JP2719123B2 - Array antenna control device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、アレーアンテナの
制御装置に関する。The present invention relates to a control device for an array antenna.

【０００２】[0002]

【従来の技術】高速デジタル移動体通信において、周波
数選択性フェージングを改善するためにアダプティブア
レーアンテナが用いられている。アダプティブアレーア
ンテナは、多重伝搬波の方向に指向性のヌルを形成する
ことによって多重伝搬波を抑圧して、周波数選択性フェ
ージングを軽減するものである。また、最近では、図１
１に示すアレーアンテナの制御装置を用いて、Ｎ個のア
ンテナ素子２００−１乃至２００−Ｎからなるアレーア
ンテナ２００によって受信された信号を直接波信号と遅
延波信号とに分離した後、遅延時間差の補正をして合成
することにより各遅延波の電力を有効に利用して所望波
を受信することが行われている。2. Description of the Related Art In high-speed digital mobile communication, an adaptive array antenna is used to improve frequency selective fading. The adaptive array antenna suppresses the multi-propagation wave by forming a directional null in the direction of the multi-propagation wave to reduce frequency selective fading. Recently, FIG.
1, the signal received by the array antenna 200 including the N antenna elements 200-1 to 200-N is separated into a direct wave signal and a delayed wave signal by using the array antenna control device shown in FIG. In this case, the desired wave is received by effectively utilizing the power of each delayed wave by compensating and synthesizing the desired wave.

【０００３】図１１は、小川恭孝，横畑和典，伊藤精彦
による“アダプティブアレーによる空間領域パスダイバ
ーシチの検討”電子情報通信学会総合大会，ｐｐ３９
７，１９９５年において示された従来例のアレーアンテ
ナの制御装置のブロック図である。図１１のアレーアン
テナの制御装置は、Ｎ個の受信モジュールＲＭ２００−
１乃至ＲＭ２００−Ｎと、同相分配器２０１−１乃至２
０１−Ｎと、ビーム形成器Ｂ２００と、合成器２０５
と、復調器２０８と、適応制御プロセッサ２０９と、信
号発生器２１０とからなる。FIG. 11 is a diagram of "Study on Spatial Domain Path Diversity by Adaptive Array" by Yasutaka Ogawa, Kazunori Yokohata and Yoshihiko Ito, IEICE General Conference, pp39.
FIG. 7 is a block diagram of a conventional array antenna control device shown in FIG. The control device for the array antenna in FIG. 11 includes N receiving modules RM200-
1 to RM200-N and in-phase distributors 201-1 to 201-2
01-N, beamformer B200, and combiner 205
, A demodulator 208, an adaptive control processor 209, and a signal generator 210.

【０００４】図１１の従来例のアレーアンテナの制御装
置において、受信モジュールＲＭ２００−１乃至ＲＭ２
００−Ｎはそれぞれ、アンテナ素子２００−１乃至２０
０−Ｎから出力される受信信号を増幅して所定の中間周
波数に周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換して同相分配器２
０１−１乃至２０１−Ｎに出力する。同相分配器２０１
−１乃至２０１−Ｎはそれぞれ、入力された受信ディジ
タル信号を複数（Ｌ＋１）の信号に同相分配して適応制
御プロセッサ２０９とビーム形成器Ｂ２００に出力す
る。信号発生器２１０は、直接波信号に対応するトレー
ニング信号ｒ₁（ｔ）と、それぞれ各遅延波と同一の遅
延時間を有するトレーニング信号ｒ₂（ｔ）乃至ｒ
_L（ｔ）とを発生して出力する。適応制御プロセッサ２
０９は、入力されたＮ個の受信信号を成分とするＮ次元
列ベクトルの自己相関行列と、当該Ｎ次元列ベクトルと
トレーニング信号ｒ_k（ｔ）との間の相関ベクトルとに
基づいて、受信信号から直接波信号と所定の数（Ｌ−
１）の遅延波信号とを取り出すためのウェイトベクトル
Ｗ₁乃至Ｗ_Lを演算してビーム形成器Ｂ２００に出力す
る。ここで、ウェイトベクトルＷ₁は、信号発生器２１
０の発生するトレーニング信号ｒ₁（ｔ）と直接波信号
に含まれるトレーニング信号との差の２乗が最小になる
ように演算され、ウェイトベクトルＷ₂乃至Ｗ_Lはそれぞ
れ、信号発生器２１０の発生するトレーニング信号ｒ₂
（ｔ）乃至ｒ_L（ｔ）と、対応する遅延波信号に含まれ
るトレーニング信号との差の２乗が最小になるように演
算される。In the conventional array antenna control apparatus shown in FIG. 11, the receiving modules RM200-1 to RM2
00-N are the antenna elements 200-1 to 20
0-N, amplifies the received signal, frequency-converts the signal to a predetermined intermediate frequency, and A / D converts the signal to in-phase distributor 2
Output to 01-1 to 201-N. In-phase distributor 201
Each of -1 to 201-N distributes the input received digital signal into a plurality of (L + 1) signals in phase and outputs the signals to the adaptive control processor 209 and the beamformer B200. The signal generator 210 includes a training signal r ₁ (t) corresponding to the direct wave signal and training signals r ₂ (t) to r each having the same delay time as each delayed wave.
_L (t) is generated and output. Adaptive control processor 2
09 is a reception signal based on an autocorrelation matrix of an N-dimensional column vector having N input signals as components and a correlation vector between the N-dimensional column vector and the training signal r _k (t). A direct wave signal and a predetermined number (L-
And calculates the weight vector W ₁ to W _L for extracting the delayed wave signal of 1) to the beamformer B200. Here, the weight vector W ₁ is the signal generator 21
The square of the difference between the training signal contained in the training signal r ₁ (t) and the direct wave signal generated by the 0 is calculated so as to minimize the respective weights vector W ₂ to W _L, of the signal generator 210 The generated training signal r ₂
The calculation is performed so that the square of the difference between (t) to r _L (t) and the training signal included in the corresponding delayed wave signal is minimized.

【０００５】ビーム形成器Ｂ２００は、受信信号とウェ
イトベクトルＷ₁乃至Ｗ_Lとから直接波信号と（Ｌ−１）
個の遅延波信号とを取り出して合成器２０５に出力す
る。合成器２０５は、直接波信号と遅延波信号の遅延時
間を一致させて複数の信号を同相化して合成して復調器
２０８に出力する。復調器２０８は、合成器２０５から
出力された信号から受信ディジタル信号を決定して出力
する。以上のような構成により、従来例のアレーアンテ
ナの制御装置は、直接波信号と各遅延波信号を分離して
取り出し、遅延時間差の補正をした後、合成することに
より所望の信号を得ることができる。[0005] beamformer B200 is the direct wave signal and from the received signal and the weight vector W ₁ to W _{L (L-1)}
The two delayed wave signals are taken out and output to combiner 205. The combiner 205 matches the delay times of the direct wave signal and the delayed wave signal, in-phases a plurality of signals, combines the signals, and outputs the same to the demodulator 208. Demodulator 208 determines a received digital signal from the signal output from combiner 205 and outputs the signal. With the above configuration, the conventional array antenna control apparatus can obtain a desired signal by separating and extracting the direct wave signal and each delay wave signal, correcting the delay time difference, and then combining them. it can.

【０００６】[0006]

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来例のアレ
ーアンテナの制御装置は、受信信号から分離された直接
波信号と遅延波信号間の相関及び各遅延波信号間の相関
が強い場合には、出力信号の信号対雑音比を大きくでき
ないという問題点があった。また、入射する遅延波の遅
延時間が既知でなければ、直接波信号と各遅延波信号と
の分離を適切に行うことができないので、出力信号の信
号対干渉波比が大きくできないという問題点があった。
その結果、受信信号の誤り率を小さくできないという問
題点があった。However, the conventional apparatus for controlling an array antenna has a problem that the correlation between the direct wave signal separated from the received signal and the delayed wave signal and the correlation between the respective delayed wave signals are strong. However, there is a problem that the signal-to-noise ratio of the output signal cannot be increased. Further, if the delay time of the incoming delayed wave is not known, the direct wave signal and each delayed wave signal cannot be properly separated, so that the signal-to-interference wave ratio of the output signal cannot be increased. there were.
As a result, there is a problem that the error rate of the received signal cannot be reduced.

【０００７】本発明の目的は、以上の問題点を解決し
て、直接波信号と各遅延波信号との分離を適切に行うこ
とができ、従来例に比較して、誤り率を小さくできるア
レーアンテナの制御装置を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems, to appropriately separate a direct wave signal and each delayed wave signal, and to reduce an error rate as compared with a conventional example. An object of the present invention is to provide an antenna control device.

【０００８】[0008]

【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載のアレーアンテナの制御装置は、送信局からディジタ
ル信号に従ってディジタル変調された送信信号が送信さ
れた後、所定の配置形状で近接して並置された複数Ｎ個
のアンテナ素子からなるアレーアンテナによって受信さ
れたＮ個の受信信号から、最も早くアレーアンテナに到
達する直接波信号と、上記直接波信号から遅延して到達
する少なくとも１つの遅延波信号とを用いて上記送信信
号を取り出すためのアレーアンテナの制御装置であっ
て、上記送信信号に含まれるトレーニング信号と同一の
信号を有するトレーニング信号を、所定の時間間隔で繰
り返し周期的に発生して出力する信号発生手段と、上記
各アンテナ素子によって受信されたＮ個の受信信号を成
分とするＮ次元列ベクトルに対して、上記直接波信号と
上記少なくとも１つの遅延波信号とに対応する複数のウ
ェイトベクトルを乗算することによって、上記直接波信
号と上記少なくとも１つの遅延波信号とを取り出して出
力するビーム形成手段と、上記信号発生手段から繰り返
し出力された各トレーニング信号と上記Ｎ次元列ベクト
ルとの間の相関ベクトルと、上記Ｎ次元列ベクトルの自
己相関行列とに基づいて、上記ビーム形成手段から出力
される上記直接波信号と上記少なくとも１つの遅延波信
号にそれぞれ含まれる各トレーニング信号と、上記信号
発生手段から繰り返し出力されるトレーニング信号との
差の２乗が最小になるように、上記直接波信号と上記少
なくとも１つの遅延波信号とにそれぞれ対応する複数の
Ｎ次元のウェイトべクトルを演算して出力するととも
に、上記演算されたウェイトベクトルに基づいて、上記
直接波信号及び上記少なくとも１つの遅延波信号の電力
の大きさにそれぞれ対応した複数の電力重み係数を演算
して出力する適応制御手段と、上記ビーム形成手段から
出力された上記直接波信号と上記少なくとも１つの遅延
波信号とに対してそれぞれ、上記適応制御手段から出力
された上記対応する複数の電力重み係数を乗じてそれぞ
れ出力する複数の乗算手段と、上記乗算手段から出力さ
れた複数の信号を加算して出力する加算手段と、上記加
算手段から出力された信号と上記適応制御手段から出力
された複数の電力重み係数とに基づいて、上記送信信号
に含まれるディジタル信号の取り得る既知の状態遷移で
推定される信号と上記加算手段から出力された信号との
距離が最小になるように、上記受信信号に含まれるディ
ジタル信号を推定して出力する最ゆう推定手段とを備え
たことを特徴とする。According to a first aspect of the present invention, there is provided a control apparatus for an array antenna, wherein a transmission signal digitally modulated in accordance with a digital signal is transmitted from a transmission station, and then the antenna is arranged in a predetermined arrangement shape. A direct wave signal arriving at the array antenna earliest from N received signals received by an array antenna composed of a plurality of N antenna elements arranged side by side, and at least one of a direct wave signal arriving delayed from the direct wave signal A control device for an array antenna for extracting the transmission signal using a delayed wave signal, wherein the training signal having the same signal as the training signal included in the transmission signal is periodically and periodically repeated at predetermined time intervals. A signal generating means for generating and outputting a signal; and an N-dimensional array comprising N received signals received by each of the antenna elements as components. A beam for extracting and outputting the direct wave signal and the at least one delayed wave signal by multiplying the direct wave signal by the plurality of weight vectors corresponding to the direct wave signal and the at least one delayed wave signal. Forming means, an output from the beam forming means based on a correlation vector between each of the training signals repeatedly output from the signal generating means and the N-dimensional column vector, and an autocorrelation matrix of the N-dimensional column vector. And the training signal included in the at least one delayed wave signal and the training signal repeatedly output from the signal generating means, so that the square of the difference between the training signals is minimized. Calculating a plurality of N-dimensional weight vectors respectively corresponding to the signal and the at least one delayed wave signal Adaptive control means for calculating and outputting a plurality of power weighting factors respectively corresponding to the power levels of the direct wave signal and the at least one delayed wave signal based on the calculated weight vector. Multiplying the direct wave signal output from the beam forming means and the at least one delayed wave signal by the plurality of corresponding power weighting coefficients output from the adaptive control means, and outputting the multiplied signals; Multiplying means, an adding means for adding and outputting a plurality of signals output from the multiplying means, based on the signal output from the adding means and the plurality of power weighting coefficients output from the adaptive control means. A distance between a signal estimated by a known known state transition of a digital signal included in the transmission signal and a signal output from the adding means. And a maximum likelihood estimating means for estimating and outputting a digital signal included in the received signal so that is minimized.

【０００９】以上のように構成された請求項１記載のア
レーアンテナの制御装置においては、上記各アンテナ素
子によって受信されたＮ個の受信信号を成分とするＮ次
元列ベクトルに対してそれぞれ、対応するウェイトベク
トルが乗算されて、上記直接波信号と上記少なくとも１
つの遅延波信号とが、所定の時間間隔で、取り出されて
上記ビーム形成手段から出力される。上記ビーム形成手
段から出力された上記直接波信号と上記少なくとも１つ
の遅延波信号とに対してそれぞれ、上記適応制御手段か
ら出力された上記対応する複数の電力重み係数が乗算さ
れて乗算手段から出力され、上記乗算手段から出力され
た複数の信号は、加算されて加算手段から出力される。
そして、上記加算手段から出力された信号と上記適応制
御手段から出力された複数の電力重み係数とに基づい
て、上記送信信号に含まれるディジタル信号の取り得る
既知の状態遷移で推定される信号と上記加算手段から出
力された信号との距離が最小になるように、上記受信信
号に含まれるディジタル信号が推定されて出力される。In the array antenna control apparatus according to the first aspect of the present invention, each of the N-dimensional column vectors having the N received signals received by each of the antenna elements as components is provided. The direct wave signal and the at least one
The two delayed wave signals are extracted at predetermined time intervals and output from the beam forming means. The direct wave signal and the at least one delayed wave signal output from the beam forming means are each multiplied by the corresponding plurality of power weighting coefficients output from the adaptive control means, and output from the multiplication means. Then, the plurality of signals output from the multiplying means are added and output from the adding means.
Then, based on the signal output from the adding means and the plurality of power weighting coefficients output from the adaptive control means, a signal estimated at a known possible state transition of the digital signal included in the transmission signal, The digital signal included in the received signal is estimated and output so that the distance from the signal output from the adding means is minimized.

