出力する。また、適応制御プロセッサ9
は、相関ベクトルVkxrの大きさに基づいて信号選択
器4のスイッチSW−kに信号yk(t)を選択するか
否かの指令信号Skを出力する。 (3)ビーム形成器B1は、N次元列ベクトルX(t)
に直接波に対応するウェイトベクトルW1を乗算するこ
とによって、直接波で受信された信号y1(t)を信号
選択器4に出力し、N次元列ベクトルX(t)にそれぞ
れ第1乃至第(L−1)遅延波に対応するウェイトベク
トルW2乃至WLを乗算することによって、それぞれ第1
乃至第(L−1)遅延波で受信された信号y2(t)乃
至yL(t)とを取り出して信号選択器4に出力する。 (4)信号選択器4は、ビーム形成器B1から出力され
た直接波で受信された信号y1(t)と第1遅延波乃至
第(L−1)遅延波で受信された信号y2(t)乃至yL
(t)のうち、対応する相関ベクトルVkxrの大きさ
が所定のしきい値以上の信号を選択して乗算器5−1乃
至5−Lに出力する。 (5)乗算器5−1乃至5−Lは、信号選択器4から出
力される信号y1(t)乃至yL(t)にそれぞれ対応す
る電力重み係数1/│W1│2乃至1/│WL│2を乗じて
加算器6に出力する。 (6)加算器6は、乗算器5−1乃至5−Lから出力さ
れる複数の信号を加算して最ゆう推定器7に出力する。 (7)最ゆう推定器7は、加算器6から出力された信号
ytと適応制御プロセッサ9から出力された電力重み係
数1/│Wk│2とに基づいて、送信信号に含まれるディ
ジタル信号の取り得る既知の状態遷移で推定される信号
と加算器6から出力される信号ytとの距離が最小にな
るように、受信信号に含まれるディジタル信号を推定し
て復調器8に出力する。
は、所定の配置形状で近接して並置された所定の複数N
個のアンテナ素子100−1乃至100−Nからなるア
レーアンテナ100を制御するための制御装置である。
当該制御装置は、図1に示すように、受信モジュールR
M−1乃至RM−Nと、同相分配器1−1乃至1−N
と、ビーム選択器Ba−1乃至Ba−Lを備えたビーム
形成器B1と、信号選択器4と、乗算器5−1乃至5−
Lと、加算器6と、適応制御プロセッサ9と、最ゆう推
定器7と、復調器8と、信号発生器10と、ROM11
とからなり、以下の特徴を有する。 (1)信号発生器10は、送信信号に含まれるトレーニ
ング信号と同一の信号を有するトレーニング信号d
k(t)を、送信信号に含まれるディジタル信号のシン
ボル周期Tで繰り返し周期的に発生して適応制御プロセ
ッサ9に出力する。 (2)適応制御プロセッサ9は、入力された受信信号x
1(t)乃至xN(t)を成分とするN次元列ベクトルX
(t)の自己相関行列Rxxと、信号発生器10から入
力されるトレーニング信号dk(t)とN次元列ベクト
ルX(t)との間の相関ベクトルVkxrとに基づい
て、加算器3−kから出力される信号yk(t)に含ま
れるトレーニング信号と信号発生器10で発生したトレ
ーニング信号dk(t)との差の2乗が最小になるよう
にウェイトべクトルWkを演算してビーム選択器3−k
に出力する一方、ウェイトベクトルWkに基づいて電力
重み係数1/│Wk│2を演算して加算器5−kと最ゆ
う推定器7とに出力する。また、適応制御プロセッサ9
は、相関ベクトルVkxrの大きさに基づいて信号選択
器4のスイッチSW−kに信号yk(t)を選択するか
否かの指令信号Skを出力する。 (3)ビーム形成器B1は、N次元列ベクトルX(t)
に直接波に対応するウェイトベクトルW1を乗算するこ
とによって、直接波で受信された信号y1(t)を信号
選択器4に出力し、N次元列ベクトルX(t)にそれぞ
れ第1乃至第(L−1)遅延波に対応するウェイトベク
トルW2乃至WLを乗算することによって、それぞれ第1
乃至第(L−1)遅延波で受信された信号y2(t)乃
至yL(t)とを取り出して信号選択器4に出力する。 (4)信号選択器4は、ビーム形成器B1から出力され
た直接波で受信された信号y1(t)と第1遅延波乃至
第(L−1)遅延波で受信された信号y2(t)乃至yL
(t)のうち、対応する相関ベクトルVkxrの大きさ
が所定のしきい値以上の信号を選択して乗算器5−1乃
至5−Lに出力する。 (5)乗算器5−1乃至5−Lは、信号選択器4から出
力される信号y1(t)乃至yL(t)にそれぞれ対応す
る電力重み係数1/│W1│2乃至1/│WL│2を乗じて
加算器6に出力する。 (6)加算器6は、乗算器5−1乃至5−Lから出力さ
れる複数の信号を加算して最ゆう推定器7に出力する。 (7)最ゆう推定器7は、加算器6から出力された信号
ytと適応制御プロセッサ9から出力された電力重み係
数1/│Wk│2とに基づいて、送信信号に含まれるディ
ジタル信号の取り得る既知の状態遷移で推定される信号
と加算器6から出力される信号ytとの距離が最小にな
るように、受信信号に含まれるディジタル信号を推定し
て復調器8に出力する。
【0019】以下、図1を参照して、本発明に係る実施
の形態のアレーアンテナの制御装置について詳細に説明
する。本実施の形態において、送信局から送信される送
信信号は、所定の参照シンボル列を含むディジタル信号
に従ってディジタル変調され、送信信号の好ましくは最
初の部分に参照シンボル列に従ってディジタル変調され
たトレーニング信号が含まれている。本実施の形態にお
いては、第1遅延波乃至第(L−1)遅延波の直接波に
対する遅延時間τkはそれぞれ、T乃至(L−1)Tで
あると仮定する。ここで、Tは送信信号に含まれるディ
ジタル信号のシンボル周期である。
の形態のアレーアンテナの制御装置について詳細に説明
する。本実施の形態において、送信局から送信される送
信信号は、所定の参照シンボル列を含むディジタル信号
に従ってディジタル変調され、送信信号の好ましくは最
初の部分に参照シンボル列に従ってディジタル変調され
たトレーニング信号が含まれている。本実施の形態にお
いては、第1遅延波乃至第(L−1)遅延波の直接波に
対する遅延時間τkはそれぞれ、T乃至(L−1)Tで
あると仮定する。ここで、Tは送信信号に含まれるディ
ジタル信号のシンボル周期である。
【0020】実施の形態のアレーアンテナの制御装置に
おいて、受信モジュールRM−sは、低雑音増幅器とダ
ウンコンバータとA/D変換器とからなり、アンテナ素
子100−sで受信された受信信号を、低雑音増幅器に
よって増幅した後、ダウンコンバータで所定の中間周波
数に周波数変換し、A/D変換器によってディジタル信
号である受信信号Rsに変換して同相分配器1−sに出
力する。ここで、低雑音増幅器とダウンコンバータとA
/D変換器は、図示はしていない。同相分配器1−s
は、受信モジュールRM−sから出力された受信信号R
sを、(L+1)個の受信信号xs(t)に同相分配し
て、L個の乗算器2−1−1乃至2−L−1と適応制御
プロセッサ9に出力する。ここで、符号中のsは、符号
1乃至Nを代表して付したものであり、すなわち、s=
1,2,…,Nであり、以下、本明細書において同様に
表すものとする。
おいて、受信モジュールRM−sは、低雑音増幅器とダ
ウンコンバータとA/D変換器とからなり、アンテナ素
子100−sで受信された受信信号を、低雑音増幅器に
よって増幅した後、ダウンコンバータで所定の中間周波
数に周波数変換し、A/D変換器によってディジタル信
号である受信信号Rsに変換して同相分配器1−sに出
力する。ここで、低雑音増幅器とダウンコンバータとA
/D変換器は、図示はしていない。同相分配器1−s
は、受信モジュールRM−sから出力された受信信号R
sを、(L+1)個の受信信号xs(t)に同相分配し
て、L個の乗算器2−1−1乃至2−L−1と適応制御
プロセッサ9に出力する。ここで、符号中のsは、符号
1乃至Nを代表して付したものであり、すなわち、s=
1,2,…,Nであり、以下、本明細書において同様に
表すものとする。
【0021】適応制御プロセッサ9は、受信信号x
1(t)乃至xN(t)のうち最初の1つの信号が入力さ
れると、信号発生器10にトレーニング信号dk(t)
の発生の開始を指令する指令信号を出力する。信号発生
器10は、適応制御プロセッサ9から入力される指令信
号に応え、ROM11に格納された参照シンボル列に基
づいて、数1で表されるトレーニング信号dk(t)を
シンボル周期Tで繰り返し発生して、適応制御プロセッ
サ9に出力する。ここで、ROM11には、送信信号に
含まれる参照シンボル列と同一の参照シンボル列が予め
格納されている。従って、信号発生器10が発生するト
レーニング信号dk(t)は、送信信号に含まれるトレ
ーニング信号と同一である。
1(t)乃至xN(t)のうち最初の1つの信号が入力さ
れると、信号発生器10にトレーニング信号dk(t)
の発生の開始を指令する指令信号を出力する。信号発生
器10は、適応制御プロセッサ9から入力される指令信
号に応え、ROM11に格納された参照シンボル列に基
づいて、数1で表されるトレーニング信号dk(t)を
シンボル周期Tで繰り返し発生して、適応制御プロセッ
サ9に出力する。ここで、ROM11には、送信信号に
含まれる参照シンボル列と同一の参照シンボル列が予め
格納されている。従って、信号発生器10が発生するト
レーニング信号dk(t)は、送信信号に含まれるトレ
ーニング信号と同一である。
【0022】
【数1】dk(t)=d{t−(k−1)T}
【0023】適応制御プロセッサ9は、入力された受信
信号x1(t)乃至xN(t)を成分とするN次元列ベク
トルX(t)の自己相関行列Rxxと、信号発生器10
から入力されるトレーニング信号dk(t)とN次元列
ベクトルX(t)との間の相関ベクトルVkxrとに基
づいて、次の数2を用いてウェイトべクトルWkを演算
してビーム選択器3−kに出力する一方、ウェイトベク
トルWkに基づいて電力重み係数1/│Wk│2を演算し
て加算器5−kと最ゆう推定器7とに出力する。また、
適応制御プロセッサ9は、相関ベクトルVkxrの大き
さが所定のしきい値より大きい場合にはスイッチSW−
kを閉じる指令信号SkをスイッチSW−kに出力し、
相関ベクトルVkxrの大きさが所定のしきい値未満の
場合にはスイッチSW−kを開く指令信号Skをスイッ
チSW−kに出力する。ここで、符号kは、符号1乃至
Lを代表して付したものであり、以下、本明細書におい
て特に断らない限り同様に表すものとする。
信号x1(t)乃至xN(t)を成分とするN次元列ベク
トルX(t)の自己相関行列Rxxと、信号発生器10
から入力されるトレーニング信号dk(t)とN次元列
ベクトルX(t)との間の相関ベクトルVkxrとに基
づいて、次の数2を用いてウェイトべクトルWkを演算
してビーム選択器3−kに出力する一方、ウェイトベク
トルWkに基づいて電力重み係数1/│Wk│2を演算し
て加算器5−kと最ゆう推定器7とに出力する。また、
適応制御プロセッサ9は、相関ベクトルVkxrの大き
さが所定のしきい値より大きい場合にはスイッチSW−
