JP2637172B2 - 誤り訂正方式 - Google Patents
誤り訂正方式Info
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- JP2637172B2 JP2637172B2 JP63154634A JP15463488A JP2637172B2 JP 2637172 B2 JP2637172 B2 JP 2637172B2 JP 63154634 A JP63154634 A JP 63154634A JP 15463488 A JP15463488 A JP 15463488A JP 2637172 B2 JP2637172 B2 JP 2637172B2
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はマルチキャリア通信方式を用いたディジタル
無線通信の分野における誤り訂正方式に関するものであ
る。
無線通信の分野における誤り訂正方式に関するものであ
る。
ディジタル無線通信では伝搬路で発生したフェージン
グによる回線品質の劣化を防ぐため、マルチキャリア通
信を採用する場合がある。
グによる回線品質の劣化を防ぐため、マルチキャリア通
信を採用する場合がある。
第７図はマルチキャリア通信の原理を示す図である。
同図に示すように、この方式では、送信信号を周波数
帯域幅の小さい複数キャリア501〜50nに分割して伝送す
ることにより、シングルキャリア51の場合に比し、全体
のフェージング許容値を大きくし（この場合では許容値
x dBが、ｎ・x dBになる）、フェージングの影響を低減
するのがねらいである（文献「Y.Saito etal.“Feasibi
lity Considerations of High−level QAM Multi−Carr
ier System"ICC'84 1984 pp 665−671」参照）。
帯域幅の小さい複数キャリア501〜50nに分割して伝送す
ることにより、シングルキャリア51の場合に比し、全体
のフェージング許容値を大きくし（この場合では許容値
x dBが、ｎ・x dBになる）、フェージングの影響を低減
するのがねらいである（文献「Y.Saito etal.“Feasibi
lity Considerations of High−level QAM Multi−Carr
ier System"ICC'84 1984 pp 665−671」参照）。
一方、ディジタル無線通信では、中継装置の不完全性
等に起因する定常時の残留誤りを取り除くために、誤り
訂正回路を併用することがある。
等に起因する定常時の残留誤りを取り除くために、誤り
訂正回路を併用することがある。
マルチキャリア通信と誤り訂正を併用した従来のディ
ジタル無線方式の構成の例を示すブロック図を第８図に
示す。
ジタル無線方式の構成の例を示すブロック図を第８図に
示す。
同図において、521〜52nは符号器、531〜53nは変調
器、541〜54nは第１のキャリア〜第ｎ番目のキャリア、
551〜55nは復調器、561〜56nは復号器を表わしている。
器、541〜54nは第１のキャリア〜第ｎ番目のキャリア、
551〜55nは復調器、561〜56nは復号器を表わしている。
しかし、このような構成を採っても、フェージングに
よる誤りはバースト的に発生するため、これが誤り訂正
能力を低下させる。
よる誤りはバースト的に発生するため、これが誤り訂正
能力を低下させる。
またマルチキャリア方式では、複数の符号器・復号器
を必要とするため、回路規模、コストの増大につながる
欠点がある。
を必要とするため、回路規模、コストの増大につながる
欠点がある。
一方、誤り訂正と変復調を融合した技術に符号化変調
がある（文献「G.Ungerboeck “Channel coding with M
ultilevel/phasesignals",IEEE Trans.Information The
ory,vol IT−28pp.55−67 Jan.1982」参照）。これは信
号空間配置する際に、セットパーティション（Set Part
ition）と呼ばれる手法を用いて各符号語間の最小自由
距離を信号空間上のユークリッド距離として大きくとる
方法である。
がある（文献「G.Ungerboeck “Channel coding with M
ultilevel/phasesignals",IEEE Trans.Information The
ory,vol IT−28pp.55−67 Jan.1982」参照）。これは信
号空間配置する際に、セットパーティション（Set Part
ition）と呼ばれる手法を用いて各符号語間の最小自由
距離を信号空間上のユークリッド距離として大きくとる
方法である。
またその中で、従来の符号化変調より更に大きな符号
化利得を得るため、多次元（2n次元、ｎ＝2,3……）符
号の検討が進められている（文献「A.R.Calderbank and
N.J.Slodane“Four−dimensional modulation with an
