JP3092798B2 - 適応送受信装置 - Google Patents
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- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、アンテナ指向性制
御により、受信時には他ユーザ干渉を除去し、送信時に
は他ユーザへの干渉を低減する適応送受信装置に関す
る。特にＣＤＭＡ（符号分割多元接続）適応送受信装置
に関する。
御により、受信時には他ユーザ干渉を除去し、送信時に
は他ユーザへの干渉を低減する適応送受信装置に関す
る。特にＣＤＭＡ（符号分割多元接続）適応送受信装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、セルラ移動通信システムなどにお
いて、大加入者容量が期待できる無線伝送方式としてＣ
ＤＭＡ（Sequence-Code Division Multiple Access）方
式が注目されている。一方、適応アンテナを用いること
で、受信時には他ユーザからの干渉や遅延波による干渉
を除去し、送信時には他ユーザへの干渉を与えない適応
送受信装置が大いに検討されている。
いて、大加入者容量が期待できる無線伝送方式としてＣ
ＤＭＡ（Sequence-Code Division Multiple Access）方
式が注目されている。一方、適応アンテナを用いること
で、受信時には他ユーザからの干渉や遅延波による干渉
を除去し、送信時には他ユーザへの干渉を与えない適応
送受信装置が大いに検討されている。
【０００３】また、ＣＤＭＡ方式に適した適応送受信装
置としては、受信時に推定した到来方向に対してアンテ
ナ利得を最大にするような指向性パターンを形成して送
受信を行う方式が提案されている。
置としては、受信時に推定した到来方向に対してアンテ
ナ利得を最大にするような指向性パターンを形成して送
受信を行う方式が提案されている。
【０００４】図７は従来の第ｋユーザ適応送受信装置の
一例を示すブロック図である。図８は図７に示す従来の
第ｋユーザ適応送受信装置の第ｍパス適応受信サブブロ
ック３６ｍを示すブロック図である。図９は図７に示す
従来の第ｋユーザ適応送信装置の第ｍ適応送信サブブロ
ック１０ｍを示すブロック図である。ここでは送受信ア
ンテナの数をＮ（Ｎは１以上の整数）、ユーザの数をＫ
（Ｋは１以上の整数）、ユーザあたりのマルチパスの数
と送信パス数をＭ（Ｍは１以上の整数）とした場合の適
応送受信装置（ＣＤＭＡ適応送受信装置）を表してい
る。
一例を示すブロック図である。図８は図７に示す従来の
第ｋユーザ適応送受信装置の第ｍパス適応受信サブブロ
ック３６ｍを示すブロック図である。図９は図７に示す
従来の第ｋユーザ適応送信装置の第ｍ適応送信サブブロ
ック１０ｍを示すブロック図である。ここでは送受信ア
ンテナの数をＮ（Ｎは１以上の整数）、ユーザの数をＫ
（Ｋは１以上の整数）、ユーザあたりのマルチパスの数
と送信パス数をＭ（Ｍは１以上の整数）とした場合の適
応送受信装置（ＣＤＭＡ適応送受信装置）を表してい
る。
【０００５】従来の第ｋユーザ適応送受信装置は、第２
のパスサーチ回路３４と、第２の第ｋユーザ適応受信部
３５と、第１の到来方向推定回路３７と、受信アンテナ
重み生成回路３８１〜３８Ｍと、送信アンテナ重み生成
回路３０１〜３０Ｍと、第ｋユーザ適応送信部９から構
成される。
のパスサーチ回路３４と、第２の第ｋユーザ適応受信部
３５と、第１の到来方向推定回路３７と、受信アンテナ
重み生成回路３８１〜３８Ｍと、送信アンテナ重み生成
回路３０１〜３０Ｍと、第ｋユーザ適応送信部９から構
成される。
【０００６】Ｎ個のアンテナ受信信号１〜アンテナ受信
信号Ｎは、各々の受信信号が相関を有するように近接し
て配置されたＮ個のアンテナ素子によって受信された希
望波信号及び複数の干渉波信号が符号多重された信号で
ある。なお以下の処理は基底帯域においてディジタル的
に行われるため、Ｎ個のアンテナ受信信号１〜アンテナ
受信信号Ｎは無線帯域から基底帯域へ周波数変換され、
アナログからディジタルに変換が行われているものとす
る。
信号Ｎは、各々の受信信号が相関を有するように近接し
て配置されたＮ個のアンテナ素子によって受信された希
望波信号及び複数の干渉波信号が符号多重された信号で
ある。なお以下の処理は基底帯域においてディジタル的
に行われるため、Ｎ個のアンテナ受信信号１〜アンテナ
受信信号Ｎは無線帯域から基底帯域へ周波数変換され、
アナログからディジタルに変換が行われているものとす
る。
【０００７】第２のパスサーチ回路３４は、複数ユーザ
信号によって多重化された受信信号から、第ｋユーザの
希望波信号のパス遅延時間情報Ｄ１〜ＤＭを求める。
信号によって多重化された受信信号から、第ｋユーザの
希望波信号のパス遅延時間情報Ｄ１〜ＤＭを求める。
【０００８】第２の第ｋユーザ適応受信部３５は、第１
の遅延回路３１〜３Ｍと、第２の第ｍパス適応受信サブ
ブロック３６１〜３６Ｍと、第１の加算器５から構成さ
れる。
の遅延回路３１〜３Ｍと、第２の第ｍパス適応受信サブ
ブロック３６１〜３６Ｍと、第１の加算器５から構成さ
れる。
【０００９】第１の遅延回路３１〜３Ｍは、Ｎ個のアン
テナ受信信号１〜アンテナ受信信号Ｎを第２のパスサー
チ回路３４の出力である希望波信号のパス遅延時間情報
Ｄ１〜ＤＭに基づいてマルチパスに応じて遅延させる。
テナ受信信号１〜アンテナ受信信号Ｎを第２のパスサー
チ回路３４の出力である希望波信号のパス遅延時間情報
Ｄ１〜ＤＭに基づいてマルチパスに応じて遅延させる。
【００１０】第１の加算器５は、第２の第ｍパス適応受
信サブブロック３６１〜３６Ｍの出力を加算し、第ｋユ
ーザ復調信号を出力する。
信サブブロック３６１〜３６Ｍの出力を加算し、第ｋユ
ーザ復調信号を出力する。
【００１１】第２の第ｍパス適応受信サブブロック３６
１〜３６Ｍは、図８に示すように、逆拡散回路１２１〜
１２Ｍと、受信重み付け合成部１３と、復調部１６とか
ら構成される。第２の第ｍパス適応受信サブブロック３
６１〜３６Ｍは、アンテナ受信信号１〜アンテナ受信信
号Ｎと、第ｍ受信アンテナ重み生成回路３８１〜３８Ｍ
の出力である第ｍ受信アンテナ重みＷｒ１〜ＷｒＭとを
入力する。
１〜３６Ｍは、図８に示すように、逆拡散回路１２１〜
１２Ｍと、受信重み付け合成部１３と、復調部１６とか
ら構成される。第２の第ｍパス適応受信サブブロック３
６１〜３６Ｍは、アンテナ受信信号１〜アンテナ受信信
号Ｎと、第ｍ受信アンテナ重み生成回路３８１〜３８Ｍ
の出力である第ｍ受信アンテナ重みＷｒ１〜ＷｒＭとを
入力する。
【００１２】逆拡散回路１２１〜１２Ｎは、アンテナ受
信信号１〜アンテナ受信信号Ｎと第ｋユーザの拡散符号
Ｃｋとの相関計算を行う。拡散符号Ｃｋを２系列の直交
関係にある符号ＣｋＩ、ＣｋＱからなる複素符号と考え
ると、逆拡散回路１２１〜１２Ｎは、１個の複素乗算器
と、シンボル区間にわたる平均化回路とにより実現でき
る。また、逆拡散回路１２１〜１２Ｎは、Ｃｋをタップ
重みとするトランスバーサルフィルタ構成でも実現でき
る。
信信号１〜アンテナ受信信号Ｎと第ｋユーザの拡散符号
Ｃｋとの相関計算を行う。拡散符号Ｃｋを２系列の直交
関係にある符号ＣｋＩ、ＣｋＱからなる複素符号と考え
ると、逆拡散回路１２１〜１２Ｎは、１個の複素乗算器
と、シンボル区間にわたる平均化回路とにより実現でき
る。また、逆拡散回路１２１〜１２Ｎは、Ｃｋをタップ
重みとするトランスバーサルフィルタ構成でも実現でき
る。
【００１３】受信重み付け合成部１３は、第１の複素乗
算器１４１〜１４Ｎと、第２の加算器１５とから構成さ
れる。逆拡散回路１２１〜１２Ｎの出力に第ｍ受信アン
テナ重みＷｍ１〜ＷｍＮを乗算し、加算することによっ
て、第ｍパス固有のアンテナ指向性パターンにより受信
した信号を生成する。
算器１４１〜１４Ｎと、第２の加算器１５とから構成さ
れる。逆拡散回路１２１〜１２Ｎの出力に第ｍ受信アン
テナ重みＷｍ１〜ＷｍＮを乗算し、加算することによっ
て、第ｍパス固有のアンテナ指向性パターンにより受信
した信号を生成する。
【００１４】復調部１６は、伝送路推定回路１７と第２
の複素乗算器１８とから構成される。受信重み付け合成
部１３の出力に伝送路推定出力の複素共役を乗算した出
力が、第２の第ｍパス適応受信サブブロック３６ｍの出
力となる。
の複素乗算器１８とから構成される。受信重み付け合成
部１３の出力に伝送路推定出力の複素共役を乗算した出
力が、第２の第ｍパス適応受信サブブロック３６ｍの出
力となる。
【００１５】第２の第ｍパス適応受信サブブロック３６
ｍの出力は加算器５によって加算され、加算器５の出力
は、第ｋユーザの復調信号となる。
ｍの出力は加算器５によって加算され、加算器５の出力
は、第ｋユーザの復調信号となる。
【００１６】つぎに、第１の到来方向推定回路３７は、
Ｎ個のアンテナ受信信号１〜アンテナ受信信号Ｎを入力
とし、複数ユーザ信号によって多重化された受信信号か
ら、Ｍ個の第ｋユーザの希望波信号の到来方向を推定す
る。到来方向推定の方法としては、例えばＭＵＳＩＣ法
などがある。
Ｎ個のアンテナ受信信号１〜アンテナ受信信号Ｎを入力
とし、複数ユーザ信号によって多重化された受信信号か
ら、Ｍ個の第ｋユーザの希望波信号の到来方向を推定す
る。到来方向推定の方法としては、例えばＭＵＳＩＣ法
などがある。
【００１７】Ｍ個の第ｍ受信アンテナ重み生成回路３８
１〜３８Ｍは、第１の到来方向推定回路３７の出力であ
るＭ個の推定到来方向θｒ１〜θｒＭに基づいて、希望
信号到来方向に利得を有する指向性パターンを形成する
第ｍ受信アンテナ重み（ステアリングベクトル）Ｗｒ１
〜ＷｒＭを計算する。
１〜３８Ｍは、第１の到来方向推定回路３７の出力であ
るＭ個の推定到来方向θｒ１〜θｒＭに基づいて、希望
信号到来方向に利得を有する指向性パターンを形成する
第ｍ受信アンテナ重み（ステアリングベクトル）Ｗｒ１
〜ＷｒＭを計算する。
【００１８】Ｍ個の第ｍ送信アンテナ重み生成回路３０
１〜３０Ｍは、第１の到来方向推定回路３７の出力であ
るＭ個の推定到来方向θｒ１〜θｒＭに基づいて、希望
信号到来方向と同一のユーザ送信方向に利得を有する指
向性パターンを形成する第ｍ送信アンテナ重み（ステア
リングベクトル）Ｗｔ１〜ＷｔＭを計算する。
１〜３０Ｍは、第１の到来方向推定回路３７の出力であ
るＭ個の推定到来方向θｒ１〜θｒＭに基づいて、希望
信号到来方向と同一のユーザ送信方向に利得を有する指
向性パターンを形成する第ｍ送信アンテナ重み（ステア
リングベクトル）Ｗｔ１〜ＷｔＭを計算する。
【００１９】なお、ＦＤＤ（Frequency Division Duple
x）方式の場合は、受信と送信の周波数が異なるため、
推定した到来方向に基づいて受信アンテナ重み、および
送信アンテナ重みを独立に決定する必要がある。また、
ＴＤＤ（Time Division Duplex）方式の場合は、受信と
送信の周波数が等しいため、受信アンテナ重みをそのま
ま送信アンテナ重みとして採用することもできる。
x）方式の場合は、受信と送信の周波数が異なるため、
推定した到来方向に基づいて受信アンテナ重み、および
送信アンテナ重みを独立に決定する必要がある。また、
ＴＤＤ（Time Division Duplex）方式の場合は、受信と
送信の周波数が等しいため、受信アンテナ重みをそのま
ま送信アンテナ重みとして採用することもできる。
【００２０】つぎに、第ｋユーザ適応送信部９は、第ｍ
適応送信サブブロック１０１〜１０Ｍと、第３の加算器
１１１〜１１Ｎから構成される。
適応送信サブブロック１０１〜１０Ｍと、第３の加算器
１１１〜１１Ｎから構成される。
【００２１】第３の加算器１１１〜１１Ｎは、第ｍ適応
送信サブブロック１０１〜１０Ｍの出力をＮ個の送信ア
ンテナ毎に合成し、Ｎ個の合成アンテナ送信信号１〜合
成アンテナ送信信号Ｎを出力する。なおＮ個の合成アン
テナ受信信号１〜合成アンテナ受信信号Ｎはディジタル
／アナログ変換され、基底帯域から無線帯域へ周波数変
