CN111669055B - 电压转换电路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本公开提供一种电压转换电路的控制方法，应用于电压转换电路，电压转换电路包括电性耦接的直流电压输入端、变压器原边开关网络、谐振电感、变压器、变压器副边开关网络、直流电压输出端，谐振电感与变压器串联连接，电压转换电路还包括与该谐振电感谐振的一谐振电容；控制方法包括控制变压器原边开关网络和变压器副边开关网络中的开关元件，使电压转换电路的总导通时间Ton与电压转换电路的谐振周期Tr的比值Ton/Tr的数值范围为(0,1.8)U(2.7,3.7)U(4.8,5.5)，且该电压转换电路的品质因数Q≤5。本公开实施例提供的控制方法可以降低电压转换电路的导通损耗、开关损耗，进而提升效率、降低成本。

Description

电压转换电路及其控制方法
技术领域
本公开涉及电源电路技术领域，具体而言，涉及一种电压转换电路及其控制方法。
背景技术
图1所示为两级级联的变换器结构，通常采用先降压后调压的工作方式。例如，第一级变换器可以采用高效的直流变压器将输入的48V母线电压(Uin)降为较低的中间母线电压(Uib)，例如4V，效率为η1，第二级变换器采用多相交错并联的BUCK变换器，通过闭环控制BUCK输出电压Uo，效率为η2，保证负载(例如处理器芯片)的供电。
图2所示为图1中两级变换器的第一级变换器的典型拓扑—LLC串联谐振电路，图3A～图3C是图2所示LLC电路的运行波形示意图。图2所示LLC电路可以通过调整变压器T1的励磁电流来在原边开关元件(Q1～Q4)的死区时间(图3A中的t2-t3,t5-t6)内充放原边开关元件的寄生电容从而实现原边开关元件的ZVS(Zero Voltage Switch，零电压开关)运行，实现了极小的开关元件开通损耗；同时谐振的方式让原边开关元件可以实现较小的关断电流，从而减少关断损耗。
这种LLC电路采用了原边串联谐振方式，以电流0值为中心值进行谐振，谐振过程中传递能量的最大时间为一个谐振周期。如图3A所示，当开关频率fs小于谐振频率fr(fs<fr)时，在t1时刻，谐振电感Lr上的电流iLr等于励磁电流iLm，Lr与Cr停止谐振，所以在半个周期内，Lr的谐振时间最多为半个谐振周期。这样在半个周期内由一次侧向二次侧传递能量的时间是t0-t1时间段，t1～t2时间段不传递能量。参考图3A～图3C，在fs<fr、fs＝fr、fs>fr三种工作状态下谐振电感Lr的谐振电流波形均接近正弦波。随着开关频率fs的继续升高，谐振电流波形则由正弦波逐渐趋向于三角波。在理论上而言，相同的平均电流情况下，正弦波的有效值是方波有效值的1.1倍，三角波的有效值是方波的有效值的1.15倍。因此LLC电路的谐振电流iLr的有效值较大，从而使LLC电路的通态损耗较大。
为了实现高功率密度的电压转换电路，提高开关频率可以有效的减少体积最大的磁性元件从而提高功率密度。然而随着开关频率的提高和电路体积的缩小，散热变得更加困难，所以需要大幅减少变换器的损耗以达到相应的热平衡，而图2所示的LLC电路在开关频率提高时会增加电路损耗。
需要说明的是，在上述背景技术部分公开的信息仅用于加强对本公开的背景的理解，因此可以包括不构成对本领域普通技术人员已知的现有技术的信息。
发明内容
本公开的目的在于提供一种电压转换电路及其控制方法，用于至少在一定程度上克服由于相关技术的限制和缺陷而导致的谐振电路自身的电流有效值大而造成的电路损耗大的问题。
根据本公开的一个方面，提供一种电压转换电路的控制方法，应用于电压转换电路，所述电压转换电路包括电性耦接的直流电压输入端、变压器原边开关网络、谐振电感、变压器、变压器副边开关网络、直流电压输出端，所述谐振电感与所述变压器串联连接，所述电压转换电路还包括与该谐振电感谐振的谐振电容；包括：
控制所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络中的开关元件，使所述电压转换电路的总导通时间Ton与所述电压转换电路的谐振周期Tr的比值Ton/Tr的数值范围为(0,1.8)U(2.7,3.7)U(4.8,5.5)，且该电压转换电路的品质因数Q≤5，其中，Q＝SQRT(Lr_eqv/Cr_eqv)/Ro，Lr_eqv是所述电压转换电路的等效谐振电感，Cr_eqv是所述电压转换电路的等效谐振电容，Ro是所述电压转换电路的内阻；
其中，所述谐振电容设置于所述直流电压输入端与所述变压器原边开关网络之间或者所述直流电压输出端与所述变压器副边开关网络之间。
在本公开的一种示例性实施例中，还包括：
控制所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络中的开关元件，使得所述电压转换电路的谐振电流在波谷处中断。
在本公开的一种示例性实施例中，所述谐振电容位于所述直流电压输入端与所述变压器原边开关网络之间，所述电压转换电路还包括位于所述直流电压输入端和所述谐振电容之间的滤波网络；或者，所述谐振电容设置于所述直流电压输出端与所述变压器副边开关网络之间，所述电压转换电路包括位于所述谐振电容和所述直流电压输出端之间的滤波网络。
在本公开的一种示例性实施例中，所述滤波网络包括滤波电感和滤波电容，根据所述滤波电感得到的所述电压转换电路的等效滤波电感Lf_eqv与等效谐振电感Lr_eqv满足Lf_eqv>5Lr_eqv。
在本公开的一种示例性实施例中，所述变压器的等效励磁电感的电感值Lm_eqv与所述电压转换电路的等效谐振电感的电感值Lr_eqv的比值大于30。
在本公开的一种示例性实施例中，Ton/Tr的数值范围为(1.5,1.7)U(3.1,3.3)U(5.2,5.4)。
根据本公开的一个方面，提供一种电压转换电路，包括：
电性耦接的直流电压输入端、变压器原边开关网络、变压器、变压器副边开关网络、直流电压输出端；
谐振电感和谐振电容，所述谐振电感和所述变压器的原边绕组或副边绕组串联连接，所述谐振电容位于所述直流电压输入端与所述变压器原边开关网络之间或者所述直流电压输出端与所述变压器副边开关网络之间，所述电压转换电路的品质因数Q≤5；
控制器，耦接于所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络，用于控制所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络中的开关元件，使所述电压转换电路的总导通时间Ton与所述电压转换电路的谐振周期Tr的比值Ton/Tr的范围是(0,1.8)U(2.7,3.7)U(4.8,5.5)。
