JP2609617B2 - 電流発生回路 - Google Patents
電流発生回路Info
- Publication number
- JP2609617B2 JP2609617B2 JP62199735A JP19973587A JP2609617B2 JP 2609617 B2 JP2609617 B2 JP 2609617B2 JP 62199735 A JP62199735 A JP 62199735A JP 19973587 A JP19973587 A JP 19973587A JP 2609617 B2 JP2609617 B2 JP 2609617B2
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- transistor
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はトランジスタ回路で構成される半導体集積回
路において相補トランジスタのベース・エミッタ間電圧
偏差がもたらす精度低下を補償するに好適な電流発生回
路に関する。
路において相補トランジスタのベース・エミッタ間電圧
偏差がもたらす精度低下を補償するに好適な電流発生回
路に関する。
従来の相補トランジスタのベース・エミッタ間電圧偏
差を利用して電流を発生させる電流発生回路として、特
開昭57−83911号公報に記載されたものがある。第３図
は従来のこの電流発生回路を例示する回路図である。ト
ランジスタのコレクタ電流Icとベース・エミッタ間VBE
は一般に次式で与えられる。
差を利用して電流を発生させる電流発生回路として、特
開昭57−83911号公報に記載されたものがある。第３図
は従来のこの電流発生回路を例示する回路図である。ト
ランジスタのコレクタ電流Icとベース・エミッタ間VBE
は一般に次式で与えられる。
ここで、ISSはトランジスタの逆飽和電流、VTは0.026
V（温度27℃）である。
V（温度27℃）である。
次に（０）式を使ってトランジスタQ8のコレクタ電流
Ic8を以下求める。第３図において、定電流源I4から相
補トランジスタ対Q8，Q9の入力点に入力すると、トラ
ンジスタQ8のコレクタからは各トランジスタの逆飽和電
流比によって次式で与えられる電流IC8が流れる。
Ic8を以下求める。第３図において、定電流源I4から相
補トランジスタ対Q8，Q9の入力点に入力すると、トラ
ンジスタQ8のコレクタからは各トランジスタの逆飽和電
流比によって次式で与えられる電流IC8が流れる。
IC8＝（ISS(N)／ISS(P)）・I4 （１） ただしISS(N)はNPNトランジスタQ8の逆飽和電流、I
SS(P)はPNPトランジスタQ9の逆飽和電流である。
SS(P)はPNPトランジスタQ9の逆飽和電流である。
上記従来技術は第３図のように単に相補トランジスタ
を組み合せただけでは相補トランジスタのベース・エミ
ッタ間電圧偏差に比例した電流を発生させることができ
ず、トランジスタ回路の精度補償用には十分でない問題
があった。
を組み合せただけでは相補トランジスタのベース・エミ
ッタ間電圧偏差に比例した電流を発生させることができ
ず、トランジスタ回路の精度補償用には十分でない問題
があった。
本発明の目的は、相補トランジスタを用いたトランジ
スタ回路においてベース・エミッタ間電圧偏差によって
生じる精度低下を補償するための電流発生回路を提供す
るにある。
スタ回路においてベース・エミッタ間電圧偏差によって
生じる精度低下を補償するための電流発生回路を提供す
るにある。
上記目的は、互いに相補なトランジスタのベース・エ
ミッタ度電圧偏差に比例し該互いに相補なトランジスタ
に接続される抵抗の抵抗値に反比例した入・出力電流偏
差成分を発生するカレントミラー回路と、該カレントミ
ラー回路の入・出力に等しい電流値の電流を入力する２
つの定電流回路とからなり、上記カレントミラー回路の
出力点より上記互いに相補なトランジスタのベース・エ
ミッタ間電圧偏差に比例した電流成分のみを取り出す電
流発生回路により達成される。
