JP2580774B2 - 楽音合成装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は、特に、非調和音を含んだ楽音の合成に用
いて好適な楽音合成装置に関する。
いて好適な楽音合成装置に関する。
「従来の技術」 打楽器音等の減衰音を合成する楽音合成装置として
は、第３図に示すように、加算器１、遅延回路２および
フィルタ３を閉ループ状に接続したものが知られてい
る。これらの構成要素1,2および３は、各々デジタル回
路によって構成されている。遅延回路２は、シフトレジ
スタによって構成されており、このシフトレジスタの各
段は、加算器１から供給されるデジタル信号のビット数
に対応した数のフリップフロップにより構成されてい
る。また、シフトレジスタを構成する各フリップフロッ
プにはサンプリング周期τｓ毎にクロックが供給され
る。すなわち、遅延回路２の遅延時間τｐは、サンプリ
ング周期τｓにシフトレジスタの段数Ｎを乗じた時間Ｎ
τｓとなる。また、フィルタ３は閉ループ内を伝播する
信号に所望の減衰特性を付与するために介挿したもので
あり、閉ループゲインが１よりわずかに小さな値になる
ように伝送量周波数特性が調整されている。
は、第３図に示すように、加算器１、遅延回路２および
フィルタ３を閉ループ状に接続したものが知られてい
る。これらの構成要素1,2および３は、各々デジタル回
路によって構成されている。遅延回路２は、シフトレジ
スタによって構成されており、このシフトレジスタの各
段は、加算器１から供給されるデジタル信号のビット数
に対応した数のフリップフロップにより構成されてい
る。また、シフトレジスタを構成する各フリップフロッ
プにはサンプリング周期τｓ毎にクロックが供給され
る。すなわち、遅延回路２の遅延時間τｐは、サンプリ
ング周期τｓにシフトレジスタの段数Ｎを乗じた時間Ｎ
τｓとなる。また、フィルタ３は閉ループ内を伝播する
信号に所望の減衰特性を付与するために介挿したもので
あり、閉ループゲインが１よりわずかに小さな値になる
ように伝送量周波数特性が調整されている。
この楽音合成装置では、例えばインパルス信号のよう
な多くの周波数成分を含んだアナログ信号が、所定のサ
ンプリング周期τｓ毎に、PCM符号化され、時系列のデ
ジタル信号となって入力される。そして、入力信号が加
算器１に入力されると、その信号は加算器１→遅延回路
２→フィルタ３→加算器１によって構成される閉ループ
内を循環する。
な多くの周波数成分を含んだアナログ信号が、所定のサ
ンプリング周期τｓ毎に、PCM符号化され、時系列のデ
ジタル信号となって入力される。そして、入力信号が加
算器１に入力されると、その信号は加算器１→遅延回路
２→フィルタ３→加算器１によって構成される閉ループ
内を循環する。
ここで、フィルタ３の位相遅延を無視し、信号が閉ル
ープを一巡するのに要する時間は、遅延回路２の遅延時
間τｐに等しいものとする。この場合、上記閉ループの
利得周波数特性は、基本周波数f1＝1/τｐの整数倍の周
波数において極大点を持った特性となる。また、上記閉
ループのゲインは１よりわずかに小さな値であるため、
閉ループを循環する信号は徐々に減衰する。そして、こ
の時の加算器１の出力信号をD/A変換することにより、
基本波および基本周波数f1の整数倍の周波数の高調波を
含み、かつ、時間の経過と共に徐々に振幅が減衰する楽
音信号が得られる。
ープを一巡するのに要する時間は、遅延回路２の遅延時
間τｐに等しいものとする。この場合、上記閉ループの
利得周波数特性は、基本周波数f1＝1/τｐの整数倍の周
波数において極大点を持った特性となる。また、上記閉
ループのゲインは１よりわずかに小さな値であるため、
閉ループを循環する信号は徐々に減衰する。そして、こ
の時の加算器１の出力信号をD/A変換することにより、
基本波および基本周波数f1の整数倍の周波数の高調波を
含み、かつ、時間の経過と共に徐々に振幅が減衰する楽
音信号が得られる。
さて、第３図の構成の場合、信号が閉ループを一巡す
