JP2682257B2 - 楽音合成装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は自然楽器音を合成する
楽音合成装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】自然楽器における発音メカニズムをシミ
ュレートしたモデルを動作させ、楽音を合成する楽音合
成装置が知られている。例えばピアノにおいては、ハン
マによって弦が打撃されることにより、弦の長さに対応
した固有の振動数の振動が励起され、弦の振動に基づく
ピアノ音が発生される。このようなピアノの発音メカニ
ズムを考慮し、ハンマによって弦になされる励起をシミ
ュレートした励起回路と、弦の共鳴特性をシミュレート
した共鳴回路とを接続することにより、ピアノ音の合成
装置が構成される。ここで、共鳴回路は例えば入力信号
を弦の長さに対応した遅延時間だけ遅延させる遅延回路
と、弦における音響損失をシミュレートしたローパスフ
ィルタからなるループ回路によって実現される。また、
励起回路はハンマの弾性特性等を考慮した非線形演算を
行う回路によって構成される。この励起回路により、打
弦時にハンマによって弦に与えられる変位が演算され、
この演算結果による励起信号が共鳴回路に入力される。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】さて、一般的なデジタ
ル信号処理において、あるサンプリング周波数に同期し
て、被処理信号に対する信号処理を行う場合、被処理信
号の周波数帯域に比べてサンプリング周波数が充分に高
くないと、処理結果に折り返し雑音が発生する。従っ
て、上述の楽音合成装置をデジタル回路によって実現す
る場合においても、楽音合成装置を動作させるサンプリ
ング周波数を充分に高くしないと、折り返し雑音を含ん
だ楽音が合成されてしまうという問題があった。特に励
起回路においては、非線形演算によって被処理信号の高
調波が発生されるため、折り返し雑音が極めて発生し易
いという問題があった。

【０００４】また、楽音合成装置をデジタル回路によっ
て実現する場合、楽音周波数を正確に制御することが困
難であるという問題があった。この問題について、以下
詳述する。デジタル回路によって楽音合成装置を実現す
る場合、一定のサンプリング周波数に従って駆動される
遅延回路を複数段カスケード接続することによって共鳴
回路が構成される。そして、これら遅延回路の段数を楽
音周波数に対応した段数にすることにより、楽音周波数
の制御が行われる。ここで、楽音周波数に対応した遅延
段数が小数部を含んだ非整数である場合には、補間器等
を遅延回路に直列に介挿し、入力信号に対する小数部相
当の遅延処理を施すこととなる。このようにして共鳴回
路の共振周波数を任意の楽音周波数に一致させることが
可能である。しかし、共鳴回路と励起回路とがループ接
続されている状態においては、両者の間で一定のサンプ
リング周波数に同期した信号の授受が行われるため、合
成される楽音信号において、サンプリング周波数の整数
倍の信号が強調され易くなる。このため、遅延回路の段
数を目的とする楽音周波数に対応した値にしても、目的
とする楽音周波数が得られないことがあり、上記の通
り、正確な楽音周波数の制御を行うことができない。

【０００５】さらにデジタル回路による楽音合成装置に
おいては、励起回路において位相回転に起因する異常発
振が発生し易いという問題があった。以下、この問題に
ついて詳述する。デジタル回路による励起回路において
は、一定のサンプリング周期に同期して非線形演算が逐
次実行され、励起機構の各部の状態に対応した各信号値
の更新が行われる。例えば、ピアノにおけるハンマおよ
び弦の相互作用をシミュレートする励起回路の場合、各
サンプリング周期において、その時点におけるハンマお
よび弦の各々の位置、速度、加速度等をパラメータとす
る非線形演算が実行され、これらの各パラメータの次回
のサンプリング周期における値が決定される。従って、
デジタル回路による励起回路は必然的に図１１に例示す
るように遅延回路を含んだループ構造を採ることとな
る。この図において、１は一方の入力端に被処理信号が
入力される加算器、２は加算器１の出力に対して非線形
演算を行う非線形回路、３は非線形回路２の出力を少な
くとも１サンプリング周期相当遅延させる遅延回路、４
は遅延回路３の信号値（励起機構各部の過去における状
態）を所定の帰還率により加算器１の他方の入力端に帰
還させる乗算器である。この構成によれば、非線形回路
２の出力信号が遅延回路３を介して非線形回路２の入力
に帰還されるため、ループを信号が一巡する際に位相遅
延が生じる。この位相遅延と閉ループを一巡する信号の
周波数との関係を図１２（ａ）に例示する。また、図１
１の構成における閉ループゲインの周波数特性を図１２
（ｂ）に例示する。図１２（ａ）において直線Ａによっ
て示すように、閉ループにおける位相遅延量は信号周波
数に比例して大きくなる。そして、図１２（ｂ）におい
て曲線Ｂによって示すように、位相遅延量がπとなる信
号周波数ｆNにおける閉ループゲインが「１」以上であ
ると、図１１の閉ループが発振状態となり、励起回路が
誤動作に陥る。この発振を防止するために、ローパスフ
ィルタ等を図１１の閉ループ内に介挿することにより、
図１２（ｂ）に曲線Ｃによって示すように高域における
閉ループゲインを低下させることも考えられる。しか
し、ローパスフィルタ等を介挿すると、閉ループの位相
遅延量が増加する（直線Ｄ）ことによって発振に至る周
波数ｆNそのものが低くなるので、発振を充分に防止す
ることができない。