eight−state trellis code"AT ＆ T Tech.Jour.vol 6
4 pp1005−1017,May−June 1985」参照）これは最小自
由距離を更に大きくするため、従来のｎ個分に相当する
符号化信号からマッピング回路によりｎ個のシンボルを
一組として出力する。
化利得を得るため、多次元（2n次元、ｎ＝2,3……）符
号の検討が進められている（文献「A.R.Calderbank and
N.J.Slodane“Four−dimensional modulation with an
eight−state trellis code"AT ＆ T Tech.Jour.vol 6
4 pp1005−1017,May−June 1985」参照）これは最小自
由距離を更に大きくするため、従来のｎ個分に相当する
符号化信号からマッピング回路によりｎ個のシンボルを
一組として出力する。
次に、これら一組のシンボルを並列−直列変換し、一
つのキャリアで送信する。このような多次元符号の送信
側の構成の例をブロック図として第９図に示す。
つのキャリアで送信する。このような多次元符号の送信
側の構成の例をブロック図として第９図に示す。
同図において、56は多次元符号器、57はマッピング回
路、58は並列−直列変換器、59は変調器を表わしてい
る。
路、58は並列−直列変換器、59は変調器を表わしてい
る。
このような構成により、ｎ個のシンボルのマッピング
方法を最適化することにより、より大きい最小自由距離
の符号を得ることができる。
方法を最適化することにより、より大きい最小自由距離
の符号を得ることができる。
例えば、４次元符号では２系列の信号あるいは連続す
る２タイムスロットの信号に冗長ビットを加える。
る２タイムスロットの信号に冗長ビットを加える。
図の例では、２系列の２値信号に１ビットの冗長ビッ
トを加えた３ビットを２つの4PSKシンボルで送信する。
このとき、３ビットの信号、000,001,……,111を２つの
4PSKシンボルにマッピング（信号配置）を行なう。この
マッピング方法により符号語間のユークリッド距離を大
きくとることが多次元符号の特徴である。
トを加えた３ビットを２つの4PSKシンボルで送信する。
このとき、３ビットの信号、000,001,……,111を２つの
4PSKシンボルにマッピング（信号配置）を行なう。この
マッピング方法により符号語間のユークリッド距離を大
きくとることが多次元符号の特徴である。
マッピング方法の一例を第10図に示す。
同図において、（ａ）は第１のシンボルの場合を、
（ｂ）は第２のシンボルの場合を示しており、例えば冗
長ビットを加えた３ビットが1,1,0のときは第１シンボ
ルは（ａ）の英字符Ａで示す信号点のシンボルとなり、
第２のシンボルは（ｂ）の左上の英字符Ｂで示す信号点
のシンボルとなる。
（ｂ）は第２のシンボルの場合を示しており、例えば冗
長ビットを加えた３ビットが1,1,0のときは第１シンボ
ルは（ａ）の英字符Ａで示す信号点のシンボルとなり、
第２のシンボルは（ｂ）の左上の英字符Ｂで示す信号点
のシンボルとなる。
上述したような符号化変調方式においては、フェージ
ングによるバースト誤りが発生した場合、一組シンボル
のうちの複数のシンボルが誤ることになり、誤り率の増
加につながる。
ングによるバースト誤りが発生した場合、一組シンボル
のうちの複数のシンボルが誤ることになり、誤り率の増
加につながる。
また回路を構成する場合、第９図によって説明したよ
うに並列・直列変換が必要となる。
うに並列・直列変換が必要となる。
第11図に組み合わせ符号を用いた伝送系のブロック図
を示す。
を示す。
同図において、60は第１の符号器、61はインタリー
バ、62は第２の符号器、63は変調器、64はキャリア、65
は復調器、66は第２の復号器、67はデ・インタリーバ、
68は第１の復号器を表わしている。
バ、62は第２の符号器、63は変調器、64はキャリア、65
は復調器、66は第２の復号器、67はデ・インタリーバ、
68は第１の復号器を表わしている。
組み合わせ符号は、２つ以上の異なった形式の誤り訂
正符号を情報信号を対して直列に配置することにより誤
り訂正能力の増加を図る方式である。
正符号を情報信号を対して直列に配置することにより誤
り訂正能力の増加を図る方式である。
この場合、内側の符号を復号したあと、誤り率は低下
するが、第２の復号器出力における誤りは伝搬路におい
て発生する誤りに復号器での誤り訂正による誤が加わ
り、バースト的になる。
するが、第２の復号器出力における誤りは伝搬路におい
て発生する誤りに復号器での誤り訂正による誤が加わ
り、バースト的になる。
従って、一般に第１の符号と第２の符号の間にインタ
ーリーブをかける必要がある。しかし本組み合わせ符号
をディジタルマイクロ波方式のような高速信号伝送を行
なう方式に適用する場合、インターリーブ回路を構成す
るためには、メモリ、制御回路のアクセスタイムなどの
ため実現は非常に困難となる。
ーリーブをかける必要がある。しかし本組み合わせ符号