るのに要する遅延時間τｐは、サンプリング周期τｓの
整数倍にしか設定することができない。遅延時間τｐを
サンプリング周期τｓの整数倍からずれた値に設定する
必要がある場合は、第４図に示すように、遅延回路２と
フィルタ３との間に、オールパスフィルタ４を介挿す
る。このオールパスフィルタ４は、１次のオールパスフ
ィルタであり、加算器41および42、乗算器43および44、
遅延回路45からなる。ここで、遅延回路２は伝送するデ
ジタル信号の各ビットに対応した数のフリップフロップ
によって構成されており、各フリップフロップには、遅
延回路２と同様、サンプリング周期τｓ毎にクロックが
供給される。
るのに要する遅延時間τｐは、サンプリング周期τｓの
整数倍にしか設定することができない。遅延時間τｐを
サンプリング周期τｓの整数倍からずれた値に設定する
必要がある場合は、第４図に示すように、遅延回路２と
フィルタ３との間に、オールパスフィルタ４を介挿す
る。このオールパスフィルタ４は、１次のオールパスフ
ィルタであり、加算器41および42、乗算器43および44、
遅延回路45からなる。ここで、遅延回路２は伝送するデ
ジタル信号の各ビットに対応した数のフリップフロップ
によって構成されており、各フリップフロップには、遅
延回路２と同様、サンプリング周期τｓ毎にクロックが
供給される。
このオールパスフィルタ４では、加算器41によって遅
延回路２の出力信号に乗算器44の信号が加算される。そ
して、加算器41の出力信号は、遅延回路45を介して加算
器42に入力され、さらに乗算器44によって乗算係数−α
が乗じられ、上述したように加算器41へと出力される。
また、加算器41の出力信号は、乗算器43によって乗算係
数αが乗じられて加算器42に入力される。ここで、乗算
係数α、−αは、−１〜１の間の値が用いられる。そし
て、加算器42によって遅延回路45の出力信号と乗算器43
の出力信号とが加算され、結果がフィルタ３へと出力さ
れる。
延回路２の出力信号に乗算器44の信号が加算される。そ
して、加算器41の出力信号は、遅延回路45を介して加算
器42に入力され、さらに乗算器44によって乗算係数−α
が乗じられ、上述したように加算器41へと出力される。
また、加算器41の出力信号は、乗算器43によって乗算係
数αが乗じられて加算器42に入力される。ここで、乗算
係数α、−αは、−１〜１の間の値が用いられる。そし
て、加算器42によって遅延回路45の出力信号と乗算器43
の出力信号とが加算され、結果がフィルタ３へと出力さ
れる。
以下、オールパスフィルタ４の特性について説明す
る。オールパスフィルタ４の伝達関数Ｈ（ｚ）は、下記
式（１）のように表される。
る。オールパスフィルタ４の伝達関数Ｈ（ｚ）は、下記
式（１）のように表される。
次に、オールパスフィルタ４の周波数特性Ｆ（ω）
は、よく知られているように、上記式（１）におけるｚ
をexp（−ｊωτｓ）に置き換えることにより、下記の
ように求められる。ただし、ωは信号の角周波数（ω＝
２πf;ただし、ｆは周波数）である。
は、よく知られているように、上記式（１）におけるｚ
をexp（−ｊωτｓ）に置き換えることにより、下記の
ように求められる。ただし、ωは信号の角周波数（ω＝
２πf;ただし、ｆは周波数）である。
次に、オールパスフィルタ４の利得周波数特性Ｇ
（ω）は、 となる。上記式（３）より、オールパスフィルタ４の利
得が、あらゆる周波数において一定値１となることが理
解されよう。
（ω）は、 となる。上記式（３）より、オールパスフィルタ４の利
得が、あらゆる周波数において一定値１となることが理
解されよう。
次に、オールパスフィルタ４の位相遅延Ｐ（ω）は、 ただし、ここで、arg｛Ｆ（ω）｝は、複素関数Ｆ
（ω）の位相角を表す。そして、数値Ｘが小さな値の場
合に用いられる近似式tan-1（Ｘ）≒Ｘを用いることに
より、式（４）は下記式（５）に示すように近似され
る。
（ω）の位相角を表す。そして、数値Ｘが小さな値の場
合に用いられる近似式tan-1（Ｘ）≒Ｘを用いることに