【０００６】この発明は上述した事情に鑑みてなされた
ものであり、折り返し雑音の発生が低減されると共に、
正確な楽音周波数の制御が可能であり、かつ、発振が防
止され、安定した動作の得られる楽音合成装置を提供す
ることを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明によ
る楽音合成装置は、第１の周波数のクロックに同期し、
入力信号に対して少なくとも遅延処理を施す線形信号処
理手段と、前記線形信号処理手段を伝播する信号を取り
出し、前記第１の周波数よりも高い第２の周波数のクロ
ックの周波数の信号に変換して出力する第１の周波数変
換手段と、前記第２の周波数のクロックに同期し、前記
第１の周波数変換手段の出力信号に基づいて所定の非線
形演算を逐次実行し、該演算結果を励起信号として出力
する非線形演算手段と、前記励起信号を前記第１の周波
数と同じサンプリング周波数の信号に変換して前記線形
信号処理手段に入力する第２の周波数変換手段とを具備
し、前記線形信号処理手段、前記第１の周波数変換手
段、前記非線形演算手段、および、前記第２の周波数変
換手段を閉ループ状に接続して、前記線形信号処理手段
を伝播する信号を楽音信号として出力することを特徴と
する。

【０００８】

【０００９】

【作用】請求項１に係る発明による楽音合成装置によれ
ば、非線形演算手段における非線形演算は、線形信号処
理手段におけるサンプリング周波数よりも高い周波数に
より実行される。このため、非線形演算によって発生す
る折り返し雑音を低減することができる。また、非線形
演算手段から線形信号処理手段に注入される励起信号中
の低周波雑音が低減されるため、該低周波雑音による線
形信号処理手段の共振周波数への悪影響が低減され、楽
音周波数を正確に制御することが可能になる。また、非
線形演算手段が遅延回路を含んだループを有する場合、
非線形演算手段を駆動するクロック周波数が高いため、
該ループにおける位相遅延量が小さくなる。従って、該
ループにおける異常発振の発生を防止することができ
る。

【００１０】さらに、非線形演算手段と線形信号処理手
段との間において双方向の信号の授受が行われる。従っ
て、励起機構と発音体との間の振動の授受がより忠実に
シミュレートされ、より実際の自然楽器に近い楽音が合
成される。

【００１１】

【実施例】［本発明の基本構成］ 以下、図１に示すブロック図を参照し、本発明の基本構
成について説明する。図１において、１１は自然楽器に
おける発音体（共鳴部）をシミュレートした線形部であ
り、入力信号に対する遅延処理およびフィルタリングを
行う。この線形部１１においては、サンプリング周波数
Ｆｓのクロックに同期し、各部の信号処理が行われる。
１２は自然楽器の励起機構をシミュレートした非線形部
であり、サンプリング周波数Ｎ・Ｆｓ（Ｎは整数）のク
ロックに同期して動作し、励起信号を出力する。１３は
リサンプラであり、励起信号をサンプリング周波数がＦ
ｓの信号に変換し、線形部１１に供給する。また、１４
は補間器であり、線形部１１の出力信号（サンプリング
周波数Ｆｓ）を例えば直線補間演算することによって、
サンプリング周波数Ｎ・Ｆｓの信号を出力し、非線形部
１２に帰還させる。なお、図１に示す構成は、発音体と
励起機構との間の双方向の振動の授受を考慮した構成で
ある。励起機構から発音体へ一方的に励起振動を注入す
る場合、補間器１４は不要である。