をディジタルマイクロ波方式のような高速信号伝送を行
なう方式に適用する場合、インターリーブ回路を構成す
るためには、メモリ、制御回路のアクセスタイムなどの
ため実現は非常に困難となる。
本発明は、以上に挙げたバースト誤りによる訂正能力
の劣化を解決することの可能なマルチキャリアディジタ
ル無線通信路における誤り訂正方式を提供することを目
的としている。
の劣化を解決することの可能なマルチキャリアディジタ
ル無線通信路における誤り訂正方式を提供することを目
的としている。
本発明によれば、上述の目的は前記特許請求の範囲に
記載された手段により達成される。
記載された手段により達成される。
すなわち、第１の発明は、ディジタル無線通信で送信
信号を周波数帯域幅の小さい複数のキャリアに分割して
伝送するマルチキャリア通信方式において、送信側に、
符号速度０（bit/sec）の信号を出力する誤り訂正用
符号器と、該符号器出力を各々符号速度0/n（bit/se
c）のｎ系列の並列信号に変換する直列−並列変換器
と、上記ｎ系列の並列信号をマルチキャリア通信方式の
各キャリアに分割して送信する手段を設けるとともに、
受信側に、上記各キャリアの信号を受信する受信機と、
前記ｎ系列の並列信号を符号速度０（bit/sec）の信
号に変換する並列−直列変換器と、該変換器出力信号を
復号する誤り訂正用復号器を設けた誤り訂正方式であ
り、第２の発明はディジタル無線通信で送信信号を周波
数帯域幅の小さい複数のキャリアに分割して伝送するマ
ルチキャリア通信方式において、送信側に符号速度０
（bit/sec）の信号を出力する誤り訂正用符号器と、該
符号器出力を各々符号速度0/n（bit/sec）のｎ系列の
並列信号に変換する直列−並列変換器と、上記ｎ系列の
並列信号を各々誤り検出符号化するｎ個の誤り検出用符
号器と、該誤り検出用符号器のｎ系列の出力をマルチキ
ャリア通信方式の各キャリアに分割して送信する手段を
設けるとともに、受信側に、上記各キャリアの信号を受
信する受信機と、前記ｎ系列の並列信号を上記誤り検出
用符号器によって生成されたパリティビットによって誤
り検出する誤り検出用復号器と、該誤り検出用復号器の
ｎ系列の出力を符号速度０（bit/sec）の信号に変換
する並列−直列変換器と、該変換器出力信号を復号する
誤り訂正用復号器と、該誤り訂正用復号器出力と復号さ
れる前の並列−直列変換器出力を入力として上記誤り検
出用復号器出力を制御信号として誤りの検出されたキャ
リアの信号に対しては上記誤り訂正用復号器出力を出力
とし誤りの検出されないキャリアの信号に対しては復号
される前の並列−直列変換器出力を出力する回路を設け
た誤り訂正方式であり、第３の発明はディジタル無線通
信で送信信号を周波数帯域幅の小さい複数のキャリアに
分割して伝送するマルチキャリア通信方式において、送
信側に、符号速度０（bit/sec）の信号を出力する誤
り訂正用符号器と、該符号器出力を各々符号速度0/n
（bit/sec）のｎ系列の並列信号に変換する直列−並列
変換器と、上記ｎ系列の並列信号をマルチキャリア通信
方式の各キャリアに分割して送信する手段を設けるとと
もに、受信側に、各キャリアの信号を受信する受信器
と、前記ｎ系列の並列信号を符号速度0/（bit/sec）
の信号に変換する並列−直列変換器と、該変換器出力信
号を復号する誤り訂正用ビタビ復号器と、各キャリアご
とに誤りが多いか否かを判定する回路を有し、各キャリ
アごとに誤りが多いか否かによってビタビ復号器のブラ
ンチメトリックを変化させる手段を設けた誤り訂正方式
である。
信号を周波数帯域幅の小さい複数のキャリアに分割して
伝送するマルチキャリア通信方式において、送信側に、
符号速度０（bit/sec）の信号を出力する誤り訂正用
符号器と、該符号器出力を各々符号速度0/n（bit/se
c）のｎ系列の並列信号に変換する直列−並列変換器
と、上記ｎ系列の並列信号をマルチキャリア通信方式の
各キャリアに分割して送信する手段を設けるとともに、
受信側に、上記各キャリアの信号を受信する受信機と、
前記ｎ系列の並列信号を符号速度０（bit/sec）の信
号に変換する並列−直列変換器と、該変換器出力信号を
復号する誤り訂正用復号器を設けた誤り訂正方式であ
り、第２の発明はディジタル無線通信で送信信号を周波
数帯域幅の小さい複数のキャリアに分割して伝送するマ
ルチキャリア通信方式において、送信側に符号速度０
（bit/sec）の信号を出力する誤り訂正用符号器と、該
符号器出力を各々符号速度0/n（bit/sec）のｎ系列の
並列信号に変換する直列−並列変換器と、上記ｎ系列の
並列信号を各々誤り検出符号化するｎ個の誤り検出用符
号器と、該誤り検出用符号器のｎ系列の出力をマルチキ
ャリア通信方式の各キャリアに分割して送信する手段を
設けるとともに、受信側に、上記各キャリアの信号を受
信する受信機と、前記ｎ系列の並列信号を上記誤り検出
用符号器によって生成されたパリティビットによって誤
り検出する誤り検出用復号器と、該誤り検出用復号器の