ミッタ度電圧偏差に比例し該互いに相補なトランジスタ
に接続される抵抗の抵抗値に反比例した入・出力電流偏
差成分を発生するカレントミラー回路と、該カレントミ
ラー回路の入・出力に等しい電流値の電流を入力する２
つの定電流回路とからなり、上記カレントミラー回路の
出力点より上記互いに相補なトランジスタのベース・エ
ミッタ間電圧偏差に比例した電流成分のみを取り出す電
流発生回路により達成される。
上記電流発生回路では、互いに相補なトランジスタ対
によりベース・エミッタ間電圧偏差を発生させ該トラン
ジスタ対に接続される抵抗で電流に変換することにより
カレントミラー回路の入・出力電流間に上記トランジス
タ対のベース・エミッタ間電圧偏差に比例した電流偏差
を発生させ、上記２つの定電流回路から上記カレントミ
ラー回路の入・出力に等しい電流値の電流を入力するこ
とにより該カレントミラー回路の出力点より上記トラン
ジスタ対のベース・エミッタ間偏差に比例した電流成分
のみを出力させると共に、上記２つの定電流回路による
上記相補トランジスタ対の動作電流と補償しようとする
トランジスタ回路のトランジスタの動作バイアス電流の
値を一致させより高精度の精度補償が実現できる。
によりベース・エミッタ間電圧偏差を発生させ該トラン
ジスタ対に接続される抵抗で電流に変換することにより
カレントミラー回路の入・出力電流間に上記トランジス
タ対のベース・エミッタ間電圧偏差に比例した電流偏差
を発生させ、上記２つの定電流回路から上記カレントミ
ラー回路の入・出力に等しい電流値の電流を入力するこ
とにより該カレントミラー回路の出力点より上記トラン
ジスタ対のベース・エミッタ間偏差に比例した電流成分
のみを出力させると共に、上記２つの定電流回路による
上記相補トランジスタ対の動作電流と補償しようとする
トランジスタ回路のトランジスタの動作バイアス電流の
値を一致させより高精度の精度補償が実現できる。
以下に本発明の一実施例を第１図と第２図により説明
する。
する。
第１図は本発明による電流発生回路の一実施例を示す
回路図である。第１図において、１は相補トランジスタ
のベース・エミッタ間電圧偏差に比例した入・出力電流
偏差を生じるカレントミラー回路、2,3はカレントミラ
ー回路１の入・出力にそれぞれ接続された電流値IOの等
しい２つの定電流回路である。Q2，Q3はカレントミラー
回路１を構成するそれぞれNPN,PNP形の相補トランジス
タ対、R1，R2はそれぞれ相補トランジスタ対Q3，Q2に接
続される抵抗値R1，R2の等しい抵抗である。Q1はカレン
トミラー回路１の出力用トランジスタである。４は出力
点、５はアース点である。
回路図である。第１図において、１は相補トランジスタ
のベース・エミッタ間電圧偏差に比例した入・出力電流
偏差を生じるカレントミラー回路、2,3はカレントミラ
ー回路１の入・出力にそれぞれ接続された電流値IOの等
しい２つの定電流回路である。Q2，Q3はカレントミラー
回路１を構成するそれぞれNPN,PNP形の相補トランジス
タ対、R1，R2はそれぞれ相補トランジスタ対Q3，Q2に接
続される抵抗値R1，R2の等しい抵抗である。Q1はカレン
トミラー回路１の出力用トランジスタである。４は出力
点、５はアース点である。
上記の構成で、抵抗R1，R2の電圧降下がトランジスタ
Q2，Q3のベース・エミッタ間電圧偏差ΔVBEより十分大
であり、トランジスタQ1，Q2，Q3の直流電流増幅率hFE
が十分大きいとしてカレントミラー回路１の定電流回路
２よりの入力電流IOに対する出力電流（トランジスタQ1
のコレクタ電流）Ic1を以下に求める。
Q2，Q3のベース・エミッタ間電圧偏差ΔVBEより十分大
であり、トランジスタQ1，Q2，Q3の直流電流増幅率hFE
が十分大きいとしてカレントミラー回路１の定電流回路
２よりの入力電流IOに対する出力電流（トランジスタQ1
のコレクタ電流）Ic1を以下に求める。
トランジスタQ1，Q2，Q3のhFEが十分大きいので、ト
ランジスタQ2のコレクタ電流Ic2＝I0、トランジスタQ1