【００１０】以上のように構成された請求項１記載のア
レーアンテナの制御装置は、上記直接波信号と上記遅延
波信号とを所定の時間間隔で取り出して出力するビーム
形成手段と、上記直接波信号と上記遅延波信号とに対し
てそれぞれ、上記電力重み係数を乗じてそれぞれ出力す
る複数の乗算手段と、上記乗算手段から出力された複数
の信号を加算して出力する加算手段とを備える。そし
て、上記最ゆう推定手段は、上記加算手段から出力され
た信号と上記電力重み係数とに基づいて、上記送信信号
に含まれるディジタル信号の取り得る既知の状態遷移で
推定される信号と上記加算手段から出力された信号との
距離が最小になるように、上記受信信号に含まれるディ
ジタル信号を推定して出力する。これによって、請求項
１記載のアレーアンテナの制御装置は、直接波信号と各
遅延波信号との分離を適切に行うことができ、従来例に
比較して、誤り率を小さくできる。The control device for an array antenna according to claim 1, wherein said beam forming means extracts and outputs said direct wave signal and said delayed wave signal at predetermined time intervals; There are provided a plurality of multiplying means for multiplying each of the signal and the delayed wave signal by the power weighting coefficient and outputting the same, and an adding means for adding and outputting a plurality of signals output from the multiplying means. The maximum likelihood estimating means is configured to add, based on the signal output from the adding means and the power weighting coefficient, a signal estimated in a known state transition of a digital signal included in the transmission signal and the addition. The digital signal included in the received signal is estimated and output so that the distance from the signal output from the means is minimized. Thus, the array antenna control device according to the first aspect can appropriately separate the direct wave signal and each delayed wave signal, and can reduce the error rate as compared with the conventional example.

【００１１】また、請求項２記載のアレーアンテナの制
御装置は、請求項１記載のアレーアンテナの制御装置に
おいて、上記信号発生手段は、上記送信信号に含まれる
トレーニング信号と同一の信号を有するトレーニング信
号を、上記送信信号に含まれるディジタル信号のシンボ
ル周期で繰り返し発生して出力することを特徴とする。According to a second aspect of the present invention, there is provided the array antenna control device according to the first aspect, wherein the signal generating means includes a training signal having the same signal as a training signal included in the transmission signal. A signal is repeatedly generated and output at a symbol period of a digital signal included in the transmission signal, and is output.

【００１２】これによって、請求項２記載のアレーアン
テナの制御装置は、遅延波信号の遅延時間を測定する必
要がないので、当該制御装置の構成を簡単にできるとと
もに、トレーニング信号を、上記シンボル周期で繰り返
し発生しない場合に比較して、誤り率を小さくできる。Thus, the control device for the array antenna according to the second aspect of the present invention does not need to measure the delay time of the delayed wave signal, so that the configuration of the control device can be simplified and the training signal can be converted to the symbol period. In this case, the error rate can be reduced as compared with the case where the error does not occur repeatedly.

【００１３】さらに、請求項３記載のアレーアンテナの
制御装置は、請求項１又は２記載のアレーアンテナの制
御装置において、上記電力重み係数はそれぞれ、上記対
応するウェイトベクトルのノルムの２乗の逆数であるこ
とを特徴とする。Further, according to a third aspect of the present invention, in the control apparatus for an array antenna according to the first or second aspect, each of the power weighting coefficients is a reciprocal of a square of a norm of the corresponding weight vector. It is characterized by being.

【００１４】これによって、請求項３記載のアレーアン
テナの制御装置は、上記電力重み係数を、上記対応する
ウェイトベクトルのノルムの２乗の逆数に設定しない場
合に比較して、誤り率を小さくできる。Thus, the array antenna control device according to the third aspect can reduce the error rate as compared with a case where the power weighting factor is not set to the reciprocal of the square of the norm of the corresponding weight vector. .

【００１５】またさらに、請求項４記載のアレーアンテ
ナの制御装置は、請求項１、２又は３記載のアレーアン
テナの制御装置においてさらに、上記ビーム形成手段か
ら出力される上記直接波信号と上記少なくとも１つの遅
延波信号のうち対応する上記相関ベクトルの大きさが所
定のしきい値より大きい信号を選択して出力する信号選
択手段を備えたことを特徴とする。The control apparatus for an array antenna according to a fourth aspect of the present invention is the control apparatus for an array antenna according to the first, second or third aspect, further comprising: the direct wave signal output from the beam forming means; Signal delay means for selecting and outputting a signal having a magnitude of the corresponding correlation vector larger than a predetermined threshold value from one delayed wave signal is provided.

【００１６】これによって、請求項４記載のアレーアン
テナの制御装置は、所定のしきい値より大きい電力を有
する信号のみを用いて最ゆう推定をしているので、信号
選択手段を備えていない場合に比較して、最ゆう推定を
する時間を短くできるとともに、誤り率を小さくでき
る。According to the fourth aspect of the present invention, the control apparatus for the array antenna performs the maximum likelihood estimation using only the signal having the power larger than the predetermined threshold value. , The time for maximum likelihood estimation can be shortened, and the error rate can be reduced.

【００１７】[0017]

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明に係
る実施の形態について説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

【００１８】本実施の形態のアレーアンテナの制御装置
は、所定の配置形状で近接して並置された所定の複数Ｎ
個のアンテナ素子１００−１乃至１００−Ｎからなるア
レーアンテナ１００を制御するための制御装置である。
当該制御装置は、図１に示すように、受信モジュールＲ
Ｍ−１乃至ＲＭ−Ｎと、同相分配器１−１乃至１−Ｎ
と、ビーム選択器Ｂａ−１乃至Ｂａ−Ｌを備えたビーム
形成器Ｂ１と、信号選択器４と、乗算器５−１乃至５−
Ｌと、加算器６と、適応制御プロセッサ９と、最ゆう推
定器７と、復調器８と、信号発生器１０と、ＲＯＭ１１
とからなり、以下の特徴を有する。 （１）信号発生器１０は、送信信号に含まれるトレーニ
ング信号と同一の信号を有するトレーニング信号ｄ
_k（ｔ）を、送信信号に含まれるディジタル信号のシン
ボル周期Ｔで繰り返し周期的に発生して適応制御プロセ
ッサ９に出力する。 （２）適応制御プロセッサ９は、入力された受信信号ｘ
₁（ｔ）乃至ｘ_N（ｔ）を成分とするＮ次元列ベクトルＸ
（ｔ）の自己相関行列Ｒｘｘと、信号発生器１０から入
力されるトレーニング信号ｄ_k（ｔ）とＮ次元列ベクト
ルＸ（ｔ）との間の相関ベクトルＶ_kｘｒとに基づい
て、加算器３−ｋから出力される信号ｙ_k（ｔ）に含ま
れるトレーニング信号と信号発生器１０で発生したトレ
ーニング信号ｄ_k（ｔ）との差の２乗が最小になるよう
にウェイトべクトルＷ_kを演算してビーム選択器３−ｋ
に出力する一方、ウェイトベクトルＷ_kに基づいて電力
重み係数１／│Ｗ_k│^２を演算して加算器５−ｋと最ゆ
う推定器７とに出力する。また、適応制御プロセッサ９
は、相関ベクトルＶ_kｘｒの大きさに基づいて信号選択
器４のスイッチＳＷ−ｋに信号ｙ_k（ｔ）を選択するか
否かの指令信号Ｓｋを出力する。 （３）ビーム形成器Ｂ１は、Ｎ次元列ベクトルＸ（ｔ）
に直接波に対応するウェイトベクトルＷ₁を乗算するこ
とによって、直接波で受信された信号ｙ₁（ｔ）を信号
選択器４に出力し、Ｎ次元列ベクトルＸ（ｔ）にそれぞ
れ第１乃至第（Ｌ−１）遅延波に対応するウェイトベク
トルＷ₂乃至Ｗ_Lを乗算することによって、それぞれ第１
乃至第（Ｌ−１）遅延波で受信された信号ｙ₂（ｔ）乃
至ｙ_L（ｔ）とを取り出して信号選択器４に出力する。 （４）信号選択器４は、ビーム形成器Ｂ１から出力され
た直接波で受信された信号ｙ₁（ｔ）と第１遅延波乃至
第（Ｌ−１）遅延波で受信された信号ｙ₂（ｔ）乃至ｙ_L
（ｔ）のうち、対応する相関ベクトルＶ_kｘｒの大きさ
が所定のしきい値以上の信号を選択して乗算器５−１乃
至５−Ｌに出力する。 （５）乗算器５−１乃至５−Ｌは、信号選択器４から出
力される信号ｙ₁（ｔ）乃至ｙ_L（ｔ）にそれぞれ対応す
る電力重み係数１／│Ｗ₁│²乃至１／│Ｗ_L│²を乗じて
加算器６に出力する。 （６）加算器６は、乗算器５−１乃至５−Ｌから出力さ
れる複数の信号を加算して最ゆう推定器７に出力する。 （７）最ゆう推定器７は、加算器６から出力された信号
ｙｔと適応制御プロセッサ９から出力された電力重み係
数１／│Ｗ_k│²とに基づいて、送信信号に含まれるディ
ジタル信号の取り得る既知の状態遷移で推定される信号
と加算器６から出力される信号ｙｔとの距離が最小にな
るように、受信信号に含まれるディジタル信号を推定し
て復調器８に出力する。The array antenna control device according to the present embodiment has a predetermined arrangement N
This is a control device for controlling an array antenna 100 including a plurality of antenna elements 100-1 to 100-N.
The control device includes, as shown in FIG.
M-1 to RM-N and in-phase distributors 1-1 to 1-N
, A beamformer B1 including beam selectors Ba-1 to Ba-L, a signal selector 4, and multipliers 5-1 to 5-
L, adder 6, adaptive control processor 9, maximum likelihood estimator 7, demodulator 8, signal generator 10, ROM 11
And has the following features. (1) The signal generator 10 has a training signal d having the same signal as the training signal included in the transmission signal.
_k (t) is repeatedly and periodically generated at the symbol period T of the digital signal included in the transmission signal and output to the adaptive control processor 9. (2) The adaptive control processor 9 receives the received signal x
₁ (t) to N-dimensional column as a component of the x _N (t) vector X
Based on the autocorrelation matrix Rxx of (t) and the correlation vector V _k xr between the training signal d _k (t) input from the signal generator 10 and the N-dimensional column vector X (t), The weight vector W _{k is set} so that the square of the difference between the training signal included in the signal y _k (t) output from 3-k and the training signal d _k (t) generated by the signal generator 10 is minimized. And the beam selector 3-k
, And calculates the power weighting factor 1 / | W _k | ² based on the weight vector W _k and outputs the result to the adder 5-k and the maximum likelihood estimator 7. The adaptive control processor 9
Outputs a command signal Sk to the switch SW-k of the signal selector 4 as to whether or not to select the signal y _k (t) based on the magnitude of the correlation vector V _k xr. (3) The beamformer B1 generates an N-dimensional column vector X (t)
Is multiplied by a weight vector W ₁ corresponding to the direct wave to output a signal y ₁ (t) received by the direct wave to the signal selector 4, and the first to the N-dimensional column vectors X (t) are respectively by multiplying the weight vector W ₂ to W _L corresponding to (L-1) th delayed wave, the respective 1
The signals y ₂ (t) to y _L (t) received through the (L−1) th to (L−1) th delayed waves are extracted and output to the signal selector 4. (4) signal selector 4 are beamformer signals received by the direct wave output from the B1 y ₁ (t) and the first delayed wave to (L-1) th signal y ₂ received by the delay wave (T) to y _L
From (t), a signal whose magnitude of the corresponding correlation vector V _k xr is equal to or larger than a predetermined threshold value is selected and output to the multipliers 5-1 to 5-L. (5) multipliers 5-1 to 5-L, respectively to the signal y ₁ output from the signal selector 4 (t) to y _L (t) corresponding power weighting factor ₁ / │W 1 │ ² to 1 / │W _L │ outputs ² to the adder 6 is multiplied by a. (6) The adder 6 adds a plurality of signals output from the multipliers 5-1 to 5-L and outputs the result to the maximum likelihood estimator 7. (7) The maximum likelihood estimator 7 calculates the digital signal included in the transmission signal based on the signal yt output from the adder 6 and the power weighting factor 1 / | W _k | ² output from the adaptive control processor 9. The digital signal included in the received signal is estimated and output to the demodulator 8 such that the distance between the signal estimated by the known known state transition and the signal yt output from the adder 6 is minimized.

【００１９】以下、図１を参照して、本発明に係る実施
の形態のアレーアンテナの制御装置について詳細に説明
する。本実施の形態において、送信局から送信される送
信信号は、所定の参照シンボル列を含むディジタル信号
に従ってディジタル変調され、送信信号の好ましくは最
初の部分に参照シンボル列に従ってディジタル変調され
たトレーニング信号が含まれている。本実施の形態にお
いては、第１遅延波乃至第（Ｌ−１）遅延波の直接波に
対する遅延時間τ_kはそれぞれ、Ｔ乃至（Ｌ−１）Ｔで
あると仮定する。ここで、Ｔは送信信号に含まれるディ
ジタル信号のシンボル周期である。Hereinafter, an array antenna control apparatus according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIG. In the present embodiment, a transmission signal transmitted from a transmitting station is digitally modulated according to a digital signal including a predetermined reference symbol sequence, and a training signal digitally modulated according to the reference symbol sequence is preferably included in a first portion of the transmission signal. include. In the present embodiment, it is assumed that the delay times τ _k for the direct waves of the first to (L−1) th delayed waves are T to (L−1) T, respectively. Here, T is the symbol period of the digital signal included in the transmission signal.

【００２０】実施の形態のアレーアンテナの制御装置に
おいて、受信モジュールＲＭ−ｓは、低雑音増幅器とダ
ウンコンバータとＡ／Ｄ変換器とからなり、アンテナ素
子１００−ｓで受信された受信信号を、低雑音増幅器に
よって増幅した後、ダウンコンバータで所定の中間周波
数に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換器によってディジタル信
号である受信信号Ｒｓに変換して同相分配器１−ｓに出
力する。ここで、低雑音増幅器とダウンコンバータとＡ
／Ｄ変換器は、図示はしていない。同相分配器１−ｓ
は、受信モジュールＲＭ−ｓから出力された受信信号Ｒ
ｓを、（Ｌ＋１）個の受信信号ｘ_s（ｔ）に同相分配し
て、Ｌ個の乗算器２−１−１乃至２−Ｌ−１と適応制御
プロセッサ９に出力する。ここで、符号中のｓは、符号
１乃至Ｎを代表して付したものであり、すなわち、ｓ＝
１，２，…，Ｎであり、以下、本明細書において同様に
表すものとする。In the array antenna control apparatus according to the embodiment, the receiving module RM-s includes a low noise amplifier, a down converter, and an A / D converter, and receives a signal received by the antenna element 100-s. After being amplified by the low noise amplifier, the frequency is converted to a predetermined intermediate frequency by a down converter, converted to a received signal Rs which is a digital signal by an A / D converter, and output to the in-phase distributor 1-s. Here, a low noise amplifier, a down converter, and A
The / D converter is not shown. In-phase distributor 1-s
Is the received signal R output from the receiving module RM-s.
s is in-phase distributed to (L + 1) received signals x _s (t), and output to the L multipliers 2-1-1 to 2-L-1 and the adaptive control processor 9. Here, s in the code is a code given to represent the codes 1 to N, that is, s =
1, 2,..., N, and will be similarly expressed in the present specification.