在本公开的一种示例性实施例中，所述控制器还用于控制所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络中的开关元件，使得所述电压转换电路的谐振电流在波谷处中断。
在本公开的一种示例性实施例中，所述变压器原边开关网络是全桥电路、半桥电路、正激电路、双管正激电路、有源钳位电路、推挽电路之一；所述变压器副边开关网络是全波整流电路、全桥整流电路或半波整流电路。
在本公开的一种示例性实施例中，所述谐振电容位于所述直流电压输入端与所述变压器原边开关网络之间，所述电压转换电路还包括位于所述直流电压输入端和所述谐振电容之间的滤波网络；或者，所述谐振电容设置于所述直流电压输出端与所述变压器副边开关网络之间，所述电压转换电路包括位于所述谐振电容和所述直流电压输出端之间的滤波网络。
在本公开的一种示例性实施例中，所述滤波网络包括滤波电感和滤波电容，根据该滤波电感得到的等效滤波电感Lf_eqv与所述电压转换电路的等效谐振电感Lr_eqv满足Lf_eqv>5Lr_eqv。
在本公开的一种示例性实施例中，所述谐振电感为所述变压器的寄生电感。
在本公开的一种示例性实施例中，所述变压器的等效励磁电感的电感值Lm_eqv与所述电压转换电路的等效谐振电感的电感值Lr_eqv的比值大于30。
在本公开的一种示例性实施例中，所述Ton/Tr的数值范围为(1.5,1.7)U(3.1,3.3)U(5.2,5.4)。
在本公开的一种示例性实施例中，Q≤2。
根据本公开的一个方面，提供一种电压转换电路的控制方法，应用于电压转换电路，所述电压转换电路包括电性耦接的直流电压输入端、变压器原边开关网络、谐振电感、变压器、变压器副边开关网络、谐振电容、直流电压输出端，所述谐振电感与所述变压器的原边绕组或副边绕组串联连接，所述谐振电容位于所述直流电压输入端与所述变压器原边开关网络之间或者所述直流电压输出端与所述变压器副边开关网络之间，包括：
控制所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络中的开关元件，使所述电压转换电路的总导通时间Ton与所述电压转换电路的谐振周期Tr的比值Ton/Tr≤5.5，且该电压转换电路的品质因数Q≤2，其中，Q＝SQRT(Lr_eqv/Cr_eqv)/Ro，Lr_eqv是所述电压转换电路的等效谐振电感，Cr_eqv是所述电压转换电路的等效谐振电容，Ro是所述电压转换电路的内阻。
在本公开的一种示例性实施例中，还包括：
控制所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络中的开关元件，使得所述电压转换电路的谐振电流在波谷处中断。
根据本公开的一个方面，提供一种电压转换电路，包括：
电性耦接的直流电压输入端、变压器原边开关网络、变压器、变压器副边开关网络、直流电压输出端；
谐振电感和谐振电容，所述谐振电感和所述变压器的原边绕组或副边绕组串联连接，所述谐振电容位于所述直流电压输入端与所述变压器原边开关网络之间或者所述直流电压输出端与所述变压器副边开关网络之间，所述转换电路的品质因数Q≤2；
控制器，耦接于所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络，用于控制所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络中的开关元件，使所述电压转换电路的总导通时间Ton与所述电压转换电路的谐振周期Tr的比值的范围为Ton/Tr≤5.5。
在本公开的一种示例性实施例中，所述控制器还用于控制所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络中的开关元件，使得所述电压转换电路的谐振电流在波谷处中断。
在本公开的一种示例性实施例中，所述变压器原边开关网络的电路形式包括全桥电路、半桥电路、正激电路、双管正激电路、有源钳位电路，推挽电路；所述变压器副边开关网络的电路形式包括全波整流电路、全桥整流电路或半波整流电路。
在本公开的一种示例性实施例中，所述谐振电容位于所述直流电压输入端与所述变压器原边开关网络之间，所述电压转换电路还包括位于所述直流电压输入端和所述谐振电容之间的滤波网络；或者，所述谐振电容设置于所述直流电压输出端与所述变压器副边开关网络之间，所述电压转换电路包括位于所述谐振电容和所述直流电压输出端之间的滤波网络。
在本公开的一种示例性实施例中，所述滤波网络包括滤波电感和滤波电容，根据该滤波电感得到的等效滤波电感Lf_eqv与所述电压转换电路的等效谐振电感Lr_eqv满足Lf_eqv>5Lr_eqv。
在本公开的一种示例性实施例中，所述变压器的等效励磁电感的电感值Lm_eqv与所述电压转换电路的等效谐振电感的电感值Lr_eqv的比值大于30。
本公开实施例通过控制电路导通时间与谐振周期的比值Ton/Tr以及电路品质因数Q的值降低导通电流有效值，可以降低电压变换电路的导通损耗。
应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。
附图说明
此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本公开的实施例，并与说明书一起用于解释本公开的原理。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是两级级联的变换器结构示意图。
图2是图1中两级变换器的第一级变换器的典型拓扑—LLC串联谐振电路的示意图。
图3A是图2所示LLC电路在开关频率小于谐振频率时的运行波形示意图。
图3B是图2所示LLC电路在开关频率等于谐振频率时的运行波形示意图。
图3C是图2所示LLC电路在开关频率大于谐振频率时的运行波形示意图。
图4A～图4D是本公开提供的电压转换电路的示意图。
图5是图4B所示电路的一个实施例。
图6A～图6D为图5所示电路的工作模式示意图。
图7是图6A、图6C所示电路的等效电路示意图。
图8是图7所示等效电路中的等效谐振电流i_Lr_eqv的波形示意图。
图9为不同参数配置下图6B中的i_Lr_eqv在t0-t1时段内的仿真波形。