換される。
送信サブブロック１０１〜１０Ｍの出力をＮ個の送信ア
ンテナ毎に合成し、Ｎ個の合成アンテナ送信信号１〜合
成アンテナ送信信号Ｎを出力する。なおＮ個の合成アン
テナ受信信号１〜合成アンテナ受信信号Ｎはディジタル
／アナログ変換され、基底帯域から無線帯域へ周波数変
換される。
【００２２】第ｌ適応送信サブブロック１０１〜１０Ｍ
は、図９に示すように、送信重み付け合成部３１と、拡
散回路３３１〜３３Ｎとから構成される。第ｍ適応送信
サブブロック１０１〜１０Ｍは、送信アンテナ重み生成
回路３０１〜３０Ｍの出力である第ｍ受信アンテナ重み
Ｗｔｍ（Ｗｔｍ１〜ＷｔｍＭ）と、第ｋユーザ送信信号
とを入力する。
は、図９に示すように、送信重み付け合成部３１と、拡
散回路３３１〜３３Ｎとから構成される。第ｍ適応送信
サブブロック１０１〜１０Ｍは、送信アンテナ重み生成
回路３０１〜３０Ｍの出力である第ｍ受信アンテナ重み
Ｗｔｍ（Ｗｔｍ１〜ＷｔｍＭ）と、第ｋユーザ送信信号
とを入力する。
【００２３】送信重み付け合成部３１は、第４の複素乗
算器３２１〜３２Ｎから構成される。第ｋユーザ送信信
号に第ｍ送信アンテナ重みＷｔｍ（Ｗｔｍ１〜Ｗｔｍ
Ｎ）を乗算することによって、第ｍ番目固有のアンテナ
指向性パターンによって送信される信号を生成する。
算器３２１〜３２Ｎから構成される。第ｋユーザ送信信
号に第ｍ送信アンテナ重みＷｔｍ（Ｗｔｍ１〜Ｗｔｍ
Ｎ）を乗算することによって、第ｍ番目固有のアンテナ
指向性パターンによって送信される信号を生成する。
【００２４】また、拡散回路３３１〜３３Ｎは、送信重
み付け合成部３１のＮ個の出力を第ｋユーザの拡散符号
Ｃｋを用いて拡散し、Ｎ個のアンテナ送信信号１〜アン
テナ送信信号Ｎを生成する。拡散符号Ｃｋを２系列の直
交関係にある符号ＣｋＩ、ＣｋＱからなる複素符号と考
えると、拡散回路３３１〜３３Ｎは、１個の複素乗算器
とシンボル区間にわたる平均化回路とにより実現でき
る。また、拡散回路３３１〜３３Ｎは、Ｃｋをタップ重
みとするトランスバーサルフィルタ構成でも実現でき
る。
み付け合成部３１のＮ個の出力を第ｋユーザの拡散符号
Ｃｋを用いて拡散し、Ｎ個のアンテナ送信信号１〜アン
テナ送信信号Ｎを生成する。拡散符号Ｃｋを２系列の直
交関係にある符号ＣｋＩ、ＣｋＱからなる複素符号と考
えると、拡散回路３３１〜３３Ｎは、１個の複素乗算器
とシンボル区間にわたる平均化回路とにより実現でき
る。また、拡散回路３３１〜３３Ｎは、Ｃｋをタップ重
みとするトランスバーサルフィルタ構成でも実現でき
る。
【００２５】Ｎ個のアンテナ受信信号１〜アンテナ受信
信号Ｎには、希望波信号成分と干渉波信号成分、及び熱
雑音が含まれている。更に希望波信号成分、干渉波信号
成分それぞれにマルチパス成分が存在する。通常、それ
らの信号成分は異なった方向から到来する。図７〜図９
に示した従来のＣＤＭＡ適応送受信装置は、第１の到来
方向推定回路３７を用意して希望信号の各マルチパスの
到来方向を推定し、それぞれのパスの信号電力を最大に
するように受信重み付け合成部１３において受信信号の
重み付け合成を、送信重み付け合成部３１において送信
信号の重み付け合成を行う。その結果、第２の第ｍパス
適応受信サブブロック３６１〜３６Ｍと第ｍ適応送信サ
ブブロック１０１〜１０Ｍのアンテナ利得（指向性パタ
ーン）は、どちらも受信時の希望信号の各マルチパスの
到来方向に対して大きくなるように形成される。
信号Ｎには、希望波信号成分と干渉波信号成分、及び熱
雑音が含まれている。更に希望波信号成分、干渉波信号
成分それぞれにマルチパス成分が存在する。通常、それ
らの信号成分は異なった方向から到来する。図７〜図９
に示した従来のＣＤＭＡ適応送受信装置は、第１の到来
方向推定回路３７を用意して希望信号の各マルチパスの
到来方向を推定し、それぞれのパスの信号電力を最大に
するように受信重み付け合成部１３において受信信号の
重み付け合成を、送信重み付け合成部３１において送信
信号の重み付け合成を行う。その結果、第２の第ｍパス
適応受信サブブロック３６１〜３６Ｍと第ｍ適応送信サ
ブブロック１０１〜１０Ｍのアンテナ利得（指向性パタ
ーン）は、どちらも受信時の希望信号の各マルチパスの
到来方向に対して大きくなるように形成される。
【００２６】なお、ＦＤＤ（Frequency Division Duple
x）方式の場合は、受信と送信の周波数が異なるため、
推定した到来方向に基づいて受信アンテナ重み、および
送信アンテナ重みを独立に決定する必要がある。ＴＤＤ
（Time Division Duplex）方式の場合は、受信と送信の
周波数が等しいため、受信アンテナ重みをそのまま送信
アンテナ重みとして採用することも可能である。
x）方式の場合は、受信と送信の周波数が異なるため、
推定した到来方向に基づいて受信アンテナ重み、および
送信アンテナ重みを独立に決定する必要がある。ＴＤＤ
（Time Division Duplex）方式の場合は、受信と送信の
周波数が等しいため、受信アンテナ重みをそのまま送信
アンテナ重みとして採用することも可能である。
【００２７】ＣＤＭＡ方式に適した適応アンテナを用い
た受信装置としては、拡散処理利得を利用した方式が提
案されている。従来、この種のＣＤＭＡ適応受信装置
は、たとえば「王，河野，今井，”スペクトル拡散多元
接続のための拡散処理利得を用いたＴＤＬアダプティブ
アレーアンテナ”，信学論Vol.J75-BII No.11,pp815-82
5,1992.」、「田中，三木，佐和橋，”ＤＳ−ＣＤＭＡ
における判定帰還型コヒーレント適応ダイバーシチの特
性”，信学技報RCS96-102,1996-11」に示されるよう
に、受信アンテナ重み制御の際、逆拡散後に抽出した重
み制御誤差信号を用いることで、適応制御において処理
利得によるＳＩＮＲ改善効果が得られる。
た受信装置としては、拡散処理利得を利用した方式が提
案されている。従来、この種のＣＤＭＡ適応受信装置
は、たとえば「王，河野，今井，”スペクトル拡散多元
接続のための拡散処理利得を用いたＴＤＬアダプティブ
アレーアンテナ”，信学論Vol.J75-BII No.11,pp815-82
5,1992.」、「田中，三木，佐和橋，”ＤＳ−ＣＤＭＡ
における判定帰還型コヒーレント適応ダイバーシチの特
性”，信学技報RCS96-102,1996-11」に示されるよう
に、受信アンテナ重み制御の際、逆拡散後に抽出した重
み制御誤差信号を用いることで、適応制御において処理
利得によるＳＩＮＲ改善効果が得られる。
【００２８】図１０は従来の第ｋユーザ適応受信装置の
別の例を示すブロック図である。図１１は図１０に示す
従来の第ｋユーザ適応送受信装置の第ｍパス適応受信サ
ブブロック４０ｍを示すブロック図である。ここでは送
受信アンテナの数をＮ（Ｎは１以上の整数）、ユーザの
数をＫ（Ｋは１以上の整数）、ユーザあたりのマルチパ
スの数をＭ（Ｍは１以上の整数）とした場合の第ｋユー
ザ適応受信装置を表している。
別の例を示すブロック図である。図１１は図１０に示す
従来の第ｋユーザ適応送受信装置の第ｍパス適応受信サ
ブブロック４０ｍを示すブロック図である。ここでは送
受信アンテナの数をＮ（Ｎは１以上の整数）、ユーザの
数をＫ（Ｋは１以上の整数）、ユーザあたりのマルチパ
スの数をＭ（Ｍは１以上の整数）とした場合の第ｋユー
ザ適応受信装置を表している。
【００２９】従来の第ｋユーザ適応受信装置は、第２の
パスサーチ回路３４と、第３の第ｋユーザ適応受信部３
９から構成される。
パスサーチ回路３４と、第３の第ｋユーザ適応受信部３
９から構成される。
【００３０】Ｎ個のアンテナ受信信号１〜アンテナ受信
信号Ｎは、各々の受信信号が相関を有するように近接し
て配置されたＮ個のアンテナによって受信された希望波
信号及び複数の干渉波信号が符号多重された信号であ
る。なお、以下の処理は基底帯域においてディジタル的
に行われるため、Ｎ個のアンテナ受信信号１〜アンテナ
受信信号Ｎは無線帯域から基底帯域へ周波数変換され、
アナログ／ディジタル変換が行われているものとする。
信号Ｎは、各々の受信信号が相関を有するように近接し
て配置されたＮ個のアンテナによって受信された希望波
信号及び複数の干渉波信号が符号多重された信号であ
る。なお、以下の処理は基底帯域においてディジタル的
に行われるため、Ｎ個のアンテナ受信信号１〜アンテナ
受信信号Ｎは無線帯域から基底帯域へ周波数変換され、
アナログ／ディジタル変換が行われているものとする。
【００３１】第２のパスサーチ回路３４は、複数ユーザ
信号によって多重化された受信信号から、第ｋユーザの
希望波信号のパス遅延時間情報Ｄ１〜ＤＭを求める。
信号によって多重化された受信信号から、第ｋユーザの
希望波信号のパス遅延時間情報Ｄ１〜ＤＭを求める。
【００３２】第３の第ｋユーザ適応受信部３９は、第１
の遅延回路３１〜３Ｍと、第３の第ｍパス適応受信サブ
ブロック４０１〜４０Ｍと、第１の加算器５と、判定回
路６から構成される。
の遅延回路３１〜３Ｍと、第３の第ｍパス適応受信サブ
ブロック４０１〜４０Ｍと、第１の加算器５と、判定回
路６から構成される。
【００３３】第１の遅延回路３１〜３Ｍは、Ｎ個のアン
テナ受信信号１〜アンテナ受信信号Ｎを第２のパスサー
チ回路３４の出力である希望波信号のパス遅延時間情報
Ｄ１〜ＤＭに基づいてマルチパスに応じて遅延させる。
テナ受信信号１〜アンテナ受信信号Ｎを第２のパスサー
チ回路３４の出力である希望波信号のパス遅延時間情報
Ｄ１〜ＤＭに基づいてマルチパスに応じて遅延させる。
【００３４】第１の加算器５は、第３の第ｍパス適応受
信サブブロック４０１〜４０Ｍの出力を加算し、第ｋユ
ーザ復調信号を出力する。
信サブブロック４０１〜４０Ｍの出力を加算し、第ｋユ
ーザ復調信号を出力する。
【００３５】判定回路６は、第１の加算器５の出力に対
して硬判定を行い、第ｋユーザ判定シンボルを出力す
る。
して硬判定を行い、第ｋユーザ判定シンボルを出力す
る。
【００３６】第３の第ｍパス適応受信サブブロック４０
１〜４０Ｍは、逆拡散回路１２１〜１２Ｍと、受信重み
付け合成部１３と、復調部１６と、第３の複素乗算器１
９と、誤差検出回路２０と、第２の遅延回路２１と、受
信アンテナ重み制御回路２２とから構成される。第３の
第ｍパス適応受信サブブロック４０１〜４０Ｍは、アン
テナ受信信号１〜アンテナ受信信号Ｎと、判定回路６の
出力である第ｋユーザ判定シンボルとを入力する。
１〜４０Ｍは、逆拡散回路１２１〜１２Ｍと、受信重み
付け合成部１３と、復調部１６と、第３の複素乗算器１
９と、誤差検出回路２０と、第２の遅延回路２１と、受
信アンテナ重み制御回路２２とから構成される。第３の
第ｍパス適応受信サブブロック４０１〜４０Ｍは、アン
テナ受信信号１〜アンテナ受信信号Ｎと、判定回路６の
出力である第ｋユーザ判定シンボルとを入力する。
【００３７】逆拡散回路１２１〜１２Ｎは、第１の遅延
回路３１〜３Ｍで遅延されたアンテナ受信信号１〜アン
テナ受信信号Ｎと第ｋユーザの拡散符号Ｃｋとの相関計
算を行う。拡散符号Ｃｋを２系列の直交関係にある符号
ＣｋＩ、ＣｋＱからなる複素符号と考えると、逆拡散回
路１２１〜１２Ｎは、１個の複素乗算器とシンボル区間
にわたる平均化回路とにより実現できる。また、逆拡散
回路１２１〜１２Ｎは、Ｃｋをタップ重みとするトラン
スバーサルフィルタ構成でも実現できる。
回路３１〜３Ｍで遅延されたアンテナ受信信号１〜アン
テナ受信信号Ｎと第ｋユーザの拡散符号Ｃｋとの相関計
算を行う。拡散符号Ｃｋを２系列の直交関係にある符号
ＣｋＩ、ＣｋＱからなる複素符号と考えると、逆拡散回
路１２１〜１２Ｎは、１個の複素乗算器とシンボル区間
にわたる平均化回路とにより実現できる。また、逆拡散
回路１２１〜１２Ｎは、Ｃｋをタップ重みとするトラン
スバーサルフィルタ構成でも実現できる。
【００３８】受信重み付け合成部１３は、第１の複素乗
算器１４１〜１４Ｎと、第２の加算器１５とから構成さ
れる。逆拡散回路１２１〜１２Ｎの出力に受信アンテナ
重みＷｍ１〜ＷｍＮを乗算し、加算することによって、