ｎ系列の出力を符号速度０（bit/sec）の信号に変換
する並列−直列変換器と、該変換器出力信号を復号する
誤り訂正用復号器と、該誤り訂正用復号器出力と復号さ
れる前の並列−直列変換器出力を入力として上記誤り検
出用復号器出力を制御信号として誤りの検出されたキャ
リアの信号に対しては上記誤り訂正用復号器出力を出力
とし誤りの検出されないキャリアの信号に対しては復号
される前の並列−直列変換器出力を出力する回路を設け
た誤り訂正方式であり、第３の発明はディジタル無線通
信で送信信号を周波数帯域幅の小さい複数のキャリアに
分割して伝送するマルチキャリア通信方式において、送
信側に、符号速度０（bit/sec）の信号を出力する誤
り訂正用符号器と、該符号器出力を各々符号速度0/n
（bit/sec）のｎ系列の並列信号に変換する直列−並列
変換器と、上記ｎ系列の並列信号をマルチキャリア通信
方式の各キャリアに分割して送信する手段を設けるとと
もに、受信側に、各キャリアの信号を受信する受信器
と、前記ｎ系列の並列信号を符号速度0/（bit/sec）
の信号に変換する並列−直列変換器と、該変換器出力信
号を復号する誤り訂正用ビタビ復号器と、各キャリアご
とに誤りが多いか否かを判定する回路を有し、各キャリ
アごとに誤りが多いか否かによってビタビ復号器のブラ
ンチメトリックを変化させる手段を設けた誤り訂正方式
である。
本発明は誤り訂正符号器で符号化された信号をマルチ
キャリア方式における複数のキャリアに分割して伝送す
ることを主要な特徴とするものである。
キャリア方式における複数のキャリアに分割して伝送す
ることを主要な特徴とするものである。
すなわち、マルチキャリア伝送を用いたディジタル無
線通信では、各キャリアは各々異なる中心の周波数で伝
送する。従って伝搬路に周波数選択性フェージングが起
きた場合でも複数のキャリアにおいて同時に誤りが起こ
る確率は極めて少ない。この性質を利用して信号を各キ
ャリアに分割することによって、バースト誤りをランダ
ム誤りに変換できるため、誤り訂正能力を最大限に活用
できる。
線通信では、各キャリアは各々異なる中心の周波数で伝
送する。従って伝搬路に周波数選択性フェージングが起
きた場合でも複数のキャリアにおいて同時に誤りが起こ
る確率は極めて少ない。この性質を利用して信号を各キ
ャリアに分割することによって、バースト誤りをランダ
ム誤りに変換できるため、誤り訂正能力を最大限に活用
できる。
また、従来技術のように、各キャリアごとに誤り訂正
装置を用いた場合、装置数が増大し、回路規模、コスト
が増大する。
装置を用いた場合、装置数が増大し、回路規模、コスト
が増大する。
これに対し、本発明では１つの誤り訂正装置で複数の
キャリアで伝送された信号の誤り訂正を行なうため、回
路規模、コストの削減を図ることができる。誤り訂正は
本来、ランダム誤りである残留ビットエラーを解消する
ために、マイクロ波方式に適用された。従ってランダム
誤り訂正を採用している。
キャリアで伝送された信号の誤り訂正を行なうため、回
路規模、コストの削減を図ることができる。誤り訂正は
本来、ランダム誤りである残留ビットエラーを解消する
ために、マイクロ波方式に適用された。従ってランダム
誤り訂正を採用している。
しかし、本構成によれば、マルチキャリアの各キャリ
アの無相関性を利用してバースト誤りをランダム化する
ことにより誤り訂正能力をフェージング伝搬路において
も十分発揮できることが従来と異なる。
アの無相関性を利用してバースト誤りをランダム化する
ことにより誤り訂正能力をフェージング伝搬路において
も十分発揮できることが従来と異なる。
第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
同図において、１は符号器、２は直列−並列変換器、
31〜3nは変調器、41〜4nはそれぞれ第１のキャリア〜第
ｎ番目のキャリア、51〜5nは復調器、６は並列−直列変
換器、７は復号器を表わしている。
31〜3nは変調器、41〜4nはそれぞれ第１のキャリア〜第
ｎ番目のキャリア、51〜5nは復調器、６は並列−直列変
換器、７は復号器を表わしている。
符号速度０の信号は符号器１で誤り訂正符号化さ
れ、直列−並列変換器２で符号速度0/nのｎ系列の信
号に変換されたのち、各々異なるキャリアで伝送され
る。受信信号はそれぞれ復調器51〜5nにおいて復調され
た後、並列−直列変換器６で符号速度０の１系列の信
号に変換される。
れ、直列−並列変換器２で符号速度0/nのｎ系列の信
号に変換されたのち、各々異なるキャリアで伝送され
る。受信信号はそれぞれ復調器51〜5nにおいて復調され
た後、並列−直列変換器６で符号速度０の１系列の信
号に変換される。
このとき、各系列の信号は、クロック同期されている
必要があるが、各系列にフレーム同期用信号を加えるこ
とにより、みかけ上の同期をとることができる。さら
に、変換された信号は、復号器７において復号される。
必要があるが、各系列にフレーム同期用信号を加えるこ
とにより、みかけ上の同期をとることができる。さら