より、式（４）は下記式（５）に示すように近似され
る。
さらに、角周波数ωがナイキスト角周波数ωｎ＝２π
fs/2に比べて十分に低く、位相角ωτｓが０に近い場合
は、sin（ωτｓ）≒ωτｓおよびcos（ωτｓ）≒１な
る近似が可能であり、下記近似式（６）が得られる。
fs/2に比べて十分に低く、位相角ωτｓが０に近い場合
は、sin（ωτｓ）≒ωτｓおよびcos（ωτｓ）≒１な
る近似が可能であり、下記近似式（６）が得られる。
そして、このオールパスフィルタ４の等価的な遅延時
間τａは、下記式（７）に示すように求められる。
間τａは、下記式（７）に示すように求められる。
すなわち、オールパスフィルタ３は、乗算係数αを調
整することにより、遅延時間τａを調整することが可能
である。なお、以上説明したオールパスフィルタの特性
については、Computer Music Journal,Vol.7,No.2.pp.5
6−69,,1983,“Extension of the Karplus−Strong Plu
cked−String algorithm"に詳しく説明されている。
整することにより、遅延時間τａを調整することが可能
である。なお、以上説明したオールパスフィルタの特性
については、Computer Music Journal,Vol.7,No.2.pp.5
6−69,,1983,“Extension of the Karplus−Strong Plu
cked−String algorithm"に詳しく説明されている。
そして、閉ループにおいて、トータルの遅延時間τ＝
τｐ＋τａに応じた共振特性が得られる。以下、第５図
（ａ）〜（ｃ）を参照し、第４図における閉ループの共
振特性について説明する。
τｐ＋τａに応じた共振特性が得られる。以下、第５図
（ａ）〜（ｃ）を参照し、第４図における閉ループの共
振特性について説明する。
第５図（ａ）は遅延回路２における周波数ｆと位相遅
延θとの関係を示したものである。この図に示すよう
に、遅延回路２を通過する信号の周波数ｆがf1＝1/τｐ
の場合に入力信号と出力信号の位相差θは２π、周波数
ｆがf1の２倍の周波数f2の場合に位相差θは４π、周波
数ｆがf1の３倍の周波数f3の場合に位相差θは６πとな
る。すなわち、遅延位相θは周波数ｆに対して直線的に
変化し（直線Ａ）、かつ、周波数ｆが基本周波数f1の整
数倍である場合に、入力信号と出力信号とが同相にな
る。
延θとの関係を示したものである。この図に示すよう
に、遅延回路２を通過する信号の周波数ｆがf1＝1/τｐ
の場合に入力信号と出力信号の位相差θは２π、周波数
ｆがf1の２倍の周波数f2の場合に位相差θは４π、周波
数ｆがf1の３倍の周波数f3の場合に位相差θは６πとな
る。すなわち、遅延位相θは周波数ｆに対して直線的に
変化し（直線Ａ）、かつ、周波数ｆが基本周波数f1の整
数倍である場合に、入力信号と出力信号とが同相にな
る。
第５図（ｂ）はオールパスフィルタ４における周波数
ｆと位相遅延θとの関係を示したものである。前掲式
（６）によれば、周波数ｆがナイキスト周波数1/（２τ
ｓ）より十分に低い領域では、位相遅延θは周波数ｆに
対し、ほぼ、直線的に変化する。しかし、周波数ｆをナ
イキスト周波数1/（２τｓ）付近にまで至る広い周波数
範囲に亙って変化させた場合、位相遅延θは緩やかな曲
線に従って変化する（曲線Ｂ）。
ｆと位相遅延θとの関係を示したものである。前掲式
（６）によれば、周波数ｆがナイキスト周波数1/（２τ
ｓ）より十分に低い領域では、位相遅延θは周波数ｆに
対し、ほぼ、直線的に変化する。しかし、周波数ｆをナ
イキスト周波数1/（２τｓ）付近にまで至る広い周波数
範囲に亙って変化させた場合、位相遅延θは緩やかな曲
線に従って変化する（曲線Ｂ）。
第４図の楽音合成装置の共振周波数は、第５図（ａ）
に示す遅延回路２の位相遅延と第５図（ｂ）に示すオー
ルパスフィルタ４の位相遅延とを加算することによって
得られる閉ループトータルの位相遅延に従う。第５図
（ｃ）において実線表示された曲線Ｃは閉ループトータ