【００２１】適応制御プロセッサ９は、受信信号ｘ
₁（ｔ）乃至ｘ_N（ｔ）のうち最初の１つの信号が入力さ
れると、信号発生器１０にトレーニング信号ｄ_k（ｔ）
の発生の開始を指令する指令信号を出力する。信号発生
器１０は、適応制御プロセッサ９から入力される指令信
号に応え、ＲＯＭ１１に格納された参照シンボル列に基
づいて、数１で表されるトレーニング信号ｄ_k（ｔ）を
シンボル周期Ｔで繰り返し発生して、適応制御プロセッ
サ９に出力する。ここで、ＲＯＭ１１には、送信信号に
含まれる参照シンボル列と同一の参照シンボル列が予め
格納されている。従って、信号発生器１０が発生するト
レーニング信号ｄ_k（ｔ）は、送信信号に含まれるトレ
ーニング信号と同一である。The adaptive control processor 9 receives the received signal x
_When the first one of the signals ₁ (t) to x _N (t) is input, the training signal d _k (t) is input to the signal generator 10.
And outputs a command signal for commanding the start of the occurrence of. In response to the command signal input from the adaptive control processor 9, the signal generator 10 repeats the training signal d _k (t) represented by Expression 1 at a symbol period T based on the reference symbol sequence stored in the ROM 11. And outputs it to the adaptive control processor 9. Here, the same reference symbol sequence as the reference symbol sequence included in the transmission signal is stored in the ROM 11 in advance. Therefore, the training signal d _k (t) generated by the signal generator 10 is the same as the training signal included in the transmission signal.

【００２２】[0022]

【数１】ｄ_k（ｔ）＝ｄ｛ｔ−（ｋ−１）Ｔ｝D _k (t) = d {t− (k−1) T}

【００２３】適応制御プロセッサ９は、入力された受信
信号ｘ₁（ｔ）乃至ｘ_N（ｔ）を成分とするＮ次元列ベク
トルＸ（ｔ）の自己相関行列Ｒｘｘと、信号発生器１０
から入力されるトレーニング信号ｄ_k（ｔ）とＮ次元列
ベクトルＸ（ｔ）との間の相関ベクトルＶ_kｘｒとに基
づいて、次の数２を用いてウェイトべクトルＷ_kを演算
してビーム選択器３−ｋに出力する一方、ウェイトベク
トルＷ_kに基づいて電力重み係数１／│Ｗ_k│^２を演算し
て加算器５−ｋと最ゆう推定器７とに出力する。また、
適応制御プロセッサ９は、相関ベクトルＶ_kｘｒの大き
さが所定のしきい値より大きい場合にはスイッチＳＷ−
ｋを閉じる指令信号ＳｋをスイッチＳＷ−ｋに出力し、
相関ベクトルＶ_kｘｒの大きさが所定のしきい値未満の
場合にはスイッチＳＷ−ｋを開く指令信号Ｓｋをスイッ
チＳＷ−ｋに出力する。ここで、符号ｋは、符号１乃至
Ｌを代表して付したものであり、以下、本明細書におい
て特に断らない限り同様に表すものとする。The adaptive control processor 9 includes an autocorrelation matrix Rxx of an N-dimensional column vector X (t) having components of the input received signals x ₁ (t) to x _N (t), and a signal generator 10
Based on the correlation vector V _k xr between the training signal d _k input (t) and N-dimensional column vector X (t) from by calculating the weight base vector W _k using the following Equation 2 while outputting the beam selector 3-k, and outputs to the adder 5-k and maximum likelihood estimator 7 and calculates the power weighting factor 1 / │W _k │ ² based on the weight vector W _k. Also,
When the magnitude of the correlation vector V _k xr is larger than a predetermined threshold, the adaptive control processor 9 switches the switch SW-
k to output a command signal Sk to the switch SW-k,
When the magnitude of the correlation vector V _k xr is smaller than a predetermined threshold value, a command signal Sk for opening the switch SW-k is output to the switch SW-k. Here, the symbol k represents the symbols 1 to L as representatives, and will be similarly expressed hereinafter unless otherwise specified in this specification.

【００２４】[0024]

【数２】Ｗ_k＝Ｒｘｘ^-1・Ｖ_kｘｒ## EQU2 ## W _k = Rxx ^-1 · V _k xr

【００２５】ここで、ウェイトベクトルＷ₁は、ウェイ
トベクトルＷ₁とＮ次元列ベクトルＸ（ｔ）とを乗じる
ことにより直接波で受信された信号ｙ₁（ｔ）を取り出
すためのＮ個の複素ウェイトｗ₁₁乃至ｗ_1Nを成分とする
ベクトルである。また、ウェイトベクトルＷ_k（ｋ＝
２，３，…，Ｌ）は、ウェイトベクトルＷ_kとＮ次元列
ベクトルＸ（ｔ）とを乗じることにより第（ｋ−１）遅
延波で受信された信号ｙ_k（ｔ）を取り出すためのＮ個
の複素ウェイトｗ_k1乃至ｗ_kNを成分とするベクトルであ
る。また、自己相関行列Ｒｘｘと相関ベクトルＶ_kｘｒ
はそれぞれ、Ｎ次元列ベクトルＸ（ｔ）を次の数３のよ
うに表すと、次の数４と数５で表すことができる。Here, the weight vector W ₁ is obtained by multiplying the weight vector W ₁ by the N-dimensional column vector X (t) to extract N complex signals y ₁ (t) received as direct waves. weight w ₁₁ to a vector for the w _1N and components. Also, the weight vector W _k (k =
, L) is used to extract the signal y _k (t) received by the (k−1) th delayed wave by multiplying the weight vector W _k by the N-dimensional column vector X (t). A vector having N complex weights w _{k1 to} w _kN as components. Further, the autocorrelation matrix Rxx and the correlation vector V _k xr
Can be expressed by the following equations 4 and 5, respectively, when the N-dimensional column vector X (t) is expressed as the following equation 3.

【００２６】[0026]

【数３】 Ｘ（ｔ）＝［ｘ₁（ｔ），ｘ₂（ｔ），…，ｘ_N（ｔ）］^T X (t) = [x ₁ (t), x ₂ (t),..., X _N (t)] ^T

【数４】Ｒｘｘ＝Ｅ｛Ｘ^A（ｔ）・Ｘ^T（ｔ）｝Rxx = E {X ^A (t) · X ^T (t)}

【数５】Ｖ_kｘｒ＝Ｅ｛Ｘ^A（ｔ）・ｄ_k（ｔ）｝V _k xr = E {X ^A (t) · d _k (t)}

【００２７】ここで、数３における［］^Tは行列の転置
を表わし、数５においてｋ＝１，２，…，Ｌであり、Ｅ
｛｝は、Ｎ次元列ベクトルＸ（ｔ）とトレーニング信号
ｄ_k（ｔ）との相関ベクトルを、トレーニング信号ｄ
_k（ｔ）の全期間について平均したものであることを示
す。すなわち、相関ベクトルＶ_kｘｒは、受信信号に含
まれるトレーニング信号とｋ番目のトレーニング信号ｄ
_k（ｔ）とがどの程度、類似しているかを示している。Here, [] ^T in Equation 3 represents transposition of a matrix, and in Equation 5, k = 1, 2,.
を represents the correlation vector between the N-dimensional column vector X (t) and the training signal d _k (t),
_k indicates that the average is obtained for the entire period of (t). That is, the correlation vector V _k xr is calculated by using the training signal contained in the received signal and the k-th training signal d.
_It shows how similar _k (t) is.

【００２８】ビーム形成器Ｂ１は、Ｌ個のビーム選択器
Ｂａ−１乃至Ｂａ−Ｌからなる。また、ビーム選択器Ｂ
ａ−ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｌ）は、乗算器２−ｋ−１乃
至２−ｋ−Ｎと加算器３−ｋとからなる。ビーム選択器
Ｂａ−１において、乗算器２−１−ｓ（ｓ＝１，２，
…，Ｎ）は、受信信号ｘ_s（ｔ）と複素ウェイトｗ_1sと
を乗算して乗算された信号を加算器３−１に出力し、加
算器３−１は、乗算器２−１−１乃至２−１−Ｎから出
力されるＮ個の信号を加算してスイッチＳＷ−１に加算
された信号ｙ₁（ｔ）を出力する。これによって、乗算
器２−１−１乃至２−１−Ｎと加算器３−１とからなる
ビーム選択器Ｂａ−１は、直接波で受信された信号ｙ₁
（ｔ）をスイッチＳＷ−１に出力する。The beam former B1 comprises L beam selectors Ba-1 to Ba-L. Also, beam selector B
ak (k = 1, 2,..., L) includes multipliers 2-k-1 to 2-kN and an adder 3-k. In the beam selector Ba-1, the multiplier 2-1-s (s = 1, 2, 2)
.., N) outputs a signal obtained by multiplying the received signal x _s (t) by the complex weight w _1s to the adder 3-1. The adder 3-1 outputs the signal to the multiplier 2-1. N signals output from 1 to 2-1-N are added, and the signal y ₁ (t) added to the switch SW-1 is output. Accordingly, the beam selector Ba-1 including the multipliers 2-1-1 to 2-1-N and the adder 3-1 outputs the signal y ₁ received as a direct wave.
(T) is output to the switch SW-1.

【００２９】また、ビーム選択器Ｂａ−２において、乗
算器２−２−ｓ（ｓ＝１，２，…，Ｎ）は、受信信号ｘ
_s（ｔ）と複素ウェイトｗ_2sとを乗算して乗算された信
号を加算器３−２に出力し、加算器３−２は、乗算器２
−２−１乃至２−２−Ｎから出力されるＮ個の信号を加
算してスイッチＳＷ−２に加算された信号ｙ₂（ｔ）を
出力する。これによって、乗算器２−２−１乃至２−２
−Ｎと加算器３−２とからなるビーム選択器Ｂａ−２
は、第１遅延波で受信された信号ｙ₂（ｔ）をスイッチ
ＳＷ−２に出力する。同様にして、乗算器２−ｋ−１乃
至２−ｋ−Ｎと加算器３−ｋとからなるビーム選択器Ｂ
ａ−ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｌ）は、第（ｋ−１）遅延波
で受信された信号ｙ_k（ｔ）をスイッチＳＷ−ｋに出力
する。In the beam selector Ba-2, the multiplier 2-2-s (s = 1, 2,..., N) receives the received signal x
_s (t) is multiplied by the complex weight _w2s , and the multiplied signal is output to the adder 3-2.
-2-1 through 2-2-N are added together to output the signal y ₂ (t) added to the switch SW-2. Thereby, the multipliers 2-2-1 through 2-2
-N and a beam selector Ba-2 comprising an adder 3-2
Outputs the signal y ₂ (t) received by the first delay wave to the switch SW-2. Similarly, a beam selector B including multipliers 2-k-1 to 2-kN and an adder 3-k
a−k (k = 1, 2,..., L) outputs the signal y _k (t) received by the (k−1) th delayed wave to the switch SW-k.

【００３０】信号選択器４は、スイッチＳＷ−１乃至Ｓ
Ｗ−Ｌからなる。信号選択器４において、スイッチＳＷ
−ｋは、適応制御プロセッサ９から出力される指令信号
Ｓｋに基づいて、各伝送路を開閉する。すなわち、相関
ベクトルＶ_kｘｒの大きさが所定のしきい値より大きい
場合にはスイッチＳＷ−ｋを閉じて、信号ｙ_k（ｔ）を
伝送させ、相関ベクトルＶ_kｘｒの大きさが所定のしき
い値未満の場合には、スイッチＳＷ−ｋを開いて、信号
ｙ_k（ｔ）を伝送させない。このようにして、スイッチ
ＳＷ−１乃至ＳＷ−Ｌからなる信号選択器４は、ビーム
選択器Ｂａ−１乃至Ｂａ−Ｌから出力される信号ｙ
₁（ｔ）乃至ｙ_L（ｔ）のうち、対応する相関ベクトルＶ
_kｘｒの大きさが所定のしきい値より大きいものを選択
して乗算器５−１乃至５−Ｌに出力する。The signal selector 4 includes switches SW-1 to SW
WL. In the signal selector 4, the switch SW
-K opens and closes each transmission path based on a command signal Sk output from the adaptive control processor 9. That is, when the magnitude of the correlation vector V _k xr is larger than a predetermined threshold value, the switch SW-k is closed to transmit the signal y _k (t), and the magnitude of the correlation vector V _k xr is reduced to a predetermined value. If it is less than the threshold value, the switch SW-k is opened and the signal y _k (t) is not transmitted. Thus, the signal selector 4 including the switches SW-1 to SW-L outputs the signal y output from the beam selectors Ba-1 to Ba-L.
₁ (t) to y _L (t), the corresponding correlation vector V
The size of the _k xr is output to the selection to the multipliers 5-1 to 5-L to greater than a predetermined threshold value.

【００３１】乗算器５−ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｌ）は、
ビーム選択器３−ｋから出力され、スイッチＳＷ−ｋを
介して入力された信号と適応制御プロセッサ９から入力
された電力重み係数１／│Ｗ_k│^２とを乗算して加算器
６に出力する。ここで、ウェイトベクトルＷ_kは、数２
に示すように自己相関行列Ｒｘｘの逆数、すなわち電力
の逆数に比例し、受信電力の大きい受信波に対応するウ
ェイトベクトルＷ_kは小さくなるので、信号選択器４か
ら出力された信号ｙ_k（ｔ）のうち、受信電力の大きい
信号ｙ_k（ｔ）の電力をさらに大きくでき、受信電力の
小さい信号ｙ_k（ｔ）の電力をさらに小さくできる。加
算器６は、乗算器５−１乃至５−Ｌから出力された複数
の信号を加算して最ゆう推定器７に出力する。すなわ
ち、本実施の形態のアレーアンテナの制御装置では、乗
算器５−１乃至５−Ｌと加算器６とによって信号を最大
の比率で合成する最大比合成を行っている。これによっ
て、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を最大にできる。The multiplier 5-k (k = 1, 2,..., L)
Is output from the beam selector 3-k, a switch signal input through the SW-k and power weighting factor input from the adaptive control processor 9 1 / │W _k │ ² and the multiplication to the adder 6 I do. Here, the weight vector W _k is given by
As shown in the figure, since the weight vector W _k corresponding to the reciprocal of the autocorrelation matrix Rxx, that is, the reciprocal of the power and the received wave having the higher received power becomes smaller, the signal y _k (t ), The power of the signal y _k (t) having a large received power can be further increased, and the power of the signal y _k (t) having a small received power can be further reduced. The adder 6 adds the plurality of signals output from the multipliers 5-1 to 5-L and outputs the result to the maximum likelihood estimator 7. That is, in the array antenna control device of the present embodiment, the multipliers 5-1 to 5-L and the adder 6 perform maximum ratio combining in which signals are combined at the maximum ratio. This can maximize the signal-to-noise ratio (S / N ratio).