图10为开关元件Q5的电流有效值与负载的比值RMS_IQ5/Io(纵轴)与电路的品质因数Q的关系图。
图11是不同Q值、不同Ton/Tr值下，开关元件Q5的电流有效值与输出电流Io的比值RMS_IQ5/Io的变化曲线。
图12是图6C所示电路的又一种等效电路。
图13是图12所示等效电路的谐振效果示意图。
图14是图6C所示电路的又一种等效电路。
图15是本公开实施例的电路形态中变压器原边电路为半桥电路、变压器副边电路为全波整流电路的半桥谐振电路。
图16是本公开实施例包括的电路形态中变压器原边电路为全桥电路、变压器副边电路为全桥整流电路的全桥谐振电路。
图17是本公开实施例包括的电路形态中变压器原边电路为有源钳位正激电路、变压器副边电路为半波整流电路的谐振电路。
图18是本公开实施例包括的电路形态中变压器原边电路为推挽电路、变压器副边电路为全波整流电路的谐振电路。
图19是本公开实施例包括的电路形态中变压器原边电路为推挽正激电路、变压器副边电路为全波整流电路的谐振电路。
图20是图4A所示电路的一个实施例的示意图。
图21是本公开实施例的电路形态中变压器原边电路为全桥电路、变压器副边电路为全桥整流电路的谐振电路。
图22是本公开实施例的电路形态中变压器原边电路为推挽电路、变压器副边电路为全波整流电路的谐振电路。
图23是本公开实施例的电路形态中变压器原边电路为推挽正激电路、变压器副边电路为全波整流电路的谐振电路。
图24是对应于图4D的一个实施例中变压器原边电路为有源钳位正激电路、变压器副边电路为半波整流电路的谐振电路。
图25是对应于图4C的一个实施例中变压器原边电路为全桥电路、变压器副边电路为全波整流电路的全桥谐振电路。
具体实施方式
现在将参考附图更全面地描述示例实施方式。然而，示例实施方式能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的范例；相反，提供这些实施方式使得本公开将更加全面和完整，并将示例实施方式的构思全面地传达给本领域的技术人员。所描述的特征、结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或更多实施方式中。在下面的描述中，提供许多具体细节从而给出对本公开的实施方式的充分理解。然而，本领域技术人员将意识到，可以实践本公开的技术方案而省略所述特定细节中的一个或更多，或者可以采用其它的方法、组元、装置、步骤等。在其它情况下，不详细示出或描述公知技术方案以避免喧宾夺主而使得本公开的各方面变得模糊。
此外，附图仅为本公开的示意性图解，图中相同的附图标记表示相同或类似的部分，因而将省略对它们的重复描述。附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以采用软件形式来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。
下面结合附图对本公开示例实施方式进行详细说明。
为了在开关频率提高的情况下降低电路损耗，本公开实施例从降低导通损耗入手。
如果通过使用导通电阻更小的元器件和变压器来降低导通损耗，会导致元件成本上升、变压器体积增加，因此本公开实施例通过降低电流有效值(RMS)来降低导通损耗。
开关损耗包含了开通损耗和关断损耗。减少开通损耗，最有效的方式是实现器件的零电压开通(ZVS)；减少关断损耗，则需要减小器件的关断电流。
图4A～图4D是本公开提供的电压转换电路400的示意图。
电压转换电路400可以包括：
直流电压输入端41，用于接收输入直流电压Vin；
变压器原边开关网络42；
变压器43；
变压器副边开关网络44；
直流电压输出端45，用于输出直流电压Vo；
谐振电感Lr，与变压器43的原边绕组串联(图4A、图4B)或与变压器的副边绕组串联(图4C、图4D)；
谐振电容Cr，位于直流电压输入端41与变压器原边开关网络42之间(图4A、图4C)或位于直流电压输出端45与变压器副边开关网络44之间(图4B、图4D)；
控制器46，耦接于变压器原边开关网络42和变压器副边开关网络44，用于控制变压器原边开关网络42和变压器副边开关网络44中的开关元件。控制器46可以包含多个子控制器，例如一个子控制器控制变压器原边开关网络，另一个子控制器控制变压器副边开关网络，本申请并不以此为限。
图5是图4A～图4D所示电路的一个实施例。
在图5所示实施例中，当谐振电容Cr设置于直流电压输出端45与变压器副边开关网络44之间时，电压转换电路还可以包括位于谐振电容Cr和直流电压输出端45之间的滤波网络47。
上述滤波网络例如包括滤波电感Lo和滤波电容Co。
参考图5，相对于图2所示的LLC线路，图5所示电路的谐振电容Cr没有和谐振电感Lr直接串联，而是放在了变压器副边开关网络-同步整流管网络之后，在Cr之后还串接了一个由滤波电感Lo及滤波电容Co组成的滤波网络47，滤波网络47将Cr上的电压滤波后在滤波电容Co上形成最终的输出Vo。当然，Cr的输出也可以直接成为该电路的最终输出也即负载可以直接并联在Cr两侧(如图4B)。在此电路中，由于同步整流网络(变压器副边开关网络44)已将变压器副边的交流波形整成了直流波形，而Cr位于该网络后并与该网络的输出并联，因此可以认为Cr位于直流侧且与Lr谐振，Lr上的谐振电流为交流电流，经过整流电路(变压器副边开关网络44)后与Cr谐振，交流部分流向Cr而直流部分流向负载。为了减少输出纹波，增加了滤波网络，如图滤波网络47中的Lo与Co也参与了谐振，滤波网络对谐振波形的影响具体由Lr、Cr、Lo、Co的取值决定。谐振电容Cr放置在直流端与输出负载并联意味着相同负载下，负载所有电流流经谐振电容Cr，由于谐振电流的直流部分直接流向了负载，流经Cr的电流得到了减少，可以实现ZVS。在开关频率接近谐振频率时，谐振电流的波形接近于正弦波。
图6A～图6D为图5所示电路的工作模式示意图。
参考图6A及图6B，在t0～t1阶段，Q1、Q4与Q5导通，Q1、Q2的中点A的中点电压VA等于直流输入电压Vin，Q3、Q4的中点B的中点电压VB等于GND(即为0)，原边开关网络42的两个开关桥臂的中点电压VAB相当于Vin。谐振电感Lr与谐振电容Cr、滤波电感Lo、滤波电容Co一起谐振，谐振电流i_Lr流过变压器一次侧绕组将能量Vin传输至变压器二次侧绕组，在Cr上产生输出电压VCr。此时变压器43的激磁电感Lm两端的电压为VCr*N(N为变压器匝比)，激磁电流i_Lm由负值逐渐转为正值。在VCr基本稳定的情况下，i_Lm可认为基本上是线性增加的状态。图6B是图6A中电流和电压的波形。