に、変換された信号は、復号器７において復号される。
各キャリアにおける誤りと復号器入力における誤りの
関係を第２図に示す。ここでは、４マルチキャリアの場
合を例に挙げている。
関係を第２図に示す。ここでは、４マルチキャリアの場
合を例に挙げている。
前述のようにディジタル無線通信においては、各伝送
路で同時にフェージングによる誤り率劣化が起こる確率
は極めて小さい。
路で同時にフェージングによる誤り率劣化が起こる確率
は極めて小さい。
この図では、４キャリアのうちの第２のキャリア82の
みフェージングによって劣化している場合を示してい
る。
みフェージングによって劣化している場合を示してい
る。
図で×印で示す箇所が、各キャリアにおける誤りを示
している。第１、３、４のキャリア81,83,84には誤りは
ない。しかし、第２のキャリア82には誤り率1/2で誤り
が起こっており、連続誤りも発生している。
している。第１、３、４のキャリア81,83,84には誤りは
ない。しかし、第２のキャリア82には誤り率1/2で誤り
が起こっており、連続誤りも発生している。
一般に誤り訂正装置では、高い誤り率ほど符号化利得
は小さくなる。また、ランダム誤り訂正では連続誤りを
訂正することは困難であり、図で各キャリアごとに誤り
訂正を行なった場合、第２のキャリア82については符号
化利得は得られないと考えられる。
は小さくなる。また、ランダム誤り訂正では連続誤りを
訂正することは困難であり、図で各キャリアごとに誤り
訂正を行なった場合、第２のキャリア82については符号
化利得は得られないと考えられる。
これに対して、第２図の復号器入力９は４つのキャリ
アを並列−直列変換したときの誤りである。図に示すよ
うに、誤り率は、第２のキャリア82の誤り率の1/4倍で1
/8となり、なおかつ連続誤りはなくなる。
アを並列−直列変換したときの誤りである。図に示すよ
うに、誤り率は、第２のキャリア82の誤り率の1/4倍で1
/8となり、なおかつ連続誤りはなくなる。
従って、誤り訂正装置の訂正能力が発揮でき十分な符
号化利得を期待できる。
号化利得を期待できる。
第３図は本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
つて、４次元（ｎ＝２）符号のものを例とて挙げてい
る。
つて、４次元（ｎ＝２）符号のものを例とて挙げてい
る。
同図において、10は多次元符号器、11はマッピング回
路、121,122は変調器、131,132はそれぞれ第１のキャリ
アおよび第２のキャリア、141,142は復調器、15は復号
器を表わしている。
路、121,122は変調器、131,132はそれぞれ第１のキャリ
アおよび第２のキャリア、141,142は復調器、15は復号
器を表わしている。
多次元符号化された信号は、ｎ個のシンボルで１組と
なるシンボルを出力する。このときＫ個のシンボルが同
時に誤る場合、復号信号が誤る確率が高くなる。これに
対して本発明ではｎ個のシンボルを異なるキャリアで伝
送するため、同時に誤る確率は低くなり、十分な誤り訂
正効果が期待される。
なるシンボルを出力する。このときＫ個のシンボルが同
時に誤る場合、復号信号が誤る確率が高くなる。これに
対して本発明ではｎ個のシンボルを異なるキャリアで伝
送するため、同時に誤る確率は低くなり、十分な誤り訂
正効果が期待される。
第４図は本発明の第３の実施例を示すブロック図であ
つて、16は第１の符号器、17は直列−並列変換器、181
〜18nは第２の符号器、191〜19nは変調器、201〜20nは
第１のキャリア〜第ｎ番目のキャリア、211〜21nは復調
器、221〜22nは第２の復号器、23は並列−直列変換器、
24は第１の復号器を表わしている。
つて、16は第１の符号器、17は直列−並列変換器、181
〜18nは第２の符号器、191〜19nは変調器、201〜20nは
第１のキャリア〜第ｎ番目のキャリア、211〜21nは復調
器、221〜22nは第２の復号器、23は並列−直列変換器、
24は第１の復号器を表わしている。
本例では、第１の符号と第２の符号の組み合わせ符号
による誤り訂正符号を用いている。そして、従来のイン
ターリーブの代わりに各キャリアの無相関性を利用して
インターリーブと同様の結果を得ている。
による誤り訂正符号を用いている。そして、従来のイン
ターリーブの代わりに各キャリアの無相関性を利用して
インターリーブと同様の結果を得ている。
本実施例においては、前述の第１の実施例の場合と同
様の効果を得ることができる。
様の効果を得ることができる。
第５図は本発明の第４の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
同図において、（ａ）は送信側の構成を、（ｂ）は受
信側の構成を示しており、25は誤り訂正符号器、26は直
列−並列変換器、271〜27nは誤り検出符号器、281〜28n
は変調器、291〜29nは復調器、301〜30nは誤り検出複号
器、31は第１の並列−直列変換器、32は第２の並列−直
列変換器、33は誤り訂正復号器、34は遅延回路、35は選