【００１２】直線補間を行う補間器１４は、例えば図２
に示すように、遅延回路１４１、乗算器１４２、１４３
および加算器１４４を用いて構成することができる。補
間すべき入力信号は遅延回路１４１および乗算器１４２
に入力される。そして、遅延回路１４１によって入力信
号を１サンプリング周期１／Ｆｓだけ遅延させた信号が
乗算器１４３に入力される。そして、乗算器１４２およ
び１４３の各出力が加算器１４４によって加算されて出
力される。乗算器１４２および１４３の各乗算係数は、
１サンプリング周期Ｔ＝１／ＦｓをＮ分割（Ｎは整数）
した各タイムスロット毎に切り換えられる。すなわち、
各タイムスロットの番号をｋ＝０〜Ｎ−１とすると、各
タイムスロットにおいて乗算器１４２の乗算係数はｋ／
Ｎとされ、乗算器１４３の乗算係数は１−ｋ／Ｎとされ
る。従って、遅延回路１４１の入力信号をＸi、遅延回
路１４１から出力されるＸｉよりも１サンプリング周期
前の信号値をＸi-1とした場合、加算器１４４の出力
は、第０スロットにおいてＸi-1、第１スロットにおい
て（1/N）Ｘi＋｛１−(1/N)｝Ｘi-1、第２スロットにお
いて（2/N）Ｘi＋｛１−(2/N)｝Ｘi-1、…、第Ｎ−１ス
ロットにおいて{（N-1)/N}Ｘi＋(1/N)Ｘi-1となる。こ
のようにして、入力信号に対するＮ次の直線補間が行わ
れ、各タイムスロット毎に加算器１４４から補間値が出
力される。以上の構成によれば、非線形部１２のサンプ
リング周波数がＮ・Ｆｓと高くなっているため、サンプ
リング周波数がＦｓである場合に比べて、励起信号が含
む雑音が非常に少なくなる。このため、線形部１１の共
振周波数に対する悪影響が低減され、正確な音高制御が
可能になる。また、非線形部１２における遅延回路を含
んだループにおいては、１サンプリング周期が１／Ｎに
なったため、異常発振防止のためのローパスフィルタを
ループ内に介挿した場合であっても、図３（ａ）に直線
Ｅによって示すように、信号周波数に対する位相遅延を
小さくすることができる。このため、図３（ｂ）に曲線
Ｆによって示すように、ループの位相遅延がπである時
の閉ループゲインを「１」以下にすることができ、異常
発振を防止することができる。

【００１３】［第１実施例］図４はこの発明の第１実施
例であってピアノ音の合成を行う楽音合成装置の構成を
示すブロック図である。この楽音合成装置は図５に例示
するハンマＨＭおよび弦ＳＴＲの挙動をシミュレーショ
ンすることによりピアノ音を合成するものである。図４
において、３０は弦ＳＴＲの挙動をシミュレートしたル
ープ回路、５０はハンマＨＭの挙動およびハンマＨＭと
弦ＳＴＲとの相互作用をシミュレートした励起回路であ
る。まず、ループ回路３０は、加算器３１、フィルタ３
２、位相反転回路３３、遅延回路３４、補間器１４ａ、
加算器３５、フィルタ３６、位相反転回路３７、遅延回
路３８および補間器１３ｂが閉ループ状に接続されるこ
とによって構成されている。ここで、遅延回路３４およ
び３８は多段のシフトレジスタを有しており、これらの
シフトレジスタはサンプリング周波数Ｆｓのクロックに
よって駆動される。また、遅延回路３４および３８はシ
フトレジスタの各段出力のうち所定の複数の出力を用い
た補間演算を行う補間器を各々有している。このような
構成であるため、遅延回路３４および３８はサンプリン
グ周期１／Ｆｓの整数倍の遅延時間のみならず、小数部
を含んだ実数倍の遅延時間をも実現することができる。
補間器１４ａおよび１４ｂはループ回路３０内を循環す
る信号（サンプリング周波数Ｆｓ）をオーバサンプリン
グし、１サンプリング周期（１／Ｆｓ）内に各々Ｎ個の
補間値を発生するものであり、図２において示したのと
全く同様な構成となっている。そして、遅延回路３４の
出力は補間器１４ａにおける遅延回路１４１を介して加
算器３５の一方の入力端に入力され、遅延回路３８の出
力は補間器１４ｂにおける遅延回路１４１（図示せず）
を介して加算器３１の一方の入力端に入力される。