第ｍパス固有のアンテナ指向性パターンにより受信した
信号を生成する。
算器１４１〜１４Ｎと、第２の加算器１５とから構成さ
れる。逆拡散回路１２１〜１２Ｎの出力に受信アンテナ
重みＷｍ１〜ＷｍＮを乗算し、加算することによって、
第ｍパス固有のアンテナ指向性パターンにより受信した
信号を生成する。
【００３９】復調部１６は、伝送路推定回路１７と第２
の複素乗算器１８とから構成される。受信重み付け合成
部１３の出力に伝送路推定出力の複素共役を乗算した出
力が、第３の第ｍパス適応受信サブブロック４０ｍの出
力となる。
の複素乗算器１８とから構成される。受信重み付け合成
部１３の出力に伝送路推定出力の複素共役を乗算した出
力が、第３の第ｍパス適応受信サブブロック４０ｍの出
力となる。
【００４０】第３の複素乗算器１９は、第ｋユーザ判定
シンボルに伝送路推定出力を乗算する。
シンボルに伝送路推定出力を乗算する。
【００４１】なお、第ｋユーザ判定シンボルに各パスの
伝送路推定値を乗算する際に、推定値の位相に関する成
分のみを乗算し、振幅は別途手段により求めた振幅を乗
算することも可能である。別途手段とは、例えば、受信
電力を測定することによって振幅を求めるような手段を
指す。
伝送路推定値を乗算する際に、推定値の位相に関する成
分のみを乗算し、振幅は別途手段により求めた振幅を乗
算することも可能である。別途手段とは、例えば、受信
電力を測定することによって振幅を求めるような手段を
指す。
【００４２】誤差検出回路２０は、第３の複素乗算器１
９の出力と受信重み付け合成部１３の出力との差を計算
し、受信アンテナ重み制御誤差ｅｍを検出する。
９の出力と受信重み付け合成部１３の出力との差を計算
し、受信アンテナ重み制御誤差ｅｍを検出する。
【００４３】第２の遅延回路２１は、逆拡散回路１２１
〜１２Ｎの出力を受信重み付け合成部１３、復調回路１
６、誤差検出回路２０等の処理時間に応じて遅延させ
る。
〜１２Ｎの出力を受信重み付け合成部１３、復調回路１
６、誤差検出回路２０等の処理時間に応じて遅延させ
る。
【００４４】受信アンテナ重み制御回路２２は、受信ア
ンテナ重み制御誤差ｅｍと第２の遅延回路２１の出力か
ら受信アンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮを計算する。
ンテナ重み制御誤差ｅｍと第２の遅延回路２１の出力か
ら受信アンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮを計算する。
【００４５】なお、適応制御の収束過程では、判定シン
ボルの代わりに既知シンボルを用いることも可能であ
る。
ボルの代わりに既知シンボルを用いることも可能であ
る。
【００４６】Ｎ個のアンテナ受信信号１〜アンテナ受信
信号Ｎには、希望波信号成分と干渉波信号成分、及び熱
雑音が含まれている。更に希望波信号成分、干渉波信号
成分それぞれにマルチパス成分が存在する。通常、それ
らの信号成分は異なった方向から到来する。図９、１０
に示した従来のＣＤＭＡ適応受信装置は、希望波信号成
分のマルチパス成分に対して独立に第３の第ｍパス適応
受信サブブロック４０１〜４０Ｍを用意し、それぞれの
パスの信号成分の希望波信号対干渉波信号電力比（ＳＩ
Ｒ）を最大にするように、各受信重み付け合成部１３に
おいて受信信号の重み付け合成を行う。その結果、第３
の第ｍパス適応受信サブブロック４０１〜４０Ｍの到来
方向に対するアンテナ利得（指向性パターン）は、それ
ぞれのパスの信号成分の到来方向に対しては大きくな
り、他の遅延波信号成分や干渉波信号成分に対しては小
さくなるように形成される。
信号Ｎには、希望波信号成分と干渉波信号成分、及び熱
雑音が含まれている。更に希望波信号成分、干渉波信号
成分それぞれにマルチパス成分が存在する。通常、それ
らの信号成分は異なった方向から到来する。図９、１０
に示した従来のＣＤＭＡ適応受信装置は、希望波信号成
分のマルチパス成分に対して独立に第３の第ｍパス適応
受信サブブロック４０１〜４０Ｍを用意し、それぞれの
パスの信号成分の希望波信号対干渉波信号電力比（ＳＩ
Ｒ）を最大にするように、各受信重み付け合成部１３に
おいて受信信号の重み付け合成を行う。その結果、第３
の第ｍパス適応受信サブブロック４０１〜４０Ｍの到来
方向に対するアンテナ利得（指向性パターン）は、それ
ぞれのパスの信号成分の到来方向に対しては大きくな
り、他の遅延波信号成分や干渉波信号成分に対しては小
さくなるように形成される。
【００４７】ＳＩＲを最大にする受信アンテナ重みの制
御法としては、受信アンテナ重み制御誤差ｅｍの平均電
力が最小になるように、最小二乗平均誤差（ＭＭＳＥ：
Minimum Mean Square Error）基準に基づいて、制御す
る方法が一般的である。ＭＭＳＥ基準に基づく制御法に
おいては、希望波信号のパス到来方向を知る必要がな
く、また希望波信号のパス到来方向を直接知ることはで
きない。したがって、図７〜図９に示した従来のＣＤＭ
Ａ適応送受信装置のように送信指向性パターンを形成す
る送信アンテナ重みを生成するためには、別途希望波信
号のパス到来方向を推定する手段を必要とする。
御法としては、受信アンテナ重み制御誤差ｅｍの平均電
力が最小になるように、最小二乗平均誤差（ＭＭＳＥ：
Minimum Mean Square Error）基準に基づいて、制御す
る方法が一般的である。ＭＭＳＥ基準に基づく制御法に
おいては、希望波信号のパス到来方向を知る必要がな
く、また希望波信号のパス到来方向を直接知ることはで
きない。したがって、図７〜図９に示した従来のＣＤＭ
Ａ適応送受信装置のように送信指向性パターンを形成す
る送信アンテナ重みを生成するためには、別途希望波信
号のパス到来方向を推定する手段を必要とする。
【００４８】ここで、ＭＭＳＥ基準による適応制御とし
て、例えば、最小二乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズムが挙
げられる。
て、例えば、最小二乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズムが挙
げられる。
【００４９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
技術の第１の問題点は、図７〜図９に示した従来の第ｋ
ユーザ適応送受信装置の受信部において、干渉波に対し
て積極的に利得を下げるような指向性パターンの形成を
する制御が行えず、ＭＭＳＥ基準に基づく制御に比べて
性能が劣化する、ということである。
技術の第１の問題点は、図７〜図９に示した従来の第ｋ
ユーザ適応送受信装置の受信部において、干渉波に対し
て積極的に利得を下げるような指向性パターンの形成を
する制御が行えず、ＭＭＳＥ基準に基づく制御に比べて
性能が劣化する、ということである。
【００５０】すなわち、第ｋユーザ適応受信部におい
て、推定した希望波信号のパス到来方向のみに適応する
アンテナ重みを用いて、受信重み付け合成を行っている
ことにある。
て、推定した希望波信号のパス到来方向のみに適応する
アンテナ重みを用いて、受信重み付け合成を行っている
ことにある。
【００５１】また、第２の問題点は、図１０〜図１１に
示したＭＭＳＥ基準に基づく制御を行う従来の第ｋユー
ザ適応受信装置を適応送受信装置に用いる場合は、特に
ＦＤＤ方式において、送信アンテナ重みを求めるための
希望波の到来方向推定手段を、受信部とは独立に用意す
る必要があり、装置規模の増大をまねく、ということで
ある。すなわち、ＭＭＳＥ基準に基づく制御法を用いる
第ｋユーザ適応受信部において、希望波信号のパス到来
方向を直接知ることが出来ないことにある。
示したＭＭＳＥ基準に基づく制御を行う従来の第ｋユー
ザ適応受信装置を適応送受信装置に用いる場合は、特に
ＦＤＤ方式において、送信アンテナ重みを求めるための
希望波の到来方向推定手段を、受信部とは独立に用意す
る必要があり、装置規模の増大をまねく、ということで
ある。すなわち、ＭＭＳＥ基準に基づく制御法を用いる
第ｋユーザ適応受信部において、希望波信号のパス到来
方向を直接知ることが出来ないことにある。
【００５２】また、ＴＤＤ方式であれば、ＭＭＳＥ基準
に基づいて制御された受信アンテナ重みをそのまま送信
アンテナ重みとして使用することが可能である。また、
送受信とも到来方向推定結果に基づいて制御を行うと、
受信時の性能があまりよくない。一方、受信でＭＭＳＥ
基準に基づく制御を行うと送信用の到来方向推定手段が
別途必要になってしまう。
に基づいて制御された受信アンテナ重みをそのまま送信
アンテナ重みとして使用することが可能である。また、
送受信とも到来方向推定結果に基づいて制御を行うと、
受信時の性能があまりよくない。一方、受信でＭＭＳＥ
基準に基づく制御を行うと送信用の到来方向推定手段が
別途必要になってしまう。
【００５３】本発明の目的は、ＭＭＳＥ基準に基づく制
御法を用いる第ｋユーザ適応受信部の受信アンテナ重み
を用いて、希望波信号のパス到来方向を推定し、それを
基に送信アンテナ重みを生成する手段を提供することに
ある。
御法を用いる第ｋユーザ適応受信部の受信アンテナ重み
を用いて、希望波信号のパス到来方向を推定し、それを
基に送信アンテナ重みを生成する手段を提供することに
ある。
【００５４】
【課題を解決するための手段】本発明の適応送受信装置
は、受信時には他ユーザやマルチパスによる干渉を抑圧
する指向性パターンを形成し、受信アンテナ重みからパ
スの到来方向を推定し、推定した到来方向から送信方向
を予測して送信アンテナ重みを生成し、送信時には他ユ
ーザへの干渉を低減する指向性パターンを形成する。
は、受信時には他ユーザやマルチパスによる干渉を抑圧
する指向性パターンを形成し、受信アンテナ重みからパ
スの到来方向を推定し、推定した到来方向から送信方向
を予測して送信アンテナ重みを生成し、送信時には他ユ
ーザへの干渉を低減する指向性パターンを形成する。
【００５５】本発明によるＤＳ−ＣＤＭＡ方式の適応送
受信装置において、アンテナ受信信号からパスレベル情
報とパス遅延時間情報を求めるパスサーチ手段と、Ｎ
（Ｎは正の整数）個のアンテナ受信信号を入力し、前記
パス遅延時間毎に希望波信号の方向に利得を有する受信
指向性パターンを形成し、前記希望波信号を受信し、干
渉波信号を抑圧するＭ（Ｍは正の整数）個の適応受信部
と、前記適応受信部のＭ個の受信アンテナ重みの中から
パスレベル情報を用いてＬ個（ＬはＭ以下の整数）の送
信パスに対する受信アンテナ重みを選択する受信アンテ
ナ重み選択手段と、前記受信アンテナ重み選択手段の出
力を用いて送信指向性パターンを形成する送信アンテナ
重みを決定するＬ個の送信アンテナ重み制御部と、前記
送信アンテナ重み制御部の出力である前記送信アンテナ
重みを用いてユーザ方向に利得を有する前記送信指向性
パターンを形成し、前記希望波信号を送信するためのＮ
個の合成アンテナ送信信号を出力する適応送信部と、を
有することを特徴とする。
受信装置において、アンテナ受信信号からパスレベル情
報とパス遅延時間情報を求めるパスサーチ手段と、Ｎ
（Ｎは正の整数）個のアンテナ受信信号を入力し、前記
パス遅延時間毎に希望波信号の方向に利得を有する受信
指向性パターンを形成し、前記希望波信号を受信し、干
渉波信号を抑圧するＭ（Ｍは正の整数）個の適応受信部
と、前記適応受信部のＭ個の受信アンテナ重みの中から
パスレベル情報を用いてＬ個（ＬはＭ以下の整数）の送
信パスに対する受信アンテナ重みを選択する受信アンテ
ナ重み選択手段と、前記受信アンテナ重み選択手段の出
力を用いて送信指向性パターンを形成する送信アンテナ
重みを決定するＬ個の送信アンテナ重み制御部と、前記
送信アンテナ重み制御部の出力である前記送信アンテナ
重みを用いてユーザ方向に利得を有する前記送信指向性
パターンを形成し、前記希望波信号を送信するためのＮ
個の合成アンテナ送信信号を出力する適応送信部と、を
有することを特徴とする。
【００５６】本発明によるポイントは、適応受信部の受
信アンテナ重みのみを用いて（その他の情報を用いない