kを閉じる指令信号SkをスイッチSW−kに出力し、
相関ベクトルVkxrの大きさが所定のしきい値未満の
場合にはスイッチSW−kを開く指令信号Skをスイッ
チSW−kに出力する。ここで、符号kは、符号1乃至
Lを代表して付したものであり、以下、本明細書におい
て特に断らない限り同様に表すものとする。
【0024】
【数2】Wk=Rxx-1・Vkxr
【0025】ここで、ウェイトベクトルW1は、ウェイ
トベクトルW1とN次元列ベクトルX(t)とを乗じる
ことにより直接波で受信された信号y1(t)を取り出
すためのN個の複素ウェイトw11乃至w1Nを成分とする
ベクトルである。また、ウェイトベクトルWk(k=
2,3,…,L)は、ウェイトベクトルWkとN次元列
ベクトルX(t)とを乗じることにより第(k−1)遅
延波で受信された信号yk(t)を取り出すためのN個
の複素ウェイトwk1乃至wkNを成分とするベクトルであ
る。また、自己相関行列Rxxと相関ベクトルVkxr
はそれぞれ、N次元列ベクトルX(t)を次の数3のよ
うに表すと、次の数4と数5で表すことができる。
トベクトルW1とN次元列ベクトルX(t)とを乗じる
ことにより直接波で受信された信号y1(t)を取り出
すためのN個の複素ウェイトw11乃至w1Nを成分とする
ベクトルである。また、ウェイトベクトルWk(k=
2,3,…,L)は、ウェイトベクトルWkとN次元列
ベクトルX(t)とを乗じることにより第(k−1)遅
延波で受信された信号yk(t)を取り出すためのN個
の複素ウェイトwk1乃至wkNを成分とするベクトルであ
る。また、自己相関行列Rxxと相関ベクトルVkxr
はそれぞれ、N次元列ベクトルX(t)を次の数3のよ
うに表すと、次の数4と数5で表すことができる。
【0026】
【数3】 X(t)=[x1(t),x2(t),…,xN(t)]T
【数4】Rxx=E{XA(t)・XT(t)}
【数5】Vkxr=E{XA(t)・dk(t)}
【0027】ここで、数3における[]Tは行列の転置
を表わし、数5においてk=1,2,…,Lであり、E
{}は、N次元列ベクトルX(t)とトレーニング信号
dk(t)との相関ベクトルを、トレーニング信号d
k(t)の全期間について平均したものであることを示
す。すなわち、相関ベクトルVkxrは、受信信号に含
まれるトレーニング信号とk番目のトレーニング信号d
k(t)とがどの程度、類似しているかを示している。
を表わし、数5においてk=1,2,…,Lであり、E
{}は、N次元列ベクトルX(t)とトレーニング信号
dk(t)との相関ベクトルを、トレーニング信号d
k(t)の全期間について平均したものであることを示
す。すなわち、相関ベクトルVkxrは、受信信号に含
まれるトレーニング信号とk番目のトレーニング信号d
k(t)とがどの程度、類似しているかを示している。
【0028】ビーム形成器B1は、L個のビーム選択器
Ba−1乃至Ba−Lからなる。また、ビーム選択器B
a−k(k=1,2,…,L)は、乗算器2−k−1乃
至2−k−Nと加算器3−kとからなる。ビーム選択器
Ba−1において、乗算器2−1−s(s=1,2,
…,N)は、受信信号xs(t)と複素ウェイトw1sと
を乗算して乗算された信号を加算器3−1に出力し、加
算器3−1は、乗算器2−1−1乃至2−1−Nから出
力されるN個の信号を加算してスイッチSW−1に加算
された信号y1(t)を出力する。これによって、乗算
器2−1−1乃至2−1−Nと加算器3−1とからなる
ビーム選択器Ba−1は、直接波で受信された信号y1
(t)をスイッチSW−1に出力する。
Ba−1乃至Ba−Lからなる。また、ビーム選択器B
a−k(k=1,2,…,L)は、乗算器2−k−1乃
至2−k−Nと加算器3−kとからなる。ビーム選択器
Ba−1において、乗算器2−1−s(s=1,2,
…,N)は、受信信号xs(t)と複素ウェイトw1sと
を乗算して乗算された信号を加算器3−1に出力し、加
算器3−1は、乗算器2−1−1乃至2−1−Nから出
力されるN個の信号を加算してスイッチSW−1に加算
された信号y1(t)を出力する。これによって、乗算
器2−1−1乃至2−1−Nと加算器3−1とからなる
ビーム選択器Ba−1は、直接波で受信された信号y1
(t)をスイッチSW−1に出力する。
【0029】また、ビーム選択器Ba−2において、乗
算器2−2−s(s=1,2,…,N)は、受信信号x
s(t)と複素ウェイトw2sとを乗算して乗算された信
号を加算器3−2に出力し、加算器3−2は、乗算器2
−2−1乃至2−2−Nから出力されるN個の信号を加
算してスイッチSW−2に加算された信号y2(t)を
出力する。これによって、乗算器2−2−1乃至2−2
−Nと加算器3−2とからなるビーム選択器Ba−2
は、第1遅延波で受信された信号y2(t)をスイッチ
SW−2に出力する。同様にして、乗算器2−k−1乃
至2−k−Nと加算器3−kとからなるビーム選択器B
a−k(k=1,2,…,L)は、第(k−1)遅延波
で受信された信号yk(t)をスイッチSW−kに出力
する。
算器2−2−s(s=1,2,…,N)は、受信信号x
s(t)と複素ウェイトw2sとを乗算して乗算された信
号を加算器3−2に出力し、加算器3−2は、乗算器2
−2−1乃至2−2−Nから出力されるN個の信号を加
算してスイッチSW−2に加算された信号y2(t)を
出力する。これによって、乗算器2−2−1乃至2−2
−Nと加算器3−2とからなるビーム選択器Ba−2
は、第1遅延波で受信された信号y2(t)をスイッチ
SW−2に出力する。同様にして、乗算器2−k−1乃
至2−k−Nと加算器3−kとからなるビーム選択器B
a−k(k=1,2,…,L)は、第(k−1)遅延波
で受信された信号yk(t)をスイッチSW−kに出力
する。
【0030】信号選択器4は、スイッチSW−1乃至S
W−Lからなる。信号選択器4において、スイッチSW
−kは、適応制御プロセッサ9から出力される指令信号
Skに基づいて、各伝送路を開閉する。すなわち、相関
ベクトルVkxrの大きさが所定のしきい値より大きい
場合にはスイッチSW−kを閉じて、信号yk(t)を
伝送させ、相関ベクトルVkxrの大きさが所定のしき
い値未満の場合には、スイッチSW−kを開いて、信号
yk(t)を伝送させない。このようにして、スイッチ
SW−1乃至SW−Lからなる信号選択器4は、ビーム
選択器Ba−1乃至Ba−Lから出力される信号y
1(t)乃至yL(t)のうち、対応する相関ベクトルV
kxrの大きさが所定のしきい値より大きいものを選択
して乗算器5−1乃至5−Lに出力する。
W−Lからなる。信号選択器4において、スイッチSW
−kは、適応制御プロセッサ9から出力される指令信号
Skに基づいて、各伝送路を開閉する。すなわち、相関
ベクトルVkxrの大きさが所定のしきい値より大きい
場合にはスイッチSW−kを閉じて、信号yk(t)を
伝送させ、相関ベクトルVkxrの大きさが所定のしき
い値未満の場合には、スイッチSW−kを開いて、信号
yk(t)を伝送させない。このようにして、スイッチ
SW−1乃至SW−Lからなる信号選択器4は、ビーム
選択器Ba−1乃至Ba−Lから出力される信号y
1(t)乃至yL(t)のうち、対応する相関ベクトルV
kxrの大きさが所定のしきい値より大きいものを選択
して乗算器5−1乃至5−Lに出力する。
【0031】乗算器5−k(k=1,2,…,L)は、
ビーム選択器3−kから出力され、スイッチSW−kを
介して入力された信号と適応制御プロセッサ9から入力
された電力重み係数1/│Wk│2とを乗算して加算器
6に出力する。ここで、ウェイトベクトルWkは、数2
に示すように自己相関行列Rxxの逆数、すなわち電力
の逆数に比例し、受信電力の大きい受信波に対応するウ
ェイトベクトルWkは小さくなるので、信号選択器4か
ら出力された信号yk(t)のうち、受信電力の大きい
信号yk(t)の電力をさらに大きくでき、受信電力の
小さい信号yk(t)の電力をさらに小さくできる。加
算器6は、乗算器5−1乃至5−Lから出力された複数
の信号を加算して最ゆう推定器7に出力する。すなわ
ち、本実施の形態のアレーアンテナの制御装置では、乗
算器5−1乃至5−Lと加算器6とによって信号を最大
の比率で合成する最大比合成を行っている。これによっ
て、信号対雑音比(S/N比)を最大にできる。
ビーム選択器3−kから出力され、スイッチSW−kを
介して入力された信号と適応制御プロセッサ9から入力
された電力重み係数1/│Wk│2とを乗算して加算器
6に出力する。ここで、ウェイトベクトルWkは、数2
に示すように自己相関行列Rxxの逆数、すなわち電力
の逆数に比例し、受信電力の大きい受信波に対応するウ
ェイトベクトルWkは小さくなるので、信号選択器4か
ら出力された信号yk(t)のうち、受信電力の大きい
信号yk(t)の電力をさらに大きくでき、受信電力の
小さい信号yk(t)の電力をさらに小さくできる。加
算器6は、乗算器5−1乃至5−Lから出力された複数
の信号を加算して最ゆう推定器7に出力する。すなわ
ち、本実施の形態のアレーアンテナの制御装置では、乗
算器5−1乃至5−Lと加算器6とによって信号を最大
の比率で合成する最大比合成を行っている。これによっ
て、信号対雑音比(S/N比)を最大にできる。
【0032】最ゆう推定器7は、最ゆう推定処理のプロ
グラムを格納したROM(図示せず)と、最ゆう推定処
理を実行して受信信号に含まれるディジタル信号を推定
して出力するCPU(図示せず)と、記憶装置(図示せ
ず)とからなる。最ゆう推定器7は、加算器6から出力
された信号ytと適応制御プロセッサ9から出力された
電力重み係数1/│Wk│2とに基づいて、詳細後述する
最ゆう推定処理を実行することによって、受信信号に含
まれるディジタル信号を推定して復調器8に出力する。
復調器8は、最ゆう推定器7から出力されるディジタル
信号を復調処理してベースバンド信号を出力する。
グラムを格納したROM(図示せず)と、最ゆう推定処
理を実行して受信信号に含まれるディジタル信号を推定
して出力するCPU(図示せず)と、記憶装置(図示せ
ず)とからなる。最ゆう推定器7は、加算器6から出力
された信号ytと適応制御プロセッサ9から出力された
電力重み係数1/│Wk│2とに基づいて、詳細後述する
最ゆう推定処理を実行することによって、受信信号に含
まれるディジタル信号を推定して復調器8に出力する。
復調器8は、最ゆう推定器7から出力されるディジタル
信号を復調処理してベースバンド信号を出力する。
【0033】以上のように構成されたアレーアンテナの
制御装置の動作を説明する。アレーアンテナ100のア
ンテナ素子100−1乃至100−Nで受信される各受
信信号は、図2(a)に示すように、直接波と第1乃至
第(L−1)遅延波からなる送信信号と、チャンネル間
干渉波C1,C2,C3等の不要波とを含む。ここで、
チャンネル間干渉波とは、当該送信信号と同一の周波数
を有する当該送信信号以外の信号のことである。アンテ