ルの位相遅延を示したものである。この図に示すよう
に、閉ループを一巡する場合における遅延位相θは、オ
ールパスフィルタ４を介挿することによって周波数f1,f
2,f3,…から微妙にずれた周波数f1a,f2a,f3a、…におい
て、２π,4π,6π、…となる。そして、信号の周波数ｆ
が、これらの周波数f1a,f2a,f3a,…に一致する場合、閉
ループを一巡しても信号位相が変化せず、閉ループの利
得が極大となり、共振状態となる。
に示す遅延回路２の位相遅延と第５図（ｂ）に示すオー
ルパスフィルタ４の位相遅延とを加算することによって
得られる閉ループトータルの位相遅延に従う。第５図
（ｃ）において実線表示された曲線Ｃは閉ループトータ
ルの位相遅延を示したものである。この図に示すよう
に、閉ループを一巡する場合における遅延位相θは、オ
ールパスフィルタ４を介挿することによって周波数f1,f
2,f3,…から微妙にずれた周波数f1a,f2a,f3a、…におい
て、２π,4π,6π、…となる。そして、信号の周波数ｆ
が、これらの周波数f1a,f2a,f3a,…に一致する場合、閉
ループを一巡しても信号位相が変化せず、閉ループの利
得が極大となり、共振状態となる。
また、周波数ｆと位相遅延θとの関係が非線形である
ため、周波数f1a,f2a,f3a,…は等間隔とならない。従っ
て、オールパスフィルタ４を介挿することにより、基本
周波数の整数倍でない高調波を含んだある程度非調和な
倍音構造の楽音を合成することができる。なお、このよ
うに、遅延位相が周波数に対して非線形なフィルタを用
いることにより非調和な倍音構造の楽音を合成する技術
については、例えば特公昭58−58679号公報に開示され
ている。
ため、周波数f1a,f2a,f3a,…は等間隔とならない。従っ
て、オールパスフィルタ４を介挿することにより、基本
周波数の整数倍でない高調波を含んだある程度非調和な
倍音構造の楽音を合成することができる。なお、このよ
うに、遅延位相が周波数に対して非線形なフィルタを用
いることにより非調和な倍音構造の楽音を合成する技術
については、例えば特公昭58−58679号公報に開示され
ている。
「発明が解決しようとする課題」 ところで、実際の自然楽器によって発音される楽音
は、基本周波数の整数倍からかなりずれた周波数の高調
波を含んだ非調和な倍音構造となっているものもある。
特に、打楽器の場合は、基本周波数の整数倍から完全に
ずれた高調波を含む。しかしながら、上述した従来の楽
音合成装置は、基本周波数の整数倍から大きくずれた周
波数の高調波を発生することができないので、ある種の
自然楽器の倍音構造に忠実な楽音を合成することができ
ないという問題があった。
は、基本周波数の整数倍からかなりずれた周波数の高調
波を含んだ非調和な倍音構造となっているものもある。
特に、打楽器の場合は、基本周波数の整数倍から完全に
ずれた高調波を含む。しかしながら、上述した従来の楽
音合成装置は、基本周波数の整数倍から大きくずれた周
波数の高調波を発生することができないので、ある種の
自然楽器の倍音構造に忠実な楽音を合成することができ
ないという問題があった。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたもので、打
楽器音等に見られるような非調和な倍音構造を持った楽
音を合成することができる楽音合成装置を提供すること
を目的とする。
楽器音等に見られるような非調和な倍音構造を持った楽
音を合成することができる楽音合成装置を提供すること
を目的とする。
「課題を解決するための手段」 第１の発明は、少なくとも第１の遅延手段を含む全域
通過フィルタ手段と、第２の遅延手段とを閉ループ状に
接続し、該閉ループに励振信号を入力するとともに該閉
ループ内を伝播する信号を楽音信号として出力するよう
にした楽音合成装置であって、前記全域通過フィルタ手
段に含まれる第１の遅延手段は、遅延時間が単位遅延時
間を越えるものであることを特徴としている。
通過フィルタ手段と、第２の遅延手段とを閉ループ状に