で）送信アンテナ重みを決定することである。
信アンテナ重みのみを用いて（その他の情報を用いない
で）送信アンテナ重みを決定することである。
【００５７】また、本発明の適応送受信装置において、
前記適応受信部は、前記Ｎ個のアンテナ受信信号と、前
記パスサーチ手段の出力であるパス遅延時間情報とを入
力とし、Ｍ個のマルチパスのパス遅延時間に応じてタイ
ミングを合わせるためのＭ個の遅延手段と、前記Ｍ個の
マルチパスの方向に利得を有する前記受信指向性パター
ンを形成し前記干渉波信号を抑圧し前記希望波信号を受
信し復調するＭ個の適応受信サブブロックと、Ｍ個の復
調信号を合成する加算器と、硬判定を行い判定シンボル
を出力する判定手段とを有することを特徴とする。
前記適応受信部は、前記Ｎ個のアンテナ受信信号と、前
記パスサーチ手段の出力であるパス遅延時間情報とを入
力とし、Ｍ個のマルチパスのパス遅延時間に応じてタイ
ミングを合わせるためのＭ個の遅延手段と、前記Ｍ個の
マルチパスの方向に利得を有する前記受信指向性パター
ンを形成し前記干渉波信号を抑圧し前記希望波信号を受
信し復調するＭ個の適応受信サブブロックと、Ｍ個の復
調信号を合成する加算器と、硬判定を行い判定シンボル
を出力する判定手段とを有することを特徴とする。
【００５８】本発明によれば、まずパス遅延時間を基に
タイミングを合わせてから、マルチパス毎に指向性パタ
ーンを形成し、最後に合成（ＲＡＫＥ受信）を行う。
タイミングを合わせてから、マルチパス毎に指向性パタ
ーンを形成し、最後に合成（ＲＡＫＥ受信）を行う。
【００５９】さらに、本発明は、前記アンテナ受信信号
は符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）信号で、前記Ｍ個の適
応受信サブブロックの各々は、前記Ｎ個のアンテナ受信
信号と前記判定シンボルとを入力とし、前記Ｎ個のアン
テナ受信信号の各々に対して前記希望波信号の拡散符号
を用いて逆拡散を行うＮ個の逆拡散手段と、前記受信指
向性パターン形成のための受信重み付け合成部と、前記
伝送路推定を行う復調部と、判定シンボルに前記復調部
の出力である複素伝送路推定値を乗算し搬送波位相同期
による位相変化を相殺する乗算器と、前記乗算器の出力
から前記逆拡散手段の各出力を減算し前記受信アンテナ
重み制御誤差を検出する誤差検出手段と、前記Ｎ個の逆
拡散手段の出力を前記受信重み付け合成手段及び復調手
段などの処理時間に応じて遅延させる遅延手段と、前記
遅延手段の出力と前記受信アンテナ重み制御誤差を用い
て前記受信アンテナ重み制御誤差の平均電力が最小にな
るように最小二乗平均誤差（ＭＭＳＥ）基準に基づいて
前記受信アンテナ重みを出力する受信アンテナ重み制御
手段とを有することを特徴とする。
は符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）信号で、前記Ｍ個の適
応受信サブブロックの各々は、前記Ｎ個のアンテナ受信
信号と前記判定シンボルとを入力とし、前記Ｎ個のアン
テナ受信信号の各々に対して前記希望波信号の拡散符号
を用いて逆拡散を行うＮ個の逆拡散手段と、前記受信指
向性パターン形成のための受信重み付け合成部と、前記
伝送路推定を行う復調部と、判定シンボルに前記復調部
の出力である複素伝送路推定値を乗算し搬送波位相同期
による位相変化を相殺する乗算器と、前記乗算器の出力
から前記逆拡散手段の各出力を減算し前記受信アンテナ
重み制御誤差を検出する誤差検出手段と、前記Ｎ個の逆
拡散手段の出力を前記受信重み付け合成手段及び復調手
段などの処理時間に応じて遅延させる遅延手段と、前記
遅延手段の出力と前記受信アンテナ重み制御誤差を用い
て前記受信アンテナ重み制御誤差の平均電力が最小にな
るように最小二乗平均誤差（ＭＭＳＥ）基準に基づいて
前記受信アンテナ重みを出力する受信アンテナ重み制御
手段とを有することを特徴とする。
【００６０】本発明によれば、第ｍパス適応サブブロッ
クにより、ＭＭＳＥ基準に基づいて受信アンテナ重みを
制御するため、パス到来方向は知る必要がなく、また直
接知ることは出来ない。
クにより、ＭＭＳＥ基準に基づいて受信アンテナ重みを
制御するため、パス到来方向は知る必要がなく、また直
接知ることは出来ない。
【００６１】さらに、本発明で、前記受信重み付け合成
部は、前記Ｎ個のアンテナ受信信号と、前記受信アンテ
ナ重みとを入力とし、受信信号にＮ個の複素受信アンテ
ナ重みを各々乗算するＮ個の複素乗算器と、前記Ｎ個の
複素乗算器の各出力を合成する加算器とを有することを
特徴とする。
部は、前記Ｎ個のアンテナ受信信号と、前記受信アンテ
ナ重みとを入力とし、受信信号にＮ個の複素受信アンテ
ナ重みを各々乗算するＮ個の複素乗算器と、前記Ｎ個の
複素乗算器の各出力を合成する加算器とを有することを
特徴とする。
【００６２】さらにまた、本発明で、前記復調手段は、
前記重み付け合成部の出力を入力として、搬送波の振幅
及び位相を推定する伝送路推定手段と、前記伝送路推定
手段の出力である複素伝送路推定値の複素共役を求める
複素共役操作手段と、前記複素共役操作手段の出力を前
記逆拡散手段の出力に乗算し搬送波位相同期を行い同時
に最大比合成のための重み付けを行う乗算器と、を有し
ていることを特徴とする。
前記重み付け合成部の出力を入力として、搬送波の振幅
及び位相を推定する伝送路推定手段と、前記伝送路推定
手段の出力である複素伝送路推定値の複素共役を求める
複素共役操作手段と、前記複素共役操作手段の出力を前
記逆拡散手段の出力に乗算し搬送波位相同期を行い同時
に最大比合成のための重み付けを行う乗算器と、を有し
ていることを特徴とする。
【００６３】本発明により、第ｍパス適応サブブロック
によって、第ｍパス受信アンテナ重みを検出する。
によって、第ｍパス受信アンテナ重みを検出する。
【００６４】又更に、本発明で、前記受信アンテナ重み
選択手段は、Ｍ個の前記適応受信サブブロックの出力で
あるＭ個の受信アンテナ重みと前記パスサーチ手段の出
力であるパスレベル情報とパスレベルしきい値と最大送
信数Ｌｍａｘを入力とし、Ｍ個の前記受信アンテナ重み
の中から最大パスのレベルから前記パスレベルしきい値
以内のパスで前記最大送信数Ｌｍａｘを越えないＬ個の
パスに対応する選択受信アンテナ重みを選択することを
特徴とする。
選択手段は、Ｍ個の前記適応受信サブブロックの出力で
あるＭ個の受信アンテナ重みと前記パスサーチ手段の出
力であるパスレベル情報とパスレベルしきい値と最大送
信数Ｌｍａｘを入力とし、Ｍ個の前記受信アンテナ重み
の中から最大パスのレベルから前記パスレベルしきい値
以内のパスで前記最大送信数Ｌｍａｘを越えないＬ個の
パスに対応する選択受信アンテナ重みを選択することを
特徴とする。
【００６５】本発明により、ＬｍａｘはＭ以下であり、
ＬはＬｍａｘ以下である。また、パスレベルの大きな受
信アンテナ重みをいくつか選んでから、送信アンテナ重
みを決定する。さらに、複数のパスを選択して送信する
ことで、送信ダイバーシチ効果が得られる。
ＬはＬｍａｘ以下である。また、パスレベルの大きな受
信アンテナ重みをいくつか選んでから、送信アンテナ重
みを決定する。さらに、複数のパスを選択して送信する
ことで、送信ダイバーシチ効果が得られる。
【００６６】また、本発明で、前記送信アンテナ重み制
御部は、前記選択受信アンテナ重みを入力とし、前記選
択受信アンテナ重みから推定到来方向を推定する到来方
向推定部と、前記到来方向推定部の出力である推定到来
方向に利得を有する指向性パターンを形成する送信アン
テナ重みを計算する送信アンテナ重み生成手段と、を有
することを特徴とする。
御部は、前記選択受信アンテナ重みを入力とし、前記選
択受信アンテナ重みから推定到来方向を推定する到来方
向推定部と、前記到来方向推定部の出力である推定到来
方向に利得を有する指向性パターンを形成する送信アン
テナ重みを計算する送信アンテナ重み生成手段と、を有
することを特徴とする。
【００６７】本発明によれば、受信アンテナ重みから到
来方向を推定している。この推定到来方向をそのまま送
信方向として送信アンテナ重みを生成する。また、特に
ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）方式の場合は、
受信と送信の周波数が異なるため、いったん受信アンテ
ナ重みから到来方向を推定し、その方向に基づいて送信
アンテナ重みを決定する必要がある。さらに、ＴＤＤ
（Time Division Duplex）方式の場合は、受信と送信の
周波数が等しいため、受信アンテナ重みをそのまま送信
アンテナ重みとして採用することもできる。
来方向を推定している。この推定到来方向をそのまま送
信方向として送信アンテナ重みを生成する。また、特に
ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）方式の場合は、
受信と送信の周波数が異なるため、いったん受信アンテ
ナ重みから到来方向を推定し、その方向に基づいて送信
アンテナ重みを決定する必要がある。さらに、ＴＤＤ
（Time Division Duplex）方式の場合は、受信と送信の
周波数が等しいため、受信アンテナ重みをそのまま送信
アンテナ重みとして採用することもできる。
【００６８】またさらに、本発明で、前記送信アンテナ
重み制御部は、前記選択受信アンテナ重みを入力とし、
前記選択受信アンテナ重みから推定到来方向を推定する
到来方向推定部と、前記到来方向推定部の出力である推
定到来方向に基づいて送信方向を予測する送信方向予測
手段と、前記送信方向予測手段の出力である予測送信方
向に利得を有する指向性パターンを形成する送信アンテ
ナ重みを計算する送信アンテナ重み生成手段とを有する
ことを特徴とする。
重み制御部は、前記選択受信アンテナ重みを入力とし、
前記選択受信アンテナ重みから推定到来方向を推定する
到来方向推定部と、前記到来方向推定部の出力である推
定到来方向に基づいて送信方向を予測する送信方向予測
手段と、前記送信方向予測手段の出力である予測送信方
向に利得を有する指向性パターンを形成する送信アンテ
ナ重みを計算する送信アンテナ重み生成手段とを有する
ことを特徴とする。
【００６９】本発明によれば、受信アンテナ重みから到
来方向を推定している。また、推定到来方向から送信方
向を予測している。さらに、予測送信方向を送信方向と
して送信アンテナ重みを生成する。また、ＦＤＤ方式で
も、ＴＤＤ方式でも、送信方向を予測して送信アンテナ
重みを生成することが可能である。
来方向を推定している。また、推定到来方向から送信方
向を予測している。さらに、予測送信方向を送信方向と
して送信アンテナ重みを生成する。また、ＦＤＤ方式で
も、ＴＤＤ方式でも、送信方向を予測して送信アンテナ
重みを生成することが可能である。
【００７０】さらにまた、本発明で、前記到来方向推定
部は、前記選択受信アンテナ重みを入力として、到来方
向を全方位にわたって掃引させる到来方向発生手段と、
前記到来方向に最大アンテナ利得の指向性パターンを形
成するアンテナ重みを求めるステアリングベクトル生成
手段と、前記選択受信アンテナ重みと前記ステアリング
ベクトル発生手段の出力であるアンテナ重みとの相関を
求める相関計算手段と、全ての前記到来方向に対する前
記相関計算手段の出力の最大値を検出する最大値検出手
段と、前記最大値を検出した時点の前記到来方向を推定
到来方向として出力する切り替え手段とを有しているこ
とを特徴とする。
部は、前記選択受信アンテナ重みを入力として、到来方
向を全方位にわたって掃引させる到来方向発生手段と、
前記到来方向に最大アンテナ利得の指向性パターンを形
成するアンテナ重みを求めるステアリングベクトル生成
手段と、前記選択受信アンテナ重みと前記ステアリング
ベクトル発生手段の出力であるアンテナ重みとの相関を
求める相関計算手段と、全ての前記到来方向に対する前
記相関計算手段の出力の最大値を検出する最大値検出手
段と、前記最大値を検出した時点の前記到来方向を推定