ナ素子100−1乃至100−Nで受信される受信信号
はそれぞれ、受信モジュールRM−1乃至RM−Nによ
って受信信号R1乃至RNに変換されて同相分配器1−
1乃至1−Nによって同相分配されてビーム形成器B1
に入力される。
制御装置の動作を説明する。アレーアンテナ100のア
ンテナ素子100−1乃至100−Nで受信される各受
信信号は、図2(a)に示すように、直接波と第1乃至
第(L−1)遅延波からなる送信信号と、チャンネル間
干渉波C1,C2,C3等の不要波とを含む。ここで、
チャンネル間干渉波とは、当該送信信号と同一の周波数
を有する当該送信信号以外の信号のことである。アンテ
ナ素子100−1乃至100−Nで受信される受信信号
はそれぞれ、受信モジュールRM−1乃至RM−Nによ
って受信信号R1乃至RNに変換されて同相分配器1−
1乃至1−Nによって同相分配されてビーム形成器B1
に入力される。
【0034】ビーム形成器B1に入力された受信信号x
1(t)乃至xN(t)は、ビーム形成器B1によって、
直接波で受信された信号y1(t)と第1乃至第(L−
1)遅延波で受信された信号y2(t)乃至yL(t)に
形成されて出力される。ここで、ビーム形成器B1から
出力される信号においては、図2(b)に示すように、
チャンネル間干渉波C1,C2,C3等の不要波は除か
れる。ビーム形成器B1から出力された信号yk(t)
のうち、対応する相関ベクトルVkxrの大きさが所定
のしきい値より大きい信号は、信号選択器4から出力さ
れ、乗算器5−kによって、電力重み係数1/│Wk│2
が乗じられて加算器6に出力される。乗算器5−kから
出力された信号は、加算器6で加算されて最ゆう推定器
7に出力される。
1(t)乃至xN(t)は、ビーム形成器B1によって、
直接波で受信された信号y1(t)と第1乃至第(L−
1)遅延波で受信された信号y2(t)乃至yL(t)に
形成されて出力される。ここで、ビーム形成器B1から
出力される信号においては、図2(b)に示すように、
チャンネル間干渉波C1,C2,C3等の不要波は除か
れる。ビーム形成器B1から出力された信号yk(t)
のうち、対応する相関ベクトルVkxrの大きさが所定
のしきい値より大きい信号は、信号選択器4から出力さ
れ、乗算器5−kによって、電力重み係数1/│Wk│2
が乗じられて加算器6に出力される。乗算器5−kから
出力された信号は、加算器6で加算されて最ゆう推定器
7に出力される。
【0035】図2(c)は、加算器6から出力される信
号の1例を示している。例えば、図2(c)に示すよう
に、図2(b)に示したビーム形成器B1から出力され
る信号のうち対応する相関ベクトルV3xrの大きさが
所定のしきい値未満の信号y3(t)は、上述のように
信号選択器4から出力されないので、加算器6からは出
力されない。また、図2(b)に示したビーム形成器B
1から出力される信号y1(t)乃至yL(t)のうち対
応する相関ベクトルVkxrの大きさが所定のしきい値
より大きい信号y1(t),y2(t),y4(t),yL
(t)はそれぞれ、電力重み係数1/│W1│2,1/│
W2│2,1/│W4│2,1/│WL│2が乗じられて加算
され、加算器6から出力される。そして、受信信号に含
まれるディジタル信号は、最ゆう推定器7で、加算器6
から出力された信号ytと電力重み係数1/│Wk│2と
に基づいて、最ゆう推定されて出力され、復調器8によ
って復調されて、ベースバンド信号が出力される。
号の1例を示している。例えば、図2(c)に示すよう
に、図2(b)に示したビーム形成器B1から出力され
る信号のうち対応する相関ベクトルV3xrの大きさが
所定のしきい値未満の信号y3(t)は、上述のように
信号選択器4から出力されないので、加算器6からは出
力されない。また、図2(b)に示したビーム形成器B
1から出力される信号y1(t)乃至yL(t)のうち対
応する相関ベクトルVkxrの大きさが所定のしきい値
より大きい信号y1(t),y2(t),y4(t),yL
(t)はそれぞれ、電力重み係数1/│W1│2,1/│
W2│2,1/│W4│2,1/│WL│2が乗じられて加算
され、加算器6から出力される。そして、受信信号に含
まれるディジタル信号は、最ゆう推定器7で、加算器6
から出力された信号ytと電力重み係数1/│Wk│2と
に基づいて、最ゆう推定されて出力され、復調器8によ
って復調されて、ベースバンド信号が出力される。
【0036】次に、適応制御プロセッサ9で数2を用い
て演算されたウェイトベクトルW1とN次元列ベクトル
X(t)とを乗算することによって、直接波で受信され
た信号y1(t)を取り出すことができるとともに、適
応制御プロセッサ9で数2を用いて演算されたウェイト
ベクトルWk(k=2,…,L)とN次元列ベクトルX
(t)とを乗算することによって、第(k−1)遅延波
で受信された信号yk(t)を取り出すことができる理
由を説明する。
て演算されたウェイトベクトルW1とN次元列ベクトル
X(t)とを乗算することによって、直接波で受信され
た信号y1(t)を取り出すことができるとともに、適
応制御プロセッサ9で数2を用いて演算されたウェイト
ベクトルWk(k=2,…,L)とN次元列ベクトルX
(t)とを乗算することによって、第(k−1)遅延波
で受信された信号yk(t)を取り出すことができる理
由を説明する。
【0037】上述のように、ビーム形成器B1から出力
される信号yk(t)は、ウェイトベクトルWkとN次元
列ベクトルX(t)とが乗算された信号であり、次の数
6で表すことができる。
される信号yk(t)は、ウェイトベクトルWkとN次元
列ベクトルX(t)とが乗算された信号であり、次の数
6で表すことができる。
【0038】
【数6】yk(t)=Wk T・X(t)
【0039】また、本実施の形態のアレーアンテナの制
御装置において、信号発生器10によって発生されるト
レーニング信号dk(t)は、送信信号に含まれるトレ
ーニング信号と同一である。従って、直接波で受信され
た信号y1(t)の波形がトレーニング信号d1(t)の
波形にできる限り類似するようにウェイトベクトルW1
を演算することにより、直接波で受信された信号y
1(t)を取り出すためのウェイトベクトルW1を求める
ことができ、第(k−1)遅延波で受信された信号yk
(t)(k=2,…,L)の波形がトレーニング信号d
k(t)の波形にできる限り類似するようにウェイトベ
クトルWkを演算することにより、第(k−1)遅延波
で受信された信号yk(t)を取り出すためのウェイト
ベクトルWkを求めることができる。
御装置において、信号発生器10によって発生されるト
レーニング信号dk(t)は、送信信号に含まれるトレ
ーニング信号と同一である。従って、直接波で受信され
た信号y1(t)の波形がトレーニング信号d1(t)の
波形にできる限り類似するようにウェイトベクトルW1
を演算することにより、直接波で受信された信号y
1(t)を取り出すためのウェイトベクトルW1を求める
ことができ、第(k−1)遅延波で受信された信号yk
(t)(k=2,…,L)の波形がトレーニング信号d
k(t)の波形にできる限り類似するようにウェイトベ
クトルWkを演算することにより、第(k−1)遅延波
で受信された信号yk(t)を取り出すためのウェイト
ベクトルWkを求めることができる。
【0040】すなわち、次の数7で定義される誤差信号
εkを2乗した瞬時2乗誤差εk 2(k=1,2,…,
L)が最小になるように、各ウエイトベクトルWkを演
算することによって、直接波で受信された信号y
1(t)を取り出すためのウェイトベクトルW1と第(k
−1)遅延波で受信された信号yk(t)を取り出すた
めのウェイトベクトルWkを求めることができる。ここ
で、数7における右辺の第2式は、右辺の第1式のyk
(t)に数6の右辺の式を代入したものである。また、
数7の両辺を2乗することにより、瞬時2乗誤差ε
k 2は、数8で表すことができ、さらに、2乗平均誤差E
[εk 2]は、次の数9で表すことができる。
εkを2乗した瞬時2乗誤差εk 2(k=1,2,…,
L)が最小になるように、各ウエイトベクトルWkを演
算することによって、直接波で受信された信号y
1(t)を取り出すためのウェイトベクトルW1と第(k
−1)遅延波で受信された信号yk(t)を取り出すた
めのウェイトベクトルWkを求めることができる。ここ
で、数7における右辺の第2式は、右辺の第1式のyk
(t)に数6の右辺の式を代入したものである。また、
数7の両辺を2乗することにより、瞬時2乗誤差ε
k 2は、数8で表すことができ、さらに、2乗平均誤差E
[εk 2]は、次の数9で表すことができる。
【0041】
【数7】 εk =dk(t)−yk(t) =dk(t)−Wk T・X(t)
【数8】εk 2={dk(t)}2+Wk T・X(t)・XT(t)・W
k−2dk(t)・XT(t)・Wk
k−2dk(t)・XT(t)・Wk
【数9】E[εk 2]=E[{dk(t)}2]+Wk T・E[X
A(t)・XT(t)]・Wk−2E[XA(t)・dk(t)]Wk
A(t)・XT(t)]・Wk−2E[XA(t)・dk(t)]Wk
【0042】従って、直接波に対応するウェイトベクト
ルW1と第(k−1)遅延波に対応するウェイトベクト
ルWkを求めるためには、数9で表される2乗平均誤差
E[εk 2]が最小になるように、ウェイトベクトルWk
を求ればよい。ここで、XA(t)は、N次元列ベクト
ルX(t)の共役転置行列を表わす。
ルW1と第(k−1)遅延波に対応するウェイトベクト
ルWkを求めるためには、数9で表される2乗平均誤差
E[εk 2]が最小になるように、ウェイトベクトルWk
を求ればよい。ここで、XA(t)は、N次元列ベクト
ルX(t)の共役転置行列を表わす。
【0043】次に、数9で表される2乗平均誤差E[ε
k 2]を、数4で表される自己相関行列Rxxと、数5で
表される相関ベクトルVkxrとを用いて変形すると、
2乗平均誤差E[εk 2]は、次の数10で表すことがで
きる。
k 2]を、数4で表される自己相関行列Rxxと、数5で
表される相関ベクトルVkxrとを用いて変形すると、
2乗平均誤差E[εk 2]は、次の数10で表すことがで
きる。
【0044】
【数10】 E[εk 2] =E[{dk(t)}2]+Wk T・Rxx・Wk−2Vkxr・Wk
【0045】数10で表される2乗平均誤差E
[εk 2]は、数10から明らかなように、複素ウェイ
トwk1乃至wkNに関する凹型の2次曲面で表されるので
確実に最小値を有し、2乗平均誤差E[εk 2]の曲面に
おける導関数法が適用できる。従って、数10で表され
る2乗平均誤差E[εk 2]を各複素ウェイトwk1乃至w
kNで微分して求めた微分係数を0にするウェイトベクト
ルWkは、2乗平均誤差E[εk 2]を最小にする。従っ
て、数10の右辺を各複素ウェイトwk1乃至wkNで微分