参考图6C及图6D，在t1～t2阶段，Q1、Q4与Q5关断，谐振电流i_Lr下降至与激磁电流i_Lm相同之后i_Lm对Q1、Q4和Q5的结电容充电，同时对Q2、Q3和Q6的结电容进行放电，此时VA电压下降并且在t2时刻下降至0，而VB电压上升并且在t2时刻上升至Vin。在t2时刻开通Q2及Q3，则Q2及Q3为零电压开通。这样，从t0～t2，半个周期的工作结束。另外半个周期的工作时序与该半周期类似。
对于图6A所示的t0～t1阶段，若Lm>>Lr或Lo、Co>>Cr、Io>>i_Lm，该拓扑可以简化为如图7所示的等效电路。
在图7中，Ro是电压变换电路的等效内阻，等效于变压器副边电路的等效串联电路内阻，包含了变压器原边开关网络的阻抗、变压器副边开关网络如同步整流管Q5、Q6的阻抗、变压器的原副边绕组的阻抗以及线路上连接的阻抗等；Lr_eqv为电路的等效谐振电感，由谐振电感Lr等效至变压器副边电路得到，当谐振电感Lr位于变压器原边时，等效谐振电感Lr_eqv＝Lr/N2，N为变压器原边绕组与副边绕组的匝比；i_Lr_eqv为电路的等效谐振电流，由谐振电流i_Lr等效至变压器副边电路得到，即i_Lr_eqv＝i_Lr*N；Cr_eqv为电路的等效谐振电容，由谐振电容Cr等效至变压器副边电路得到，当谐振电容Cr位于变压器副边电路时，等效谐振电容Cr_eqv＝Cr；Lf_eqv为电路的等效滤波电感，由滤波电感折算至变压器副边电路得到，当滤波电感Lo位于变压器副边电路时，Lf_eqv＝Lo；Cf_eqv为电路的等效滤波电容，由滤波电容折算至变压器副边电路得到，当滤波电容Co位于变压器副边电路时，Cf_eqv＝Co。
由图7所示等效电路可以看出，在图6B和图6D所示的t0～t1时刻，电路的等效谐振电流i_Lr_eqv包含了输出电流Io的部分，以Io为中心值进行谐振，具体波形如图8所示。
图8是等效谐振电流i_Lr_eqv的波形示意图。
图8中的横轴为时间轴。在Q1、Q4导通的状态下，等效谐振电流i_Lr_eqv一直围绕着输出电流Io的值变化，即等效谐振电流的平均值为Io。随着Q1和Q4在不同时刻(A、B、C时刻)关断，等效谐振电流呈现出不同波形。在图6A中i_Lr_eqv的波形是由Q1、Q4和Q5在C点处关断得到，如果提早或延迟Q1、Q4和Q5的关断时刻，则可获得不同的电流波形，例如在电流波形的波谷附近A点或者B点处关断。因此，在不同时刻控制原边开关网络和副边开关网络中的开关元件关断可以使谐振电流呈现不同的波形，可以在相同的电流平均值的状况下得到不同的电流有效值RMS。例如利用电流波谷检测电路来检测谐振电流波形，当检测到电流波谷时，通过控制器控制原副边开关元件在电流波形位于A点或者B点处关断以实现波谷中断，由于A/B点位于电流的波谷处，因此相比其他关断点，例如C点，关断损耗较小。
根据对图6A～图6D的分析，可知只要激磁电流大于零即可实现开关元件的零电压开通。由于等效谐振电流i_Lr_eqv在半个开关周期内是围绕Io进行谐振，因此关断点可以在Q1、Q4或Q2、Q3开通后半个开关周期内的任意时间点，此时只需要励磁电流方向正确即可实现零电压开通。
由此，控制开关元件的导通时间可以获得不同的导通电流波形，控制电流波形的周期(谐振周期)也可以获得不同的导通电流波形，不同的导通电流波形具有不同的导通电流有效值RMS，因此，可以同时控制开关元件的导通时间和谐振周期来获取不同的导通电流有效值RMS，进而降低电路的导通电流有效值RMS。
在本公开实施例中，通过控制开关元件的导通时间Ton与谐振周期Tr的比值关系Ton/Tr来改变(例如减小)开关元件以及变压器的导通电流有效值(RMS)，这种方式不影响开关元件的零电压开通(ZVS)。其中开关元件的导通时间Ton指的是一个开关周期内去除死区时间的部分，如图6B和图6D中的(t0-t1)+(t2-t3)时段；谐振周期Tr则是指图6A和图6C中由Lr、Cr、Lo、Co、Lm等共同形成的谐振周期。
图7所示等效电路的谐振周期Tr由等效滤波电感Lf_eqv与等效滤波电容Cf_eqv的串联阻抗再与等效谐振电感Lr_eqv并联得到的等效电感，与等效谐振电容Cr_eqv共同确定。在Lf_eqv>>Lr_eqv，例如Lf_eqv>5*Lr_eqv，且Cf_eqv>>Cr_eqv，例如Cf_eqv>5*Cr_eqv的条件下，有如下公式：
Figure BDA0001989024560000121
其中，当谐振电感Lr位于变压器原边电路时，Lr_eqv＝Lr/N2，N为变压器原边绕组与副边绕组的匝比；当谐振电感Lr位于变压器副边电路时，Lr_eqv＝Lr。当谐振电容Cr位于变压器原边电路时，Cr_eqv＝Cr*N2；当Cr位于变压器副边电路时，Cr_eqv＝Cr。
在此假设条件下，如果固定导通时间Ton，可以调整谐振周期Tr来减小导通电流有效值。谐振周期Tr的改变可以通过在相同负载条件下维持相同的等效电感、改变等效谐振电容Cr_eqv的值来获得，也可以维持Cr_eqv值不变而改变等效电感，或者二者一起改变。由此，改变Ton与Tr的比值可以获得变化的电流有效值，例如较小的电流有效值。
图9为不同参数配置下图6B中的晶体管Q5上的电流IQ5在t0-t1时间段内的仿真波形。其中，Lr_eqv/Cr_eqv＝1/90000，电压转换电路的输出电流Io＝50A，开关频率fs＝900kHz，波形占空比Duty＝90％，变压器匝比N＝6。
在图9所示仿真过程中，固定开关元件的导通时间Ton，可以通过改变Lr_eqv、Cr_eqv的值来获得不同的谐振周期Tr，使Ton/Tr变化，进而改变电流波形、改变电流有效值。参考图9，随着Ton/Tr从2.2变化到3.12，电流有效值从42.5变化到49.1。可见，通过调整导通时间与谐振周期的关系，改变导通时间与谐振周期的比值，可以降低电流有效值，进而减少电路的导通损耗，有利于提高效率、减少成本。
由于谐振周期Tr主要是由电压转换电路的等效谐振电感Lr_eqv与等效谐振电容Cr_eqv决定的，所以相同的谐振周期下可以有无数个的等效谐振电感值与等效谐振电容值的组合。
图10为开关元件Q5的电流有效值与负载的比值RMS_IQ5/Io(纵轴)与电路的品质因数Q的关系图。
在图10中，
Figure BDA0001989024560000131