到来方向として出力する切り替え手段とを有しているこ
とを特徴とする。
【００７１】本発明によれば、受信アンテナ重みのみを
用いて到来方向を推定する。特にＦＤＤ方式において、
好適である。
用いて到来方向を推定する。特にＦＤＤ方式において、
好適である。
【００７２】さらに、本発明で、前記送信方向予測手段
は、前記適応受信部の制御に起因して遅れて推定される
過去の到来方向を用いて現在の到来方向を予測すること
を特徴とする。
は、前記適応受信部の制御に起因して遅れて推定される
過去の到来方向を用いて現在の到来方向を予測すること
を特徴とする。
【００７３】本発明によれば、第ｌ送信アンテナ重み制
御部により、ＦＤＤ方式でも、ＴＤＤ方式でも、送信方
向を予測して、送信アンテナ重みを生成することが可能
である。
御部により、ＦＤＤ方式でも、ＴＤＤ方式でも、送信方
向を予測して、送信アンテナ重みを生成することが可能
である。
【００７４】また、本発明で、前記適応送信部は、Ｌ個
の前記送信アンテナ重み制御部の出力であるＬ個の送信
アンテナ重みと送信信号を入力とし、前記送信アンテナ
重みに基づいてユーザ方向に利得を有する指向性パター
ンを形成し希望波信号を送信するためのＮ個のアンテナ
送信信号を出力するＬ個の適応送信サブブロックと、各
アンテナ毎に前記アンテナ送信信号を合成しＮ個の合成
アンテナ信号を出力するＮ個の加算器と、を有すること
を特徴とする。
の前記送信アンテナ重み制御部の出力であるＬ個の送信
アンテナ重みと送信信号を入力とし、前記送信アンテナ
重みに基づいてユーザ方向に利得を有する指向性パター
ンを形成し希望波信号を送信するためのＮ個のアンテナ
送信信号を出力するＬ個の適応送信サブブロックと、各
アンテナ毎に前記アンテナ送信信号を合成しＮ個の合成
アンテナ信号を出力するＮ個の加算器と、を有すること
を特徴とする。
【００７５】本発明によれば、送信時の遅延操作は、移
動局がＲＡＫＥ受信をするため必要がなくなる。
動局がＲＡＫＥ受信をするため必要がなくなる。
【００７６】また、本発明の前記適応送信サブブロック
の各々は、前記送信アンテナ重みと前記送信信号を入力
とし、送信指向性パターン形成のための送信重み付け合
成部と、前記Ｎ個のアンテナ送信信号の各々に対して希
望波信号の拡散符号を用いて拡散を行うＮ個の拡散手段
とを有することを特徴とする。
の各々は、前記送信アンテナ重みと前記送信信号を入力
とし、送信指向性パターン形成のための送信重み付け合
成部と、前記Ｎ個のアンテナ送信信号の各々に対して希
望波信号の拡散符号を用いて拡散を行うＮ個の拡散手段
とを有することを特徴とする。
【００７７】本発明によれば、指向性制御を行ってから
N個のアンテナ送信信号に対して拡散を行う。
N個のアンテナ送信信号に対して拡散を行う。
【００７８】またさらに、本発明の前記送信重み付け合
成部は、前記送信アンテナ重みと前記送信信号を入力と
し、前記送信信号にＮ個の複素送信アンテナ重みを各々
乗算するＮ個の複素乗算器を有することを特徴とする。
成部は、前記送信アンテナ重みと前記送信信号を入力と
し、前記送信信号にＮ個の複素送信アンテナ重みを各々
乗算するＮ個の複素乗算器を有することを特徴とする。
【００７９】本発明によれば、到来方向の推定値から実
際の送信方向を予測するので、実際の受信信号の到来方
向と殆ど一致させることができる。
際の送信方向を予測するので、実際の受信信号の到来方
向と殆ど一致させることができる。
【００８０】本発明は、より具体的には、図１を参照し
て、ユーザ毎に第１〜Ｍパス適応受信サブブロック（図
１の４１〜４Ｍ）と、第１〜Ｍ送信アンテナ重み制御部
（図１の８１〜８Ｍ）と、第１〜Ｌ適応送信サブブロッ
ク（図１の１０１〜１０Ｍ）とを有する。
て、ユーザ毎に第１〜Ｍパス適応受信サブブロック（図
１の４１〜４Ｍ）と、第１〜Ｍ送信アンテナ重み制御部
（図１の８１〜８Ｍ）と、第１〜Ｌ適応送信サブブロッ
ク（図１の１０１〜１０Ｍ）とを有する。
【００８１】本発明では、受信アンテナ重みからパスの
到来方向を推定するため、ＭＭＳＥ基準に基づく制御を
行う適応受信部に対して、容易に希望波信号のパス到来
方向を推定可能である。また、推定された到来方向から
送信方向を予測することで、適応受信部の制御に起因し
て遅れて推定される過去の到来方向を用いて現在の到来
方向を予測することができる。
到来方向を推定するため、ＭＭＳＥ基準に基づく制御を
行う適応受信部に対して、容易に希望波信号のパス到来
方向を推定可能である。また、推定された到来方向から
送信方向を予測することで、適応受信部の制御に起因し
て遅れて推定される過去の到来方向を用いて現在の到来
方向を予測することができる。
【００８２】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について、図
面を参照して詳細に説明する。ここでは、多重化された
信号が符号分割多重信号であり、送受信アンテナの数Ｎ
（Ｎは１以上の整数）、ユーザの数Ｋ（Ｋは１以上の整
数）、ユーザあたりの受信マルチパスの数Ｍ（Ｍは１以
上の整数）、最大送信数をＬ（Ｌは１以上、Ｍ以下の整
数）に対する適応送受信装置（ＣＤＭＡ適応送受信装
置）について説明する。
面を参照して詳細に説明する。ここでは、多重化された
信号が符号分割多重信号であり、送受信アンテナの数Ｎ
（Ｎは１以上の整数）、ユーザの数Ｋ（Ｋは１以上の整
数）、ユーザあたりの受信マルチパスの数Ｍ（Ｍは１以
上の整数）、最大送信数をＬ（Ｌは１以上、Ｍ以下の整
数）に対する適応送受信装置（ＣＤＭＡ適応送受信装
置）について説明する。
【００８３】図１を参照すると、本発明による第ｋユー
ザ適応送受信装置は、第１のパスサーチ回路１と、第１
の第ｋユーザ適応受信部２と、受信アンテナ重み選択回
路７と、第ｌ送信アンテナ重み制御部８１〜８Ｍと、第
ｋユーザ適応送信部９から構成される。ここで、ｋは全
ユーザ数Ｋ中の任意のユーザ番号を示している。
ザ適応送受信装置は、第１のパスサーチ回路１と、第１
の第ｋユーザ適応受信部２と、受信アンテナ重み選択回
路７と、第ｌ送信アンテナ重み制御部８１〜８Ｍと、第
ｋユーザ適応送信部９から構成される。ここで、ｋは全
ユーザ数Ｋ中の任意のユーザ番号を示している。
【００８４】Ｎ個のアンテナ受信信号１〜アンテナ受信
信号Ｎは、各々の受信信号が相関を有するように近接し
て配置されたＮ個のアンテナによって受信された希望波
信号及び複数の干渉波信号が符号多重された信号であ
る。なお、以下の処理は、基底帯域においてディジタル
的に行われるため、Ｎ個のアンテナ受信信号１〜アンテ
ナ受信信号Ｎは無線帯域から基底帯域へ周波数変換さ
れ、アナログ／ディジタル変換が行われて、２値化信号
としてのベースバンド信号に変換されているものとす
る。
信号Ｎは、各々の受信信号が相関を有するように近接し
て配置されたＮ個のアンテナによって受信された希望波
信号及び複数の干渉波信号が符号多重された信号であ
る。なお、以下の処理は、基底帯域においてディジタル
的に行われるため、Ｎ個のアンテナ受信信号１〜アンテ
ナ受信信号Ｎは無線帯域から基底帯域へ周波数変換さ
れ、アナログ／ディジタル変換が行われて、２値化信号
としてのベースバンド信号に変換されているものとす
る。
【００８５】第１のパスサーチ回路１は、複数ユーザ信
号によって多重化された受信信号から、第ｋユーザの希
望波信号のパス毎の受信電力であるパスレベル情報Ｐ１
〜ＰＭと、マルチパスの遅延時間であるパス遅延時間情
報Ｄ１〜ＤＭを求める。
号によって多重化された受信信号から、第ｋユーザの希
望波信号のパス毎の受信電力であるパスレベル情報Ｐ１
〜ＰＭと、マルチパスの遅延時間であるパス遅延時間情
報Ｄ１〜ＤＭを求める。
【００８６】この場合、受信アンテナ素子がオムニ（無
指向性）である場合は、どれか一つのアンテナ素子から
のアンテナ受信信号を用いてパスサーチを行う。一方、
受信アンテナ素子が有指向性である場合は、別途パスサ
ーチ用の無指向性受信アンテナを用意するか、複数の受
信アンテナ素子の受信アンテナ信号に対して、受信重み
付け合成を行い、無指向性の受信指向性パターンを形成
して、受信した受信信号を用いてパスサーチを行う必要
がある。
指向性）である場合は、どれか一つのアンテナ素子から
のアンテナ受信信号を用いてパスサーチを行う。一方、
受信アンテナ素子が有指向性である場合は、別途パスサ
ーチ用の無指向性受信アンテナを用意するか、複数の受
信アンテナ素子の受信アンテナ信号に対して、受信重み
付け合成を行い、無指向性の受信指向性パターンを形成
して、受信した受信信号を用いてパスサーチを行う必要
がある。
【００８７】第１の第ｋユーザ適応受信部２は、第１の
遅延回路３１〜３Ｍと、第１の第ｍパス適応受信サブブ
ロック４１〜４Ｍと、第１の加算器５と、判定回路６か
ら構成される。
遅延回路３１〜３Ｍと、第１の第ｍパス適応受信サブブ
ロック４１〜４Ｍと、第１の加算器５と、判定回路６か
ら構成される。
【００８８】ここで、第１の遅延回路３１〜３Ｍは、Ｎ
個のアンテナ受信信号１〜アンテナ受信信号Ｎを、第１
のパスサーチ回路１の出力であるパス遅延時間情報Ｄ１
〜ＤＭに基づいて、マルチパス毎に遅延させる。
個のアンテナ受信信号１〜アンテナ受信信号Ｎを、第１
のパスサーチ回路１の出力であるパス遅延時間情報Ｄ１
〜ＤＭに基づいて、マルチパス毎に遅延させる。
【００８９】また、第１の第ｍパス適応受信サブブロッ
ク４１〜４Ｍは、後述する。
ク４１〜４Ｍは、後述する。
【００９０】第１の加算器５は、第１の第ｍパス適応受
信サブブロック４１〜４Ｍの出力を加算し、第ｋユーザ
復調信号を出力する。
信サブブロック４１〜４Ｍの出力を加算し、第ｋユーザ
復調信号を出力する。
【００９１】また、判定回路６は、第１の加算器５の出
力に対して硬判定を行い、第ｋユーザ判定シンボルを出
力する。
力に対して硬判定を行い、第ｋユーザ判定シンボルを出
力する。
【００９２】受信アンテナ重み選択回路７は、Ｍ個の第
１の第ｍパス適応受信サブブロック４１〜４Ｍの出力で
あるＭ個の受信アンテナ重みＷ１〜ＷＭと、第１のパス
サーチ回路１の出力であるパスレベル情報Ｐ１〜ＰＭ
と、パスレベルしきい値ΔＰと、最大送信数Ｌとを入力
とし、Ｍ個の受信アンテナ重みＷ１〜ＷＭの中から、パ
スレベル情報Ｐ１〜ＰＭと、パスレベルしきい値ΔＰ
と、最大送信数Ｌとに基づいて、Ｌ個の送信パスに対応
する選択受信アンテナ重みＷｒ１〜ＷｒＬを選択する。
１の第ｍパス適応受信サブブロック４１〜４Ｍの出力で
あるＭ個の受信アンテナ重みＷ１〜ＷＭと、第１のパス
サーチ回路１の出力であるパスレベル情報Ｐ１〜ＰＭ
と、パスレベルしきい値ΔＰと、最大送信数Ｌとを入力
とし、Ｍ個の受信アンテナ重みＷ１〜ＷＭの中から、パ
スレベル情報Ｐ１〜ＰＭと、パスレベルしきい値ΔＰ
と、最大送信数Ｌとに基づいて、Ｌ個の送信パスに対応
する選択受信アンテナ重みＷｒ１〜ＷｒＬを選択する。
【００９３】また、選択受信アンテナ重みＷｒ１〜Ｗｒ
Ｌの選択に際し、最大電力パスからパスレベルしきい値
ΔＰ以内の受信電力の到来方向の中から、最大電力パス
を含めて最大送信数Ｌの到来方向を送信方向として選択
する。また、パスレベルしきい値ΔＰを設定しなけれ
ば、常にパスレベルの上位Ｌ個の到来方向を送信方向と
して選択する。
Ｌの選択に際し、最大電力パスからパスレベルしきい値
ΔＰ以内の受信電力の到来方向の中から、最大電力パス
を含めて最大送信数Ｌの到来方向を送信方向として選択
する。また、パスレベルしきい値ΔＰを設定しなけれ
ば、常にパスレベルの上位Ｌ個の到来方向を送信方向と
して選択する。
【００９４】さらに、最大送信数Ｌを１に設定すれば、
常に最大電力パスの到来方向のみを送信方向として選択
する。また、複数の送信パスを選択することで、送信ダ
イバーシチ効果が得られる。
常に最大電力パスの到来方向のみを送信方向として選択
する。また、複数の送信パスを選択することで、送信ダ
イバーシチ効果が得られる。
【００９５】つぎに、第ｋユーザ適応送信部９は、第ｌ
適応送信サブブロック１０１〜１０Ｌと、第３の加算器
１１１〜１１Ｎから構成される。