択回路を表わしている。
信側の構成を示しており、25は誤り訂正符号器、26は直
列−並列変換器、271〜27nは誤り検出符号器、281〜28n
は変調器、291〜29nは復調器、301〜30nは誤り検出複号
器、31は第１の並列−直列変換器、32は第２の並列−直
列変換器、33は誤り訂正復号器、34は遅延回路、35は選
択回路を表わしている。
本実施例においては、マルチキャリアのうちの一つの
キャリアにフェージングが発生し、誤りが起こった場
合、誤り訂正の結果、他のキャリアに語りが伝搬するこ
とを防ぐため、各キャリアごとに誤り検出回路を設けて
いる。
キャリアにフェージングが発生し、誤りが起こった場
合、誤り訂正の結果、他のキャリアに語りが伝搬するこ
とを防ぐため、各キャリアごとに誤り検出回路を設けて
いる。
誤り検出はバリティチェックなど簡単な回路で行なう
ことができる。
ことができる。
また、組織符号を用いれば、復調信号はそのまま誤り
訂正復号を行なう前の信号となり、誤りがない場合は復
号信号と一致する。
訂正復号を行なう前の信号となり、誤りがない場合は復
号信号と一致する。
そこで、誤り検出回路で誤りがないと判定されたキャ
リアに対しては復号を行なわず、復調信号をそのまま出
力とすることにより、フェージングが発生したキャリア
の誤りの伝搬を防ぐことができる。
リアに対しては復号を行なわず、復調信号をそのまま出
力とすることにより、フェージングが発生したキャリア
の誤りの伝搬を防ぐことができる。
図で遅延回路34は、誤り訂正復号器33の出力との位相
あわせを行なうために、復号前の信号を誤り訂正復号器
33に必要な時間だけ遅延させるものである。ただし、両
者の遅延時間は、復号器での遅延量だけ異なる。
あわせを行なうために、復号前の信号を誤り訂正復号器
33に必要な時間だけ遅延させるものである。ただし、両
者の遅延時間は、復号器での遅延量だけ異なる。
また、第２の並列−直列変換器32は、各誤り検出回路
出力を復号器出力の順番と同様になるように変換する。
出力を復号器出力の順番と同様になるように変換する。
第６図は、本発明の第５の実施例を示すブロック図で
ある。
ある。
同図において、（ａ）は送信側の構成を示しており、
（ｂ）は受信側の構成を示している。
（ｂ）は受信側の構成を示している。
また、36は誤り訂正符号器、37は直列−並列変換器、
381〜38nは変調器、391〜39nは復調器、40は並列−直列
変換器、41はビタビ復号回路、42はブランチメトリック
発生器、43はACS、44はパスメモリ、45は各キャリアご
との誤りが多いことを判定する回路を表わしている。
381〜38nは変調器、391〜39nは復調器、40は並列−直列
変換器、41はビタビ復号回路、42はブランチメトリック
発生器、43はACS、44はパスメモリ、45は各キャリアご
との誤りが多いことを判定する回路を表わしている。
図中のビタビ復号回路41は、各タイムスロットごとに
受信信号点から各シンボルの確からしさ（以下、ブラン
チメトリックと呼ぶ）を算出し、これを過去の符号語の
確からしさ（以下、パスメトリックと呼ぶ）に逐次加算
し、最も確からしい符号語を選択する。
受信信号点から各シンボルの確からしさ（以下、ブラン
チメトリックと呼ぶ）を算出し、これを過去の符号語の
確からしさ（以下、パスメトリックと呼ぶ）に逐次加算
し、最も確からしい符号語を選択する。
このとき、本発明のように信号を各キャリアに分割し
て送る場合、キャリアごとに誤り率が異なる。
て送る場合、キャリアごとに誤り率が異なる。
従って、ブランチメトリックの信頼性も異なる。そこ
でブランチメトリック発生器42においてフェージングが
発生しているキャリアの信号は信頼性が低いとしてブラ
ンチメトリックを小さくする。このことにより、全体と
して信頼性の高いパスメトリックを得ることができ、よ
り高い符号化利得を期待できる。
でブランチメトリック発生器42においてフェージングが
発生しているキャリアの信号は信頼性が低いとしてブラ
ンチメトリックを小さくする。このことにより、全体と
して信頼性の高いパスメトリックを得ることができ、よ
り高い符号化利得を期待できる。
各キャリアごとに、誤りが多いことを判定する回路と
しては、誤り検出回路を用いる方法、各キャリアの信号
レベルを用いる方法、過去のブランチメトリックの値か
ら求める方法などが例として挙げられる。
しては、誤り検出回路を用いる方法、各キャリアの信号
レベルを用いる方法、過去のブランチメトリックの値か
ら求める方法などが例として挙げられる。
以上、説明したように、本発明の誤り訂正方式はマル
チキャリア方式における各キャリア間の無相関性を利用
するため、各キャリアのうちいずれかがフェージングに
より劣化し、バースト誤りが発生した場合、あるいは組
み合わせ符号の内側の復号器によりバースト誤りが発生
した場合においても外側の復号器に入力される信号の誤
りはランダム化される。
チキャリア方式における各キャリア間の無相関性を利用
するため、各キャリアのうちいずれかがフェージングに