【００３２】最ゆう推定器７は、最ゆう推定処理のプロ
グラムを格納したＲＯＭ（図示せず）と、最ゆう推定処
理を実行して受信信号に含まれるディジタル信号を推定
して出力するＣＰＵ（図示せず）と、記憶装置（図示せ
ず）とからなる。最ゆう推定器７は、加算器６から出力
された信号ｙｔと適応制御プロセッサ９から出力された
電力重み係数１／│Ｗ_k│²とに基づいて、詳細後述する
最ゆう推定処理を実行することによって、受信信号に含
まれるディジタル信号を推定して復調器８に出力する。
復調器８は、最ゆう推定器７から出力されるディジタル
信号を復調処理してベースバンド信号を出力する。The maximum likelihood estimator 7 includes a ROM (not shown) storing a maximum likelihood estimation processing program and a CPU (not shown) for executing the maximum likelihood estimation processing and estimating and outputting a digital signal included in the received signal. (Not shown) and a storage device (not shown). Maximum likelihood estimator 7, based on the adder 6 power weighting coefficient output from the signal yt and adaptive control processor 9 which is output from the 1 / │W _k │ ^2, executes the maximum likelihood estimation process described below details Thereby, the digital signal included in the received signal is estimated and output to the demodulator 8.
The demodulator 8 demodulates the digital signal output from the maximum likelihood estimator 7 and outputs a baseband signal.

【００３３】以上のように構成されたアレーアンテナの
制御装置の動作を説明する。アレーアンテナ１００のア
ンテナ素子１００−１乃至１００−Ｎで受信される各受
信信号は、図２（ａ）に示すように、直接波と第１乃至
第（Ｌ−１）遅延波からなる送信信号と、チャンネル間
干渉波Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３等の不要波とを含む。ここで、
チャンネル間干渉波とは、当該送信信号と同一の周波数
を有する当該送信信号以外の信号のことである。アンテ
ナ素子１００−１乃至１００−Ｎで受信される受信信号
はそれぞれ、受信モジュールＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｎによ
って受信信号Ｒ１乃至ＲＮに変換されて同相分配器１−
１乃至１−Ｎによって同相分配されてビーム形成器Ｂ１
に入力される。The operation of the array antenna control device configured as described above will be described. As shown in FIG. 2A, each reception signal received by the antenna elements 100-1 to 100-N of the array antenna 100 is a transmission signal composed of a direct wave and first to (L-1) th delayed waves. And unnecessary waves such as inter-channel interference waves C1, C2, and C3. here,
The inter-channel interference wave is a signal other than the transmission signal having the same frequency as the transmission signal. The received signals received by the antenna elements 100-1 to 100-N are converted into received signals R1 to RN by the receiving modules RM-1 to RM-N, respectively, and are converted to the in-phase distributor 1-.
1 to 1-N and in-phase distributed to the beamformer B1.
Is input to

【００３４】ビーム形成器Ｂ１に入力された受信信号ｘ
₁（ｔ）乃至ｘ_N（ｔ）は、ビーム形成器Ｂ１によって、
直接波で受信された信号ｙ₁（ｔ）と第１乃至第（Ｌ−
１）遅延波で受信された信号ｙ₂（ｔ）乃至ｙ_L（ｔ）に
形成されて出力される。ここで、ビーム形成器Ｂ１から
出力される信号においては、図２（ｂ）に示すように、
チャンネル間干渉波Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３等の不要波は除か
れる。ビーム形成器Ｂ１から出力された信号ｙ_k（ｔ）
のうち、対応する相関ベクトルＶ_kｘｒの大きさが所定
のしきい値より大きい信号は、信号選択器４から出力さ
れ、乗算器５−ｋによって、電力重み係数１／│Ｗ_k│²
が乗じられて加算器６に出力される。乗算器５−ｋから
出力された信号は、加算器６で加算されて最ゆう推定器
７に出力される。Received signal x input to beamformer B1
₁ (t) to x _N (t) are converted by the beamformer B1
The signal y ₁ (t) received as a direct wave and the first to (L−
1) Signals y ₂ (t) to y _L (t) received as delayed waves are formed and output. Here, in the signal output from the beam former B1, as shown in FIG.
Unwanted waves such as inter-channel interference waves C1, C2 and C3 are excluded. Signal y _k (t) output from beamformer B1
Of the signal magnitude of the corresponding correlation vector V _k xr is greater than a predetermined threshold is output from the signal selector 4, a multiplier by 5-k, a power weighting factor 1 / │W _k │ ²
Is output to the adder 6. The signals output from the multiplier 5-k are added by the adder 6 and output to the maximum likelihood estimator 7.

【００３５】図２（ｃ）は、加算器６から出力される信
号の１例を示している。例えば、図２（ｃ）に示すよう
に、図２（ｂ）に示したビーム形成器Ｂ１から出力され
る信号のうち対応する相関ベクトルＶ₃ｘｒの大きさが
所定のしきい値未満の信号ｙ₃（ｔ）は、上述のように
信号選択器４から出力されないので、加算器６からは出
力されない。また、図２（ｂ）に示したビーム形成器Ｂ
１から出力される信号ｙ₁（ｔ）乃至ｙ_L（ｔ）のうち対
応する相関ベクトルＶ_kｘｒの大きさが所定のしきい値
より大きい信号ｙ₁（ｔ），ｙ₂（ｔ），ｙ₄（ｔ），ｙ_L
（ｔ）はそれぞれ、電力重み係数１／│Ｗ₁│²，１／│
Ｗ₂│²，１／│Ｗ₄│²，１／│Ｗ_L│²が乗じられて加算
され、加算器６から出力される。そして、受信信号に含
まれるディジタル信号は、最ゆう推定器７で、加算器６
から出力された信号ｙｔと電力重み係数１／│Ｗ_k│²と
に基づいて、最ゆう推定されて出力され、復調器８によ
って復調されて、ベースバンド信号が出力される。FIG. 2C shows an example of a signal output from the adder 6. For example, as shown in FIG. 2 (c), among the signals output from the beamformer B1 shown in FIG. 2 (b), a signal in which the magnitude of the corresponding correlation vector V ₃ xr is smaller than a predetermined threshold value Since y ₃ (t) is not output from the signal selector 4 as described above, it is not output from the adder 6. Further, the beam former B shown in FIG.
The signals y ₁ (t), y ₂ (t), and y ₂ (t) whose magnitude of the corresponding correlation vector V _k xr is larger than a predetermined threshold value among the signals y ₁ (t) to y _L (t) output from 1 y ₄ (t), y _L
(T) are power weighting factors 1 / | W ₁ | ² , 1 / |
W ₂ │ ² , 1 / │W ₄ │ ² , 1 / │W _L │ ² are multiplied and added, and output from the adder 6. Then, the digital signal included in the received signal is added to an adder 6 by a maximum likelihood estimator 7.
On the basis of the signal yt output and power weighting factor 1 / │W _k │ ² from being outputted is maximum likelihood estimation, is demodulated by the demodulator 8, the baseband signal is output.

【００３６】次に、適応制御プロセッサ９で数２を用い
て演算されたウェイトベクトルＷ₁とＮ次元列ベクトル
Ｘ（ｔ）とを乗算することによって、直接波で受信され
た信号ｙ₁（ｔ）を取り出すことができるとともに、適
応制御プロセッサ９で数２を用いて演算されたウェイト
ベクトルＷ_k（ｋ＝２，…，Ｌ）とＮ次元列ベクトルＸ
（ｔ）とを乗算することによって、第（ｋ−１）遅延波
で受信された信号ｙ_k（ｔ）を取り出すことができる理
由を説明する。Next, by multiplying the weight vector W ₁ calculated by the adaptive control processor 9 using Equation 2 by the N-dimensional column vector X (t), the signal y ₁ (t ), And the weight vector W _k (k = 2,..., L) and the N-dimensional column vector X calculated by the adaptive control processor 9 using Equation 2.
The reason why the signal y _k (t) received by the (k−1) -th delayed wave can be extracted by multiplying by (t) will be described.

【００３７】上述のように、ビーム形成器Ｂ１から出力
される信号ｙ_k（ｔ）は、ウェイトベクトルＷ_kとＮ次元
列ベクトルＸ（ｔ）とが乗算された信号であり、次の数
６で表すことができる。As described above, the signal y _k (t) output from the beamformer B1 is a signal _obtained by multiplying the weight vector W _k by the N-dimensional column vector X (t). Can be represented by

【００３８】[0038]

【数６】ｙ_k（ｔ）＝Ｗ_k ^T・Ｘ（ｔ）Y _k (t) = W _k ^T · X (t)

【００３９】また、本実施の形態のアレーアンテナの制
御装置において、信号発生器１０によって発生されるト
レーニング信号ｄ_k（ｔ）は、送信信号に含まれるトレ
ーニング信号と同一である。従って、直接波で受信され
た信号ｙ₁（ｔ）の波形がトレーニング信号ｄ₁（ｔ）の
波形にできる限り類似するようにウェイトベクトルＷ₁
を演算することにより、直接波で受信された信号ｙ
₁（ｔ）を取り出すためのウェイトベクトルＷ₁を求める
ことができ、第（ｋ−１）遅延波で受信された信号ｙ_k
（ｔ）（ｋ＝２，…，Ｌ）の波形がトレーニング信号ｄ
_k（ｔ）の波形にできる限り類似するようにウェイトベ
クトルＷ_kを演算することにより、第（ｋ−１）遅延波
で受信された信号ｙ_k（ｔ）を取り出すためのウェイト
ベクトルＷ_kを求めることができる。Further, in the array antenna control device of the present embodiment, the training signal d _k (t) generated by the signal generator 10 is the same as the training signal included in the transmission signal. Therefore, the weight vector W _{1 is} such that the waveform of the signal y ₁ (t) received as a direct wave is as similar as possible to the waveform of the training signal d ₁ (t).
, The signal y received by the direct wave
₁ (t) can be determined the weight vector W ₁ for taking out a signal y _k received at the (k-1) delayed waves
(T) The waveform of (k = 2,..., L) is the training signal d
By calculating the weight vector W _k to be similar as possible to the waveform of the _k (t), the weight vector W _k for retrieving the (k-1) received at the delayed wave signal y _k (t) You can ask.

【００４０】すなわち、次の数７で定義される誤差信号
ε_kを２乗した瞬時２乗誤差ε_k ²（ｋ＝１，２，…，
Ｌ）が最小になるように、各ウエイトベクトルＷ_kを演
算することによって、直接波で受信された信号ｙ
₁（ｔ）を取り出すためのウェイトベクトルＷ₁と第（ｋ
−１）遅延波で受信された信号ｙ_k（ｔ）を取り出すた
めのウェイトベクトルＷ_kを求めることができる。ここ
で、数７における右辺の第２式は、右辺の第１式のｙ_k
（ｔ）に数６の右辺の式を代入したものである。また、
数７の両辺を２乗することにより、瞬時２乗誤差ε
_k ²は、数８で表すことができ、さらに、２乗平均誤差Ｅ
［ε_k ²］は、次の数９で表すことができる。That is, an instantaneous square error ε _k ² (k = 1, 2,..., Squaring the error signal ε _k defined by the following equation 7)
By calculating each weight vector W _k such that L) is minimized, the signal y received in the direct wave is obtained.
₁ (t) and the weight vector W ₁
-1) A weight vector W _k for extracting a signal y _k (t) received as a delayed wave can be obtained. Here, the second expression on the right side in Expression 7 is y _k of the first expression on the right side.
(T) is obtained by substituting the expression on the right-hand side of Equation (6). Also,
By squaring both sides of equation 7, the instantaneous square error ε
_k ² can be expressed by Equation 8, and furthermore, the root-mean-square error E
[Ε _k ² ] can be expressed by the following equation 9.

【００４１】[0041]

【数７】 ε_k ＝ｄ_k（ｔ）−ｙ_k（ｔ） ＝ｄ_k（ｔ）−Ｗ_k ^T・Ｘ（ｔ）７ _k = d _k (t) −y _k (t) = d _k (t) −W _k ^T _× X (t)

【数８】ε_k ²＝{ｄ_k（ｔ）}²＋Ｗ_k ^T・Ｘ(ｔ)・Ｘ^T(ｔ)・Ｗ
_k−２ｄ_k(ｔ)・Ｘ^T(ｔ)・Ｗ_k ８ _k ² = {d _k (t)} ² + W _k ^T } X (t) ・ X ^T (t) ・ W
_k- 2d _k (t) · X ^T (t) · W _k

【数９】Ｅ［ε_k ²］＝Ｅ[{ｄ_k(ｔ)}²]＋Ｗ_k ^T・Ｅ[Ｘ
^A(ｔ)・Ｘ^T(ｔ)]・Ｗ_k−２Ｅ[Ｘ^A(ｔ)・ｄ_k(ｔ)]Ｗ_k E [ε _k ² ] = E [{d _k (t)} ² ] + W _k ^T · E [X
^{A (t) · X T (} t)] · W k -2E [X A (t) · d k (t)] W k

【００４２】従って、直接波に対応するウェイトベクト
ルＷ₁と第（ｋ−１）遅延波に対応するウェイトベクト
ルＷ_kを求めるためには、数９で表される２乗平均誤差
Ｅ［ε_k ²］が最小になるように、ウェイトベクトルＷ_k
を求ればよい。ここで、Ｘ^A（ｔ）は、Ｎ次元列ベクト
ルＸ（ｔ）の共役転置行列を表わす。Therefore, in order to obtain the weight vector W ₁ corresponding to the direct wave and the weight vector W _k corresponding to the (k−1) th delayed wave, the root mean square error E [ε _k represented by Expression 9 is _obtained. ² ] is minimized so that the weight vector W _k
Should be obtained. Here, X ^A (t) represents a conjugate transpose of the N-dimensional column vector X (t).

【００４３】次に、数９で表される２乗平均誤差Ｅ［ε
_k ²］を、数４で表される自己相関行列Ｒｘｘと、数５で
表される相関ベクトルＶ_kｘｒとを用いて変形すると、
２乗平均誤差Ｅ［ε_k ²］は、次の数１０で表すことがで
きる。Next, the root-mean-square error E [ε expressed by equation (9)
_k ² ] is transformed using an autocorrelation matrix Rxx expressed by Expression 4 and a correlation vector V _k xr expressed by Expression 5.
The root mean square error E [ε _k ² ] can be expressed by the following equation (10).