適応送信サブブロック１０１〜１０Ｌと、第３の加算器
１１１〜１１Ｎから構成される。
【００９６】第３の加算器１１１〜１１Ｎは、第ｌ適応
受信サブブロック１０１〜１０Ｍの出力をアンテナ素子
毎に加算し、Ｎ個の合成アンテナ送信信号１〜合成アン
テナ送信信号Ｎを出力する。
受信サブブロック１０１〜１０Ｍの出力をアンテナ素子
毎に加算し、Ｎ個の合成アンテナ送信信号１〜合成アン
テナ送信信号Ｎを出力する。
【００９７】このあと、Ｎ個の合成アンテナ送信信号１
〜合成アンテナ送信信号Ｎは、ディジタル／アナログ変
換され、基底帯域から無線帯域へ周波数変換される。
〜合成アンテナ送信信号Ｎは、ディジタル／アナログ変
換され、基底帯域から無線帯域へ周波数変換される。
【００９８】つぎに、第ｋユーザ適応受信機２内の第１
の第ｍパス適応受信サブブロック４１〜４Ｍについて説
明する。図２を参照すると、第１の第ｍパス適応受信サ
ブブロック４１〜４Ｍは、逆拡散回路１２１〜１２Ｍ
と、受信重み付け合成部１３と、復調部１６と、第３の
複素乗算器１９と、誤差検出回路２０と、第２の遅延回
路２１と、受信アンテナ重み制御回路２２とから構成さ
れる。
の第ｍパス適応受信サブブロック４１〜４Ｍについて説
明する。図２を参照すると、第１の第ｍパス適応受信サ
ブブロック４１〜４Ｍは、逆拡散回路１２１〜１２Ｍ
と、受信重み付け合成部１３と、復調部１６と、第３の
複素乗算器１９と、誤差検出回路２０と、第２の遅延回
路２１と、受信アンテナ重み制御回路２２とから構成さ
れる。
【００９９】第１の第ｍパス適応受信サブブロック４１
〜４Ｍは、アンテナ受信信号１〜アンテナ受信信号Ｎ
と、判定回路６の出力である第ｋユーザ判定シンボルと
を入力する。
〜４Ｍは、アンテナ受信信号１〜アンテナ受信信号Ｎ
と、判定回路６の出力である第ｋユーザ判定シンボルと
を入力する。
【０１００】逆拡散回路１２１〜１２Ｎは、アンテナ受
信信号１〜アンテナ受信信号Ｎと第ｋユーザの拡散符号
Ｃｋとの相関計算を行う。拡散符号Ｃｋを２系列の直交
関係にある符号ＣｋＩ、ＣｋＱからなる複素符号と考え
ると、逆拡散回路１２１〜１２Ｎは、１個の複素乗算器
とシンボル区間にわたる平均化回路とにより実現でき
る。また、逆拡散回路１２１〜１２Ｎは、拡散符号Ｃｋ
をタップ重みとするトランスバーサルフィルタ構成でも
実現できる。
信信号１〜アンテナ受信信号Ｎと第ｋユーザの拡散符号
Ｃｋとの相関計算を行う。拡散符号Ｃｋを２系列の直交
関係にある符号ＣｋＩ、ＣｋＱからなる複素符号と考え
ると、逆拡散回路１２１〜１２Ｎは、１個の複素乗算器
とシンボル区間にわたる平均化回路とにより実現でき
る。また、逆拡散回路１２１〜１２Ｎは、拡散符号Ｃｋ
をタップ重みとするトランスバーサルフィルタ構成でも
実現できる。
【０１０１】受信重み付け合成部１３は、第１の複素乗
算器１４１〜１４Ｎと、第２の加算器１５とから構成さ
れる。逆拡散回路１２１〜１２Ｎの出力に第１の複素乗
算器１４１〜１４Ｎで受信アンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮ
を乗算し、第２の加算器１５で加算することによって、
第ｍパス固有のアンテナ指向性パターンにより受信した
信号を生成する。
算器１４１〜１４Ｎと、第２の加算器１５とから構成さ
れる。逆拡散回路１２１〜１２Ｎの出力に第１の複素乗
算器１４１〜１４Ｎで受信アンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮ
を乗算し、第２の加算器１５で加算することによって、
第ｍパス固有のアンテナ指向性パターンにより受信した
信号を生成する。
【０１０２】復調部１６は、伝送路推定回路１７と第２
の複素乗算器１８とから構成される。受信重み付け合成
部１３の出力に、伝送路推定回路１７で伝送路を推定し
た伝送路推定出力の複素共役を乗算した出力が、第１の
第ｍパス適応受信サブブロック４ｍの出力となる。この
第１の第ｍパス適応受信サブブロック４ｍの出力は、他
の第１パス適応受信サブブロック４１〜第Ｍパス適応受
信サブブロック４Ｍと加算器５で加算され、第ｋユーザ
の復調信号となる。
の複素乗算器１８とから構成される。受信重み付け合成
部１３の出力に、伝送路推定回路１７で伝送路を推定し
た伝送路推定出力の複素共役を乗算した出力が、第１の
第ｍパス適応受信サブブロック４ｍの出力となる。この
第１の第ｍパス適応受信サブブロック４ｍの出力は、他
の第１パス適応受信サブブロック４１〜第Ｍパス適応受
信サブブロック４Ｍと加算器５で加算され、第ｋユーザ
の復調信号となる。
【０１０３】第３の複素乗算器１９は、第ｋユーザ判定
シンボルに伝送路推定出力を乗算する。
シンボルに伝送路推定出力を乗算する。
【０１０４】ここで、第ｋユーザ判定シンボルに各パス
の伝送路推定値を乗算する際に、推定値の位相に関する
成分のみを乗算し、振幅は別途手段により求めた振幅を
乗算することも可能である。別途手段とは、例えば受信
電力を測定することによって振幅を求めるような手段を
指す。
の伝送路推定値を乗算する際に、推定値の位相に関する
成分のみを乗算し、振幅は別途手段により求めた振幅を
乗算することも可能である。別途手段とは、例えば受信
電力を測定することによって振幅を求めるような手段を
指す。
【０１０５】また、誤差検出回路２０は、第３の複素乗
算器１９の出力と受信重み付け合成部１３の出力との差
を計算し、受信アンテナ重み制御誤差ｅｍを検出する。
算器１９の出力と受信重み付け合成部１３の出力との差
を計算し、受信アンテナ重み制御誤差ｅｍを検出する。
【０１０６】第２の遅延回路２１は、逆拡散回路１２１
〜１２Ｎの出力を受信重み付け合成部１３、復調回路１
６、誤差検出回路２０等の処理時間に応じて遅延させ
る。
〜１２Ｎの出力を受信重み付け合成部１３、復調回路１
６、誤差検出回路２０等の処理時間に応じて遅延させ
る。
【０１０７】受信アンテナ重み制御回路２２は、受信ア
ンテナ重み制御誤差ｅｍと第２の遅延回路２１の出力か
ら受信アンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮを計算する。ここで
は、受信アンテナ重み制御誤差ｅｍの二乗平均値が最小
になるようにアンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮをＭＭＳＥ基
準により適応的に制御する。演算量の少ない更新アルゴ
リズムとして、ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合の受信
アンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮは、 Ｗｍ（ｉ＋１）＝Ｗｍ（ｉ）＋μｒ（ｉ−Ｄｄｅｍ）ｅｍ*（ｉ） …（１） で表される。ここで、Ｗｍ（ｉ）（Ｎ個の要素を持つ列
ベクトル）は第ｋユーザ第ｍパスにおける第ｉシンボル
目の受信アンテナ重み、ｒ（ｉ）（Ｎ個の要素を持つ列
ベクトル）はアンテナ受信信号、μはステップサイズ、
Ｄｄｅｍは第２の遅延回路２１によって与えられる遅延
時間である。また、*は複素共役を表す。
ンテナ重み制御誤差ｅｍと第２の遅延回路２１の出力か
ら受信アンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮを計算する。ここで
は、受信アンテナ重み制御誤差ｅｍの二乗平均値が最小
になるようにアンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮをＭＭＳＥ基
準により適応的に制御する。演算量の少ない更新アルゴ
リズムとして、ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合の受信
アンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮは、 Ｗｍ（ｉ＋１）＝Ｗｍ（ｉ）＋μｒ（ｉ−Ｄｄｅｍ）ｅｍ*（ｉ） …（１） で表される。ここで、Ｗｍ（ｉ）（Ｎ個の要素を持つ列
ベクトル）は第ｋユーザ第ｍパスにおける第ｉシンボル
目の受信アンテナ重み、ｒ（ｉ）（Ｎ個の要素を持つ列
ベクトル）はアンテナ受信信号、μはステップサイズ、
Ｄｄｅｍは第２の遅延回路２１によって与えられる遅延
時間である。また、*は複素共役を表す。
【０１０８】（１）式から受信アンテナ重みＷｍ１〜Ｗ
ｍＮの更新はシンボル毎に行われる。また、受信アンテ
ナ重みＷｍ１〜ＷｍＮの更新の際の変化量の係数である
ステップサイズμは、大きな場合は最適な指向性パター
ン形成のための受信アンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮへの収
束は早くなるが、適応の精度・安定度が劣化し、小さな
場合は適応の精度・安定度に優れるが収束が遅くなる、
という特徴を持つ。ステップサイズを適応的に変化させ
て、十分な収束速度、適応の精度・安定度を得る方法も
本発明に含まれる。
ｍＮの更新はシンボル毎に行われる。また、受信アンテ
ナ重みＷｍ１〜ＷｍＮの更新の際の変化量の係数である
ステップサイズμは、大きな場合は最適な指向性パター
ン形成のための受信アンテナ重みＷｍ１〜ＷｍＮへの収
束は早くなるが、適応の精度・安定度が劣化し、小さな
場合は適応の精度・安定度に優れるが収束が遅くなる、
という特徴を持つ。ステップサイズを適応的に変化させ
て、十分な収束速度、適応の精度・安定度を得る方法も
本発明に含まれる。
【０１０９】ここで、適応制御の収束過程では、判定シ
ンボルの代わりに既知シンボルを用いることも可能であ
る。
ンボルの代わりに既知シンボルを用いることも可能であ
る。
【０１１０】つぎに、図３を参照して、第ｌ送信アンテ
ナ重み制御部８ｌについて説明する。第ｌ送信アンテナ
重み制御部８ｌは、受信アンテナ重み選択回路７の出力
である第ｌ選択受信アンテナ重みＷｒｌを入力とし、第
ｌ到来方向推定部２３と、第ｌ送信方向予測回路２９
と、第ｌ送信アンテナ重み生成回路３０とから構成され
る。
ナ重み制御部８ｌについて説明する。第ｌ送信アンテナ
重み制御部８ｌは、受信アンテナ重み選択回路７の出力
である第ｌ選択受信アンテナ重みＷｒｌを入力とし、第
ｌ到来方向推定部２３と、第ｌ送信方向予測回路２９
と、第ｌ送信アンテナ重み生成回路３０とから構成され
る。
【０１１１】第ｌ到来方向推定部２３は、到来方向発生
回路２４と、ステアリングベクトル生成回路２５と、相
関計算回路２６と、最大値検出回路２７と、切り替え回
路２８から構成される。第ｌ到来方向推定部２３は、受
信アンテナ重み選択回路７の出力である選択受信アンテ
ナ重みＷｒｌを入力とする。
回路２４と、ステアリングベクトル生成回路２５と、相
関計算回路２６と、最大値検出回路２７と、切り替え回
路２８から構成される。第ｌ到来方向推定部２３は、受
信アンテナ重み選択回路７の出力である選択受信アンテ
ナ重みＷｒｌを入力とする。
【０１１２】到来方向発生回路２４は、受信信号の到来
方向を全方位にわたって掃引させる。ステアリングベク
トル生成回路２５は、到来方向発生回路２４の出力であ
る到来方向に対して、最大のアンテナ利得を有する指向
性パターンを形成するアンテナ重み（ステアリングベク
トル）を求める。
方向を全方位にわたって掃引させる。ステアリングベク
トル生成回路２５は、到来方向発生回路２４の出力であ
る到来方向に対して、最大のアンテナ利得を有する指向
性パターンを形成するアンテナ重み（ステアリングベク
トル）を求める。
【０１１３】相関計算回路２６は、受信アンテナ重み選
択回路７の出力である選択受信アンテナ重みＷｒｌとス
テアリングベクトル発生回路２５の出力であるアンテナ
重みとの相関を求める。
択回路７の出力である選択受信アンテナ重みＷｒｌとス
テアリングベクトル発生回路２５の出力であるアンテナ
重みとの相関を求める。
【０１１４】最大値検出回路２７は、到来方向発生回路
２４の出力である全ての到来方向に対する相関計算回路
２６の出力の最大値を検出する。