してその微分係数を0とおくことにより、数10で表さ
れる2乗平均誤差E[εk 2]を最小にするための条件式
は、数11で表すことができる。
[εk 2]は、数10から明らかなように、複素ウェイ
トwk1乃至wkNに関する凹型の2次曲面で表されるので
確実に最小値を有し、2乗平均誤差E[εk 2]の曲面に
おける導関数法が適用できる。従って、数10で表され
る2乗平均誤差E[εk 2]を各複素ウェイトwk1乃至w
kNで微分して求めた微分係数を0にするウェイトベクト
ルWkは、2乗平均誤差E[εk 2]を最小にする。従っ
て、数10の右辺を各複素ウェイトwk1乃至wkNで微分
してその微分係数を0とおくことにより、数10で表さ
れる2乗平均誤差E[εk 2]を最小にするための条件式
は、数11で表すことができる。
【0046】
【数11】Rxx・Wk−Vkxr=0
【0047】適応制御プロセッサ9において、ウェイト
ベクトルWkを演算するときに用いた数2は、2乗平均
誤差E[εk 2]を最小にする条件式である数11を変形
することにより得られる。すなわち、数2を満足するよ
うにウェイトベクトルWkを演算することにより、2乗
平均誤差E[εk 2]を最小にするウェイトベクトルWk
を求めることができる。言い換えれば、2乗平均誤差E
[εk 2]を最小にするようにウェイトベクトルWkを演
算することにより、直接波で受信された信号y1(t)
を取り出すためのウェイトベクトルW1と第(k−1)
遅延波(k=2,3,…,L)で受信された信号y
k(t)を取り出すためのウェイトベクトルWkを求める
ことができる。
ベクトルWkを演算するときに用いた数2は、2乗平均
誤差E[εk 2]を最小にする条件式である数11を変形
することにより得られる。すなわち、数2を満足するよ
うにウェイトベクトルWkを演算することにより、2乗
平均誤差E[εk 2]を最小にするウェイトベクトルWk
を求めることができる。言い換えれば、2乗平均誤差E
[εk 2]を最小にするようにウェイトベクトルWkを演
算することにより、直接波で受信された信号y1(t)
を取り出すためのウェイトベクトルW1と第(k−1)
遅延波(k=2,3,…,L)で受信された信号y
k(t)を取り出すためのウェイトベクトルWkを求める
ことができる。
【0048】次に、最ゆう推定器7における最ゆう推定
処理について説明する。本発明の実施の形態では、加算
器6から出力された信号ytと適応制御プロセッサ9か
ら出力されたL個の電力重み係数1/│Wk│2とに基づ
いて、公知のビタビアルゴリズムを用いて、受信信号に
含まれるディジタル信号を最ゆう推定している。ここ
で、ビタビアルゴリズムとは、トランスバーサルフィル
タを用いたモデルによって表わすことができる通信路を
介して伝送される受信シンボル系列を、当該トランスバ
ーサルフィルタの出力信号と当該トランスバーサルフィ
ルタのタップ利得とに基づいて、最ゆう推定するアルゴ
リズムである。本実施の形態においては、加算器6から
出力された信号ytを、トランスバーサルフィルタの出
力信号に対応させ、適応制御プロセッサ9から出力され
たL個の電力重み係数1/│Wk│2を、トランスバーサ
ルフィルタのタップ利得に対応させてビタビアルゴリズ
ムを適用している。また、トランスバーサルフィルタの
タップ数は、信号選択器4から出力される信号y
k(t)の個数に対応する。
処理について説明する。本発明の実施の形態では、加算
器6から出力された信号ytと適応制御プロセッサ9か
ら出力されたL個の電力重み係数1/│Wk│2とに基づ
いて、公知のビタビアルゴリズムを用いて、受信信号に
含まれるディジタル信号を最ゆう推定している。ここ
で、ビタビアルゴリズムとは、トランスバーサルフィル
タを用いたモデルによって表わすことができる通信路を
介して伝送される受信シンボル系列を、当該トランスバ
ーサルフィルタの出力信号と当該トランスバーサルフィ
ルタのタップ利得とに基づいて、最ゆう推定するアルゴ
リズムである。本実施の形態においては、加算器6から
出力された信号ytを、トランスバーサルフィルタの出
力信号に対応させ、適応制御プロセッサ9から出力され
たL個の電力重み係数1/│Wk│2を、トランスバーサ
ルフィルタのタップ利得に対応させてビタビアルゴリズ
ムを適用している。また、トランスバーサルフィルタの
タップ数は、信号選択器4から出力される信号y
k(t)の個数に対応する。
【0049】ここで、以下の説明において、信号選択器
4によって、直接波で受信された信号y1(t)と第1
遅延波で受信された信号y2(t)の2つの信号が選択
されたとする。従って、最ゆう推定器7に入力される信
号ytは、次の数12で表すことができる。数12にお
いて、右辺の第1項は乗算器5−1から出力された信号
であり、右辺の第2項は乗算器5−2から出力された信
号である。
4によって、直接波で受信された信号y1(t)と第1
遅延波で受信された信号y2(t)の2つの信号が選択
されたとする。従って、最ゆう推定器7に入力される信
号ytは、次の数12で表すことができる。数12にお
いて、右辺の第1項は乗算器5−1から出力された信号
であり、右辺の第2項は乗算器5−2から出力された信
号である。
【0050】
【数12】yt=(1/│W1│2)・y1(t)+(1
/│W2│2)・y2(t)
/│W2│2)・y2(t)
【0051】ここで、送信局は、送信シンボル系列{a
n}からなるディジタル信号に従ってディジタル変調さ
れた送信信号を送信したとし、第1遅延波の遅延時間は
シンボル周期Tであると仮定する。また、以下の説明に
おいて、変調方式はπ/4シフトQPSKとする。すな
わち、各シンボルanは、4つのシンボル値P(1),
P(2),P(3),P(4)をとり得る。ここで、時
刻パラメータnが偶数の場合は、シンボル値P(1)=
(1,0)、シンボル値P(2)=(0,1)、シンボ
ル値P(3)=(−1,0)、シンボル値P(4)=
(0,−1)であり、時刻パラメータnが奇数の場合
は、シンボル値P(1)=(1/√2,1/√2)、シ
ンボル値P(2)=(−1/√2,1/√2)、シンボ
ル値P(3)=(−1/√2,−1/√2)、シンボル
値P(4)=(1/√2,−1/√2)である。従っ
て、図10に示すように、直接波で受信された信号y1
(t)と第1遅延波で受信された信号y2(t)とはそ
れぞれ、受信シンボル列{Ran}を含み、信号y
2(t)に含まれる受信シンボルは、信号y1(t)に含
まれる受信シンボルに比べて、シンボル周期Tだけ遅れ
ている。従って、最ゆう推定器7に入力される信号yt
の時刻パラメータnにおける受信信号Rynは、次の数
13で表すことができる。ここで、時刻パラメータnは
シンボル周期Tで増分される時刻パラメータを表す。数
13において、h1=(1/│W1│2),h2=(1
/│W2│2)とした。
n}からなるディジタル信号に従ってディジタル変調さ
れた送信信号を送信したとし、第1遅延波の遅延時間は
シンボル周期Tであると仮定する。また、以下の説明に
おいて、変調方式はπ/4シフトQPSKとする。すな
わち、各シンボルanは、4つのシンボル値P(1),
P(2),P(3),P(4)をとり得る。ここで、時
刻パラメータnが偶数の場合は、シンボル値P(1)=
(1,0)、シンボル値P(2)=(0,1)、シンボ
ル値P(3)=(−1,0)、シンボル値P(4)=
(0,−1)であり、時刻パラメータnが奇数の場合
は、シンボル値P(1)=(1/√2,1/√2)、シ
ンボル値P(2)=(−1/√2,1/√2)、シンボ
ル値P(3)=(−1/√2,−1/√2)、シンボル
値P(4)=(1/√2,−1/√2)である。従っ
て、図10に示すように、直接波で受信された信号y1
(t)と第1遅延波で受信された信号y2(t)とはそ
れぞれ、受信シンボル列{Ran}を含み、信号y
2(t)に含まれる受信シンボルは、信号y1(t)に含
まれる受信シンボルに比べて、シンボル周期Tだけ遅れ
ている。従って、最ゆう推定器7に入力される信号yt
の時刻パラメータnにおける受信信号Rynは、次の数
13で表すことができる。ここで、時刻パラメータnは
シンボル周期Tで増分される時刻パラメータを表す。数
13において、h1=(1/│W1│2),h2=(1
/│W2│2)とした。
【0052】
【数13】Ryn=h1・Ran+h2・Ran-1
【0053】図3は、最ゆう推定器7によって実行され
る最ゆう推定処理のメインルーチンのフローチャートで
ある。図3に示すように、最ゆう推定処理では、ステッ
プS1において時刻パラメータnと未判定シンボルパラ
メータKとをそれぞれ1に初期設定してステップS2に
進む。ステップS2において、メトリック及びパスヒス
トリ初期値設定処理を実行してステップS3に進む。こ
こで、ステップS2では、詳細後述するようにパスメト
リックPM(m)とブランチメトリックBM(m,1)
とパスヒストリPHmem(m,1)とを初期値に設定
する。ステップS3において、時刻パラメータnにn+
1を代入して設定し、未判定シンボルパラメータKにK
+1を代入して設定する。次にステップS4で、ブラン
チメトリック及びパスヒストリ計算処理を実行してステ
ップS5に進む。ここで、ステップS4では、詳細後述
するようにブランチメトリックBM(m,x)を計算
し、かつブランチメトリックBMmem(m,1)とパ
スヒストリPHmem(m,1)とを設定する。ステッ
プS5で、ブランチメトリック及びパスヒストリ記憶処
理を実行して、ステップS6に進む。ここで、ステップ
S5では、詳細後述するようにパスヒストリPHmem
(i,j)とブランチメトリックBMmem(i,j)
を設定して記憶する。ステップS6で、パスメトリック
計算処理を実行して、すなわち詳細後述するようにパス
メトリックPM(m)を計算してステップS7に進む。
ステップS7で、受信シンボル判定処理を実行して、す
なわち詳細後述するように受信シンボルの判定を行いス
テップS8に進む。ステップS8で、受信信号が終了し
たか否かを判定して、受信信号が終了したときには最ゆ
う推定処理を終了させ、受信信号が終了していない場合
には、ステップS3に進んでステップS4,S5,S
6,S7の処理を繰り返す。
る最ゆう推定処理のメインルーチンのフローチャートで
ある。図3に示すように、最ゆう推定処理では、ステッ
プS1において時刻パラメータnと未判定シンボルパラ
メータKとをそれぞれ1に初期設定してステップS2に
進む。ステップS2において、メトリック及びパスヒス
トリ初期値設定処理を実行してステップS3に進む。こ
こで、ステップS2では、詳細後述するようにパスメト
リックPM(m)とブランチメトリックBM(m,1)
とパスヒストリPHmem(m,1)とを初期値に設定
する。ステップS3において、時刻パラメータnにn+
1を代入して設定し、未判定シンボルパラメータKにK
+1を代入して設定する。次にステップS4で、ブラン