【００１４】加算器３１および３５の各他方の入力端に
は励起回路５０におけるリサンプラ１３からの出力信号
（周波数Ｆｓ）が入力される。また、補間器１４ａにお
ける加算器１４４の出力（周波数Ｎ・Ｆｓ）および補間
器１４ｂにおける加算器１４４（図示せず）の出力（周
波数Ｎ・Ｆｓ）は加算器４１によって加算され、励起回
路５０に入力される。以上説明したループ回路３０にお
ける励起回路５０との間の信号の授受を行う部分は、図
５において、弦ＳＴＲのハンマＨＭによって打弦される
点に対応している。すなわち、ループ回路３０におい
て、加算器３１の入力から補間器１４ａの出力に至るま
での経路の遅延時間は、弦ＳＴＲにおける打弦点と一方
の固定端Ｔ１との間の部分（長さＬ１）を振動が往復す
るのに要する遅延時間に一致しており、加算器３５の入
力から補間器１４ｂの出力に至るまでの経路の遅延時間
は、打弦点と他方の固定端Ｔ２との間の部分（長さＬ
２）を振動が往復するのに要する遅延時間に一致してい
る。位相反転回路３３および３７は、固定端Ｔ１および
Ｔ２において振動波の位相が反転する現象をシミュレー
トするために設けられたものである。また、フィルタ３
２および３６は、弦ＳＴＲの振動が直接空気中へ放射さ
れる際、および弦ＳＴＲの振動が固定端Ｔ１およびＴ２
を介してピアノの響板等に伝播する際の音響損失をシミ
ュレートするために設けられたものである。通常、この
種の音響損失は、周波数が高い程大きいので、フィルタ
３２および３６はローパスフィルタが用いられる。

【００１５】次に励起回路５０について説明する。この
励起回路５０は、加算器５５ａおよび遅延回路５５ｂか
らなる積分器５５、加算器７６ａおよび遅延回路７６ｂ
からなる積分器７６、加算器７９ａおよび遅延回路７９
ｂからなる積分器７９を有する。また、励起回路５０
は、減算器６１ａおよび遅延回路６１ｂからなる微分器
６１を有すると共に、さらに遅延回路７２および８０を
有する。これら励起回路５０に設けられた各遅延回路
は、周波数がＮ・Ｆｓのクロックによって駆動される。
また、励起回路５０には幾つかの閉ループがあるが、各
閉ループを信号が一巡する遅延時間はいずれも１サンプ
リング周期１／（Ｎ・Ｆｓ）となっている。さらにこの
励起回路５０において、各積分器５５、７６および７９
の各前段に乗算係数がＴである乗算器５４、７５および
７８が各々介挿されている。また、微分器６１の前段に
は乗算係数が１／Ｔである乗算器５８が介挿されてい
る。これらの各乗算器は、積分器、微分器の構成要素
で、１サンプル遅延時間に相当する係数を持つ。従っ
て、この場合、Ｔ＝１／（Ｎ・Ｆｓ）となる。

【００１６】加算器７７は、一方の入力端にハンマＨＭ
が弦ＳＴＲに衝突する速度に対応したハンマ速度信号Ｈ
Ｖが入力される。また、加算器７７の他方の入力端は、
加算器７６ａから積分器７６における積分値が入力され
る。この積分値は、ハンマＨＭおよび弦ＳＴＲ間の相互
作用によってハンマＨＭに生じる速度変化分に相当す
る。なお、この速度変化分の演算の詳細については後述
する。加算器７７からはハンマ速度信号ＨＶを前記速度
変化分によって修正した信号、すなわち、現時点のハン
マＨＭの速度に対応した信号が得られる。そして、加算
器７７の出力信号は乗算器７８を介して積分器７９に入
力されて積分され、ハンマＨＭの変位に相当するハンマ
変位信号ＨＤが出力される。