【００４４】[0044]

【数１０】 Ｅ［ε_k ²］ ＝Ｅ[{ｄ_k(ｔ)}²]＋Ｗ_k ^T・Ｒｘｘ・Ｗ_k−２Ｖ_kｘｒ・Ｗ_ｋ E [ε _k ² ] = E [{d _k (t)} ² ] + W _k ^T · Rxx · W _k −2V _k xr · W _k

【００４５】数１０で表される２乗平均誤差Ｅ
［ε_ｋ ^２］は、数１０から明らかなように、複素ウェイ
トｗ_k1乃至ｗ_kNに関する凹型の２次曲面で表されるので
確実に最小値を有し、２乗平均誤差Ｅ［ε_k ²］の曲面に
おける導関数法が適用できる。従って、数１０で表され
る２乗平均誤差Ｅ［ε_k ²］を各複素ウェイトｗ_k1乃至ｗ
_kNで微分して求めた微分係数を０にするウェイトベクト
ルＷ_kは、２乗平均誤差Ｅ［ε_k ²］を最小にする。従っ
て、数１０の右辺を各複素ウェイトｗ_k1乃至ｗ_kNで微分
してその微分係数を０とおくことにより、数１０で表さ
れる２乗平均誤差Ｅ［ε_k ²］を最小にするための条件式
は、数１１で表すことができる。The root mean square error E expressed by equation (10)
As is clear from Equation 10, [ε _k ² ] is represented by a concave quadratic surface with respect to the complex weights w _{k1 to} w _kN, so that it has a minimum value, and the root mean square error E [ε _k ^2] ] Can be applied. Therefore, the root mean square error E [ε _k ² ] expressed by Expression 10 is calculated by using each of the complex weights w _{k1 to} w _k1.
The weight vector W _{k that} sets the differential coefficient obtained by differentiating with _kN to 0 minimizes the root mean square error E [ε _k ² ]. Therefore, by differentiating the right side of Equation 10 with each of the complex weights w _{k1 to} w _kN and setting the differential coefficient to 0, the root mean square error E [ε _k ² ] expressed by Equation 10 is minimized. Can be expressed by Expression 11.

【００４６】[0046]

【数１１】Ｒｘｘ・Ｗ_k−Ｖ_kｘｒ＝０Rxx · W _k −V _k xr = 0

【００４７】適応制御プロセッサ９において、ウェイト
ベクトルＷ_kを演算するときに用いた数２は、２乗平均
誤差Ｅ［ε_k ²］を最小にする条件式である数１１を変形
することにより得られる。すなわち、数２を満足するよ
うにウェイトベクトルＷ_kを演算することにより、２乗
平均誤差Ｅ［ε_k ²］を最小にするウェイトベクトルＷ_k
を求めることができる。言い換えれば、２乗平均誤差Ｅ
［ε_k ²］を最小にするようにウェイトベクトルＷ_kを演
算することにより、直接波で受信された信号ｙ₁（ｔ）
を取り出すためのウェイトベクトルＷ₁と第（ｋ−１）
遅延波（ｋ＝２，３，…，Ｌ）で受信された信号ｙ
_k（ｔ）を取り出すためのウェイトベクトルＷ_kを求める
ことができる。Equation 2 used in calculating weight vector W _k in adaptive control processor 9 is obtained by modifying equation 11 which is a conditional expression that minimizes the mean square error E [ε _k ² ]. Can be That is, by calculating the weight vector W _k so as to satisfy Equation ² , the weight vector W _k that minimizes the root mean square error E [ε _k ² ]
Can be requested. In other words, the root mean square error E
By calculating the weight vector W _k so as to minimize [ε _k ² ], the signal y ₁ (t) received as a direct wave
And the weight vector W ₁ for extracting the
The signal y received by the delayed wave (k = 2, 3,..., L)
A weight vector W _k for extracting _k (t) can be obtained.

【００４８】次に、最ゆう推定器７における最ゆう推定
処理について説明する。本発明の実施の形態では、加算
器６から出力された信号ｙｔと適応制御プロセッサ９か
ら出力されたＬ個の電力重み係数１／│Ｗ_k│²とに基づ
いて、公知のビタビアルゴリズムを用いて、受信信号に
含まれるディジタル信号を最ゆう推定している。ここ
で、ビタビアルゴリズムとは、トランスバーサルフィル
タを用いたモデルによって表わすことができる通信路を
介して伝送される受信シンボル系列を、当該トランスバ
ーサルフィルタの出力信号と当該トランスバーサルフィ
ルタのタップ利得とに基づいて、最ゆう推定するアルゴ
リズムである。本実施の形態においては、加算器６から
出力された信号ｙｔを、トランスバーサルフィルタの出
力信号に対応させ、適応制御プロセッサ９から出力され
たＬ個の電力重み係数１／│Ｗ_k│²を、トランスバーサ
ルフィルタのタップ利得に対応させてビタビアルゴリズ
ムを適用している。また、トランスバーサルフィルタの
タップ数は、信号選択器４から出力される信号ｙ
_k（ｔ）の個数に対応する。Next, the maximum likelihood estimation processing in the maximum likelihood estimator 7 will be described. In the embodiment of the present invention, a known Viterbi algorithm is used based on signal yt output from adder 6 and L power weighting coefficients 1 / | W _k | ² output from adaptive control processor 9. Thus, the digital signal included in the received signal is most likely estimated. Here, the Viterbi algorithm converts a received symbol sequence transmitted through a communication path that can be represented by a model using a transversal filter into an output signal of the transversal filter and a tap gain of the transversal filter. This is an algorithm for estimating the maximum likelihood based on the above. In the present embodiment, the signal yt output from the adder 6 is made to correspond to the output signal of the transversal filter, and the L power weighting factors 1 / | W _k | ² output from the adaptive control processor 9 are calculated. The Viterbi algorithm is applied corresponding to the tap gain of the transversal filter. The number of taps of the transversal filter is determined by the signal y output from the signal selector 4.
_k (t).

【００４９】ここで、以下の説明において、信号選択器
４によって、直接波で受信された信号ｙ₁（ｔ）と第１
遅延波で受信された信号ｙ₂（ｔ）の２つの信号が選択
されたとする。従って、最ゆう推定器７に入力される信
号ｙｔは、次の数１２で表すことができる。数１２にお
いて、右辺の第１項は乗算器５−１から出力された信号
であり、右辺の第２項は乗算器５−２から出力された信
号である。Here, in the following description, the signal selector 4 and the signal y ₁ (t) received as a direct wave
It is assumed that _two signals y ₂ (t) received as delayed waves are selected. Therefore, the signal yt input to the maximum likelihood estimator 7 can be expressed by the following equation 12. In Equation 12, the first term on the right side is a signal output from the multiplier 5-1 and the second term on the right side is a signal output from the multiplier 5-2.

【００５０】[0050]

【数１２】ｙｔ＝（１／│Ｗ₁│^２）・ｙ₁（ｔ）＋（１
／│Ｗ₂│^２）・ｙ₂（ｔ）[Number 12] _{yt = (1 / │W 1 │} 2) · y 1 (t) + (1
/ │W ₂ │ ² ) ・ y ₂ (t)

【００５１】ここで、送信局は、送信シンボル系列｛ａ
_n｝からなるディジタル信号に従ってディジタル変調さ
れた送信信号を送信したとし、第１遅延波の遅延時間は
シンボル周期Ｔであると仮定する。また、以下の説明に
おいて、変調方式はπ／４シフトＱＰＳＫとする。すな
わち、各シンボルａ_nは、４つのシンボル値Ｐ（１），
Ｐ（２），Ｐ（３），Ｐ（４）をとり得る。ここで、時
刻パラメータｎが偶数の場合は、シンボル値Ｐ（１）＝
（１，０）、シンボル値Ｐ（２）＝（０，１）、シンボ
ル値Ｐ（３）＝（−１，０）、シンボル値Ｐ（４）＝
（０，−１）であり、時刻パラメータｎが奇数の場合
は、シンボル値Ｐ（１）＝（１／√２，１／√２）、シ
ンボル値Ｐ（２）＝（−１／√２，１／√２）、シンボ
ル値Ｐ（３）＝（−１／√２，−１／√２）、シンボル
値Ｐ（４）＝（１／√２，−１／√２）である。従っ
て、図１０に示すように、直接波で受信された信号ｙ₁
（ｔ）と第１遅延波で受信された信号ｙ₂（ｔ）とはそ
れぞれ、受信シンボル列｛Ｒａ_n｝を含み、信号ｙ
₂（ｔ）に含まれる受信シンボルは、信号ｙ₁（ｔ）に含
まれる受信シンボルに比べて、シンボル周期Ｔだけ遅れ
ている。従って、最ゆう推定器７に入力される信号ｙｔ
の時刻パラメータｎにおける受信信号Ｒｙ_nは、次の数
１３で表すことができる。ここで、時刻パラメータｎは
シンボル周期Ｔで増分される時刻パラメータを表す。数
１３において、ｈ１＝（１／│Ｗ₁│^２），ｈ２＝（１
／│Ｗ₂│^２）とした。Here, the transmitting station transmits a transmission symbol sequence {a
It is assumed that a transmission signal digitally modulated according to a digital signal composed of _n ｝ is transmitted, and that the delay time of the first delay wave is the symbol period T. Further, in the following description, the modulation method is π / 4 shift QPSK. That is, each symbol a _n is four symbol values P (1),
It can take P (2), P (3), and P (4). Here, when the time parameter n is an even number, the symbol value P (1) =
(1,0), symbol value P (2) = (0,1), symbol value P (3) = (-1,0), symbol value P (4) =
(0, -1), and when the time parameter n is an odd number, the symbol value P (1) = (1 / √2, 1 / √2) and the symbol value P (2) = (− 1 / √2) , 1 / √2), symbol value P (3) = (− 1 / √2, −1 / √2), and symbol value P (4) = (1 / √2, −1 / √2). Therefore, as shown in FIG. 10, the signal y ₁ received by the direct wave
(T) and the signal y ₂ (t) received by the first delayed wave each include the received symbol sequence {Ra _n },
_The received symbol included in ₂ (t) is delayed by a symbol period T from the received symbol included in signal y ₁ (t). Therefore, the signal yt input to the maximum likelihood estimator 7
Received signal Ry _n at time parameter n of can be expressed by the following equation 13. Here, the time parameter n represents a time parameter that is incremented by the symbol period T. In Equation 13, h1 = (1 / │W 1 │ 2), h2 = (1
/ │W ₂ │ ² ).

【００５２】[0052]

【数１３】Ｒｙ_n＝ｈ１・Ｒａ_n＋ｈ２・Ｒａ_n-1 [Number 13] _{Ry n = h1 · Ra n +} h2 · Ra n-1

【００５３】図３は、最ゆう推定器７によって実行され
る最ゆう推定処理のメインルーチンのフローチャートで
ある。図３に示すように、最ゆう推定処理では、ステッ
プＳ１において時刻パラメータｎと未判定シンボルパラ
メータＫとをそれぞれ１に初期設定してステップＳ２に
進む。ステップＳ２において、メトリック及びパスヒス
トリ初期値設定処理を実行してステップＳ３に進む。こ
こで、ステップＳ２では、詳細後述するようにパスメト
リックＰＭ（ｍ）とブランチメトリックＢＭ（ｍ，１）
とパスヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，１）とを初期値に設定
する。ステップＳ３において、時刻パラメータｎにｎ＋
１を代入して設定し、未判定シンボルパラメータＫにＫ
＋１を代入して設定する。次にステップＳ４で、ブラン
チメトリック及びパスヒストリ計算処理を実行してステ
ップＳ５に進む。ここで、ステップＳ４では、詳細後述
するようにブランチメトリックＢＭ（ｍ，ｘ）を計算
し、かつブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）とパ
スヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，１）とを設定する。ステッ
プＳ５で、ブランチメトリック及びパスヒストリ記憶処
理を実行して、ステップＳ６に進む。ここで、ステップ
Ｓ５では、詳細後述するようにパスヒストリＰＨｍｅｍ
（ｉ，ｊ）とブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｉ，ｊ）
を設定して記憶する。ステップＳ６で、パスメトリック
計算処理を実行して、すなわち詳細後述するようにパス
メトリックＰＭ（ｍ）を計算してステップＳ７に進む。
ステップＳ７で、受信シンボル判定処理を実行して、す
なわち詳細後述するように受信シンボルの判定を行いス
テップＳ８に進む。ステップＳ８で、受信信号が終了し
たか否かを判定して、受信信号が終了したときには最ゆ
う推定処理を終了させ、受信信号が終了していない場合
には、ステップＳ３に進んでステップＳ４，Ｓ５，Ｓ
６，Ｓ７の処理を繰り返す。FIG. 3 is a flowchart of the main routine of the maximum likelihood estimation process executed by the maximum likelihood estimator 7. As shown in FIG. 3, in the maximum likelihood estimation process, in step S1, the time parameter n and the undetermined symbol parameter K are each initialized to 1, and the process proceeds to step S2. In step S2, a metric and path history initial value setting process is executed, and the process proceeds to step S3. Here, in step S2, as described in detail later, the path metric PM (m) and the branch metric BM (m, 1)
And the path history PHmem (m, 1) are set to initial values. In step S3, the time parameter n is set to n +
1 is set and K is set to the undetermined symbol parameter K.
Set by substituting +1. Next, in step S4, a branch metric and path history calculation process is performed, and the flow advances to step S5. Here, in step S4, the branch metric BM (m, x) is calculated as described in detail later, and the branch metric BMmem (m, 1) and the path history PHmem (m, 1) are set. In step S5, branch metric and path history storage processing is performed, and the flow advances to step S6. Here, in step S5, as described in detail later, the path history PHmem
(I, j) and branch metric BMmem (i, j)
Is set and stored. In step S6, a path metric calculation process is executed, that is, the path metric PM (m) is calculated as described later in detail, and the flow advances to step S7.
In step S7, a received symbol determination process is performed, that is, a received symbol is determined as described later in detail, and the process proceeds to step S8. In step S8, it is determined whether or not the received signal has been completed. When the received signal has been completed, the maximum likelihood estimation process is completed. When the received signal has not been completed, the process proceeds to step S3 to proceed to step S4. S5, S
Steps S6 and S7 are repeated.

【００５４】すなわち、最ゆう推定処理において、シン
ボル周期Ｔ毎にステップＳ３からステップＳ６までの処
理が繰り返される。言い換えれば、１つの受信シンボル
Ｒａ_nが受信されるごとにステップＳ３からステップＳ
７までの処理が繰り返される。That is, in the maximum likelihood estimation processing, the processing from step S3 to step S6 is repeated for each symbol period T. In other words, every time one reception symbol Ra _n is received, the process proceeds from step S3 to step S3.
The processing up to 7 is repeated.