开关频率fs＝900kHz，电流波形的占空比Duty＝0.9，开关元件的导通时间与谐振周期的比值Ton/Tr＝2，Io＝50A。由图10可见，Q值越大，RMS_IQ5/Io越大，Q5上的有效电流值越大，即Q值与电流有效值成正比。
由于Q值和Ton/Tr的值都会影响开关元件的电流有效值，图11给出了一系列不同的Q值、不同的Ton/Tr值下，开关元件Q5的电流有效值与输出电流Io的比值RMS_IQ5/Io的变化曲线。
在图11中，横轴为Ton/Tr，纵轴为RMS_IQ5/Io。由图11可知，Q取值1.9～5.0、Ton/Tr取值0.6～11时，电流有效值与负载的比值RMS_IQ5/Io在0.83到1.08之间变化，其变化范围超过30％。而由于导通损耗与电流有效值的平方成正比，意味着导通损耗的变化范围超过69％。因此，选择适当的Q值和Ton/Tr可以电路工作在较低的电流有效值，以获得较低的导通损耗，进而提高电路效率或在相同电路效率下降低对元件的参数要求从而降低成本。
由图11可以看出，同样的Q值下，Ton/Tr取值在1.6、3.2和5.3附近时，电流有效值最小；同样的Ton/Tr下，Q值越小，电流有效值也越小。对于广泛应用的LLC谐振电路而言，其开关元件的电流有效值与负载的比值在0.9附近。因此，为了获得比LLC谐振电路更低的电流有效值，本公开实施例控制Ton/Tr的范围为Ton/Tr∈(0,1.8)U(2.7,3.7)U(4.8,5.5)，符号“U”是并集的意思。同时Q≤5，来控制RMS_IQ5/Io＜0.9。例如取Q＝1.9、Ton/Tr＝1.6时，可以得到比LLC电路的导通电流小约9％的导通电流，意味着在相同的导通电阻下可以降低19％左右的导通损耗。
特别地，当Q≤5，Ton/Tr的取值范围为(1.5,1.7)U(3.1,3.3)U(5.2，5.4)时，RMS_IQ5/Io的波形位于波谷，也即可以为一个较小的值，导通损耗最小，此时电路可以运行在损耗较低的工作状态；尤其是当Ton/Tr取值为(1.5,1.7)或(3.1,3.3)，且Q≤3时，RMS_IQ5/Io<0.85，相对常用的LLC谐振电路而言通态损耗将减少10％。
此外，由图11看出，当Q≤2，Ton/Tr<＝11时，RMS_IQ5可以取得较低的有效值。也就是说，当满足Q≤2时，Ton/Tr的取值范围相对更宽，谐振电感和谐振电容的取值设计更为灵活，感量或容量变化对器件电流有效值和电路总体效率的影响都较小。但是值得注意的是，当Ton/Tr取值过大时，例如Ton/Tr>5.5，由于电路的谐振周期较短、谐振频率较高，变换器中的导体(例如变压器的原副边绕组、变换器中起连接作用的铜等)由于集肤效应和邻近效应作用，谐振频率下的交流电阻会增大，此时虽然电流有效值较小，但交流电阻大，因此总损耗仍然会增大。因此，在本公开实施例中，设置Q≤2，Ton/Tr≤5.5，以实现最优效果。
在如图2所示的现有LLC电路中，为了得到较小纹波的输出，输出电容Co需要选择较大的容量，这样就需要较多的输出电容，而这会占据较大的空间以及增加成本。另外，为了不影响Lr与Cr构造出的谐振频率点，保证串联谐振电路的正常运行，Co仍需要选择较大电容容量。此外，为了得到较准确的谐振频率来保证准确的开关动作点，Cr一般需采用温度与电压特性较好的电容，如C0G材质的陶瓷电容，这将使得电容使用的成本升高。
相比于图2中LLC电路中既需要较多的输出电容、又需要特性较好的谐振电容，图5所示实施例不但谐振电容数量大大减少，且由于Ton/Tr可在较宽的范围内均能实现较低的电流有效值，因此对谐振电容的温度和电压特性要求也相对较低，极大降低了电容的成本。同理，谐振电容在输入侧的实施例同样具有电容量小、电容成本低的优势。
在一个实施例中，当谐振电感仅由变压器漏感和线路上的寄生电感构成而无外加电感时，Q＝SQRT((Lr/N^2)/Cr)/Ro可取得最小值，在此条件下选取Ton/Tr在1.6附近可获得最小的电流有效值。
以上实施例虽然以RMS_IQ5/Io≤0.9为基准确定Q和Ton/Tr的取值，但是在实际应用中，还可以通过其他预设值来确定Q和Ton/Tr的取值，本公开不以此为限。
除此之外，考虑到直流电压输出端45可能接各种负载，而在实际工作中负载可能是后级变换器，带来各种不同等级的输入电容，无法保证Co>>Cr。这样不同的后级变换器会导致谐振频率点发生变化，从而使电压转换电路的特性发生变化或偏离较优的工作点。由于电路的谐振频率为图7中电路的等效滤波电感Lf_eqv与等效滤波电容Cf_eqv的串联阻抗再与Cr_eqv并联得到的等效电容，再与等效谐振电感Lr_eqv形成谐振周期，因此，在负载电容不同的情况下，等效滤波电感Lf_eqv的值会影响其与Cf_eqv以及后级输入电容的串联阻抗值，进一步影响电路的谐振频率。为了降低负载电容变化对电路的实际影响，可以调整电路的等效滤波电感Lf_eqv与等效谐振电感Lr_eqv的关系。例如增大等效滤波电感Lf_eqv而保持同样的Lr_eqv，这样可以增大滤波电路的串联阻抗，因此串联阻抗再与Cr_eqv并联后的等效电容也就更接近于Cr_eqv自身的值，对谐振频率的影响减小。
在本公开实施例中，可以使Lf_eqv>5Lr_eqv，此时滤波电感上的阻抗足够大，并在滤波电路的串联总阻抗中占主导，而后级电容的变化对滤波网络的串联总阻抗较小，因此后级负载电容的变化对本级电压转换电路谐振频率的影响较小。
通过以上控制方法可以有效降低电路的导通损耗，进而降低电路损耗。此外，还可以通过降低元件的开关损耗即开通损耗与关断损耗来降低电路损耗。
在选择了合适的Ton/Tr和Q的数值范围(例如Ton/Tr∈(0,1.8)U(2.7,3.7)U(4.8,5.5)，Q≤5)的情况下，由于电流在正弦震荡，在电流波形达到低谷附近时(如图8所示的A、B两点附近)关断Q1、Q2或者是Q3、Q4，可以同时减少Q1～Q4的关断损耗。
对于开通损耗，关键点在实现零电压开关ZVS。在上述t1～t2时段中，假设Lf_eqv>>Lr_eqv，从图6C中的模态分析电路可以得到图12的等效电路，其中Cp为Q1～Q4的结电容Coss1折算至变压器副边电路的等效电容，由于Q1～Q4位于变压器原边电路，Cp＝Coss1*N2，N为变压器原副边绕组的匝比；Cs为Q5、Q6的结电容Coss2折算至变压器副边电路的等效电容，由于Q5、Q6位于变压器副边电路，Cs＝Coss2。