【００１７】一方、加算器５３は、加算器４１の出力信
号に対し乗算器５１によって係数ＳＡＤＭを乗じた信号
および乗算器５２の出力信号が入力される。ここで、乗
算器５１の出力信号は図５において打弦点における弦Ｓ
ＴＲの速度に相当し、乗算器５２の出力信号はハンマＨ
Ｍによって弦ＳＴＲにもたらされる速度修正分に相当す
る。従って、加算器５３から現時点における弦ＳＴＲの
速度に対応した信号ＳＶが出力される。そして、信号Ｓ
Ｖが乗算器５４を介して積分器５５に入力されて積分さ
れ、積分器５５の加算器５５ａから弦ＳＴＲの変位に相
当する弦変位信号ＳＤが得られる。そして、減算器５６
により、ハンマ変位信号ＨＤを遅延回路８０によって１
サンプリング周期遅らせた信号から弦変位信号ＳＤが減
算され、ハンマＨＭに対する弦ＳＴＲの食込み量に応じ
た相対変位信号ＳＨＤが得られる。

【００１８】相対変位信号ＳＨＤは乗算器５７、非線形
回路５９および６０に入力されると共に乗算器５８を介
して微分器６１に入力される。非線形回路５９および６
０は例えばＲＯＭによって実現され、図６に例示するよ
うに非線形な入出力応答特性を有している。この図に示
すように、非線形回路５９および６０の出力は入力信号
値の増大に伴って増大するが、その勾配は入力信号値が
大きくなるに従って小さくなる。乗算器５７は、相対変
位信号ＳＨＤに対しハンマＨＭの弾性に応じた乗算係数
Ｓを乗算して出力する。そして、乗算器８１により、乗
算器５７の出力に対し、非線形回路５９の出力信号が乗
算される。この結果、ハンマＨＭの弾性特性に起因して
ハンマＨＭおよび弦ＳＴＲ間に生じる反撥力に相当する
信号が乗算器８１から出力される。この乗算器８１の出
力は、相対変位信号ＳＨＤの増大に伴って増大するが、
相対変位信号ＳＨＤが大きくなると非線形回路５９の出
力が飽和するので、乗算器８１の出力も飽和することと
なる。このように、実際のハンマＨＭにおける弾性に起
因する挙動に忠実な動作が得られる。一方、相対変位信
号ＳＨＤは乗算器５８を介し微分器６４に入力されて微
分され、この微分結果に対し、乗算器６７により、ハン
マＨＭの粘性に応じた乗算係数Ｒが乗算される。そし
て、乗算器６７の出力信号に対し、乗算器６８および６
９により、非線形回路６０および５９の出力が乗算され
る。この２回乗算が行われることにより、実効的に、相
対変位信号ＳＨＤに図７に示す非線形変換を施した信号
が乗算器６７の出力信号に乗算される。この結果、ハン
マＨＭの粘性に起因してハンマＨＭおよび弦ＳＴＲ間に
生じる反撥力に相当する信号が乗算器６９から出力され
る。この乗算器６９の出力信号の信号値は、相対変位信
号ＳＨＤの時間的変化が大きい程、大きな値となる。ま
た、相対変位信号ＳＨＤの時間的変化率が同じであって
も、相対変位信号ＳＨＤが大きくなる程、すなわち、ハ
ンマＨＭに弦ＳＴＲがより深く食込む程大きなものとな
る。このようにして、実際のハンマＨＭにおける粘性に
起因した挙動に忠実な動作が得られる。乗算器５７およ
び６９の各出力は、加算器７０によって加算され、ハン
マＨＭと弦ＳＴＲとの間の反撥力に相当する信号Ｆが加
算器７０から出力される。