【００５５】次に図３のステップＳ２のメトリック及び
パスヒストリ初期値設定処理のサブルーチンについて、
図４を参照して詳細に説明する。当該サブルーチンで
は、ステップＳ２０１においてパスメトリックパラメー
タＸにＲＯＭ１１に記憶されている参照シンボル列の先
頭のシンボルパラメータを代入して、パスメトリックパ
ラメータＸを設定する。次にステップＳ２０２で、直接
波シンボルパラメータｍを１に初期設定して、さらにス
テップＳ２０３で、パスヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，１）
にパスメトリックパラメータＸを代入してパスヒストリ
ＰＨｍｅｍ（ｍ，１）を設定してステップＳ２０４に進
む。ステップＳ２０４で、ｍ＝Ｘか否かを判断して、ｍ
＝Ｘの場合には、ステップＳ２０５に進み、一方、ｍ＝
Ｘでない場合には、ステップＳ２０７に進む。ステップ
Ｓ２０５で、パスメトリックＰＭ（ｍ）に０を代入し
て、パスメトリックＰＭ（ｍ）を設定し、ステップＳ２
０６で、ブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）に０
を代入してブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）を
設定した後、ステップＳ２０９に進む。ステップＳ２０
７では、パスメトリックＰＭ（ｍ）に処理最大値を代入
してパスメトリックＰＭ（ｍ）を設定し、ステップＳ２
０８で、ブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）に処
理最大値を代入してブランチメトリックＢＭｍｅｍ
（ｍ，１）を設定した後、ステップＳ２０９に進む。こ
こで、処理最大値は、処理において用いることのできる
最大の数である。さらに、ステップＳ２０９で、直接波
シンボルパラメータｍにｍ＋１を代入して設定して、ス
テップＳ２１０で、直接波シンボルパラメータｍ＞４か
否かを判断して、直接波シンボルパラメータｍ＞４の場
合にはメインルーチンにもどり、一方、直接波シンボル
パラメータｍ＞４でない場合にはステップＳ２０３に戻
る。Next, the subroutine of the metric and path history initial value setting processing in step S2 in FIG.
This will be described in detail with reference to FIG. In this subroutine, the path metric parameter X is set by substituting the first symbol parameter of the reference symbol string stored in the ROM 11 into the path metric parameter X in step S201. Next, in step S202, the direct wave symbol parameter m is initialized to 1, and in step S203, the path history PHmem (m, 1) is set.
Is substituted for the path metric parameter X to set the path history PHmem (m, 1), and the process proceeds to step S204. In step S204, it is determined whether or not m = X.
= X, the process proceeds to step S205, while m =
If it is not X, the process proceeds to step S207. In step S205, 0 is substituted for the path metric PM (m) to set the path metric PM (m), and in step S2
06, the branch metric BMmem (m, 1) is set to 0
Is set to set the branch metric BMmem (m, 1), and the process proceeds to step S209. Step S20
In step 7, the processing maximum value is substituted into the path metric PM (m) to set the path metric PM (m), and step S2
In step 08, the processing maximum value is substituted into the branch metric BMmem (m, 1) to set the branch metric BMmem.
After setting (m, 1), the process proceeds to step S209. Here, the processing maximum value is the maximum number that can be used in the processing. Further, in step S209, m + 1 is substituted for and set to the direct wave symbol parameter m. In step S210, it is determined whether or not the direct wave symbol parameter m> 4. Returns to the main routine. On the other hand, if the direct wave symbol parameter m is not greater than 4, the process returns to step S203.

【００５６】すなわち、ステップＳ２では、直接波シン
ボルパラメータｍ＝Ｘの場合には、パスメトリックＰＭ
（ｍ）とブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）とを
共に、パスメトリックＰＭ（ｍ）及びブランチメトリッ
クＢＭｍｅｍ（ｍ，１）の取り得る最小値である０と
し、直接波シンボルパラメータｍ＝Ｘでない場合には、
パスメトリックＰＭ（ｍ）とブランチメトリックＢＭｍ
ｅｍ（ｍ，１）とをすべて、パスメトリックＰＭ（ｍ）
とブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）の取り得る
最大値である処理最大値に設定する。このように、時刻
パラメータｎ＝１のときのパスメトリックＰＭ（ｍ）と
ブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）とを、０又は
処理最大値に初期設定することによって、時刻パラメー
タｎ＝２における受信シンボルの判定を正確に実行でき
るようにしている。That is, in step S2, if the direct wave symbol parameter m = X, the path metric PM
(M) and the branch metric BMmem (m, 1) are both set to 0 which is the minimum value that can be taken by the path metric PM (m) and the branch metric BMmem (m, 1), and the direct wave symbol parameter m is not X In
Path metric PM (m) and branch metric BMm
em (m, 1) and path metric PM (m)
And the processing maximum value which is the maximum value that the branch metric BMmem (m, 1) can take. As described above, by initially setting the path metric PM (m) and the branch metric BMmem (m, 1) when the time parameter n = 1 to 0 or the processing maximum value, the reception symbol at the time parameter n = 2 Can be determined accurately.

【００５７】次に、図３のステップＳ４のブランチメト
リック及びパスヒストリ計算処理のサブルーチンについ
て、図５を参照して詳細に説明する。当該サブルーチン
では、ステップＳ４０１において、直接波シンボルパラ
メータｍを１に初期設定して、ステップＳ４０２で、未
判定シンボルパラメータＫ＞１であるか否かを判断し
て、未判定シンボルパラメータＫ＞１の場合にはステッ
プＳ４０３に進み、一方、未判定シンボルパラメータＫ
＞１でない場合にはステップＳ４０４に進む。ステップ
Ｓ４０３では、シンボルパラメータｉ＝１，２，３，４
及び更新パラメータｊ＝１，…，Ｋ−１の各値につい
て、ブランチメトリックＢＭｔｍｐ（ｉ，ｊ）に、ブラ
ンチメトリックＢＭｍｅｍ（ｉ，ｊ）を代入して、ブラ
ンチメトリックＢＭｍｅｍ（ｉ，ｊ）を一時的に格納
し、シンボルパラメータｉ＝１，２，３，４及び更新パ
ラメータｊ＝１，…，Ｋ−１の各値について、パスヒス
トリＰＨｔｍｐ（ｉ，ｊ）に、パスヒストリＰＨｍｅｍ
（ｉ，ｊ）を代入して、パスヒストリＰＨｍｅｍ（ｉ，
ｊ）を一時的に格納した後、ステップＳ４０４に進む。
ここで、ブランチメトリックＢＭｔｍｐ（ｉ，ｊ）とパ
スヒストリＰＨｔｍｐ（ｉ，ｊ）はそれぞれ、時刻ｎに
おいて受信シンボルの推定に必要なブランチメトリック
ＢＭｍｅｍ（ｉ，ｊ）とパスヒストリＰＨｍｅｍ（ｉ，
ｊ）とを一時的に格納する記憶装置内の場所を示す。次
にステップＳ４０４で、次の数１４を用いて、時刻パラ
メータｎにおける遅延波シンボルパラメータｘ＝１，
２，３，４のそれぞれの値におけるブランチメトリック
ＢＭ（ｍ，ｘ）を計算する。Next, the subroutine of the branch metric and path history calculation processing in step S4 in FIG. 3 will be described in detail with reference to FIG. In this subroutine, in step S401, the direct wave symbol parameter m is initially set to 1, and in step S402, it is determined whether or not the undetermined symbol parameter K> 1. In this case, the process proceeds to step S403, while the undetermined symbol parameter K
If not, the process proceeds to step S404. In step S403, the symbol parameter i = 1, 2, 3, 4
For each value of the update parameter j = 1,..., K−1, the branch metric BMmem (i, j) is substituted for the branch metric BMtmp (i, j), and the branch metric BMmem (i, j) is temporarily stored. , And for each value of the symbol parameter i = 1, 2, 3, 4 and the update parameter j = 1,..., K−1, the path history PHtmp (i, j) contains the path history PHmem.
(I, j) is substituted into the path history PHmem (i, j).
After temporarily storing j), the process proceeds to step S404.
Here, the branch metric BMtmp (i, j) and the path history PHtmp (i, j) are respectively the branch metric BMmem (i, j) and the path history PHmem (i, j) necessary for estimating the received symbol at the time n.
j) in the storage device for temporarily storing Next, in step S404, using the following equation 14, the delayed wave symbol parameter x = 1,
The branch metric BM (m, x) at each value of 2, 3, and 4 is calculated.

【００５８】[0058]

【数１４】ＢＭ（ｍ，ｘ）＝│Ｒｙ_n−｛ｈ１・Ｐ
（ｍ）＋ｈ２・Ｐ（ｘ）｝│Equation 14] BM (m, x) = │Ry n - {h1 · P
(M) + h2 · P (x)｝ |

【００５９】ここで、数１４における右辺の第１項は、
最ゆう推定器７に入力される受信信号Ｒｙ_nであり、右
辺の第２項のｈ１・Ｐ（ｍ）＋ｈ２・Ｐ（ｘ）は、直接
波で受信された受信シンボルＲａ_nと第１遅延波で受信
された受信シンボルＲａ_n-1とをそれぞれ、シンボル値
Ｐ（ｍ），Ｐ（ｘ）であると仮定し、電力重み係数であ
るｈ１＝（１／│Ｗ₁│^２），ｈ２＝（１／│Ｗ₂│^２）
を用いて受信信号を推定したときの推定信号である。従
って、数１４で表されるブランチメトリックＢＭ（ｍ，
ｘ）は、当該推定信号と、受信信号Ｒｙ_nとの間のユー
クリッド距離である。Here, the first term on the right side in Expression 14 is
Is the received signal Ry _n inputted to the maximum likelihood estimator 7, the second term of the right side h1 · P (m) + h2 · P (x) , the first delay and the received symbol Ra _n received by the direct wave each received received symbols Ra _n-1 and the waves, the symbol value P (m), P is assumed to be (x), a power weighting factor _{h1 = (1 / │W 1 │} 2), h2 ^{_{= (1 / │W 2 │ 2}} )
Is an estimated signal when the received signal is estimated by using. Therefore, the branch metric BM (m, m,
x) is the said estimated signal is the Euclidean distance between the received signal Ry _n.

【００６０】次にステップＳ４０５で、ステップＳ４０
４で計算されたブランチメトリックＢＭ（ｍ，ｘ）とパ
スメトリックＰＭ（ｘ）との和を最小にする遅延波シン
ボルパラメータｘ＝ｘ１を選んで、ｘ１を最小パスメト
リックパラメータＸｍに代入して最小パスメトリックパ
ラメータＸｍを設定する。すなわち、ステップＳ４０
４，Ｓ４０５では、直接波シンボルパラメータｍにおい
て、取り得るすべての遅延波シンボルパラメータｘにつ
いて、すなわち、遅延波で受信される受信シンボルＲａ
_n-1が取り得るすべてのシンボル値についてブランチメ
トリックＢＭ（ｍ，ｘ）を計算して、ブランチメトリッ
クＢＭ（ｍ，ｘ）とパスメトリックＰＭ（ｘ）との和を
最小にする最小パスメトリックパラメータＸｍを決定し
ている。Next, in step S405, step S40
4, a delay wave symbol parameter x = x1 that minimizes the sum of the branch metric BM (m, x) and the path metric PM (x) is selected, and x1 is substituted into the minimum path metric parameter Xm to minimize Set the path metric parameter Xm. That is, step S40
4, in S405, in the direct wave symbol parameter m, for all possible delayed wave symbol parameters x, that is, the received symbol Ra received in the delayed wave
_The minimum path metric parameter that calculates the branch metric BM (m, x) for all possible symbol values of _n−1 and minimizes the sum of the branch metric BM (m, x) and the path metric PM (x) Xm is determined.

【００６１】そして、ステップＳ４０６で、最小パスメ
トリックパラメータＸｍをパスヒストリＰＨｍｅｍ
（ｍ，１）に代入してパスヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，
１）を設定して、ステップＳ４０７で、ブランチメトリ
ックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）にブランチメトリックＢＭ
（ｍ，Ｘｍ）を代入してブランチメトリックＢＭｍｅｍ
（ｍ，１）を設定する。従って、ステップＳ４０６で設
定されたパスヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，１）は、時刻パ
ラメータｎにおける直接波で受信された信号ｙ₁（ｔ）
の受信シンボルＲａ_nがｍであると仮定したときに、ブ
ランチメトリックＢＭ（ｍ，ｘ）とパスメトリックＰ
（ｘ）とを合計した値が最も小さくなるように選ばれた
時刻パラメータ（ｎ−１）の受信シンボルＲａ_n-1を意
味する。言い換えれば、パスヒストリＰＨｍｅｍ（ｍ，
１）は、時刻パラメータｎにおける直接波で受信された
信号ｙ₁（ｔ）の受信シンボルＲａ_nがｍであると仮定し
たときに、時刻パラメータ（ｎ−１）のときの受信シン
ボルＲａ_n-1である確率が最も高いシンボルを意味す
る。また、ステップＳ４０７で設定されたブランチメト
リックＢＭｍｅｍ（ｍ，１）は、時刻パラメータｎにお
ける直接波で受信された受信シンボルＲａ_nがｍである
と仮定したときの時刻ｎの推定信号と受信信号Ｒｙｎと
の間の距離が最小になるときのユークリッド距離であ
る。Then, in step S406, the minimum path metric parameter Xm is set to the path history PHmem.
(M, 1) to substitute for the path history PHmem (m, 1).
1) is set, and in step S407, the branch metric BM is set to the branch metric BMmem (m, 1).
Substitute (m, Xm) and branch metric BMmem
(M, 1) is set. Therefore, the path history PHmem (m, 1) set in step S406 is the signal y ₁ (t) received as a direct wave at the time parameter n.
When the received symbol Ra _n is assumed to be m, the branch metric BM (m, x) and the path metric P
(X) means the received symbol Ra _n-1 of the time parameter (n-1) selected so that the value obtained by summing the sum with (x) becomes the smallest. In other words, the path history PHmem (m,
1), when the received symbol Ra _n signal y ₁ is received (t) by the direct wave at time parameter n is assumed to be m, the received symbols at time parameter (n-1) Ra _{n- It} means the symbol with the highest probability of being ₁ . The branch metric BMmem (m, 1) set in step S407 is the estimated signal at time n and the received signal Ryn when it is assumed that the received symbol R a n received by the direct wave in the time parameter _n is m. This is the Euclidean distance when the distance between is minimum.