接続し、該閉ループに励振信号を入力するとともに該閉
ループ内を伝播する信号を楽音信号として出力するよう
にした楽音合成装置であって、前記全域通過フィルタ手
段に含まれる第１の遅延手段は、遅延時間が単位遅延時
間を越えるものであることを特徴としている。
また、第２の発明は、前記全域通過フィルタ手段に含
まれる第１の遅延手段が、自身への入力信号を単位遅延
時間だけ遅延させて出力する単位遅延素子を複数段接続
してなることを特徴としている。
まれる第１の遅延手段が、自身への入力信号を単位遅延
時間だけ遅延させて出力する単位遅延素子を複数段接続
してなることを特徴としている。
「作用」 上記構成によれば、閉ループの利得は閉ループのトー
タルの遅延位相が２πの整数倍となる周波数において極
大となり、閉ループは前記周波数を共振周波数とする共
振回路として動作し、閉ループ内の信号が楽音信号とし
て取り出される。そして、この場合、トータルの遅延位
相は周波数に対して非単調に変化し、共振周波数は等間
隔とならず、従って、非調和な倍音構造を持った楽音が
発生される。
タルの遅延位相が２πの整数倍となる周波数において極
大となり、閉ループは前記周波数を共振周波数とする共
振回路として動作し、閉ループ内の信号が楽音信号とし
て取り出される。そして、この場合、トータルの遅延位
相は周波数に対して非単調に変化し、共振周波数は等間
隔とならず、従って、非調和な倍音構造を持った楽音が
発生される。
「実施例」 以下、図面を参照し、本発明の一実施例を説明する。
第１図はこの発明の一実施例による楽音合成装置の構
成を示したものである。この楽音合成装置は、オールパ
スフィルタ４に代えてオールパスフィルタ4nを介挿した
点のみが、第４図の構成と異なる。また、オールパスフ
ィルタ4nは、サンプリング周期τｓのｎ倍の遅延時間τ
ｎ＝ｎτｓを有する遅延回路45nを、遅延回路45の代わ
りに介挿した点がオールパスフィルタ４と異なる。
成を示したものである。この楽音合成装置は、オールパ
スフィルタ４に代えてオールパスフィルタ4nを介挿した
点のみが、第４図の構成と異なる。また、オールパスフ
ィルタ4nは、サンプリング周期τｓのｎ倍の遅延時間τ
ｎ＝ｎτｓを有する遅延回路45nを、遅延回路45の代わ
りに介挿した点がオールパスフィルタ４と異なる。
このオールパスフィルタ4nの場合、位相遅延Pn（ω）
は、 となる。
は、 となる。
以下、第２図（ａ）〜（ｃ）を参照し、第１図におけ
る閉ループの共振特性について説明する。
る閉ループの共振特性について説明する。
第２図（ａ）は前述した第５図（ａ）と全く同じ遅延
回路２における周波数ｆと位相遅延θとの関係を示した
ものである。第２図（ｂ）は、オールパスフィルタ4nに
おける周波数ｆと遅延位相θとの関係を示したものであ
る。オールパスフィルタ4nにおいて、遅延段数ｎが大き
い場合、信号の角周波数ω＝２πｆが低くても、式
（８）における位相角ｎωτｓが大きな値となる。従っ
て、オールパスフィルタ4nの場合、前述したオールパス
フィルタ４の特性の説明の際に示したような直線近似
｛近似式（７）｝は成り立たない。そして、オールパス
フィルタ4nにおける周波数ｆと位相遅延θとの関係は第
２図（ｂ）の曲線Bnのようになる。この図に示すよう
に、周波数ｆを高くしていった場合、オールパスフィル
タ4nの遅延位相θは、何度も大きく増加および減少を繰
り返す。ここで、段数ｎを大きくすると、周波数ｆがナ
イキスト周波数1/（２τｓ）に至るまでに繰り返される
遅延位相θの増減の回数は大きくなる。
回路２における周波数ｆと位相遅延θとの関係を示した
ものである。第２図（ｂ）は、オールパスフィルタ4nに
おける周波数ｆと遅延位相θとの関係を示したものであ
る。オールパスフィルタ4nにおいて、遅延段数ｎが大き
い場合、信号の角周波数ω＝２πｆが低くても、式
（８）における位相角ｎωτｓが大きな値となる。従っ
て、オールパスフィルタ4nの場合、前述したオールパス
フィルタ４の特性の説明の際に示したような直線近似
｛近似式（７）｝は成り立たない。そして、オールパス