【００１９】加算器７０の出力信号Ｆは乗算器７１によ
って乗算係数１／２が乗算される。この結果、図５にお
いて、弦ＳＴＲの打弦点の両側に各々伝播する振動波の
速度成分が乗算器７１から出力される。乗算器７１の出
力信号（サンプリング周波数Ｎ・Ｆｓ）は、リサンプラ
１３によってサンプリング周波数がＦｓの信号に変換さ
れ、ループ回路３０の加算器３１および３５に帰還され
る。また、乗算器７１の出力信号は、遅延回路７２およ
び位相補正フィルタ７３を介した後、乗算器５２によっ
て所定の乗算係数ＦＡＤＭが乗算され、ハンマＨＭによ
って弦ＳＴＲに与えられる速度変化分に相当する信号が
乗算器５２から出力される。ここで、遅延回路７２を含
むループＬ７２は、ループ内の遅延量が１／（Ｎ・Ｆ
ｓ）であり、ループ内を循環する信号の高域成分は位相
補正フィルタ７３によって減衰される。このように構成
することにより、ループＬ７２における異常発振が防止
されている。加算器７０の出力信号Ｆは、乗算器７４に
よって乗算係数−１／Ｍ（ただし、ＭはハンマＨＭの質
量）が乗算され、ハンマＨＭに作用する加速度に相当す
る信号ＨＡが出力される。この信号ＨＡは乗算器７５を
介し積分器５６に入力されて積分され、上述したハンマ
ＨＭの速度変化分に相当する信号が得られる。さらに励
起回路５０は、遅延回路８０を含むループＬ８０を有す
るが、このループＬ８０内を信号が一巡するための遅延
時間も１／（Ｎ・Ｆｓ）であり、異常発振が発生しない
ようになっている。

【００２０】以上のように、非線形要素を含む励起回路
５０をより高いサンプリング周波数Ｎ・Ｆｓのクロック
によって駆動するようにしたので、雑音の少ない励起信
号Ｆがリサンプラ１３を介してループ回路３０に注入さ
れる。従って、ループ回路３０はループ内を信号が一巡
するのに要する遅延時間によって決定される本来の共振
周波数に従って共振する。また、励起回路５０に構成さ
れた各ループは、遅延時間が１サンプリング周期１／
（Ｎ・Ｆｓ）であるため、各ループにおける位相遅延量
は小さくなっており、異常発振の防止がなされている。
従って、励起回路５０が誤動作に陥ることなく、安定し
た動作が行われる。

【００２１】［第２実施例］図８はこの発明の第２実施
例であって管楽器音の合成を行う楽音合成装置の構成を
示すブロック図である。この図において、１００は管楽
器の励起機構たるマウスピース部をシミュレートした励
起回路、２００は管楽器の共鳴管をシミュレートした共
鳴回路である。

【００２２】まず、共鳴回路２００は、加算器２０１、
共鳴管の長さに対応した遅延時間を有する遅延回路２０
２、負の乗算係数−ｇの与えられた乗算器２０３および
共鳴管内の音響損失をシミュレートしたフィルタ２０４
が閉ループ接続されることによって構成されている。こ
こで、遅延回路２０２はサンプリング周波数Ｆｓのクロ
ックによって駆動されるシフトレジスタおよび該シフト
レジスタの出力に補間演算を施す補間器からなり、サン
プリング周期１／Ｆｓの整数倍の遅延時間のみならず、
小数部を含んだ実数倍の遅延時間をも実現することがで
きるようになっている。共鳴回路２００におけるフィル
タ２０４の出力は、加算器２０１の一方の入力端に入力
される一方、乗算器２１１によって２倍され、補間器１
４によってサンプリング周波数がＮ・Ｆｓの信号に変換
され、励起回路１００における加算器１０１の一方の入
力端に入力される。