在t1～t2时段中，变压器激磁电感Lm上流过的电流幅值变化较小，Lm在t1～t2时段中可以看作一个电流源i_Lm。进一步等效至变压器副边电路时，Lm可等效为Lm_eqv，即Lm_eqv＝Lm/N2。其中，变压器激磁电感Lm的值为从变压器原边测得。由于流过Lm_eqv的电流变化也很小，因此该电流可以等效为图12中的电流源i_Lm_eqv，且i_Lm_eqv＝i_Lm*N。
从图12可以得到，在零电压开关实现过程中Lr_eqv会与Cp、Cs产生谐振，这个谐振的初始电流i_Lr_eqv＝i_Lm_eqv，在i_Lm_eqv确定的情况下，谐振的幅值由Lr_eqv的大小决定。Lr_eqv越小，谐振电流越小，Cp与Cs的电压变化就能够越平滑以及同步；Lr_eqv越大，Cp与Cs的电压变化越不同步，如图13所示。
Lr_eqv引入了震荡，因此会出现Cs与Cp上的电压下降到0点的不同步。而从状态分析可知，一般是V_Cs先于V_Cp到达0，一旦V_Cs先到达0，意味着二极管Q6的结电容上电压到达0，二极管Q6导通，电路进入另外一个模态，如图14所示。
由于实际电路中Cr_eqv>>Cs，所以可以看做i_Lm_eqv被Cr_eqv所短路，将不能参与到Cp的零电压开关过程，Cp仅仅依靠Lr_eqv的能量继续进行充放电。同时Cp与Cr_eqv上的电压叠加后，Lr_eqv上的电流将迅速的减少，Lr_eqv上的能量较难对Cp上完成充放电。由于实际Lr_eqv对Cp充放电的时间较短，难以精确控制实现ZVS的时间。更严重的情况是，如果Lr_eqv接近Lm_eqv的值，可能Lr_eqv上震荡的电流幅值会超出i_Lm_eqv而出现负向电流，完全不能够实现ZVS。因此为了确保实现零电压开关，需要大幅减少Lr_eqv的数值，尽量减少在死区时间内Lr_eqv与寄生电容产生谐振的可能。进一步地，开关器件采用GaN等器件，有利于减少开关损耗。
在本公开的一个实施例中，控制等效励磁电感Lm_eqv远大于等效谐振电感Lr_eqv，例如Lm_eqv/Lr_eqv>30，以使等效谐振电感上在死区时间内能量远小于等效励磁电感，使实现ZVS的能量基本由等效励磁电感产生，Cp与Cs上可以基本达到同步实现ZVS。该比值的阈值数值仅为参考，本领域技术人员可以对该比值设置更大阈值。
综上所述，本公开实施例提供的控制方法，通过控制Ton/Tr以及Q的值降低导通电流有效值，可以降低电压变换电路的导通损耗；进一步地，通过控制电路等效励磁电感和电路等效谐振电感的比值Lm_eqv/Lr_eqv大于30，可以有效实现开关元件的零电压开关；进一步地，通过控制开关元件使谐振电流在波谷中断，可以减小关断损耗。因此，应用本公开实施例提供的控制方法的电压转换电路更加适合工作在高开关频率场景下，尤其在开关频率大于200kHz时。此外，由于开关频率提高，变压器体积大幅减小，变压器的漏感(可作为谐振电感)也随之减小，因此更容易实现较低的Q值，从而获得更低的开关元件电流有效值。
除了图5所示的变压器原边电路为全桥电路、变压器副边电路为全波整流电路的谐振电路，本公开实施例提供的电压转换电路还可以包括其他不同的谐振电感Lr在变压器原边电路、谐振电容Cr和滤波电路在变压器副边电路的谐振电路(如图4B)，包括不同变压器原边电路和不同变压器副边电路组合的谐振电路，其中变压器原边电路可以包括全桥电路、半桥电路、正激电路、推挽电路以及推挽正激电路的其中之一，变压器副边电路可以包括全波整流电路、半波整流电路或桥式整流电路。
图15是本公开实施例的电路形态中变压器原边电路为半桥电路、变压器副边电路为全波整流电路的半桥谐振电路。
图16是本公开实施例包括的电路形态中变压器原边电路为全桥电路、变压器副边电路为全桥整流电路的全桥谐振电路。
图17是本公开实施例包括的电路形态中变压器原边电路为有源钳位正激电路、变压器副边电路为半波整流电路的谐振电路。在半波整流电路中，利用一个二极管的单向导通特性来保留交流电流波形的半个周期，输出电压大约为输入电压的一半，效率低、电流波动大、对滤波电路要求较高，仅适用于小电流整流电路。
图18是本公开实施例包括的电路形态中变压器原边电路为推挽电路、变压器副边电路为全波整流电路的谐振电路。
图19是本公开实施例包括的电路形态中变压器原边电路为推挽正激电路、变压器副边电路为全波整流电路的谐振电路。
如图4A和图4C所示，本公开实施例的电压转换电路中，谐振电容Cr还可以放在变压器原边开关网络42之前，如图20所示。在图20中，谐振电容Cr之前串接了一个由滤波电感Lin和滤波电容Cin组成的输入滤波网络，谐振电感Lr位于变压器原边开关网络42和变压器43之间。图20所示电路的工作原理与前面类似，当Q1、Q4和Q5开通时，位于变压器原边电路的谐振电感Lr与谐振电容Cr、滤波电感Lin以及滤波电容Cin一起谐振，并通过变压器43将能量传递到变压器二次侧，在输出电容Co上形成输出电压Vo。此时谐振电流同样包含输出电流折算到原边的直流成分和激磁电流的成分，因此i_Lr同样是围绕着(Io/N+i_Lm)正弦震荡。当Q1、Q4和Q5关断时，i_Lm对Q1、Q4和Q5的结电容充电，同时对Q2、Q3和Q6的结电容进行放电，直到Q2、Q3和Q6导通并进入后半个周期。后半个周期的工作与前半周期类似。
对于谐振电感、谐振电容和滤波网络均在变压器原边电路的谐振电路而言，折算到变压器副边电路的等效谐振电感Lr_eqv＝Lr/N2，等效谐振电容Cr_eqv＝Cr*N2，滤波电感为Lf_eqv＝Lin/N2。在图20中谐振电容Cr位于变压器原边电路的情况下，谐振周期Tr由谐振元件Lr、Cr和滤波元件Lin、Cin以及变压器励磁电感Lm共同决定。在Lin>>Lr、Lm>>Lr、Cin>>Cr的条件下，符合公式(1)：
Figure BDA0001989024560000181
Q值同样用折算到副边的等效谐振电感Lr_eqv、等效电容Cr_eqv和变换器内阻Ro计算，即
Figure BDA0001989024560000182
同样的，选择Ton/Tr∈(0,1.8)U(2.7,3.7)U(4.8,5.5)，Q≤5可以获得较低的电流有效值。尤其是当Ton/Tr∈(1.5,1.7)U(3.1,3.3)，Q≤3时，开关元件的电流有效值与负载的比值小于0.85，电路的通态损耗较LLC谐振电路减少10％。
而当Q≤2且Ton/Tr≤5.5时，谐振周期Tr的取值范围更宽，谐振电感和谐振电容的取值设计更为灵活，感量或容量变化对器件电流有效值和电路总体效率的影响都较小。同样的，可以使滤波电感与谐振电感折算到变压器副边电路的等效滤波电感Lf_eqv和等效谐振电感Lr_eqv满足Lf_eqv>5Lr_eqv，以降低滤波电路中的电容量变化或者后级电路的电容量变化对谐振电路的影响。