チメトリック及びパスヒストリ計算処理を実行してステ
ップS5に進む。ここで、ステップS4では、詳細後述
するようにブランチメトリックBM(m,x)を計算
し、かつブランチメトリックBMmem(m,1)とパ
スヒストリPHmem(m,1)とを設定する。ステッ
プS5で、ブランチメトリック及びパスヒストリ記憶処
理を実行して、ステップS6に進む。ここで、ステップ
S5では、詳細後述するようにパスヒストリPHmem
(i,j)とブランチメトリックBMmem(i,j)
を設定して記憶する。ステップS6で、パスメトリック
計算処理を実行して、すなわち詳細後述するようにパス
メトリックPM(m)を計算してステップS7に進む。
ステップS7で、受信シンボル判定処理を実行して、す
なわち詳細後述するように受信シンボルの判定を行いス
テップS8に進む。ステップS8で、受信信号が終了し
たか否かを判定して、受信信号が終了したときには最ゆ
う推定処理を終了させ、受信信号が終了していない場合
には、ステップS3に進んでステップS4,S5,S
6,S7の処理を繰り返す。
【0054】すなわち、最ゆう推定処理において、シン
ボル周期T毎にステップS3からステップS6までの処
理が繰り返される。言い換えれば、1つの受信シンボル
Ranが受信されるごとにステップS3からステップS
7までの処理が繰り返される。
ボル周期T毎にステップS3からステップS6までの処
理が繰り返される。言い換えれば、1つの受信シンボル
Ranが受信されるごとにステップS3からステップS
7までの処理が繰り返される。
【0055】次に図3のステップS2のメトリック及び
パスヒストリ初期値設定処理のサブルーチンについて、
図4を参照して詳細に説明する。当該サブルーチンで
は、ステップS201においてパスメトリックパラメー
タXにROM11に記憶されている参照シンボル列の先
頭のシンボルパラメータを代入して、パスメトリックパ
ラメータXを設定する。次にステップS202で、直接
波シンボルパラメータmを1に初期設定して、さらにス
テップS203で、パスヒストリPHmem(m,1)
にパスメトリックパラメータXを代入してパスヒストリ
PHmem(m,1)を設定してステップS204に進
む。ステップS204で、m=Xか否かを判断して、m
=Xの場合には、ステップS205に進み、一方、m=
Xでない場合には、ステップS207に進む。ステップ
S205で、パスメトリックPM(m)に0を代入し
て、パスメトリックPM(m)を設定し、ステップS2
06で、ブランチメトリックBMmem(m,1)に0
を代入してブランチメトリックBMmem(m,1)を
設定した後、ステップS209に進む。ステップS20
7では、パスメトリックPM(m)に処理最大値を代入
してパスメトリックPM(m)を設定し、ステップS2
08で、ブランチメトリックBMmem(m,1)に処
理最大値を代入してブランチメトリックBMmem
(m,1)を設定した後、ステップS209に進む。こ
こで、処理最大値は、処理において用いることのできる
最大の数である。さらに、ステップS209で、直接波
シンボルパラメータmにm+1を代入して設定して、ス
テップS210で、直接波シンボルパラメータm>4か
否かを判断して、直接波シンボルパラメータm>4の場
合にはメインルーチンにもどり、一方、直接波シンボル
パラメータm>4でない場合にはステップS203に戻
る。
パスヒストリ初期値設定処理のサブルーチンについて、
図4を参照して詳細に説明する。当該サブルーチンで
は、ステップS201においてパスメトリックパラメー
タXにROM11に記憶されている参照シンボル列の先
頭のシンボルパラメータを代入して、パスメトリックパ
ラメータXを設定する。次にステップS202で、直接
波シンボルパラメータmを1に初期設定して、さらにス
テップS203で、パスヒストリPHmem(m,1)
にパスメトリックパラメータXを代入してパスヒストリ
PHmem(m,1)を設定してステップS204に進
む。ステップS204で、m=Xか否かを判断して、m
=Xの場合には、ステップS205に進み、一方、m=
Xでない場合には、ステップS207に進む。ステップ
S205で、パスメトリックPM(m)に0を代入し
て、パスメトリックPM(m)を設定し、ステップS2
06で、ブランチメトリックBMmem(m,1)に0
を代入してブランチメトリックBMmem(m,1)を
設定した後、ステップS209に進む。ステップS20
7では、パスメトリックPM(m)に処理最大値を代入
してパスメトリックPM(m)を設定し、ステップS2
08で、ブランチメトリックBMmem(m,1)に処
理最大値を代入してブランチメトリックBMmem
(m,1)を設定した後、ステップS209に進む。こ
こで、処理最大値は、処理において用いることのできる
最大の数である。さらに、ステップS209で、直接波
シンボルパラメータmにm+1を代入して設定して、ス
テップS210で、直接波シンボルパラメータm>4か
否かを判断して、直接波シンボルパラメータm>4の場
合にはメインルーチンにもどり、一方、直接波シンボル
パラメータm>4でない場合にはステップS203に戻
る。
【0056】すなわち、ステップS2では、直接波シン
ボルパラメータm=Xの場合には、パスメトリックPM
(m)とブランチメトリックBMmem(m,1)とを
共に、パスメトリックPM(m)及びブランチメトリッ
クBMmem(m,1)の取り得る最小値である0と
し、直接波シンボルパラメータm=Xでない場合には、
パスメトリックPM(m)とブランチメトリックBMm
em(m,1)とをすべて、パスメトリックPM(m)
とブランチメトリックBMmem(m,1)の取り得る
最大値である処理最大値に設定する。このように、時刻
パラメータn=1のときのパスメトリックPM(m)と
ブランチメトリックBMmem(m,1)とを、0又は
処理最大値に初期設定することによって、時刻パラメー
タn=2における受信シンボルの判定を正確に実行でき
るようにしている。
ボルパラメータm=Xの場合には、パスメトリックPM
(m)とブランチメトリックBMmem(m,1)とを
共に、パスメトリックPM(m)及びブランチメトリッ
クBMmem(m,1)の取り得る最小値である0と
し、直接波シンボルパラメータm=Xでない場合には、
パスメトリックPM(m)とブランチメトリックBMm
em(m,1)とをすべて、パスメトリックPM(m)
とブランチメトリックBMmem(m,1)の取り得る
最大値である処理最大値に設定する。このように、時刻
パラメータn=1のときのパスメトリックPM(m)と
ブランチメトリックBMmem(m,1)とを、0又は
処理最大値に初期設定することによって、時刻パラメー
タn=2における受信シンボルの判定を正確に実行でき
るようにしている。
【0057】次に、図3のステップS4のブランチメト
リック及びパスヒストリ計算処理のサブルーチンについ
て、図5を参照して詳細に説明する。当該サブルーチン
では、ステップS401において、直接波シンボルパラ
メータmを1に初期設定して、ステップS402で、未
判定シンボルパラメータK>1であるか否かを判断し
て、未判定シンボルパラメータK>1の場合にはステッ
プS403に進み、一方、未判定シンボルパラメータK
>1でない場合にはステップS404に進む。ステップ
S403では、シンボルパラメータi=1,2,3,4
及び更新パラメータj=1,…,K−1の各値につい
て、ブランチメトリックBMtmp(i,j)に、ブラ
ンチメトリックBMmem(i,j)を代入して、ブラ
ンチメトリックBMmem(i,j)を一時的に格納
し、シンボルパラメータi=1,2,3,4及び更新パ
ラメータj=1,…,K−1の各値について、パスヒス
トリPHtmp(i,j)に、パスヒストリPHmem
(i,j)を代入して、パスヒストリPHmem(i,
j)を一時的に格納した後、ステップS404に進む。
ここで、ブランチメトリックBMtmp(i,j)とパ
スヒストリPHtmp(i,j)はそれぞれ、時刻nに
おいて受信シンボルの推定に必要なブランチメトリック
BMmem(i,j)とパスヒストリPHmem(i,
j)とを一時的に格納する記憶装置内の場所を示す。次
にステップS404で、次の数14を用いて、時刻パラ
メータnにおける遅延波シンボルパラメータx=1,
2,3,4のそれぞれの値におけるブランチメトリック
BM(m,x)を計算する。
リック及びパスヒストリ計算処理のサブルーチンについ
て、図5を参照して詳細に説明する。当該サブルーチン
では、ステップS401において、直接波シンボルパラ
メータmを1に初期設定して、ステップS402で、未
判定シンボルパラメータK>1であるか否かを判断し
て、未判定シンボルパラメータK>1の場合にはステッ
プS403に進み、一方、未判定シンボルパラメータK
>1でない場合にはステップS404に進む。ステップ
S403では、シンボルパラメータi=1,2,3,4
及び更新パラメータj=1,…,K−1の各値につい
て、ブランチメトリックBMtmp(i,j)に、ブラ
ンチメトリックBMmem(i,j)を代入して、ブラ
ンチメトリックBMmem(i,j)を一時的に格納
し、シンボルパラメータi=1,2,3,4及び更新パ
ラメータj=1,…,K−1の各値について、パスヒス
トリPHtmp(i,j)に、パスヒストリPHmem
(i,j)を代入して、パスヒストリPHmem(i,
j)を一時的に格納した後、ステップS404に進む。
ここで、ブランチメトリックBMtmp(i,j)とパ
スヒストリPHtmp(i,j)はそれぞれ、時刻nに
おいて受信シンボルの推定に必要なブランチメトリック
BMmem(i,j)とパスヒストリPHmem(i,
j)とを一時的に格納する記憶装置内の場所を示す。次
にステップS404で、次の数14を用いて、時刻パラ
メータnにおける遅延波シンボルパラメータx=1,
2,3,4のそれぞれの値におけるブランチメトリック
BM(m,x)を計算する。
【0058】
【数14】BM(m,x)=│Ryn−{h1・P
(m)+h2・P(x)}│
(m)+h2・P(x)}│
【0059】ここで、数14における右辺の第1項は、
最ゆう推定器7に入力される受信信号Rynであり、右
辺の第2項のh1・P(m)+h2・P(x)は、直接
波で受信された受信シンボルRanと第1遅延波で受信
された受信シンボルRan-1とをそれぞれ、シンボル値
P(m),P(x)であると仮定し、電力重み係数であ
るh1=(1/│W1│2),h2=(1/│W2│2)
を用いて受信信号を推定したときの推定信号である。従
って、数14で表されるブランチメトリックBM(m,
x)は、当該推定信号と、受信信号Rynとの間のユー
クリッド距離である。
最ゆう推定器7に入力される受信信号Rynであり、右
辺の第2項のh1・P(m)+h2・P(x)は、直接
波で受信された受信シンボルRanと第1遅延波で受信
された受信シンボルRan-1とをそれぞれ、シンボル値