フィルタ4nにおける周波数ｆと位相遅延θとの関係は第
２図（ｂ）の曲線Bnのようになる。この図に示すよう
に、周波数ｆを高くしていった場合、オールパスフィル
タ4nの遅延位相θは、何度も大きく増加および減少を繰
り返す。ここで、段数ｎを大きくすると、周波数ｆがナ
イキスト周波数1/（２τｓ）に至るまでに繰り返される
遅延位相θの増減の回数は大きくなる。
そして、閉ループトータルの位相遅延は第２図（ｃ）
に示すようになる。この図に示すように位相遅延θは周
波数ｆの変化に対し、大きく波打ちながら変化する。従
って、この楽音合成装置の閉ループの共振周波数は、前
述した第４図の場合の共振周波数f1a,f2a,f3a,…よりも
さらに非調和な周波数f1n,f2n,f3n,…となる。このよう
にして、この楽音合成装置では、基本周波数の整数倍か
ら大きく周波数のずれに高調波を含む非調和な楽音信号
が合成される。
に示すようになる。この図に示すように位相遅延θは周
波数ｆの変化に対し、大きく波打ちながら変化する。従
って、この楽音合成装置の閉ループの共振周波数は、前
述した第４図の場合の共振周波数f1a,f2a,f3a,…よりも
さらに非調和な周波数f1n,f2n,f3n,…となる。このよう
にして、この楽音合成装置では、基本周波数の整数倍か
ら大きく周波数のずれに高調波を含む非調和な楽音信号
が合成される。
なお、上述した実施例では、楽音合成装置をデジタル
回路で構成する場合を説明したが、フィルタおよび遅延
回路をアナログ回路によって実現してもよい。また、管
楽器音の楽音合成装置にオールパスフィルタ4nを適用す
ると、非調和な倍音構造をもった楽音を合成することが
できる。例えば、管楽器音の楽音合成装置としては、管
楽器のリードの動作をシミュレートした非線形関数の発
生回路と、楽音の音高に対応して遅延時間を切り換える
ことができるようにした遅延回路とを閉ループ状に接続
し、閉ループを共振状態にすることにより、楽音合成を
行うものが特開昭63−40199号に開示されている。この
閉ループ内に前述のオールパスフィルタ4nを介挿するこ
とにより非調和な倍音構造を持った管楽器音を合成する
ことができる。なお、オールパスフィルタには、単位遅
延素子と乗算器および加算器を様々に組み合わせたバリ
エーションがあるが、これら各オールパスフィルタにつ
いても、第１図に示したように、各オールパスフィルタ
に含まれる遅延素子の遅延時間を単位遅延時間より大き
くして第１図と同様の制御を行うことで、上述した実施
例と同等の効果が得られる。また、第１図においては、
加算器１の後段に遅延回路２（遅延時間τｐ）を集中し
て介挿したが、各フィルタの段間に介挿しても良いし、
総遅延時間がτｐとなるように各段間に遅延を分割して
介挿しても良い。また、閉ループ内に、非線形の伝達関
数を有する要素を介挿し、さらに音色変化を得るように
しても良い。
回路で構成する場合を説明したが、フィルタおよび遅延
回路をアナログ回路によって実現してもよい。また、管
楽器音の楽音合成装置にオールパスフィルタ4nを適用す
ると、非調和な倍音構造をもった楽音を合成することが
できる。例えば、管楽器音の楽音合成装置としては、管
楽器のリードの動作をシミュレートした非線形関数の発
生回路と、楽音の音高に対応して遅延時間を切り換える
ことができるようにした遅延回路とを閉ループ状に接続
し、閉ループを共振状態にすることにより、楽音合成を
行うものが特開昭63−40199号に開示されている。この
閉ループ内に前述のオールパスフィルタ4nを介挿するこ
とにより非調和な倍音構造を持った管楽器音を合成する
ことができる。なお、オールパスフィルタには、単位遅
延素子と乗算器および加算器を様々に組み合わせたバリ
エーションがあるが、これら各オールパスフィルタにつ
いても、第１図に示したように、各オールパスフィルタ
に含まれる遅延素子の遅延時間を単位遅延時間より大き
くして第１図と同様の制御を行うことで、上述した実施
例と同等の効果が得られる。また、第１図においては、