２４の出力である全ての到来方向に対する相関計算回路
２６の出力の最大値を検出する。
【０１１５】切り替え回路２８は、相関計算回路２６の
出力の最大値を検出した時点の到来方向発生回路２４の
出力である到来方向をタイミング的にスイッチングして
検出し、推定到来方向θｒｌとして出力する。
出力の最大値を検出した時点の到来方向発生回路２４の
出力である到来方向をタイミング的にスイッチングして
検出し、推定到来方向θｒｌとして出力する。
【０１１６】つぎに、図５に第ｌ送信方向予測回路２９
の動作を示す。第ｌ送信方向予測回路２９は、第ｌ到来
方向推定部２３の出力である推定到来方向θｒｌに基づ
いて送信方向θｔｌを予測する。グラフの横軸は時刻、
縦軸は推定及び実際の到来方向と予測送信方向の角度を
表す。図５を参照すると、第ｌ選択受信アンテナ重みＷ
ｒｌから推定した到来方向推定値θｒｌは、実際の到来
方向と比較して適応制御に要した時間だけ適応遅延τを
生じる。そこで、例えば線形予測の場合は、到来方向推
定値θｒｌの時間変化から傾きδを求めることで、送信
方向予測値θｔｌは、 θｔｌ（ｔ） ＝ θｒｌ（ｔ） ＋ δθ×τ ……（２） のように表される。ここで到来方向推定値θｒｌ（ｔ）
と、送信方向予測値θｔｌ（ｔ）は、時刻ｔの関数であ
る。
の動作を示す。第ｌ送信方向予測回路２９は、第ｌ到来
方向推定部２３の出力である推定到来方向θｒｌに基づ
いて送信方向θｔｌを予測する。グラフの横軸は時刻、
縦軸は推定及び実際の到来方向と予測送信方向の角度を
表す。図５を参照すると、第ｌ選択受信アンテナ重みＷ
ｒｌから推定した到来方向推定値θｒｌは、実際の到来
方向と比較して適応制御に要した時間だけ適応遅延τを
生じる。そこで、例えば線形予測の場合は、到来方向推
定値θｒｌの時間変化から傾きδを求めることで、送信
方向予測値θｔｌは、 θｔｌ（ｔ） ＝ θｒｌ（ｔ） ＋ δθ×τ ……（２） のように表される。ここで到来方向推定値θｒｌ（ｔ）
と、送信方向予測値θｔｌ（ｔ）は、時刻ｔの関数であ
る。
【０１１７】また、線形予測とは異なり、送信方向予測
値θｔｌと到来方向推定値θｒｌとの二乗平均誤差が最
小になるように、適応的に送信方向予測値θｔｌを予測
する方法も考えられる。このように到来方向推定値から
送信方向を予測することで、適応受信部の制御に起因し
て遅れて推定される過去の到来方向を用いて現在の到来
方向を予測することができる。
値θｔｌと到来方向推定値θｒｌとの二乗平均誤差が最
小になるように、適応的に送信方向予測値θｔｌを予測
する方法も考えられる。このように到来方向推定値から
送信方向を予測することで、適応受信部の制御に起因し
て遅れて推定される過去の到来方向を用いて現在の到来
方向を予測することができる。
【０１１８】つぎに、第ｌ送信アンテナ重み生成回路３
０は、第ｌ送信方向予測回路２９の出力である予測送信
方向θｔｌに基づいて、送信方向に利得を有する指向性
パターンを形成する送信アンテナ重み（ステアリング・
ベクトル）Ｗｔｌを計算する。
０は、第ｌ送信方向予測回路２９の出力である予測送信
方向θｔｌに基づいて、送信方向に利得を有する指向性
パターンを形成する送信アンテナ重み（ステアリング・
ベクトル）Ｗｔｌを計算する。
【０１１９】なお、図４に示される第ｌ送信アンテナ重
み制御部８ｌは、受信アンテナ重み制御回路２２の制御
が充分速く行われ、第ｌ選択受信アンテナ重みＷｒｌか
ら推定した推定到来方向θｒｌが、ほぼ現在の到来方向
と等しい場合の実施形態である。この場合は、第ｌ送信
アンテナ重み生成回路３０を必要としない。
み制御部８ｌは、受信アンテナ重み制御回路２２の制御
が充分速く行われ、第ｌ選択受信アンテナ重みＷｒｌか
ら推定した推定到来方向θｒｌが、ほぼ現在の到来方向
と等しい場合の実施形態である。この場合は、第ｌ送信
アンテナ重み生成回路３０を必要としない。
【０１２０】つぎに、図６を参照すると、第ｋユーザ適
応送信部９内の第ｌ適応送信サブブロック１０１〜１０
Ｍは、送信重み付け合成部３１と、拡散回路３３１〜３
３Ｍとから構成される。
応送信部９内の第ｌ適応送信サブブロック１０１〜１０
Ｍは、送信重み付け合成部３１と、拡散回路３３１〜３
３Ｍとから構成される。
【０１２１】この第ｌ適応送信サブブロック１０１〜１
０Ｍは、送信アンテナ重み生成回路３０１〜３０Ｌの出
力である送信アンテナ重みＷｔ１〜ＷｔＬと、第ｋユー
ザ送信信号とを入力する。
０Ｍは、送信アンテナ重み生成回路３０１〜３０Ｌの出
力である送信アンテナ重みＷｔ１〜ＷｔＬと、第ｋユー
ザ送信信号とを入力する。
【０１２２】送信重み付け合成部３１は、第４の複素乗
算器３２１〜３２Ｎから構成される。第ｋユーザ送信信
号に第ｌ送信アンテナ重みＷｔｌ（Ｗｔｌ１〜Ｗｔｌ
Ｎ）を乗算することによって、第ｌ番目固有のアンテナ
指向性パターンによって送信される信号を生成する。
算器３２１〜３２Ｎから構成される。第ｋユーザ送信信
号に第ｌ送信アンテナ重みＷｔｌ（Ｗｔｌ１〜Ｗｔｌ
Ｎ）を乗算することによって、第ｌ番目固有のアンテナ
指向性パターンによって送信される信号を生成する。
【０１２３】拡散回路３３１〜３３Ｎは、送信重み付け
合成部３１のＮ個の出力を第ｋユーザの拡散符号Ｃｋを
用いて拡散し、Ｎ個のアンテナ送信信号１〜アンテナ送
信信号Ｎを生成する。拡散符号Ｃｋを２系列の直交関係
にある符号ＣｋＩ、ＣｋＱからなる複素符号と考える
と、拡散回路３３１〜３３Ｎは、１個の複素乗算器とシ
ンボル区間にわたる平均化回路とにより実現できる。ま
た、拡散回路３３１〜３３ＮはＣｋをタップ重みとする
トランスバーサルフィルタ構成でも実現できる。
合成部３１のＮ個の出力を第ｋユーザの拡散符号Ｃｋを
用いて拡散し、Ｎ個のアンテナ送信信号１〜アンテナ送
信信号Ｎを生成する。拡散符号Ｃｋを２系列の直交関係
にある符号ＣｋＩ、ＣｋＱからなる複素符号と考える
と、拡散回路３３１〜３３Ｎは、１個の複素乗算器とシ
ンボル区間にわたる平均化回路とにより実現できる。ま
た、拡散回路３３１〜３３ＮはＣｋをタップ重みとする
トランスバーサルフィルタ構成でも実現できる。
【０１２４】本発明の実施の形態では、拡散符号Ｃｋの
符号長、すなわち拡散率に制限はない。拡散率が１であ
る、符号分割多重以外の方法で多重された信号に対して
も、本発明による適応受信装置の適用が可能である。
符号長、すなわち拡散率に制限はない。拡散率が１であ
る、符号分割多重以外の方法で多重された信号に対して
も、本発明による適応受信装置の適用が可能である。
【０１２５】また、本発明の実施の形態では、受信アン
テナの配置間隔に制限はない。例としては搬送波の２分
の１波長が挙げられる。さらに、本発明の実施の形態で
は、受信アンテナの数Ｎに制限はない。
テナの配置間隔に制限はない。例としては搬送波の２分
の１波長が挙げられる。さらに、本発明の実施の形態で
は、受信アンテナの数Ｎに制限はない。
【０１２６】またさらに、本発明の実施の形態では、受
信アンテナの配置に制限はない。例としては円状配置、
直線配置が挙げられる。
信アンテナの配置に制限はない。例としては円状配置、
直線配置が挙げられる。
【０１２７】また、本発明の実施の形態では、受信アン
テナ単体での指向性に制限はない。例としてはオムニア
ンテナ、セクタアンテナが挙げられる。
テナ単体での指向性に制限はない。例としてはオムニア
ンテナ、セクタアンテナが挙げられる。
【０１２８】更に、本発明の実施の形態では、同時に受
信するユーザの数Ｋ、各ユーザのマルチパスの数Ｍに制
限はない。
信するユーザの数Ｋ、各ユーザのマルチパスの数Ｍに制
限はない。
【０１２９】
【発明の効果】本発明によれば、第ｋユーザ適応受信部
において、ＭＭＳＥ基準に基づく制御法を用いているの
で、第ｋユーザ適応送受信装置の受信部において、干渉
波に対して積極的に利得を下げるような指向性パターン
を形成することができる。
において、ＭＭＳＥ基準に基づく制御法を用いているの
で、第ｋユーザ適応送受信装置の受信部において、干渉
波に対して積極的に利得を下げるような指向性パターン
を形成することができる。
【０１３０】また、本発明によれば、第ｋユーザ適応受
信部の受信アンテナ重みを用いて希望波信号のパス到来
方向を推定し、それを基に送信アンテナ重みを生成する
手段を提供するので、第ｋユーザ適応送受信装置の送信
部の送信アンテナ重みを求めるための希望波の到来方向
推定手段を受信部と独立に用意する必要がなく、構成的
に簡単になる。
信部の受信アンテナ重みを用いて希望波信号のパス到来
方向を推定し、それを基に送信アンテナ重みを生成する
手段を提供するので、第ｋユーザ適応送受信装置の送信
部の送信アンテナ重みを求めるための希望波の到来方向
推定手段を受信部と独立に用意する必要がなく、構成的
に簡単になる。
【図１】本発明による第ｋユーザ適応送受信装置の実施
例を示すブロック図である。
例を示すブロック図である。
【図２】本発明による第ｋユーザ適応送受信装置の第ｍ
パス適応受信サブブロック示すブロック図である。
パス適応受信サブブロック示すブロック図である。
【図３】本発明による第ｋユーザ適応送受信装置の第ｌ
送信アンテナ重み制御部を示すブロック図である。
送信アンテナ重み制御部を示すブロック図である。
【図４】本発明による第ｋユーザ適応送受信装置の第ｌ
送信アンテナ重み制御部の別の例を示すブロック図であ
る。
送信アンテナ重み制御部の別の例を示すブロック図であ
る。
【図５】本発明による第ｋユーザ適応送受信装置の第ｌ
送信方向予測回路の動作を示すグラフである。
送信方向予測回路の動作を示すグラフである。
【図６】本発明による第ｋユーザ適応送受信装置の第ｌ
適応送信サブブロックを示すブロック図である。
適応送信サブブロックを示すブロック図である。
【図７】従来の第ｋユーザ適応送受信装置の実施例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図８】従来の第ｋユーザ適応送受信装置の第ｍパス適
応受信サブブロックを示すブロック図である。
応受信サブブロックを示すブロック図である。
【図９】従来の第ｋユーザ適応送信受装置の第ｍ適応送
信サブブロックを示すブロック図である。
信サブブロックを示すブロック図である。
【図１０】従来の第ｋユーザ適応受信装置の実施例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図１１】従来の第ｋユーザ適応受信装置の第ｍパス適
応受信サブブロックを示すブロック図である。
応受信サブブロックを示すブロック図である。
１ 第１のパスサーチ回路 ２ 第１の第ｋユーザ適応受信部 ３ 第１の遅延回路 ４ 第ｍパス適応受信サブブロック ５ 第１の加算器 ６ 判定回路 ７ 受信アンテナ重み選択回路 ８ 第ｌ送信アンテナ重み制御部 ９ 第ｋユーザ適応送信部 １０ 第ｌ適応受信サブブロック １１ 第２の加算器 １２ 逆拡散回路 １３ 受信重み付け合成部 １４ 第１の複素乗算器 １５ 第３の加算器 １６ 復調部 １７ 伝送路推定回路 １８ 第２の複素乗算器 １９ 第３の複素乗算器 ２０ 誤差検出器 ２１ 第２の遅延回路 ２２ 受信アンテナ重み制御回路 ２３ 第ｌ到来方向推定部 ２４ 到来方向発生回路 ２５ ステアリングベクトル生成回路 ２６ 相関計算回路 ２７ 最大値検出回路 ２８ 切り替え回路 ２９ 第ｌ送信方向予測回路 ３０ 送信アンテナ重み生成回路 ３１ 送信重み付け合成部 ３２ 第４の複素乗算器 ３３ 拡散回路 ３４ 第２のパスサーチ回路 ３５ 第２の第ｋユーザ適応受信部 ３６ 第２の第ｍパス適応受信サブブロック ３７ 第１の到来方向推定回路 ３８ 受信アンテナ重み生成回路 ３９ 第３の第ｋユーザ適応受信部 ４０ 第３の第ｍパス適応受信サブブロック