より劣化し、バースト誤りが発生した場合、あるいは組
み合わせ符号の内側の復号器によりバースト誤りが発生
した場合においても外側の復号器に入力される信号の誤
りはランダム化される。
第２図に示したようにＫ（Ｋ＝2,3,……）キャリアの
うち、（Ｋ−１）キャリアはエラーフリーであり、１キ
ャリアでＰの確率で誤りが発生し、かつ連続誤りも多く
発生している場合においても、復号器入力としては誤り
率は1/PKdと低くなり、連続誤りもなくなる。従って十
分な誤り訂正効果が期待できる。
うち、（Ｋ−１）キャリアはエラーフリーであり、１キ
ャリアでＰの確率で誤りが発生し、かつ連続誤りも多く
発生している場合においても、復号器入力としては誤り
率は1/PKdと低くなり、連続誤りもなくなる。従って十
分な誤り訂正効果が期待できる。
第１図は本発明の第１の実施例を示すブロック図、第２
図はキャリアにおける誤りと復号器入力における誤りの
関係を示す図、第３図は本発明の第２の実施例を示すブ
ロック図、第４図は本発明の第３の実施例を示すブロッ
ク図、第５図は本発明の第４の実施例を示すブロック
図、第６図は本発明の第５の実施例を示すブロック図、
第７図はマルチキャリア通信の原理を示す図、第８図は
従来のディジタル無線方式の構成の例を示すブロック
図、第９図は従来の多次元符号の送信側の構成の例を示
す図、第10図はマッピング方法の一例を示す図、第11図
は組み合わせ符号を用いた伝送系を示すブロック図であ
る。 １……符号器、２……直列−並列変換器、31〜3n,191〜
19n,281〜28n,381〜38n……変調器、41〜4n,201〜20n…
…第１のキャリア〜第ｎ番目のキャリア、51〜5n,141〜
142,211〜21n,291〜29n,391〜39n……復調器、6,23,40
……並列−直列変換器、7,15……復号器、81〜84……第
１のキャリア〜第４のキャリア、９……復号器入力、10
……多次元符号器、11……マッピング回路、121〜122…
…変調器、131……第１のキャリア、132……第２のキャ
リア、16……第１の符号器、17,26,37……直列−並列変
換器、181〜18n……第２の符号器、221〜22n……第２の
復号器、24……第１の復号器、25,36……誤り訂正符号
器、271〜27n……誤り検出符号器、301〜30n……誤り検
出復号器、31……第１の並列−直列変換器、32……第２
の並列−直列変換器、33……誤り訂正復号器、34……遅
延回路、35……選択回路、41……ビタビ復号回路、42…
…ブランチメトリック発生器、43……ACS、44……パス
メモリ、45……各キャリアごとの誤りが多いことを判定
する回路
図はキャリアにおける誤りと復号器入力における誤りの
関係を示す図、第３図は本発明の第２の実施例を示すブ
ロック図、第４図は本発明の第３の実施例を示すブロッ
ク図、第５図は本発明の第４の実施例を示すブロック
図、第６図は本発明の第５の実施例を示すブロック図、
第７図はマルチキャリア通信の原理を示す図、第８図は
従来のディジタル無線方式の構成の例を示すブロック
図、第９図は従来の多次元符号の送信側の構成の例を示
す図、第10図はマッピング方法の一例を示す図、第11図
は組み合わせ符号を用いた伝送系を示すブロック図であ
る。 １……符号器、２……直列−並列変換器、31〜3n,191〜
19n,281〜28n,381〜38n……変調器、41〜4n,201〜20n…
…第１のキャリア〜第ｎ番目のキャリア、51〜5n,141〜
142,211〜21n,291〜29n,391〜39n……復調器、6,23,40
……並列−直列変換器、7,15……復号器、81〜84……第
１のキャリア〜第４のキャリア、９……復号器入力、10
……多次元符号器、11……マッピング回路、121〜122…
…変調器、131……第１のキャリア、132……第２のキャ
リア、16……第１の符号器、17,26,37……直列−並列変
換器、181〜18n……第２の符号器、221〜22n……第２の
復号器、24……第１の復号器、25,36……誤り訂正符号
器、271〜27n……誤り検出符号器、301〜30n……誤り検
出復号器、31……第１の並列−直列変換器、32……第２
の並列−直列変換器、33……誤り訂正復号器、34……遅
延回路、35……選択回路、41……ビタビ復号回路、42…
…ブランチメトリック発生器、43……ACS、44……パス
メモリ、45……各キャリアごとの誤りが多いことを判定
する回路
Claims (3)
- 【請求項１】ディジタル無線通信で送信信号を周波数帯
域幅の小さい複数のキャリアに分割して伝送するマルチ
キャリア通信方式において、 送信側に、符号速度０（bit/sec）の信号を出力する
誤り訂正用符号器と、該符号器出力を各々符号速度0/
n（bit/sec）のｎ系列の並列信号に変換する直列−並列
変換器と、上記ｎ系列の並列信号をマルチキャリア通信
方式の各キャリアに分割して送信する手段を設けるとと
もに、 受信側に、上記各キャリアの信号を受信する受信機と、