【００６２】次にステップＳ４０８で、直接波シンボル
パラメータｍにｍ＋１を代入して設定し、ステップＳ４
０９において、直接波シンボルパラメータｍ＞４か否か
を判断して、直接波シンボルパラメータｍ＞４の場合に
はメインルーチンに戻り、一方、直接波シンボルパラメ
ータｍ＞４でない場合には、ステップＳ４０４に戻り、
ステップＳ４０４乃至Ｓ４０８を実行する。Next, in step S408, m + 1 is substituted for the direct wave symbol parameter m and set.
In step 09, it is determined whether or not the direct wave symbol parameter m> 4. If the direct wave symbol parameter m> 4, the process returns to the main routine. Back to
Steps S404 to S408 are executed.

【００６３】次に、図３のステップＳ５のブランチメト
リック及びパスヒストリ記憶処理のサブルーチンについ
て、図６を参照して説明する。当該サブルーチンにおい
て、ステップＳ５０１において、未判定シンボルパラメ
ータＫ＞１であるか否かを判断して、未判定シンボルパ
ラメータＫ＞１の場合にはステップＳ５０２に進み、一
方、未判定シンボルパラメータＫ＞１でない場合にはメ
インルーチンに戻る。Next, the subroutine of the branch metric and path history storage processing in step S5 in FIG. 3 will be described with reference to FIG. In this subroutine, in step S501, it is determined whether or not the undetermined symbol parameter K> 1. If the undetermined symbol parameter K> 1, the process proceeds to step S502, while the undetermined symbol parameter K> 1. If not, the process returns to the main routine.

【００６４】ステップＳ５０２では、シンボルパラメー
タｉ＝１，２，３，４及び更新パラメータｊ＝２，３，
…，Ｋの各値について、パスヒストリＰＨｍｅｍ（ｉ，
ｊ）に、パスヒストリＰＨｔｍｐ｛ＰＨｍｅｍ（ｉ，
１），ｊ−１｝に記憶されている値を代入してパスヒス
トリＰＨｍｅｍ（ｉ，ｊ）を設定し、ステップＳ５０３
に進む。ここで、パスヒストリＰＨｍｅｍ（ｉ，ｊ）
は、時刻パラメータｎにおける直接波で受信された受信
シンボルＲａ_nがｉであると仮定したときに、最もパス
メトリックＰＭ（ｉ）が小さくなるように選ばれた時刻
パラメータ（ｎ−ｊ）のときのシンボルを意味する。In step S502, symbol parameters i = 1, 2, 3, 4 and update parameters j = 2, 3,
, K, the path history PHmem (i,
j) contains the path history PHtmp @ PHmem (i,
1), the path history PHmem (i, j) is set by substituting the value stored in j−1}, and step S503 is performed.
Proceed to. Here, the path history PHmem (i, j)
Is the time parameter (n-j) selected such that the path metric PM (i) is the smallest, assuming that the received symbol R a _n received by the direct wave at the time parameter n is i. Means the symbol.

【００６５】ステップＳ５０３では、シンボルパラメー
タｉ＝１，２，３，４及び更新パラメータｊ＝２，…，
Ｋの各値について、ブランチメトリックＢＭｍｅｍ
（ｉ，ｊ）に、ブランチメトリックＢＭｔｍｐ｛ＰＨｍ
ｅｍ（ｉ，１），ｊ−１｝に記憶されていた値を代入し
てブランチメトリックＢＭｍｅｍ（ｉ，ｊ）を設定す
る。そして、ステップＳ５０３の処理の後、メインルー
チンに戻る。ここで、ブランチメトリックＢＭｍｅｍ
（ｉ，ｊ）は、時刻パラメータｎにおける直接波で受信
された受信シンボルＲａ_nがｉであると仮定したとき
に、最もブランチメトリックＢＭ（ｉ，ｘ）とパスメト
リックＰ（ｘ）とを合計した値が小さくなるように選ば
れた時刻パラメータ（ｎ−ｊ＋１）のブランチメトリッ
クを意味する。In step S503, symbol parameters i = 1, 2, 3, 4, and update parameters j = 2,.
For each value of K, the branch metric BMmem
(I, j) is the branch metric BMtmp @ PHm
em (i, 1), j−1}, the branch metric BMmem (i, j) is set. Then, after the process of step S503, the process returns to the main routine. Here, the branch metric BMmem
(I, j) is the sum of the branch metric BM (i, x) and the path metric P (x), assuming that the received symbol Ra _n received by the direct wave at the time parameter n is i. Means the branch metric of the time parameter (n−j + 1) selected so that the calculated value becomes smaller.

【００６６】図３のステップＳ６のパスメトリック計算
処理のサブルーチンについて図７を参照して説明する。
ステップＳ６０１で、直接波シンボルパラメータｍを１
に初期設定して、次にステップＳ６０２で、数１５を用
いてパスメトリックＰＭ（ｍ）を計算する。The subroutine of the path metric calculation process in step S6 in FIG. 3 will be described with reference to FIG.
In step S601, the direct wave symbol parameter m is set to 1
Then, in step S602, the path metric PM (m) is calculated using equation (15).

【００６７】[0067]

【数１５】ＰＭ(ｍ)＝ＢＭｍｅｍ(ｍ,１)＋ＢＭｍｅｍ
(ｍ,２)＋…＋ＢＭｍｅｍ(ｍ,Ｋ）## EQU15 ## PM (m) = BMmem (m, 1) + BMmem
(m, 2) + ... + BMmem (m, K)

【００６８】ここで、パスメトリックＰＭ（ｍ）は、時
刻ｎにおける直接波で受信された受信シンボルＲａ_nが
ｍであると仮定したときに、最もパスメトリックが小さ
くなるように選ばれた過去のシンボルのうち時刻ｎ，ｎ
−１，…，ｎ−Ｋ＋１の各ブランチメトリックＢＭｍｅ
ｍ（ｍ，１）乃至ＢＭｍｅｍ（ｍ，Ｋ）の合計した値を
示す。次にステップＳ６０３で、直接波シンボルパラメ
ータｍにｍ＋１を代入して設定し、ステップＳ６０４に
おいて、直接波シンボルパラメータｍ＞４か否かを判断
して、直接波シンボルパラメータｍ＞４の場合にはメイ
ンルーチンに戻り、一方、直接波シンボルパラメータｍ
＞４でない場合には、ステップＳ６０２に戻り、ステッ
プＳ６０２，Ｓ６０３を実行する。Here, the path metric PM (m) is a past metric selected so that the path metric becomes the smallest when it is assumed that the received symbol Ra _n received by the direct wave at the time _n is m. Time n, n of symbols
-1,..., N−K + 1 branch metrics BMme
Shows the sum of m (m, 1) through BMmem (m, K). Next, in step S603, m + 1 is substituted into the direct wave symbol parameter m and set. In step S604, it is determined whether or not the direct wave symbol parameter m> 4. Return to the main routine, while the direct wave symbol parameter m
If not> 4, the process returns to step S602, and executes steps S602 and S603.

【００６９】次に、図３のステップＳ７の受信シンボル
判定処理のサブルーチンについて図８を参照して詳細に
説明する。当該サブルーチンにおいて、ステップＳ７０
１において、未判定シンボルパラメータＫ＝５であるか
否かを判断して、未判定シンボルパラメータＫ＝５の場
合にはステップＳ７０４に進み、未判定シンボルパラメ
ータＫ＝５ではない場合にはステップＳ７０２に進む。
ステップＳ７０２において、パスヒストリＰＨｍｅｍ
（１，Ｋ），ＰＨｍｅｍ（２，Ｋ），ＰＨｍｅｍ（３，
Ｋ），ＰＨｍｅｍ（４，Ｋ）が全て同一の値かどうかを
判断して、同一の値の場合にはステップＳ７０３に進
み、１つでも異なる場合はメインルーチンに戻る。Next, the subroutine of the received symbol determination process in step S7 in FIG. 3 will be described in detail with reference to FIG. In this subroutine, step S70
In step 1, it is determined whether or not the undetermined symbol parameter K = 5. If the undetermined symbol parameter K = 5, the process proceeds to step S704. If not, the process proceeds to step S702. Proceed to.
In step S702, the path history PHmem
(1, K), PHmem (2, K), PHmem (3,
It is determined whether K) and PHmem (4, K) are all the same value. If the values are the same, the process proceeds to step S703, and if even one is different, the process returns to the main routine.

【００７０】ステップＳ７０３において、受信シンボル
Ｒａ_n-K+1にパスヒストリＰＨ（１，Ｋ）を代入して設
定した後ステップＳ７０６に進む。すなわち、受信シン
ボルＲａ_n-k+1をパスヒストリＰＨ（１，Ｋ）であると
判定する。ステップＳ７０４では、最小パスメトリック
パラメータＹにパスメトリックＰＭ（ｉ）を最小にする
シンボルパラメータｉであるｉｍを代入して設定する。
ステップＳ７０５において、受信シンボルＲａ_n-K+1に
パスヒストリＰＨ（Ｙ，Ｋ）を代入して設定してステッ
プＳ７０６に進む。すなわち、受信シンボルＲａ_n-k+1
をパスヒストリＰＨ（Ｙ，Ｋ）であると判定する。ステ
ップＳ７０６で、ステップＳ７０３又はＳ７０５で決定
された受信シンボルＲａ_n-K+1を出力し、ステップＳ７
０７で未判定シンボルパラメータＫにＫ−１を代入して
設定する。ステップＳ７０８において、未判定シンボル
パラメータＫ＝０か否かを判断して、未判定シンボルパ
ラメータＫ＝０の場合はメインルーチンに戻り、一方、
未判定シンボルパラメータＫ＝０でない場合にはステッ
プＳ７０２に戻り、ステップＳ７０２乃至Ｓ７０７を実
行する。In step S703, the path history PH (1, K) is substituted for the received symbol Ra _{n-K + 1} and set, and the flow advances to step S706. That is, it is determined that the received symbol Ra _{n-k + 1} is the path history PH (1, K). In step S704, symbol path parameter im that minimizes path metric PM (i) is substituted for minimum path metric parameter Y and set.
In step S705, the path history PH (Y, K) is substituted for the received symbol Ra _{n-K + 1} and set, and the process proceeds to step S706. That is, the received symbol Ra _{n-k + 1}
Is determined to be the path history PH (Y, K). In step S706, the received symbol Ra _{n-K + 1} determined in step S703 or S705 is output, and step S7 is performed.
At 07, K-1 is substituted into the undetermined symbol parameter K and set. In step S708, it is determined whether or not the undetermined symbol parameter K = 0. If the undetermined symbol parameter K = 0, the process returns to the main routine.
If the undetermined symbol parameter K is not 0, the process returns to step S702, and executes steps S702 to S707.

【００７１】以上詳述したように、ＣＰＵとＲＯＭと記
憶装置からなる最ゆう推定器７は、加算器６から出力さ
れた信号ｙｔと適応制御プロセッサ９から出力された電
力重み係数１／│Ｗ_k│²とに基づいて、以上詳述した最
ゆう推定処理を実行することにより、送信信号に含まれ
るディジタル信号の取り得る既知の状態遷移で推定され
る信号と加算器６から出力される信号ｙとの距離が最小
になるように、受信信号に含まれるディジタル信号を推
定して復調器８に出力する。As described in detail above, the maximum likelihood estimator 7 composed of the CPU, the ROM, and the storage device outputs the signal yt output from the adder 6 and the power weighting factor 1 / │W output from the adaptive control processor 9. based on the _k │ ^2, described above in detail by the performing the maximum likelihood estimation process, a signal output signal is estimated in a known state transition of possible digital signal included in the transmission signal from the adder 6 The digital signal included in the received signal is estimated and output to the demodulator 8 so that the distance to y is minimized.

【００７２】図９は、実施の形態のアレーアンテナの制
御装置と従来例のアレーアンテナの制御装置のそれぞれ
について、信号対雑音電力比Ｅｂ／Ｎ₀に対するビット
誤り率を示すグラフである。ここで、図９に示したビッ
ト誤り率はそれぞれ、０ｄＢｍの電力を有する直接波と
０ｄＢｍの電力を有する１シンボル遅延波である第１遅
延波と−１７ｄＢｍの電力を有する干渉波の合計３波
を、アレーアンテナに入射したという条件で求めた。図
９から明らかなように、実施の形態のアレーアンテナの
制御装置は、従来例のアレーアンテナの制御装置に比較
して、ビット誤り率を小さくできることがわかる。FIG. 9 is a graph showing the bit error rate with respect to the signal-to-noise power ratio Eb / N ₀ for each of the array antenna control device of the embodiment and the conventional array antenna control device. Here, the bit error rate shown in FIG. 9 is a total of three waves of a direct wave having a power of 0 dBm, a first delayed wave which is a one-symbol delayed wave having a power of 0 dBm, and an interference wave having a power of -17 dBm. Was obtained under the condition that the light was incident on the array antenna. As is clear from FIG. 9, the bit error rate of the array antenna control device according to the embodiment can be made smaller than that of the conventional array antenna control device.

【００７３】以上詳述したように、実施の形態のアレー
アンテナの制御装置は、適応制御プロセッサ９とビーム
形成器Ｂ１とによって、チャンネル間干渉波をとり除く
ことができ、かつ直接波で受信された信号ｙ₁（ｔ）と
遅延波で受信された信号ｙ₂（ｔ）乃至ｙ_L（ｔ）のうち
所定のしきい値より大きい電力を有する信号を用いて、
最ゆう推定を行っているので、従来例のアレーアンテナ
の制御装置に比較して、ビット誤り率を小さくできる。As described in detail above, the array antenna control apparatus according to the embodiment can remove the inter-channel interference wave by the adaptive control processor 9 and the beamformer B1, and receives the direct wave. By using a signal having power larger than a predetermined threshold value among the signal y ₁ (t) and the signals y ₂ (t) to y _L (t) received by the delayed wave,
Since maximum likelihood estimation is performed, the bit error rate can be reduced as compared with the conventional array antenna control device.

【００７４】本発明の実施の形態のアレーアンテナの制
御装置においては、信号発生器１０は、トレーニング信
号をシンボル周期Ｔで繰り返し発生しているので、第１
乃至第（Ｌ−１）遅延波の遅延時間を測定する必要がな
く、アレーアンテナの制御装置の構成を簡単にできる。In the array antenna control apparatus according to the embodiment of the present invention, since signal generator 10 repeatedly generates a training signal at symbol period T, the first
It is not necessary to measure the delay time of the (L-1) th delayed wave, and the configuration of the array antenna control device can be simplified.

【００７５】以上の実施の形態では、信号発生器１０
は、トレーニング信号をシンボル周期Ｔで繰り返し発生
するように構成したが、本発明はこれに限らず、例えば
シンボル周期Ｔの１／２又は１／３等のシンボル周期Ｔ
の整数分の１の時間で繰り返し周期的に発生するように
設定してもよい。以上のように構成しても実施の形態と
同様に動作し、同様の効果を有する。In the above embodiment, the signal generator 10
Is configured so that the training signal is repeatedly generated at the symbol period T, but the present invention is not limited to this. For example, the symbol period T such as 又 は or の of the symbol period T is used.
May be set so as to occur repeatedly and periodically at a time that is 1 / integer of. Even with the above configuration, the same operation as in the embodiment is performed, and the same effect is obtained.