【００２３】次に励起回路１００について説明する。加
算器１０１の出力信号は、管楽器において共鳴管からマ
ウスピース部内へと帰還される空気振動波の圧力に相当
する。この加算器１０１の出力信号は、周波数Ｎ・Ｆｓ
のクロックによって駆動される遅延回路１０２により、
遅延時間１／（Ｎ・Ｆｓ）だけ遅延される。そして、減
算器１０３により、吹奏圧に相当する値Ｐが遅延回路１
０２の出力から減算され、マウスピース内の圧力に相当
する信号が減算器１０３から出力される。減算器１０３
の出力信号は位相補正フィルタ１０４を介すことにより
高域成分が減衰され、マウスピース内の圧力変化に対す
るリードの応答特性をシミュレートしたフィルタ１０５
（通常はローパスフィルタ）およびマウスピース内の空
気流の流速のマウスピース内空気圧に対する飽和特性を
シミュレートした非線形回路１０６に入力される。フィ
ルタ１０５の出力は、加算器１０７に入力され、演奏者
がマウスピースを咥える圧力に相当するアンブシュア信
号Ｅが加算される。そして、加算器１０７からリードに
加わる圧力に相当する信号が出力され、リードの圧力変
化に対するリードおよびマウスピース間の間隙の断面積
の変化をシミュレートした非線形回路１０８に入力され
る。そして、非線形回路１０８の出力信号と、非線形回
路１０６の出力信号とが乗算器１０９によって乗算さ
れ、乗算器１０９からマウスピースおよびリード間の間
隙を通過する空気流の流速に相当する信号が出力され
る。この乗算器１０９の出力信号に対し、乗算器１１０
により、管楽器におけるマウスピース取り付け部近傍の
空気流に対するインピーダンスに相当する値Ｚが乗算さ
れる。そして、共鳴管内に発生する圧力変化に相当する
信号が乗算器１０９から出力される。この乗算器１０９
の出力信号は、加算器１０１の他方の入力端に帰還され
る一方、リサンプラ１３によってサンプリング周波数が
Ｆｓの励起信号に変換され、共鳴回路２００における加
算器２０１の他方の入力端に入力される。

【００２４】以上の構成によれば、励起回路１００と共
鳴回路２００との間において、双方向の信号の授受が行
われ、共鳴回路２００から持続性を有する楽音信号が取
り出される。ここで、励起回路１００においては周波数
Ｎ・Ｆｓのクロックに同期して演算が行われるので、共
鳴回路２００に入力される励起信号が有する雑音は極め
て小さくなっている。従って、共鳴回路２００において
は、本来の共振周波数に従った安定した共振が行われ
る。また、励起回路１００は閉ループを有するが、この
閉ループ内には遅延回路として遅延時間が１／（Ｎ・Ｆ
ｓ）の遅延回路１０２のみしかなく、ループにおける位
相遅延量は少ない。また、ループ内に位相補正フィルタ
１０４が介挿されるため、高域の信号による発振が防止
されている。

【００２５】［第３実施例］図９はこの発明の第３実施
例であってバイオリン等の擦弦楽器の楽音を合成する楽
音合成装置の構成を示すブロック図である。この図にお
いて、遅延回路３０１、ＦＩＲ（有限インパルス応答）
フィルタ３０２、加算器３０３、遅延回路３０４、ＩＩ
Ｒ（無限インパルス応答）フィルタ３０５、オールパス
フィルタ３０６および加算器３０７からなるループ回路
は擦弦楽器における弦をシミュレートしたものである。
このループ回路に含まれる各遅延回路は、周波数Ｆｓの
クロックによって駆動される。ＦＩＲフィルタ３０２お
よびオールパスフィルタ３０６の各出力信号は加算器３
１１によって加算され、その加算結果（サンプリング周
波数Ｆｓ）は補間器１４によって補間される。この結果
得られる補間値（サンプリング周波数Ｎ・Ｆｓ）は、擦
弦楽器における弓と弦との相互作用をシミュレートした
励起回路４００の加算器４０１に入力され、弓を弾く速
度に相当する値Ｖｂが加算される。そして、加算器４０
１の出力信号は、加算器４１１、非線形回路４１２、位
相補正フイルタ４１３、遅延回路４１４（遅延時間は１
／（Ｎ・Ｆｓ））および乗算器４１５（乗算係数は１よ
り小さな値β）からなるループ回路４１０に注入され
る。このループ回路４１０により、弓の移動に対する弦
の移動を観察した際に見られるヒステリシス特性がシミ
ュレートされる。位相補正フィルタ４１３の出力信号は
リサンプラ１３によってサンプリング周波数がＦｓの信
号に変換され、加算器３０３および３０９に入力され
る。本実施例においても、上記第１および第２実施例と
同様な効果が得られる。