加算器１の後段に遅延回路２（遅延時間τｐ）を集中し
て介挿したが、各フィルタの段間に介挿しても良いし、
総遅延時間がτｐとなるように各段間に遅延を分割して
介挿しても良い。また、閉ループ内に、非線形の伝達関
数を有する要素を介挿し、さらに音色変化を得るように
しても良い。
「発明の効果」 以上説明したように、第１の発明によれば、少なくと
も第１の遅延手段を含む全域通過フィルタ手段と、第２
の遅延手段とを閉ループ状に接続し、該閉ループに励振
信号の入力するとともに該閉ループ内を伝播する信号を
楽音信号として出力するように楽音合成装置を構成し
て、前記全域通過フィルタ手段に含まれる第１の遅延手
段について、その遅延時間が単位遅延時間を越えるよう
にしたので、打楽器音のような非調和な倍音構造を持っ
た楽音を合成することができるという効果が得られる。
また、第２の発明によれば、前記全域通過フィルタ手段
に含まれる第１の遅延手段が、自身への入力信号を単位
遅延時間だけ遅延させて出力する単位遅延素子を複数段
接続して構成したので、前記全域通過フィルタ手段にお
いて、非単調な位相遅延の周波数特性が得られ、第１の
発明と同様、非調和な倍音構造を持った楽音を合成する
ことができる。
も第１の遅延手段を含む全域通過フィルタ手段と、第２
の遅延手段とを閉ループ状に接続し、該閉ループに励振
信号の入力するとともに該閉ループ内を伝播する信号を
楽音信号として出力するように楽音合成装置を構成し
て、前記全域通過フィルタ手段に含まれる第１の遅延手
段について、その遅延時間が単位遅延時間を越えるよう
にしたので、打楽器音のような非調和な倍音構造を持っ
た楽音を合成することができるという効果が得られる。
また、第２の発明によれば、前記全域通過フィルタ手段
に含まれる第１の遅延手段が、自身への入力信号を単位
遅延時間だけ遅延させて出力する単位遅延素子を複数段
接続して構成したので、前記全域通過フィルタ手段にお
いて、非単調な位相遅延の周波数特性が得られ、第１の
発明と同様、非調和な倍音構造を持った楽音を合成する
ことができる。
第１図はこの発明の一実施例による楽音合成装置の構成
を示すブロック図、第２図は同実施例における周波数ｆ
と位相遅延θとの関係を説明する図、第３図および第４
図は従来の楽音合成装置の構成を示すブロック図、第５
図は第４図の楽音合成装置における周波数ｆと位相遅延
θとの関係を説明する図である。 １……加算器、4n……オールパスフィルタ。
を示すブロック図、第２図は同実施例における周波数ｆ
と位相遅延θとの関係を説明する図、第３図および第４
図は従来の楽音合成装置の構成を示すブロック図、第５
図は第４図の楽音合成装置における周波数ｆと位相遅延
θとの関係を説明する図である。 １……加算器、4n……オールパスフィルタ。
Claims (2)
- 【請求項１】少なくとも第１の遅延手段を含む全域通過
フィルタ手段と、第２の遅延手段とを閉ループ状に接続
し、該閉ループに励振信号を入力するとともに該閉ルー
プ内を伝播する信号を楽音信号として出力するようにし
た楽音合成装置であって、 前記全域通過フィルタ手段に含まれる第１の遅延手段
は、遅延時間が単位遅延時間を越えるものであることを
特徴とする楽音合成装置。 - 【請求項２】前記全域通過フィルタ手段に含まれる第１
の遅延手段は、自身への入力信号を単位遅延時間だけ遅
延させて出力する単位遅延素子を複数段接続してなるこ
とを特徴とする請求項第１記載の楽音合成装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1121229A JP2580774B2 (ja) | 1989-05-15 | 1989-05-15 | 楽音合成装置 |