とQ3のコレクタ電流Ic1，Ic3は等しくなる。第１図にお
いて、トランジスタQ2のベース電位＝トランジスタQ3の
エミッタ電位よりR2Ic2＋VBE2＝R1Tc3＋VBE3となる。ま
たΔVBE＝VBE3−VBE2＝R2Ic3＝R1（Ic2−Ic3）となり、
一方Ic1＝Ic3，Ic2＝I0より、 すなわちカレントミラー回路１の出力には入力電流I0に
対し相補トランジスタ対Q2，Q3のベース・エミッタ電圧
偏差ΔVBEに比例し該相補トランジスタ対Q2，Q3に接続
された抵抗R1，R2の抵抗値R1＝R2に反比例した入・出力
電流偏差−ΔVBE／R1を発生する。よって、カレントミ
ラー回路１の出力に対し入力電流I0と等しい電流値をも
つ定電流回路３よりの電流I0を注入すると、出力点４よ
り相補トランジスタ対Q2，Q3のベース・エミッタ間電圧
偏差ΔVBEに比例した次式の電流IXを取り出すことがで
きる。
ランジスタQ2のコレクタ電流Ic2＝I0、トランジスタQ1
とQ3のコレクタ電流Ic1，Ic3は等しくなる。第１図にお
いて、トランジスタQ2のベース電位＝トランジスタQ3の
エミッタ電位よりR2Ic2＋VBE2＝R1Tc3＋VBE3となる。ま
たΔVBE＝VBE3−VBE2＝R2Ic3＝R1（Ic2−Ic3）となり、
一方Ic1＝Ic3，Ic2＝I0より、 すなわちカレントミラー回路１の出力には入力電流I0に
対し相補トランジスタ対Q2，Q3のベース・エミッタ電圧
偏差ΔVBEに比例し該相補トランジスタ対Q2，Q3に接続
された抵抗R1，R2の抵抗値R1＝R2に反比例した入・出力
電流偏差−ΔVBE／R1を発生する。よって、カレントミ
ラー回路１の出力に対し入力電流I0と等しい電流値をも
つ定電流回路３よりの電流I0を注入すると、出力点４よ
り相補トランジスタ対Q2，Q3のベース・エミッタ間電圧
偏差ΔVBEに比例した次式の電流IXを取り出すことがで
きる。
IX＝−ΔVBE／R1 （２）′ 第２図は本発明による電流発生回路を応用した電流検
出回路の一実施例を示す回路図である。
出回路の一実施例を示す回路図である。
第２図において、この電流検出回路は異電源系VBBの
電流検出抵抗RAに流れ込む負荷電流IAを相補トランジス
タ対Q4，Q5よりなる２段エミッタホロワ型の電流検出器
で電流検出し、GND系に電流検出出力VOUTを取り出す構
成であり、６はこれに付加する第１図の電流発生回路で
ある。I1はトランジスタQ4のバイアス電流源である。
電流検出抵抗RAに流れ込む負荷電流IAを相補トランジス
タ対Q4，Q5よりなる２段エミッタホロワ型の電流検出器
で電流検出し、GND系に電流検出出力VOUTを取り出す構
成であり、６はこれに付加する第１図の電流発生回路で
ある。I1はトランジスタQ4のバイアス電流源である。
上記の構成で、電流発生回路６がない場合のGND系の
電流検出出力VOUT′は次式となる。
電流検出出力VOUT′は次式となる。
VOUT′＝（R3／R4）RA・IA＋（R3／R4）ΔVBE （３） この（３）式の第２項は相補トランジスタ対Q4，Q5によ
る電流検出誤差である。この状態から電流発生回路６を
付加すると、（２）′式より電流検出出力VOUTは次式と
なる。
る電流検出誤差である。この状態から電流発生回路６を
付加すると、（２）′式より電流検出出力VOUTは次式と
なる。
VOUT＝（R3／R4）RA・IA＋（R3／R4）ΔVBE−（R3／
R1）ΔVBE （４） ここに抵抗値R4＝R1とすることにより第２項は第３項に
より打ち消され、電流検出出力VOUTには電流検出器用ト
ランジスタQ4，Q5のベース・エミッタ間電圧偏差ΔVBE
の影響を受けない精度改良された高精度の電流検出出力
VOUTがえられる。ここで第２図の電流検出回路を半導体
集積回路化する場合に、第１図の定電流回路2,3の電流
値I0を第２図の電流検出用トランジスタQ4，Q5の動作電
流値に近く設定すれば相補トランジスタQ4，Q5のベース
・エミッタ間電圧偏差ΔVBEの補償をより高精度に行う
ことができる。