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開2000−22611（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−298388（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−298345（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−251964（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−274687（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−285092（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−70494（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H01Q 3/00 - 3/46 H01Q 21/00 - 25/04 H04B 1/10 - 1/14 H04B 7/00 H04B 7/02 - 7/12 H04B 15/00 - 15/06 H04L 1/02 - 1/06
Claims (13)
- 【請求項１】 ＣＤＭＡ（コード分割多重アクセス）方
式の適応送受信装置において、 アンテナ受信信号からパスレベル情報とパス遅延時間情
報を求めるパスサーチ手段と、 Ｎ（Ｎは、正の整数）個のアンテナ受信信号を入力し、
前記パス遅延時間毎に希望波信号の方向に利得を有する
受信指向性パターンを形成し、前記希望波信号を受信
し、干渉波信号を抑圧するＭ（Ｍは、正の整数）個の適
応受信部と、 前記適応受信部のＭ個の受信アンテナ重みの中からパス
レベル情報を用いてＬ（Ｌは、Ｍ以下の整数）個の送信
パスに対する受信アンテナ重みを選択する受信アンテナ
重み選択手段と、 前記受信アンテナ重み選択手段の出力を用いて送信指向
性パターンを形成する送信アンテナ重みを決定するＬ個
の送信アンテナ重み制御部と、 前記送信アンテナ重み制御部の出力である前記送信アン
テナ重みを用いてユーザ方向に利得を有する前記送信指
向性パターンを形成し、前記希望波信号を送信するため
のＮ個の合成アンテナ送信信号を出力する適応送信部
と、 を有することを特徴とする適応送受信装置。 - 【請求項２】 前記適応受信部は、前記Ｎ個のアンテナ
受信信号と、前記パスサーチ手段の出力であるパス遅延
時間情報とを入力とし、Ｍ個のマルチパスのパス遅延時
間に応じてタイミングを合わせるためのＭ個の遅延手段
と、前記Ｍ個のマルチパスの方向に利得を有する前記受
信指向性パターンを形成し前記干渉波信号を抑圧し前記
希望波信号を受信し復調するＭ個の適応受信サブブロッ
クと、Ｍ個の復調信号を合成する加算器と、硬判定を行
い判定シンボルを出力する判定手段とを有することを特
徴とする請求項１記載の適応送受信装置。 - 【請求項３】 前記アンテナ受信信号は符号分割多重接
続（ＣＤＭＡ）信号であって、 前記Ｍ個の適応受信サブブロックの各々は、前記Ｎ個の
アンテナ受信信号と前記判定シンボルとを入力とし、前
記Ｎ個のアンテナ受信信号の各々に対して前記希望波信
号の拡散符号を用いて逆拡散を行うＮ個の逆拡散手段
と、前記受信指向性パターン形成のための受信重み付け
合成部と、前記伝送路推定を行う復調部と、判定シンボ
ルに前記復調部の出力である複素伝送路推定値を乗算し
搬送波位相同期による位相変化を相殺する乗算器と、前
記乗算器の出力から前記逆拡散手段の各出力を減算し前
記受信アンテナ重み制御誤差を検出する誤差検出手段
と、前記Ｎ個の逆拡散手段の出力を前記受信重み付け合
成手段及び復調手段などの処理時間に応じて遅延させる
遅延手段と、前記遅延手段の出力と前記受信アンテナ重
み制御誤差を用いて前記受信アンテナ重み制御誤差の平
均電力が最小になるように最小二乗平均誤差（ＭＭＳ
Ｅ）基準に基づいて前記受信アンテナ重みを出力する受
信アンテナ重み制御手段とを有することを特徴とする請
求項２記載の適応送受信装置。 - 【請求項４】 前記受信重み付け合成部は、前記Ｎ個の
アンテナ受信信号と、前記受信アンテナ重みとを入力と
し、受信信号にＮ個の複素受信アンテナ重みを各々乗算
するＮ個の複素乗算器と、前記Ｎ個の複素乗算器の各出
力を合成する加算器とを有することを特徴とする請求項
３記載の適応送受信装置。 - 【請求項５】 前記復調手段は、前記重み付け合成部の
出力を入力として、搬送波の振幅及び位相を推定する伝
送路推定手段と、前記伝送路推定手段の出力である複素
伝送路推定値の複素共役を求める複素共役操作手段と、
前記複素共役操作手段の出力を前記逆拡散手段の出力に
乗算し搬送波位相同期を行い同時に最大比合成のための
重み付けを行う乗算器と、を有していることを特徴とす
る請求項３記載の適応送受信装置。 - 【請求項６】 前記受信アンテナ重み選択手段は、Ｍ個
の前記適応受信サブブロックの出力であるＭ個の受信ア
ンテナ重みと前記パスサーチ手段の出力であるパスレベ
ル情報とパスレベルしきい値と最大送信数Ｌｍａｘを入
力とし、Ｍ個の前記受信アンテナ重みの中から最大パス
のレベルから前記パスレベルしきい値以内のパスで前記
最大送信数Ｌｍａｘを越えないＬ個のパスに対応する選
択受信アンテナ重みを選択することを特徴とする請求項
１記載の適応送受信装置。 - 【請求項７】 前記送信アンテナ重み制御部は、前記選
択受信アンテナ重みを入力とし、前記選択受信アンテナ
重みから推定到来方向を推定する到来方向推定部と、前
記到来方向推定部の出力である推定到来方向に利得を有
する指向性パターンを形成する送信アンテナ重みを計算
する送信アンテナ重み生成手段と、を有することを特徴
とする請求項１記載の適応送受信装置。 - 【請求項８】 前記送信アンテナ重み制御部は、前記選
択受信アンテナ重みを入力とし、前記選択受信アンテナ
重みから推定到来方向を推定する到来方向推定部と、前
記到来方向推定部の出力である推定到来方向に基づいて
送信方向を予測する送信方向予測手段と、前記送信方向
予測手段の出力である予測送信方向に利得を有する指向
性パターンを形成する送信アンテナ重みを計算する送信
アンテナ重み生成手段とを有することを特徴とする請求
項１記載の適応送受信装置。 - 【請求項９】 前記到来方向推定部は、前記選択受信ア
ンテナ重みを入力として、到来方向を全方位にわたって
掃引させる到来方向発生手段と、前記到来方向に最大ア
ンテナ利得の指向性パターンを形成するアンテナ重みを
求めるステアリングベクトル生成手段と、前記選択受信
アンテナ重みと前記ステアリングベクトル発生手段の出
力であるアンテナ重みとの相関を求める相関計算手段
と、全ての前記到来方向に対する前記相関計算手段の出
力の最大値を検出する最大値検出手段と、前記最大値を
検出した時点の前記到来方向を推定到来方向として出力
する切り替え手段とを有していることを特徴とする請求
項７、又は請求項８記載の適応送受信装置。 - 【請求項１０】 前記送信方向予測手段は、前記適応受
信部の制御に起因して遅れて推定される過去の到来方向
を用いて現在の到来方向を予測することを特徴とする請
求項８記載の適応送受信装置。 - 【請求項１１】 前記適応送信部は、Ｌ個の前記送信ア
ンテナ重み制御部の出力であるＬ個の送信アンテナ重み
と送信信号を入力とし、前記送信アンテナ重みに基づい
てユーザ方向に利得を有する指向性パターンを形成し希
望波信号を送信するためのＮ個のアンテナ送信信号を出
力するＬ個の適応送信サブブロックと、各アンテナ毎に
前記アンテナ送信信号を合成しＮ個の合成アンテナ信号
を出力するＮ個の加算器と、を有することを特徴とする
請求項１記載の適応送受信装置。 - 【請求項１２】 前記適応送信サブブロックの各々は、
前記送信アンテナ重みと前記送信信号を入力とし、送信
指向性パターン形成のための送信重み付け合成部と、前
記Ｎ個のアンテナ送信信号の各々に対して希望波信号の
拡散符号を用いて拡散を行うＮ個の拡散手段とを有する
ことを特徴とする請求項１１記載の適応送受信装置。 - 【請求項１３】 前記送信重み付け合成部は、前記送信
アンテナ重みと前記送信信号を入力とし、前記送信信号
にＮ個の複素送信アンテナ重みを各々乗算するＮ個の複
素乗算器を有することを特徴とする請求項１２記載の適
応送受信装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10185234A JP3092798B2 (ja) | 1998-06-30 | 1998-06-30 | 適応送受信装置 |
| US09/720,700 US7031368B1 (en) | 1998-06-30 | 1999-06-29 | Adaptive transmitter/receiver |
| CA002333609A CA2333609A1 (en) | 1998-06-30 | 1999-06-29 | Adaptive transmitter/receiver |
| EP99957673A EP1093241A4 (en) | 1998-06-30 | 1999-06-29 | ADAPTIVE TRANSMITTER / RECEIVER |
| PCT/JP1999/003478 WO2000001088A1 (fr) | 1998-06-30 | 1999-06-29 | Emetteur-recepteur adaptatif |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10185234A JP3092798B2 (ja) | 1998-06-30 | 1998-06-30 | 適応送受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000022612A JP2000022612A (ja) | 2000-01-21 |
| JP3092798B2 true JP3092798B2 (ja) | 2000-09-25 |
Family
ID=16167236
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10185234A Expired - Fee Related JP3092798B2 (ja) | 1998-06-30 | 1998-06-30 | 適応送受信装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7031368B1 (ja) |
| EP (1) | EP1093241A4 (ja) |
| JP (1) | JP3092798B2 (ja) |
| CA (1) | CA2333609A1 (ja) |
| WO (1) | WO2000001088A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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- 1999-06-29 EP EP99957673A patent/EP1093241A4/en not_active Withdrawn
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|---|---|
| WO2000001088A1 (fr) | 2000-01-06 |
| CA2333609A1 (en) | 2000-01-06 |
| EP1093241A1 (en) | 2001-04-18 |
| JP2000022612A (ja) | 2000-01-21 |
| US7031368B1 (en) | 2006-04-18 |
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Legal Events
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|
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|
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