P(m),P(x)であると仮定し、電力重み係数であ
るh1=(1/│W1│2),h2=(1/│W2│2)
を用いて受信信号を推定したときの推定信号である。従
って、数14で表されるブランチメトリックBM(m,
x)は、当該推定信号と、受信信号Rynとの間のユー
クリッド距離である。
【0060】次にステップS405で、ステップS40
4で計算されたブランチメトリックBM(m,x)とパ
スメトリックPM(x)との和を最小にする遅延波シン
ボルパラメータx=x1を選んで、x1を最小パスメト
リックパラメータXmに代入して最小パスメトリックパ
ラメータXmを設定する。すなわち、ステップS40
4,S405では、直接波シンボルパラメータmにおい
て、取り得るすべての遅延波シンボルパラメータxにつ
いて、すなわち、遅延波で受信される受信シンボルRa
n-1が取り得るすべてのシンボル値についてブランチメ
トリックBM(m,x)を計算して、ブランチメトリッ
クBM(m,x)とパスメトリックPM(x)との和を
最小にする最小パスメトリックパラメータXmを決定し
ている。
4で計算されたブランチメトリックBM(m,x)とパ
スメトリックPM(x)との和を最小にする遅延波シン
ボルパラメータx=x1を選んで、x1を最小パスメト
リックパラメータXmに代入して最小パスメトリックパ
ラメータXmを設定する。すなわち、ステップS40
4,S405では、直接波シンボルパラメータmにおい
て、取り得るすべての遅延波シンボルパラメータxにつ
いて、すなわち、遅延波で受信される受信シンボルRa
n-1が取り得るすべてのシンボル値についてブランチメ
トリックBM(m,x)を計算して、ブランチメトリッ
クBM(m,x)とパスメトリックPM(x)との和を
最小にする最小パスメトリックパラメータXmを決定し
ている。
【0061】そして、ステップS406で、最小パスメ
トリックパラメータXmをパスヒストリPHmem
(m,1)に代入してパスヒストリPHmem(m,
1)を設定して、ステップS407で、ブランチメトリ
ックBMmem(m,1)にブランチメトリックBM
(m,Xm)を代入してブランチメトリックBMmem
(m,1)を設定する。従って、ステップS406で設
定されたパスヒストリPHmem(m,1)は、時刻パ
ラメータnにおける直接波で受信された信号y1(t)
の受信シンボルRanがmであると仮定したときに、ブ
ランチメトリックBM(m,x)とパスメトリックP
(x)とを合計した値が最も小さくなるように選ばれた
時刻パラメータ(n−1)の受信シンボルRan-1を意
味する。言い換えれば、パスヒストリPHmem(m,
1)は、時刻パラメータnにおける直接波で受信された
信号y1(t)の受信シンボルRanがmであると仮定し
たときに、時刻パラメータ(n−1)のときの受信シン
ボルRan-1である確率が最も高いシンボルを意味す
る。また、ステップS407で設定されたブランチメト
リックBMmem(m,1)は、時刻パラメータnにお
ける直接波で受信された受信シンボルRanがmである
と仮定したときの時刻nの推定信号と受信信号Rynと
の間の距離が最小になるときのユークリッド距離であ
る。
トリックパラメータXmをパスヒストリPHmem
(m,1)に代入してパスヒストリPHmem(m,
1)を設定して、ステップS407で、ブランチメトリ
ックBMmem(m,1)にブランチメトリックBM
(m,Xm)を代入してブランチメトリックBMmem
(m,1)を設定する。従って、ステップS406で設
定されたパスヒストリPHmem(m,1)は、時刻パ
ラメータnにおける直接波で受信された信号y1(t)
の受信シンボルRanがmであると仮定したときに、ブ
ランチメトリックBM(m,x)とパスメトリックP
(x)とを合計した値が最も小さくなるように選ばれた
時刻パラメータ(n−1)の受信シンボルRan-1を意
味する。言い換えれば、パスヒストリPHmem(m,
1)は、時刻パラメータnにおける直接波で受信された
信号y1(t)の受信シンボルRanがmであると仮定し
たときに、時刻パラメータ(n−1)のときの受信シン
ボルRan-1である確率が最も高いシンボルを意味す
る。また、ステップS407で設定されたブランチメト
リックBMmem(m,1)は、時刻パラメータnにお
ける直接波で受信された受信シンボルRanがmである
と仮定したときの時刻nの推定信号と受信信号Rynと
の間の距離が最小になるときのユークリッド距離であ
る。
【0062】次にステップS408で、直接波シンボル
パラメータmにm+1を代入して設定し、ステップS4
09において、直接波シンボルパラメータm>4か否か
を判断して、直接波シンボルパラメータm>4の場合に
はメインルーチンに戻り、一方、直接波シンボルパラメ
ータm>4でない場合には、ステップS404に戻り、
ステップS404乃至S408を実行する。
パラメータmにm+1を代入して設定し、ステップS4
09において、直接波シンボルパラメータm>4か否か
を判断して、直接波シンボルパラメータm>4の場合に
はメインルーチンに戻り、一方、直接波シンボルパラメ
ータm>4でない場合には、ステップS404に戻り、
ステップS404乃至S408を実行する。
【0063】次に、図3のステップS5のブランチメト
リック及びパスヒストリ記憶処理のサブルーチンについ
て、図6を参照して説明する。当該サブルーチンにおい
て、ステップS501において、未判定シンボルパラメ
ータK>1であるか否かを判断して、未判定シンボルパ
ラメータK>1の場合にはステップS502に進み、一
方、未判定シンボルパラメータK>1でない場合にはメ
インルーチンに戻る。
リック及びパスヒストリ記憶処理のサブルーチンについ
て、図6を参照して説明する。当該サブルーチンにおい
て、ステップS501において、未判定シンボルパラメ
ータK>1であるか否かを判断して、未判定シンボルパ
ラメータK>1の場合にはステップS502に進み、一
方、未判定シンボルパラメータK>1でない場合にはメ
インルーチンに戻る。
【0064】ステップS502では、シンボルパラメー
タi=1,2,3,4及び更新パラメータj=2,3,
…,Kの各値について、パスヒストリPHmem(i,
j)に、パスヒストリPHtmp{PHmem(i,
1),j−1}に記憶されている値を代入してパスヒス
トリPHmem(i,j)を設定し、ステップS503
に進む。ここで、パスヒストリPHmem(i,j)
は、時刻パラメータnにおける直接波で受信された受信
シンボルRanがiであると仮定したときに、最もパス
メトリックPM(i)が小さくなるように選ばれた時刻
パラメータ(n−j)のときのシンボルを意味する。
タi=1,2,3,4及び更新パラメータj=2,3,
…,Kの各値について、パスヒストリPHmem(i,
j)に、パスヒストリPHtmp{PHmem(i,
1),j−1}に記憶されている値を代入してパスヒス
トリPHmem(i,j)を設定し、ステップS503
に進む。ここで、パスヒストリPHmem(i,j)
は、時刻パラメータnにおける直接波で受信された受信
シンボルRanがiであると仮定したときに、最もパス
メトリックPM(i)が小さくなるように選ばれた時刻
パラメータ(n−j)のときのシンボルを意味する。
【0065】ステップS503では、シンボルパラメー
タi=1,2,3,4及び更新パラメータj=2,…,
Kの各値について、ブランチメトリックBMmem
(i,j)に、ブランチメトリックBMtmp{PHm
em(i,1),j−1}に記憶されていた値を代入し
てブランチメトリックBMmem(i,j)を設定す
る。そして、ステップS503の処理の後、メインルー
チンに戻る。ここで、ブランチメトリックBMmem
(i,j)は、時刻パラメータnにおける直接波で受信
された受信シンボルRanがiであると仮定したとき
に、最もブランチメトリックBM(i,x)とパスメト
リックP(x)とを合計した値が小さくなるように選ば
れた時刻パラメータ(n−j+1)のブランチメトリッ
クを意味する。
タi=1,2,3,4及び更新パラメータj=2,…,
Kの各値について、ブランチメトリックBMmem
(i,j)に、ブランチメトリックBMtmp{PHm
em(i,1),j−1}に記憶されていた値を代入し
てブランチメトリックBMmem(i,j)を設定す
る。そして、ステップS503の処理の後、メインルー
チンに戻る。ここで、ブランチメトリックBMmem
(i,j)は、時刻パラメータnにおける直接波で受信
された受信シンボルRanがiであると仮定したとき
に、最もブランチメトリックBM(i,x)とパスメト
リックP(x)とを合計した値が小さくなるように選ば
れた時刻パラメータ(n−j+1)のブランチメトリッ
クを意味する。
【0066】図3のステップS6のパスメトリック計算
処理のサブルーチンについて図7を参照して説明する。
ステップS601で、直接波シンボルパラメータmを1
に初期設定して、次にステップS602で、数15を用
いてパスメトリックPM(m)を計算する。
処理のサブルーチンについて図7を参照して説明する。
ステップS601で、直接波シンボルパラメータmを1
に初期設定して、次にステップS602で、数15を用
いてパスメトリックPM(m)を計算する。
【0067】
【数15】PM(m)=BMmem(m,1)+BMmem
(m,2)+…+BMmem(m,K)
(m,2)+…+BMmem(m,K)
【0068】ここで、パスメトリックPM(m)は、時
刻nにおける直接波で受信された受信シンボルRanが
mであると仮定したときに、最もパスメトリックが小さ
くなるように選ばれた過去のシンボルのうち時刻n,n
−1,…,n−K+1の各ブランチメトリックBMme
m(m,1)乃至BMmem(m,K)の合計した値を
示す。次にステップS603で、直接波シンボルパラメ
ータmにm+1を代入して設定し、ステップS604に
おいて、直接波シンボルパラメータm>4か否かを判断
して、直接波シンボルパラメータm>4の場合にはメイ
ンルーチンに戻り、一方、直接波シンボルパラメータm
>4でない場合には、ステップS602に戻り、ステッ
プS602,S603を実行する。
刻nにおける直接波で受信された受信シンボルRanが
mであると仮定したときに、最もパスメトリックが小さ
くなるように選ばれた過去のシンボルのうち時刻n,n
−1,…,n−K+1の各ブランチメトリックBMme
m(m,1)乃至BMmem(m,K)の合計した値を
示す。次にステップS603で、直接波シンボルパラメ
ータmにm+1を代入して設定し、ステップS604に
おいて、直接波シンボルパラメータm>4か否かを判断
して、直接波シンボルパラメータm>4の場合にはメイ
ンルーチンに戻り、一方、直接波シンボルパラメータm
>4でない場合には、ステップS602に戻り、ステッ
プS602,S603を実行する。
【0069】次に、図3のステップS7の受信シンボル