R1）ΔVBE （４） ここに抵抗値R4＝R1とすることにより第２項は第３項に
より打ち消され、電流検出出力VOUTには電流検出器用ト
ランジスタQ4，Q5のベース・エミッタ間電圧偏差ΔVBE
の影響を受けない精度改良された高精度の電流検出出力
VOUTがえられる。ここで第２図の電流検出回路を半導体
集積回路化する場合に、第１図の定電流回路2,3の電流
値I0を第２図の電流検出用トランジスタQ4，Q5の動作電
流値に近く設定すれば相補トランジスタQ4，Q5のベース
・エミッタ間電圧偏差ΔVBEの補償をより高精度に行う
ことができる。
本発明によれば、トランジスタ回路を半導体集積回路
化する場合に相補トランジスタのベース・エミッタ間電
圧偏差によって生じる精度低下の改善が可能となり、半
導体集積回路の高精度化と応用範囲拡大に効果がある。
化する場合に相補トランジスタのベース・エミッタ間電
圧偏差によって生じる精度低下の改善が可能となり、半
導体集積回路の高精度化と応用範囲拡大に効果がある。
第１図は本発明による電流発生回路の一実施例を示す回
路図、第２図は本発明による電流発生回路を応用した電
流検出回路の一実施例を示す回路図、第３図は従来技術
に係る電流発生回路の例を示す図である。 １……カレントミラー回路 2,3……定電流回路 ４……出力点 ６……電流発生回路 Q1……出力用トランジスタ Q2，Q3……相補トランジスタ対 R1，R2……抵抗
路図、第２図は本発明による電流発生回路を応用した電
流検出回路の一実施例を示す回路図、第３図は従来技術
に係る電流発生回路の例を示す図である。 １……カレントミラー回路 2,3……定電流回路 ４……出力点 ６……電流発生回路 Q1……出力用トランジスタ Q2，Q3……相補トランジスタ対 R1，R2……抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】互いに相補なトランジスタのベース・エミ
ッタ間電圧偏差に比例し該相補なトランジスタに接続さ
れる抵抗の抵抗値に反比例した入・出力電流偏差を発生
するカレントミラー回路と、該カレントミラー回路の入
・出力にそれぞれ接続された電流値の等しい２つの定電
流回路とからなり、上記カレントミラー回路の出力より
上記相補なトランジスタのベース・エミッタ間電圧偏差
に比例した定電流を発生する電流発生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62199735A JP2609617B2 (ja) | 1987-08-12 | 1987-08-12 | 電流発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62199735A JP2609617B2 (ja) | 1987-08-12 | 1987-08-12 | 電流発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6444109A JPS6444109A (en) | 1989-02-16 |
| JP2609617B2 true JP2609617B2 (ja) | 1997-05-14 |
Family
ID=16412754
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62199735A Expired - Lifetime JP2609617B2 (ja) | 1987-08-12 | 1987-08-12 | 電流発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2609617B2 (ja) |
-
1987
- 1987-08-12 JP JP62199735A patent/JP2609617B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6444109A (en) | 1989-02-16 |
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