【００２６】［第４実施例］上述した第１乃至第３実施
例の場合、非線形部において１サンプリング周期内に逐
次Ｎ回の非線形演算が行われた。そして、各回におい
て、前回の非線形演算の結果と今回の入力信号の補間値
と加算され、この加算結果に対して非線形演算が行われ
た。これに対し、本実施例は上記第１乃至第３実施例が
１サンプリング周期内にＮ回繰り返した各処理を展開
し、これらの各処理を同時に並行して行うものである。
図１０において、線形部（共鳴回路）からの入力信号
は、補間器１４ａによって直線補間され、Ｎ−１個の補
間値、すなわち、１／Ｎサンプル前の入力信号値、２／
Ｎサンプル前の入力信号値、…、（Ｎ−１）／Ｎサンプ
ル前の入力信号値が各々出力される。一方、線形部から
の入力信号は、加算器Ａ１に入力され、遅延回路ＤＤの
出力信号と加算される。この加算結果に対し、非線形回
路ＮＬによって第１回目の非線形演算が施される。この
非線形演算の結果は線形部に出力される一方、乗算器Ｍ
１に入力され、第１回目の係数乗算処理が行われる。次
いで加算器Ａ２により、１／Ｎサンプル前の入力信号値
と乗算器Ｍ１の出力信号が加算される。この加算結果に
対し、上述した第１回目と同様な第２回目の非線形演算
（非線形回路ＮＬ２）および係数乗算処理（乗算器Ｍ
２）が施される。同様に、補間器１３ａの各出力と前回
の非線形演算および係数乗算処理の結果とを加算する処
理、およびこの加算結果に対する非線形演算および係数
乗算処理が行われる。そして、最終段の非線形回路ＮＬ
N-1の出力が遅延回路ＤＤによって１サンプリング周期
遅延され、加算器Ａ１に供給される。このように、各回
の非線形演算の結果が次回の補間値に対する非線形演算
に反映され、上記第１乃至第３実施例と実質的に同等な
処理が行われる。本実施例によれば、サンプリング周波
数ＦｓのＮ倍の周波数のクロックを用いることなく、ま
た、リサンプラを用いることなく、上記第１乃至第３実
施例と同等な効果を得ることができる。なお、以上説明
した各実施例以外の用途、例えば、リード楽器のシミュ
レーションに本発明を適用可能であることは言うまでも
ない。

【００２７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
折り返し雑音の発生が少なく、正確な楽音周波数の制御
が可能であり、かつ、異常発振が発生せず、安定した動
作の得られ、より実際の自然楽器に近い楽音が合成可能
な楽音合成装置を実現することができるという効果が得
られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の基本構成を示すブロック図であ
る。

【図２】 この発明において用いる補間器１３の構成例
を示すブロック図である。

【図３】 この発明によって得られる動作を説明する図
である。

【図４】 この発明の第１実施例による楽音合成装置の
構成を示すブロック図である。

【図５】 同実施例がシミュレートするピアノの弦およ
びハンマを示す図である。

【図６】 同実施例において用いられる非線形変換を説
明する図である。

【図７】 同実施例において用いられる非線形変換を説
明する図である。

【図８】 この発明の第２実施例による楽音合成装置の
構成を示すブロック図である。

【図９】 この発明の第３実施例による楽音合成装置の
構成を示すブロック図である。

【図１０】 この発明の第１実施例による楽音合成装置
の構成を示すブロック図である。

【図１１】 従来の楽音合成装置の非線形部の構成を示
すブロック図である。

【図１２】 同非線形部の動作を説明する図である。

【符号の説明】

１１……線形部、１２……非線形部、１３……リサンプ
ラ、１４……補間器。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１の周波数のクロックに同期し、入力
   信号に対して少なくとも遅延処理を施す線形信号処理手
   段と、前記線形信号処理手段を伝播する信号を取り出し、前記
   第１の周波数よりも高い第２の周波数のクロックの周波
   数の信号に変換して出力する第１の周波数変換手段と、 前記第２の周波数のクロックに同期し、前記第１の周波
   数変換手段の出力信号に基づいて 所定の非線形演算を逐
   次実行し、該演算結果を励起信号として出力する非線形
   演算手段と、 前記励起信号を前記第１の周波数と同じサンプリング周
   波数の信号に変換して前記線形信号処理手段に入力する
   第２の周波数変換手段とを具備し、前記線形信号処理手
   段、前記第１の周波数変換手段、前記非線形演算手段、
   および、前記第２の周波数変換手段を閉ループ状に接続
   して、前記線形信号処理手段を伝播する信号を楽音信号
   として出力することを特徴とする楽音合成装置。