| US07/523,711 US5136917A (en) | 1989-05-15 | 1990-05-15 | Musical tone synthesizing apparatus utilizing an all pass filter for phase modification in a feedback loop |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1121229A JP2580774B2 (ja) | 1989-05-15 | 1989-05-15 | 楽音合成装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02300795A JPH02300795A (ja) | 1990-12-12 |
| JP2580774B2 true JP2580774B2 (ja) | 1997-02-12 |
Family
ID=14806098
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1121229A Expired - Fee Related JP2580774B2 (ja) | 1989-05-15 | 1989-05-15 | 楽音合成装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5136917A (ja) |
| JP (1) | JP2580774B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104821163A (zh) * | 2014-01-31 | 2015-08-05 | 雅马哈株式会社 | 共鸣音产生设备和共鸣音产生程序 |
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| JP2508339B2 (ja) * | 1990-02-14 | 1996-06-19 | ヤマハ株式会社 | 楽音波形信号形成装置 |
| US5354947A (en) * | 1991-05-08 | 1994-10-11 | Yamaha Corporation | Musical tone forming apparatus employing separable nonliner conversion apparatus |
| US5438156A (en) * | 1991-05-09 | 1995-08-01 | Yamaha Corporation | Wind type tone synthesizer adapted for simulating a conical resonance tube |
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Family Cites Families (22)
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-
1989
- 1989-05-15 JP JP1121229A patent/JP2580774B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-05-15 US US07/523,711 patent/US5136917A/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| CN104821163A (zh) * | 2014-01-31 | 2015-08-05 | 雅马哈株式会社 | 共鸣音产生设备和共鸣音产生程序 |
| CN104821163B (zh) * | 2014-01-31 | 2018-09-25 | 雅马哈株式会社 | 共鸣音产生设备和共鸣音产生程序 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5136917A (en) | 1992-08-11 |
| JPH02300795A (ja) | 1990-12-12 |
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|---|---|---|---|
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