同样的，当谐振电容和谐振电感均在变压器原边电路(如图4A)时，本公开实施例的电压转换电路还可以包括不同变压器原边电路和不同变压器副边电路组合的谐振电路，其中变压器原边电路包括全桥电路、推挽电路、推挽正激电路的其中之一，变压器副边电路包括全波整流电路或桥式整流电路。
图21是本公开实施例的电路形态中变压器原边电路为全桥电路、变压器副边电路为全桥整流电路的谐振电路。
图22是本公开实施例的电路形态中变压器原边电路为推挽电路、变压器副边电路为全波整流电路的谐振电路。
图23是本公开实施例的电路形态中变压器原边电路为推挽正激电路、变压器副边电路为全波整流电路的谐振电路。
当电压转换电路包含滤波电路时，滤波电路一般与谐振电容位于变压器的同一侧，即谐振电容和滤波电路可以同时位于变压器原边电路或同时位于变压器副边电路。而实际上，无论谐振电容位于变压器的哪一侧，谐振电感可以位于变压器原边电路(如图4A和图4B)也可以位于变压器副边电路(如图4C和图4D)。
与图4A和图4B的扩展实施例相同的，当滤波电感位于变压器副边电路时，变压器原边电路可以包括全桥电路、半桥电路、正激电路、推挽电路以及推挽正激电路的其中之一；变压器副边开关网络可以包括全波整流电路、半波整流电路或桥式整流电路。
图24是对应于图4D的一个实施例，变压器原边电路为有源钳位正激电路、变压器副边电路为半波整流电路的谐振电路。
图25是对应于图4C的一个实施例，变压器原边电路为全桥电路、变压器副边电路为全波整流电路的全桥谐振电路。
对于谐振电感、谐振电容和滤波电路均在变压器副边电路的谐振电路(如图24)而言，等效谐振电感Lr_eqv＝Lr，等效谐振电容Cr_eqv＝Cr，等效滤波电感Lf_eqv＝Lo；对于谐振电感在变压器副边电路、谐振电容和滤波电路在变压器原边电路的谐振电路而言(如图25)，等效谐振电感Lr_eqv＝Lr，等效谐振电容Cr_eqv＝Cr*N2，等效滤波电感Lf_eqv＝Lin/N2。
总而言之，本公开实施例提供的电压转换电路的控制方法可以应用在谐振电路形式为谐振电容位于变压器原边电路或变压器副边电路、谐振电感位于变压器原边电路或变压器副边电路的电压转换电路中，进而通过控制变压器原边开关网络和变压器副边开关网络的开关元件，控制电路导通时间Ton与电路谐振频率Tr的比值以及电路的品质因数Q的值在上述范围内，以降低开关元件的电流有效值，进而降低电路的导通损耗。此外，通过在电路设计中考虑电路的等效滤波电感Lf_eqv与电路的等效谐振电感Lr_eqv满足Lf_eqv>5Lr_eqv，可以降低后级电容变化对电路谐振频率的影响，稳定控制效果。通过在电路设计中使变压器的等效励磁电感的电感值Lm_eqv与等效谐振电感的电感值Lr_eqv的比值大于30，可以控制电压转换电路实现更好的零电压开关，进而降低开通损耗；通过控制变压器原边开关网络和变压器副边开关网络的开关元件在谐振电流位于波谷时关断，可以降低关断损耗。
综上，在降低导通损耗、开通损耗与关断损耗后，可以提高电压转换电路的效率，或在相同电路效率下降低对元件的选择门槛，降低成本。
本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本公开的其它实施方案。本申请旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本公开的真正范围和构思由权利要求指出。

Claims (23)

1.一种电压转换电路的控制方法，应用于电压转换电路，所述电压转换电路包括电性耦接的直流电压输入端、变压器原边开关网络、谐振电感、变压器、变压器副边开关网络、直流电压输出端，所述谐振电感与所述变压器串联连接，所述电压转换电路还包括与该谐振电感谐振的谐振电容；其特征在于，包括：
控制所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络中的开关元件，使所述电压转换电路的总导通时间Ton与所述电压转换电路的谐振周期Tr的比值Ton/Tr的数值范围为(0,1.8)U(2.7,3.7)U(4.8,5.5)，且该电压转换电路的品质因数Q≤5，其中，Q＝SQRT(Lr_eqv/Cr_eqv)/Ro，Lr_eqv是所述电压转换电路的等效谐振电感，Cr_eqv是所述电压转换电路的等效谐振电容，Ro是所述电压转换电路的内阻，符号U表示并集；
其中，所述谐振电容设置于所述直流电压输入端与所述变压器原边开关网络之间或者所述直流电压输出端与所述变压器副边开关网络之间。
2.权利要求1所述的控制方法，其特征在于，还包括：
控制所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络中的开关元件，使得所述电压转换电路的谐振电流在波谷处中断。
3.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述谐振电容位于所述直流电压输入端与所述变压器原边开关网络之间，所述电压转换电路还包括位于所述直流电压输入端和所述谐振电容之间的滤波网络；或者，所述谐振电容设置于所述直流电压输出端与所述变压器副边开关网络之间，所述电压转换电路包括位于所述谐振电容和所述直流电压输出端之间的滤波网络。
4.如权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述滤波网络包括滤波电感和滤波电容，根据所述滤波电感得到的所述电压转换电路的等效滤波电感Lf_eqv与等效谐振电感Lr_eqv满足Lf_eqv>5Lr_eqv。
5.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述变压器的等效励磁电感的电感值Lm_eqv与所述电压转换电路的等效谐振电感的电感值Lr_eqv的比值大于30。
6.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，Ton/Tr的数值范围为(1.5,1.7)U(3.1,3.3)U(5.2,5.4)。
7.一种电压转换电路，其特征在于，包括：
电性耦接的直流电压输入端、变压器原边开关网络、变压器、变压器副边开关网络、直流电压输出端；