判定処理のサブルーチンについて図8を参照して詳細に
説明する。当該サブルーチンにおいて、ステップS70
1において、未判定シンボルパラメータK=5であるか
否かを判断して、未判定シンボルパラメータK=5の場
合にはステップS704に進み、未判定シンボルパラメ
ータK=5ではない場合にはステップS702に進む。
ステップS702において、パスヒストリPHmem
(1,K),PHmem(2,K),PHmem(3,
K),PHmem(4,K)が全て同一の値かどうかを
判断して、同一の値の場合にはステップS703に進
み、1つでも異なる場合はメインルーチンに戻る。
判定処理のサブルーチンについて図8を参照して詳細に
説明する。当該サブルーチンにおいて、ステップS70
1において、未判定シンボルパラメータK=5であるか
否かを判断して、未判定シンボルパラメータK=5の場
合にはステップS704に進み、未判定シンボルパラメ
ータK=5ではない場合にはステップS702に進む。
ステップS702において、パスヒストリPHmem
(1,K),PHmem(2,K),PHmem(3,
K),PHmem(4,K)が全て同一の値かどうかを
判断して、同一の値の場合にはステップS703に進
み、1つでも異なる場合はメインルーチンに戻る。
【0070】ステップS703において、受信シンボル
Ran-K+1にパスヒストリPH(1,K)を代入して設
定した後ステップS706に進む。すなわち、受信シン
ボルRan-k+1をパスヒストリPH(1,K)であると
判定する。ステップS704では、最小パスメトリック
パラメータYにパスメトリックPM(i)を最小にする
シンボルパラメータiであるimを代入して設定する。
ステップS705において、受信シンボルRan-K+1に
パスヒストリPH(Y,K)を代入して設定してステッ
プS706に進む。すなわち、受信シンボルRan-k+1
をパスヒストリPH(Y,K)であると判定する。ステ
ップS706で、ステップS703又はS705で決定
された受信シンボルRan-K+1を出力し、ステップS7
07で未判定シンボルパラメータKにK−1を代入して
設定する。ステップS708において、未判定シンボル
パラメータK=0か否かを判断して、未判定シンボルパ
ラメータK=0の場合はメインルーチンに戻り、一方、
未判定シンボルパラメータK=0でない場合にはステッ
プS702に戻り、ステップS702乃至S707を実
行する。
Ran-K+1にパスヒストリPH(1,K)を代入して設
定した後ステップS706に進む。すなわち、受信シン
ボルRan-k+1をパスヒストリPH(1,K)であると
判定する。ステップS704では、最小パスメトリック
パラメータYにパスメトリックPM(i)を最小にする
シンボルパラメータiであるimを代入して設定する。
ステップS705において、受信シンボルRan-K+1に
パスヒストリPH(Y,K)を代入して設定してステッ
プS706に進む。すなわち、受信シンボルRan-k+1
をパスヒストリPH(Y,K)であると判定する。ステ
ップS706で、ステップS703又はS705で決定
された受信シンボルRan-K+1を出力し、ステップS7
07で未判定シンボルパラメータKにK−1を代入して
設定する。ステップS708において、未判定シンボル
パラメータK=0か否かを判断して、未判定シンボルパ
ラメータK=0の場合はメインルーチンに戻り、一方、
未判定シンボルパラメータK=0でない場合にはステッ
プS702に戻り、ステップS702乃至S707を実
行する。
【0071】以上詳述したように、CPUとROMと記
憶装置からなる最ゆう推定器7は、加算器6から出力さ
れた信号ytと適応制御プロセッサ9から出力された電
力重み係数1/│Wk│2とに基づいて、以上詳述した最
ゆう推定処理を実行することにより、送信信号に含まれ
るディジタル信号の取り得る既知の状態遷移で推定され
る信号と加算器6から出力される信号yとの距離が最小
になるように、受信信号に含まれるディジタル信号を推
定して復調器8に出力する。
憶装置からなる最ゆう推定器7は、加算器6から出力さ
れた信号ytと適応制御プロセッサ9から出力された電
力重み係数1/│Wk│2とに基づいて、以上詳述した最
ゆう推定処理を実行することにより、送信信号に含まれ
るディジタル信号の取り得る既知の状態遷移で推定され
る信号と加算器6から出力される信号yとの距離が最小
になるように、受信信号に含まれるディジタル信号を推
定して復調器8に出力する。
【0072】図9は、実施の形態のアレーアンテナの制
御装置と従来例のアレーアンテナの制御装置のそれぞれ
について、信号対雑音電力比Eb/N0に対するビット
誤り率を示すグラフである。ここで、図9に示したビッ
ト誤り率はそれぞれ、0dBmの電力を有する直接波と
0dBmの電力を有する1シンボル遅延波である第1遅
延波と−17dBmの電力を有する干渉波の合計3波
を、アレーアンテナに入射したという条件で求めた。図
9から明らかなように、実施の形態のアレーアンテナの
制御装置は、従来例のアレーアンテナの制御装置に比較
して、ビット誤り率を小さくできることがわかる。
御装置と従来例のアレーアンテナの制御装置のそれぞれ
について、信号対雑音電力比Eb/N0に対するビット
誤り率を示すグラフである。ここで、図9に示したビッ
ト誤り率はそれぞれ、0dBmの電力を有する直接波と
0dBmの電力を有する1シンボル遅延波である第1遅
延波と−17dBmの電力を有する干渉波の合計3波
を、アレーアンテナに入射したという条件で求めた。図
9から明らかなように、実施の形態のアレーアンテナの
制御装置は、従来例のアレーアンテナの制御装置に比較
して、ビット誤り率を小さくできることがわかる。
【0073】以上詳述したように、実施の形態のアレー
アンテナの制御装置は、適応制御プロセッサ9とビーム
形成器B1とによって、チャンネル間干渉波をとり除く
ことができ、かつ直接波で受信された信号y1(t)と
遅延波で受信された信号y2(t)乃至yL(t)のうち
所定のしきい値より大きい電力を有する信号を用いて、
最ゆう推定を行っているので、従来例のアレーアンテナ
の制御装置に比較して、ビット誤り率を小さくできる。
アンテナの制御装置は、適応制御プロセッサ9とビーム
形成器B1とによって、チャンネル間干渉波をとり除く
ことができ、かつ直接波で受信された信号y1(t)と
遅延波で受信された信号y2(t)乃至yL(t)のうち
所定のしきい値より大きい電力を有する信号を用いて、
最ゆう推定を行っているので、従来例のアレーアンテナ
の制御装置に比較して、ビット誤り率を小さくできる。
【0074】本発明の実施の形態のアレーアンテナの制
御装置においては、信号発生器10は、トレーニング信
号をシンボル周期Tで繰り返し発生しているので、第1
乃至第(L−1)遅延波の遅延時間を測定する必要がな
く、アレーアンテナの制御装置の構成を簡単にできる。
御装置においては、信号発生器10は、トレーニング信
号をシンボル周期Tで繰り返し発生しているので、第1
乃至第(L−1)遅延波の遅延時間を測定する必要がな
く、アレーアンテナの制御装置の構成を簡単にできる。
【0075】以上の実施の形態では、信号発生器10
は、トレーニング信号をシンボル周期Tで繰り返し発生
するように構成したが、本発明はこれに限らず、例えば
シンボル周期Tの1/2又は1/3等のシンボル周期T
の整数分の1の時間で繰り返し周期的に発生するように
設定してもよい。以上のように構成しても実施の形態と
同様に動作し、同様の効果を有する。
は、トレーニング信号をシンボル周期Tで繰り返し発生
するように構成したが、本発明はこれに限らず、例えば
シンボル周期Tの1/2又は1/3等のシンボル周期T
の整数分の1の時間で繰り返し周期的に発生するように
設定してもよい。以上のように構成しても実施の形態と
同様に動作し、同様の効果を有する。
【0076】以上の実施の形態では、適応制御プロセッ
サ9が出力する電力重み係数をそれぞれ、ウェイトベク
トルのノルム│Wk│の2乗の逆数に設定し、これを用
いて、最大比合成するように構成したが、本発明はこれ
に限らず、ウェイトベクトルのノルム│Wk│の逆数に
設定してもよい。以上のように構成することにより、乗
算器5−1乃至5−Lと加算器6とによって、信号を等
しい利得で合成する等利得合成を行っている。これによ
って、直接波で受信された信号と第1乃至第(L−1)
遅延波で受信された信号y2(t)乃至yL(t)の雑音
レベルを一定にして合成することができる。この場合、
最ゆう推定器7は、ウェイトベクトルのノルム│Wk│
の逆数を用いて最ゆう推定するように構成する。さら
に、本発明では、電力重み係数をウェイトベクトルのノ
ルム│Wk│の3乗の逆数等の他の値に設定しても、実
施の形態と同様に動作し、同様の効果を有する。
サ9が出力する電力重み係数をそれぞれ、ウェイトベク
トルのノルム│Wk│の2乗の逆数に設定し、これを用
いて、最大比合成するように構成したが、本発明はこれ
に限らず、ウェイトベクトルのノルム│Wk│の逆数に
設定してもよい。以上のように構成することにより、乗
算器5−1乃至5−Lと加算器6とによって、信号を等
しい利得で合成する等利得合成を行っている。これによ
って、直接波で受信された信号と第1乃至第(L−1)
遅延波で受信された信号y2(t)乃至yL(t)の雑音
レベルを一定にして合成することができる。この場合、
最ゆう推定器7は、ウェイトベクトルのノルム│Wk│
の逆数を用いて最ゆう推定するように構成する。さら
に、本発明では、電力重み係数をウェイトベクトルのノ
ルム│Wk│の3乗の逆数等の他の値に設定しても、実
施の形態と同様に動作し、同様の効果を有する。
【0077】以上の実施の形態では、信号選択器4を用
いて、所定のしきい値以上の電力を有する信号を選択す
るように構成したが、本発明はこれに限らず、信号選択
器4をとり除いて、ビーム形成器B1から出力される信
号をすべて用いるように構成してもよい。以上のように
構成しても実施の形態と同様に動作し、同様の効果を有
する。
いて、所定のしきい値以上の電力を有する信号を選択す
るように構成したが、本発明はこれに限らず、信号選択
器4をとり除いて、ビーム形成器B1から出力される信
号をすべて用いるように構成してもよい。以上のように
構成しても実施の形態と同様に動作し、同様の効果を有
する。
【0078】以上の実施の形態において、適応制御プロ
セッサ9は、N次元列ベクトルX(t)の自己相関行列
Rxxと、トレーニング信号dk(t)とN次元列ベク
トルX(t)との間の相関ベクトルVkxrとに基づい
て、ウェイトベクトルWkを演算するいわゆるウィナー
解と呼ばれる計算方法を用いて計算するように構成し
た。しかしながら、本発明はこれに限らず、再帰最小2
乗アルゴリズムのRLS(Recursive Least Sqeare)ア
ルゴリズムや最小2乗平均アルゴリズムであるLMS
(Least Mean Square)アルゴリズム等の他のアルゴリ