前記ｎ系列の並列信号を符号速度０（bit/sec）の信
号に変換する並列−直列変換器と、該変換器出力信号を
復合する誤り訂正用復合器を設けたことを特徴とする誤
り訂正方式。 - 【請求項２】ディジタル無線通信で送信信号を周波数帯
域幅の小さい複数のキャリアに分割して伝送するマルチ
キャリア通信方式において、 送信側に、符号速度０（bit/sec）の信号を出力する
誤り訂正用符号器と、該符号器出力を各々符号速度0/
n（bit/sec）のｎ系列の並列信号に変換する直列−並列
変換器と、上記ｎ系列の並列号を各々誤り検出符号化す
るｎ個の誤り検出用符号器と、該誤り検出用符号器のｎ
系列の出力をマルチキャリア通信方式の各キャリアに分
割して送信する手段を設けるとともに、 受信側に、上記各キャリアの信号を受信する受信機と、
前記ｎ系列の並列信号を上記誤り検出用符号器によって
生成されたパリティビットによって誤り検出する誤り検
出用復号器と、該誤り検出用復号器のｎ系列の出力を符
号速度０（bit/sec）の信号に変換する並列−直列変
換器と、該変換器出力信号を復号する誤り訂正用復号器
と、該誤り訂正用復号器出力と復号される前の並列−直
列変換器出力を入力として上記誤り検出用復号器出力を
制御信号として誤りの検出されたキャリアの信号に対し
ては上記誤り訂正用復号器出力を出力とし誤りの検出さ
れないキャリアの信号に対しては復号される前の並列−
直列変換器出力を出力する回路を設けたことを特徴とす
る誤り訂正方式。 - 【請求項３】ディジタル無線通信で送信信号を周波数帯
域幅の小さい複数のキャリアに分割して伝送するマルチ
キャリア通信方式において、送信側に符号速度０（bi
t/sec）の信号を出力する誤り訂正用符号器と、該符号
器出力を各々符号速度0/n（bit/sec）のｎ系列の並列
信号に変換する直列−並列変換器と、上記ｎ系列の並列
信号をマルチキャリア通信方式の各キャリアに分割して
送信する手段を設けるとともに、 受信側に、各キャリアの信号を受信する受信機と、前記
ｎ系列の並列信号を符号速度０（bit/sec）の信号に
変換する並列−直列変換器と、該変換器出力信号を復号
する誤り訂正用ビタビ復号器と、各キャリアごとに誤り
が多いか否かを判定する回路を有し、各キャリアごとに
誤りが多いか否かによってビタビ復号器のブランチメト
リックを変化させる手段を設けたことを特徴とする誤り
訂正方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63154634A JP2637172B2 (ja) | 1988-06-24 | 1988-06-24 | 誤り訂正方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63154634A JP2637172B2 (ja) | 1988-06-24 | 1988-06-24 | 誤り訂正方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH025642A JPH025642A (ja) | 1990-01-10 |
| JP2637172B2 true JP2637172B2 (ja) | 1997-08-06 |
Family
ID=15588488
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63154634A Expired - Lifetime JP2637172B2 (ja) | 1988-06-24 | 1988-06-24 | 誤り訂正方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2637172B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0478227A (ja) * | 1990-07-18 | 1992-03-12 | Nec Corp | 誤り訂正方式 |
| JP3745459B2 (ja) | 1996-07-18 | 2006-02-15 | 富士通株式会社 | 無線ｌａｎシステム用通信方法及び通信装置 |
| JP4736044B2 (ja) * | 2006-02-06 | 2011-07-27 | 学校法人 名城大学 | 誤り訂正装置、受信装置、誤り訂正方法および誤り訂正プログラム |
-
1988
- 1988-06-24 JP JP63154634A patent/JP2637172B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH025642A (ja) | 1990-01-10 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090425 Year of fee payment: 12 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090425 Year of fee payment: 12 |