谐振电感和谐振电容，所述谐振电感和所述变压器的原边绕组或副边绕组串联连接，所述谐振电容位于所述直流电压输入端与所述变压器原边开关网络之间或者所述直流电压输出端与所述变压器副边开关网络之间，所述电压转换电路的品质因数Q≤5，Q＝SQRT(Lr_eqv/Cr_eqv)/Ro，Lr_eqv是所述电压转换电路的等效谐振电感，Cr_eqv是所述电压转换电路的等效谐振电容，Ro是所述电压转换电路的内阻；
控制器，耦接于所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络，用于控制所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络中的开关元件，使所述电压转换电路的总导通时间Ton与所述电压转换电路的谐振周期Tr的比值Ton/Tr的范围是(0,1.8)U(2.7,3.7)U(4.8,5.5)，符号U表示并集。
8.如权利要求7所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制器还用于控制所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络中的开关元件，使得所述电压转换电路的谐振电流在波谷处中断。
9.如权利要求7所述的电压转换电路，其特征在于，所述变压器原边开关网络是全桥电路、半桥电路、正激电路、双管正激电路、有源钳位电路、推挽电路之一；所述变压器副边开关网络是全波整流电路、全桥整流电路或半波整流电路。
10.如权利要求7所述的电压转换电路，其特征在于，所述谐振电容位于所述直流电压输入端与所述变压器原边开关网络之间，所述电压转换电路还包括位于所述直流电压输入端和所述谐振电容之间的滤波网络；或者，所述谐振电容设置于所述直流电压输出端与所述变压器副边开关网络之间，所述电压转换电路包括位于所述谐振电容和所述直流电压输出端之间的滤波网络。
11.如权利要求10所述的电压转换电路，其特征在于，所述滤波网络包括滤波电感和滤波电容，根据该滤波电感得到的等效滤波电感Lf_eqv与所述电压转换电路的等效谐振电感Lr_eqv满足Lf_eqv>5Lr_eqv。
12.如权利要求7所述的电压转换电路，其特征在于，所述谐振电感为所述变压器的寄生电感。
13.如权利要求7所述的电压转换电路，其特征在于，所述变压器的等效励磁电感的电感值Lm_eqv与所述电压转换电路的等效谐振电感的电感值Lr_eqv的比值大于30。
14.如权利要求7所述的电压转换电路，其特征在于，所述Ton/Tr的数值范围为(1.5,1.7)U(3.1,3.3)U(5.2,5.4)。
15.如权利要求7所述的电压转换电路，其特征在于，Q≤2。
16.一种电压转换电路的控制方法，应用于电压转换电路，所述电压转换电路包括电性耦接的直流电压输入端、变压器原边开关网络、谐振电感、变压器、变压器副边开关网络、谐振电容、直流电压输出端，所述谐振电感与所述变压器的原边绕组或副边绕组串联连接，所述谐振电容位于所述直流电压输入端与所述变压器原边开关网络之间或者所述直流电压输出端与所述变压器副边开关网络之间；其特征在于，包括：
控制所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络中的开关元件，使所述电压转换电路的总导通时间Ton与所述电压转换电路的谐振周期Tr的比值Ton/Tr≤5.5，且该电压转换电路的品质因数Q≤2，其中，Q＝SQRT(Lr_eqv/Cr_eqv)/Ro，Lr_eqv是所述电压转换电路的等效谐振电感，Cr_eqv是所述电压转换电路的等效谐振电容，Ro是所述电压转换电路的内阻。
17.权利要求16所述的控制方法，其特征在于，还包括：
控制所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络中的开关元件，使得所述电压转换电路的谐振电流在波谷处中断。
18.一种电压转换电路，其特征在于，包括：
电性耦接的直流电压输入端、变压器原边开关网络、变压器、变压器副边开关网络、直流电压输出端；
谐振电感和谐振电容，所述谐振电感和所述变压器的原边绕组或副边绕组串联连接，所述谐振电容位于所述直流电压输入端与所述变压器原边开关网络之间或者所述直流电压输出端与所述变压器副边开关网络之间，所述转换电路的品质因数Q≤2，Q＝SQRT(Lr_eqv/Cr_eqv)/Ro，Lr_eqv是所述电压转换电路的等效谐振电感，Cr_eqv是所述电压转换电路的等效谐振电容，Ro是所述电压转换电路的内阻；
控制器，耦接于所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络，用于控制所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络中的开关元件，使所述电压转换电路的总导通时间Ton与所述电压转换电路的谐振周期Tr的比值的范围为Ton/Tr≤5.5。
19.如权利要求18所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制器还用于控制所述变压器原边开关网络和所述变压器副边开关网络中的开关元件，使得所述电压转换电路的谐振电流在波谷处中断。
20.如权利要求18所述的电压转换电路，其特征在于，所述变压器原边开关网络的电路形式包括全桥电路、半桥电路、正激电路、双管正激电路、有源钳位电路，推挽电路；所述变压器副边开关网络的电路形式包括全波整流电路、全桥整流电路或半波整流电路。
21.如权利要求18所述的电压转换电路，其特征在于，所述谐振电容位于所述直流电压输入端与所述变压器原边开关网络之间，所述电压转换电路还包括位于所述直流电压输入端和所述谐振电容之间的滤波网络；或者，所述谐振电容设置于所述直流电压输出端与所述变压器副边开关网络之间，所述电压转换电路包括位于所述谐振电容和所述直流电压输出端之间的滤波网络。
22.如权利要求21所述的电压转换电路，其特征在于，所述滤波网络包括滤波电感和滤波电容，根据该滤波电感得到的等效滤波电感Lf_eqv与所述电压转换电路的等效谐振电感Lr_eqv满足Lf_eqv>5Lr_eqv。
23.如权利要求21所述的电压转换电路，其特征在于，所述变压器的等效励磁电感的电感值Lm_eqv与所述电压转换电路的等效谐振电感的电感值Lr_eqv的比值大于30。
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