ズムを用いて、ウェイトベクトルWkを演算するように
適応制御プロセッサ9を構成してもよい。以上のように
構成しても、実施の形態と同様に動作し、同様の効果を
有するとともに、受信機又は送信機が高速で移動する場
合においても使用することができる。
セッサ9は、N次元列ベクトルX(t)の自己相関行列
Rxxと、トレーニング信号dk(t)とN次元列ベク
トルX(t)との間の相関ベクトルVkxrとに基づい
て、ウェイトベクトルWkを演算するいわゆるウィナー
解と呼ばれる計算方法を用いて計算するように構成し
た。しかしながら、本発明はこれに限らず、再帰最小2
乗アルゴリズムのRLS(Recursive Least Sqeare)ア
ルゴリズムや最小2乗平均アルゴリズムであるLMS
(Least Mean Square)アルゴリズム等の他のアルゴリ
ズムを用いて、ウェイトベクトルWkを演算するように
適応制御プロセッサ9を構成してもよい。以上のように
構成しても、実施の形態と同様に動作し、同様の効果を
有するとともに、受信機又は送信機が高速で移動する場
合においても使用することができる。
【図1】 本発明の実施の形態のアレーアンテナの制御
装置のブロック図である。
装置のブロック図である。
【図2】 (a)は、図1のアレーアンテナ100で受
信される受信信号を示すグラフであり、(b)は、図1
のビーム形成器B1から出力される信号yk(t)を示
すグラフであり、(c)は、図1の加算器6から出力さ
れる信号yを示すグラフである。
信される受信信号を示すグラフであり、(b)は、図1
のビーム形成器B1から出力される信号yk(t)を示
すグラフであり、(c)は、図1の加算器6から出力さ
れる信号yを示すグラフである。
【図3】 図1の最ゆう推定器7によって実行される最
ゆう推定処理のメインルーチンのフローチャ−トであ
る。
ゆう推定処理のメインルーチンのフローチャ−トであ
る。
【図4】 図3のメトリック及びパスヒストリ初期値設
定処理のサブルーチンのフローチャートである。
定処理のサブルーチンのフローチャートである。
【図5】 図3のブランチメトリック及びパスヒストリ
計算処理のサブルーチンのフローチャートである。
計算処理のサブルーチンのフローチャートである。
【図6】 図3のブランチメトリック及びパスヒストリ
記憶処理のサブルーチンのフローチャートである。
記憶処理のサブルーチンのフローチャートである。
【図7】 図3のパスメトリック計算処理のサブルーチ
ンのフローチャートである。
ンのフローチャートである。
【図8】 図3の受信シンボル判定処理のサブルーチン
のフローチャートである。
のフローチャートである。
【図9】 図1の実施の形態のアレーアンテナの制御装
置と従来例のアレーアンテナの制御装置とにおける信号
対雑音電力比に対するビット誤り率を示すグラフであ
る。
置と従来例のアレーアンテナの制御装置とにおける信号
対雑音電力比に対するビット誤り率を示すグラフであ
る。
【図10】 図1のアレーアンテナの制御装置におい
て、直接波で受信された信号y1(t)に含まれる受信
シンボル列と第1遅延波で受信された信号y2(t)に
含まれる受信シンボル列とを示す図である。
て、直接波で受信された信号y1(t)に含まれる受信
シンボル列と第1遅延波で受信された信号y2(t)に
含まれる受信シンボル列とを示す図である。
【図11】 従来例のアレーアンテナの制御装置を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
1−1乃至1−N…同相分配器、 RM−1乃至RM−N…受信モジュール、 Ba−1乃至Ba−L…ビーム選択器、 B1…ビーム形成器、 SW−1乃至SW−L…スイッチ、 2−1−m乃至2−L−m,5−1乃至5−L…乗算
器、 3−1乃至3−L,6…加算器、 4…信号選択器、 7…最ゆう推定器、 8…復調器、 9…適応制御プロセッサ、 10…信号発生器、 11…ROM、 100…アレーアンテナ、 100−1乃至100−N…アンテナ素子。
器、 3−1乃至3−L,6…加算器、 4…信号選択器、 7…最ゆう推定器、 8…復調器、 9…適応制御プロセッサ、 10…信号発生器、 11…ROM、 100…アレーアンテナ、 100−1乃至100−N…アンテナ素子。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平6−164434(JP,A) 特開 平6−196921(JP,A) 特開 平7−86972(JP,A) 特開 平7−245526(JP,A) 特開 平4−45626(JP,A)
Claims (4)
- 【請求項1】 送信局からディジタル信号に従ってディ
ジタル変調された送信信号が送信された後、所定の配置
形状で近接して並置された複数N個のアンテナ素子から
なるアレーアンテナによって受信されたN個の受信信号
から、最も早くアレーアンテナに到達する直接波信号
と、上記直接波信号から遅延して到達する少なくとも1
つの遅延波信号とを用いて上記送信信号を取り出すため
のアレーアンテナの制御装置であって、 上記送信信号に含まれるトレーニング信号と同一の信号
を有するトレーニング信号を、所定の時間間隔で繰り返
し周期的に発生して出力する信号発生手段と、 上記各アンテナ素子によって受信されたN個の受信信号
を成分とするN次元列ベクトルに対して、上記直接波信
号と上記少なくとも1つの遅延波信号とに対応する複数
のウェイトベクトルを乗算することによって、上記直接
波信号と上記少なくとも1つの遅延波信号とを取り出し
て出力するビーム形成手段と、 上記信号発生手段から繰り返し出力された各トレーニン
グ信号と上記N次元列ベクトルとの間の相関ベクトル
と、上記N次元列ベクトルの自己相関行列とに基づい
て、上記ビーム形成手段から出力される上記直接波信号
と上記少なくとも1つの遅延波信号にそれぞれ含まれる
各トレーニング信号と、上記信号発生手段から繰り返し
出力されるトレーニング信号との差の2乗が最小になる
ように、上記直接波信号と上記少なくとも1つの遅延波
信号とにそれぞれ対応する複数のN次元のウェイトべク
トルを演算して出力するとともに、上記演算されたウェ
イトベクトルに基づいて、上記直接波信号及び上記少な
くとも1つの遅延波信号の電力の大きさにそれぞれ対応
した複数の電力重み係数を演算して出力する適応制御手
段と、 上記ビーム形成手段から出力された上記直接波信号と上
記少なくとも1つの遅延波信号とに対してそれぞれ、上
記適応制御手段から出力された上記対応する複数の電力
重み係数を乗じてそれぞれ出力する複数の乗算手段と、 上記乗算手段から出力された複数の信号を加算して出力
する加算手段と、 上記加算手段から出力された信号と上記適応制御手段か
ら出力された複数の電力重み係数とに基づいて、上記送
信信号に含まれるディジタル信号の取り得る既知の状態
遷移で推定される信号と上記加算手段から出力された信
号との距離が最小になるように、上記受信信号に含まれ
るディジタル信号を推定して出力する最ゆう推定手段と
を備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。 - 【請求項2】 上記信号発生手段は、上記送信信号に含
まれるトレーニング信号と同一の信号を有するトレーニ
ング信号を、上記送信信号に含まれるディジタル信号の
シンボル周期で繰り返し発生して出力することを特徴と
する請求項1記載のアレーアンテナの制御装置。 - 【請求項3】 上記電力重み係数はそれぞれ、上記対応
するウェイトベクトルのノルムの2乗の逆数であること
を特徴とする請求項1又は2記載のアレーアンテナの制
御装置。 - 【請求項4】 上記アレーアンテナの制御装置はさら
に、上記ビーム形成手段から出力される上記直接波信号
と上記少なくとも1つの遅延波信号のうち対応する上記
相関ベクトルの大きさが所定のしきい値より大きい信号
を選択して出力する信号選択手段を備えたことを特徴と
する請求項1、2又は3記載のアレーアンテナの制御装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7182680A JP2719123B2 (ja) | 1995-07-19 | 1995-07-19 | アレーアンテナの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7182680A JP2719123B2 (ja) | 1995-07-19 | 1995-07-19 | アレーアンテナの制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0936638A JPH0936638A (ja) | 1997-02-07 |
JP2719123B2 true JP2719123B2 (ja) | 1998-02-25 |
Family
ID=16122562
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7182680A Expired - Fee Related JP2719123B2 (ja) | 1995-07-19 | 1995-07-19 | アレーアンテナの制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2719123B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CA2359077A1 (en) | 1999-11-10 | 2001-05-17 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Adaptive array communication system and receiver |
JP2003179424A (ja) * | 2001-12-12 | 2003-06-27 | Ntt Docomo Inc | 超指向性アレイアンテナシステム、超指向性アレイアンテナ制御方法 |
US7130662B2 (en) | 2002-08-01 | 2006-10-31 | Interdigital Technology Corporation | Simple smart-antenna system for MUD-enabled cellular networks |
-
1995
- 1995-07-19 JP JP7182680A patent/JP2719123B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0936638A (ja) | 1997-02-07 |
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Legal Events
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