【００７６】以上の実施の形態では、適応制御プロセッ
サ９が出力する電力重み係数をそれぞれ、ウェイトベク
トルのノルム│Ｗ_k│の２乗の逆数に設定し、これを用
いて、最大比合成するように構成したが、本発明はこれ
に限らず、ウェイトベクトルのノルム│Ｗ_k│の逆数に
設定してもよい。以上のように構成することにより、乗
算器５−１乃至５−Ｌと加算器６とによって、信号を等
しい利得で合成する等利得合成を行っている。これによ
って、直接波で受信された信号と第１乃至第（Ｌ−１）
遅延波で受信された信号ｙ₂（ｔ）乃至ｙ_L（ｔ）の雑音
レベルを一定にして合成することができる。この場合、
最ゆう推定器７は、ウェイトベクトルのノルム│Ｗ_k│
の逆数を用いて最ゆう推定するように構成する。さら
に、本発明では、電力重み係数をウェイトベクトルのノ
ルム│Ｗ_k│の３乗の逆数等の他の値に設定しても、実
施の形態と同様に動作し、同様の効果を有する。In the above embodiment, each of the power weighting coefficients output from the adaptive control processor 9 is set to the reciprocal of the square of the norm │W _k │ of the weight vector, and the maximum ratio combination is performed by using this. However, the present invention is not limited to this, and may be set to the reciprocal of the norm | W _k | of the weight vector. With the above configuration, equal gain combining is performed by the multipliers 5-1 to 5-L and the adder 6 to combine signals with equal gain. Accordingly, the signal received by the direct wave and the first to (L-1)
Signals y ₂ (t) to y _L (t) received as delayed waves can be synthesized with a constant noise level. in this case,
The maximum likelihood estimator 7 calculates the norm | W _k |
The maximum likelihood is estimated using the reciprocal of. Furthermore, in the present invention, even if the power weighting factor is set to another value such as the reciprocal of the cube of the norm | W _k | of the weight vector, it operates in the same manner as the embodiment and has the same effect.

【００７７】以上の実施の形態では、信号選択器４を用
いて、所定のしきい値以上の電力を有する信号を選択す
るように構成したが、本発明はこれに限らず、信号選択
器４をとり除いて、ビーム形成器Ｂ１から出力される信
号をすべて用いるように構成してもよい。以上のように
構成しても実施の形態と同様に動作し、同様の効果を有
する。In the above embodiment, the signal selector 4 is used to select a signal having power equal to or higher than a predetermined threshold. However, the present invention is not limited to this. , And all the signals output from the beamformer B1 may be used. Even with the above configuration, the same operation as in the embodiment is performed, and the same effect is obtained.

【００７８】以上の実施の形態において、適応制御プロ
セッサ９は、Ｎ次元列ベクトルＸ（ｔ）の自己相関行列
Ｒｘｘと、トレーニング信号ｄ_k（ｔ）とＮ次元列ベク
トルＸ（ｔ）との間の相関ベクトルＶ_kｘｒとに基づい
て、ウェイトベクトルＷｋを演算するいわゆるウィナー
解と呼ばれる計算方法を用いて計算するように構成し
た。しかしながら、本発明はこれに限らず、再帰最小２
乗アルゴリズムのＲＬＳ（Recursive Least Sqeare）ア
ルゴリズムや最小２乗平均アルゴリズムであるＬＭＳ
（Least Mean Square）アルゴリズム等の他のアルゴリ
ズムを用いて、ウェイトベクトルＷｋを演算するように
適応制御プロセッサ９を構成してもよい。以上のように
構成しても、実施の形態と同様に動作し、同様の効果を
有するとともに、受信機又は送信機が高速で移動する場
合においても使用することができる。In the above-described embodiment, the adaptive control processor 9 calculates the correlation between the autocorrelation matrix Rxx of the N-dimensional column vector X (t) and the training signal d _k (t) and the N-dimensional column vector X (t). Is calculated using a so-called Wiener solution, which calculates a weight vector Wk based on the correlation vector V _k xr. However, the present invention is not limited to this.
LMS (Recursive Least Sqeare) algorithm of the square algorithm and LMS which is the least mean square algorithm
The adaptive control processor 9 may be configured to calculate the weight vector Wk using another algorithm such as a (Least Mean Square) algorithm. Even with the above configuration, it operates in the same manner as the embodiment, has the same effects, and can be used even when the receiver or the transmitter moves at high speed.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】 本発明の実施の形態のアレーアンテナの制御
装置のブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of an array antenna control device according to an embodiment of the present invention.

【図２】 （ａ）は、図１のアレーアンテナ１００で受
信される受信信号を示すグラフであり、（ｂ）は、図１
のビーム形成器Ｂ１から出力される信号ｙ_k（ｔ）を示
すグラフであり、（ｃ）は、図１の加算器６から出力さ
れる信号ｙを示すグラフである。2A is a graph showing a received signal received by the array antenna 100 of FIG. 1, and FIG. 2B is a graph of FIG.
2 is a graph showing a signal y _k (t) output from the beamformer B1 of FIG. 1, and (c) is a graph showing a signal y output from the adder 6 in FIG.

【図３】 図１の最ゆう推定器７によって実行される最
ゆう推定処理のメインルーチンのフローチャ−トであ
る。FIG. 3 is a flowchart of a main routine of a maximum likelihood estimation process executed by the maximum likelihood estimator 7 of FIG. 1;

【図４】 図３のメトリック及びパスヒストリ初期値設
定処理のサブルーチンのフローチャートである。FIG. 4 is a flowchart of a subroutine of a metric and path history initial value setting process of FIG. 3;

【図５】 図３のブランチメトリック及びパスヒストリ
計算処理のサブルーチンのフローチャートである。FIG. 5 is a flowchart of a subroutine of a branch metric and path history calculation process of FIG. 3;

【図６】 図３のブランチメトリック及びパスヒストリ
記憶処理のサブルーチンのフローチャートである。FIG. 6 is a flowchart of a subroutine of a branch metric and path history storage process of FIG. 3;

【図７】 図３のパスメトリック計算処理のサブルーチ
ンのフローチャートである。FIG. 7 is a flowchart of a subroutine of a path metric calculation process of FIG. 3;

【図８】 図３の受信シンボル判定処理のサブルーチン
のフローチャートである。FIG. 8 is a flowchart of a subroutine of a received symbol determination process in FIG. 3;

【図９】 図１の実施の形態のアレーアンテナの制御装
置と従来例のアレーアンテナの制御装置とにおける信号
対雑音電力比に対するビット誤り率を示すグラフであ
る。FIG. 9 is a graph showing a bit error rate with respect to a signal-to-noise power ratio in the array antenna control device of the embodiment of FIG. 1 and a conventional array antenna control device.

【図１０】 図１のアレーアンテナの制御装置におい
て、直接波で受信された信号ｙ₁（ｔ）に含まれる受信
シンボル列と第１遅延波で受信された信号ｙ₂（ｔ）に
含まれる受信シンボル列とを示す図である。10 is a diagram illustrating a received symbol sequence included in a signal y ₁ (t) received as a direct wave and a signal y ₂ (t) received as a first delayed wave in the array antenna control device of FIG. 1. FIG. 9 is a diagram illustrating a received symbol sequence.

【図１１】 従来例のアレーアンテナの制御装置を示す
ブロック図である。FIG. 11 is a block diagram showing a conventional array antenna control device.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１−１乃至１−Ｎ…同相分配器、 ＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｎ…受信モジュール、 Ｂａ−１乃至Ｂａ−Ｌ…ビーム選択器、 Ｂ１…ビーム形成器、 ＳＷ−１乃至ＳＷ−Ｌ…スイッチ、 ２−１−ｍ乃至２−Ｌ−ｍ，５−１乃至５−Ｌ…乗算
器、 ３−１乃至３−Ｌ，６…加算器、 ４…信号選択器、 ７…最ゆう推定器、 ８…復調器、 ９…適応制御プロセッサ、 １０…信号発生器、 １１…ＲＯＭ、 １００…アレーアンテナ、 １００−１乃至１００−Ｎ…アンテナ素子。1-1 to 1-N: In-phase distributor, RM-1 to RM-N: receiving module, Ba-1 to Ba-L: beam selector, B1: beam former, SW-1 to SW-L: switch 2-1-m to 2-Lm, 5-1 to 5-L Multipliers, 3-1 to 3-L, 6 Adders, 4 ... Signal selectors, 7 ... Maximum likelihood estimator, 8 demodulator, 9 adaptive control processor, 10 signal generator, 11 ROM, 100 array antenna, 100-1 to 100-N antenna elements.

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−164434（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−196921（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−86972（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−245526（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−45626（ＪＰ，Ａ)Continuation of the front page (56) References JP-A-6-164434 (JP, A) JP-A-6-196921 (JP, A) JP-A-7-86972 (JP, A) JP-A-7-245526 (JP, A) , A) JP-A-4-45626 (JP, A)

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 送信局からディジタル信号に従ってディ
ジタル変調された送信信号が送信された後、所定の配置
形状で近接して並置された複数Ｎ個のアンテナ素子から
なるアレーアンテナによって受信されたＮ個の受信信号
から、最も早くアレーアンテナに到達する直接波信号
と、上記直接波信号から遅延して到達する少なくとも１
つの遅延波信号とを用いて上記送信信号を取り出すため
のアレーアンテナの制御装置であって、 上記送信信号に含まれるトレーニング信号と同一の信号
を有するトレーニング信号を、所定の時間間隔で繰り返
し周期的に発生して出力する信号発生手段と、 上記各アンテナ素子によって受信されたＮ個の受信信号
を成分とするＮ次元列ベクトルに対して、上記直接波信
号と上記少なくとも１つの遅延波信号とに対応する複数
のウェイトベクトルを乗算することによって、上記直接
波信号と上記少なくとも１つの遅延波信号とを取り出し
て出力するビーム形成手段と、 上記信号発生手段から繰り返し出力された各トレーニン
グ信号と上記Ｎ次元列ベクトルとの間の相関ベクトル
と、上記Ｎ次元列ベクトルの自己相関行列とに基づい
て、上記ビーム形成手段から出力される上記直接波信号
と上記少なくとも１つの遅延波信号にそれぞれ含まれる
各トレーニング信号と、上記信号発生手段から繰り返し
出力されるトレーニング信号との差の２乗が最小になる
ように、上記直接波信号と上記少なくとも１つの遅延波
信号とにそれぞれ対応する複数のＮ次元のウェイトべク
トルを演算して出力するとともに、上記演算されたウェ
イトベクトルに基づいて、上記直接波信号及び上記少な
くとも１つの遅延波信号の電力の大きさにそれぞれ対応
した複数の電力重み係数を演算して出力する適応制御手
段と、 上記ビーム形成手段から出力された上記直接波信号と上
記少なくとも１つの遅延波信号とに対してそれぞれ、上
記適応制御手段から出力された上記対応する複数の電力
重み係数を乗じてそれぞれ出力する複数の乗算手段と、 上記乗算手段から出力された複数の信号を加算して出力
する加算手段と、 上記加算手段から出力された信号と上記適応制御手段か
ら出力された複数の電力重み係数とに基づいて、上記送
信信号に含まれるディジタル信号の取り得る既知の状態
遷移で推定される信号と上記加算手段から出力された信
号との距離が最小になるように、上記受信信号に含まれ
るディジタル信号を推定して出力する最ゆう推定手段と
を備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。1. After a transmission signal digitally modulated according to a digital signal is transmitted from a transmitting station, N transmission signals received by an array antenna composed of a plurality of N antenna elements closely arranged in a predetermined arrangement shape are received. Of the direct wave signal that arrives at the array antenna earliest from the received signal of at least one
An array antenna control device for extracting the transmission signal using the two delayed wave signals, wherein the training signal having the same signal as the training signal included in the transmission signal is periodically and periodically repeated at predetermined time intervals. And a signal generating means for generating and outputting the N-dimensional column vector having N received signals received by each of the antenna elements as components, for the direct wave signal and the at least one delayed wave signal. Beam forming means for extracting and outputting the direct wave signal and the at least one delayed wave signal by multiplying a plurality of corresponding weight vectors; each of the training signals repeatedly output from the signal generating means; Based on the correlation vector between the two-dimensional column vector and the autocorrelation matrix of the N-dimensional column vector, The square of the difference between each of the training signals respectively included in the direct wave signal and the at least one delayed wave signal output from the formation means and the training signal repeatedly output from the signal generation means is minimized. Calculating and outputting a plurality of N-dimensional weight vectors respectively corresponding to the direct wave signal and the at least one delayed wave signal, and based on the calculated weight vector, the direct wave signal and the Adaptive control means for calculating and outputting a plurality of power weighting factors respectively corresponding to the power level of at least one delayed wave signal; the direct wave signal output from the beam forming means; and the at least one delayed wave Each of the signals is multiplied by the corresponding plurality of power weighting coefficients output from the adaptive control means. A plurality of multiplying means for outputting; a plurality of adding means for adding and outputting a plurality of signals outputted from the multiplying means; a signal outputted from the adding means and a plurality of power weighting factors outputted from the adaptive control means. Is included in the reception signal so that the distance between the signal estimated from the known known state transition of the digital signal included in the transmission signal and the signal output from the addition means is minimized. An array antenna control device, comprising: a maximum likelihood estimating means for estimating and outputting a digital signal. 【請求項２】 上記信号発生手段は、上記送信信号に含
まれるトレーニング信号と同一の信号を有するトレーニ
ング信号を、上記送信信号に含まれるディジタル信号の
シンボル周期で繰り返し発生して出力することを特徴と
する請求項１記載のアレーアンテナの制御装置。2. The method according to claim 1, wherein the signal generating means repeatedly generates and outputs a training signal having the same signal as the training signal included in the transmission signal at a symbol period of a digital signal included in the transmission signal. The control device for an array antenna according to claim 1, wherein 【請求項３】 上記電力重み係数はそれぞれ、上記対応
するウェイトベクトルのノルムの２乗の逆数であること
を特徴とする請求項１又は２記載のアレーアンテナの制
御装置。3. The array antenna control device according to claim 1, wherein each of the power weighting coefficients is a reciprocal of a square of a norm of the corresponding weight vector. 【請求項４】 上記アレーアンテナの制御装置はさら
に、上記ビーム形成手段から出力される上記直接波信号
と上記少なくとも１つの遅延波信号のうち対応する上記
相関ベクトルの大きさが所定のしきい値より大きい信号
を選択して出力する信号選択手段を備えたことを特徴と
する請求項１、２又は３記載のアレーアンテナの制御装
置。4. The array antenna control device according to claim 1, wherein the magnitude of the correlation vector corresponding to the direct wave signal output from the beam forming means and the at least one delayed wave signal is a predetermined threshold value. 4. The array antenna control device according to claim 1, further comprising signal selection means for selecting and outputting a larger signal.