JP2019083676A - モータ駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの相電流の検出および複雑な座標変換処理を行うことなく、簡単にデッドタイム補償を行う。【解決手段】ＰＷＭインバータ３を用いてモータ２を駆動制御するモータ駆動制御装置４は、デッドタイム補償部４４を備える。デッドタイム補償部４４は、ＰＷＭインバータ３において直列接続された各スイッチング素子の同時オンを回避するためのデッドタイムを設けることによって生じる、ＰＷＭインバータ３の出力電圧の誤差を補償するための補償量を求め、補償量を加味した電圧指令をＰＷＭインバータ３に出力する。デッドタイム補償部４４は、モータ２に流れる電流が追従すべき電流のベクトルを示す電流指令ベクトルの大きさに基づいて補償量を求める。電流指令ベクトルは、モータ２の回転子に同期した座標系、または、それに準ずる座標系で定義されたベクトルである。【選択図】図１

Description

本発明は、モータ駆動制御装置に関する。

モータに駆動電圧を出力するインバータ回路では、直列接続された上下段の各スイッチング素子のオンオフの切り替えの際に、上記各スイッチング素子が同時にオンして短絡しないようにするため、通常、上記各スイッチング素子の両方がオフとなる期間が設けられる。上記期間は、一般にデッドタイムと呼ばれる。デッドタイムのタイミングでは、モータのインダクタンスおよびインバータ回路の還流ダイオードによって、電流が流れ続けようとする。そして、電流が流れる向きによっては、インバータ回路からモータに出力させたい電圧と、実際にモータに出力される電圧との間に差が生じる。上記の差のことを、以下では、「出力電圧の誤差」と称する。従来、デッドタイムを設けることによって生じる上記出力電圧の誤差を補償する、デッドタイム補償が一般的に行われている。

例えば特許文献１および２では、３相の各電圧指令値に対して各相のデッドタイム補償量をそれぞれ加算または減算し、加算または減算後の各電圧指令値をＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）回路に入力し、ＰＷＭ制御によってインバータ回路の各スイッチング素子（例えばトランジスタ）をオンオフすることにより、デッドタイム補償を行う技術が開示されている。

特に、特許文献１では、デッドタイム補償を行うにあたって、２相の電流指令値ｉｄ^＊、ｉｑ^＊から３相の電流指令値ｉｕ^＊、ｉｖ^＊、ｉｗ^＊を算出し、３相の電流指令値ｉｕ^＊、ｉｖ^＊、ｉｗ^＊を用いてデッドタイム補償量ｅｄ（ｉｕ^＊）、ｅｄ（ｉｖ^＊）、ｅｄ（ｉｗ^＊）を算出する構成が開示されている。さらに、特許文献１では、インバータ回路の実際の出力電流値（３相分）を検出し、２相の電流指令値ｉｄ^＊、ｉｑ^＊と実際の出力電流値（３相から２相に座標変換した電流値）との電流誤差を算出して、上記電流誤差に応じた電圧指令値ｅｄ^＊、ｅｑ^＊を出力し、電圧指令値ｅｄ^＊、ｅｑ^＊を３相の電圧指令値ｅｕ^＊、ｅｖ^＊、ｅｗ^＊に変換し、電圧指令値ｅｕ^＊、ｅｖ^＊、ｅｗ^＊にデッドタイム補償量ｅｄ（ｉｕ^＊）、ｅｄ（ｉｖ^＊）、ｅｄ（ｉｗ^＊）をそれぞれ加算する構成も開示されている。

また、特許文献２では、ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間であるか、オフからオンに変化する区間であるかの判別結果と、モータの電流検出値とに基づいて、電圧指令に対してデッドタイム補償電圧を加算または減算して補償後電圧指令を生成する構成が開示されている。

特開平９−２６１９７４号公報（請求項１、段落〔０００５〕、〔００１０〕、図５、図９等参照） 特開２０１１−５５６０８号公報（請求項１、段落〔００２１〕、〔００２２〕、〔００２５〕〜〔００２７〕、図１等参照）

従来では、デッドタイム補償を行うにあたって、特許文献１および２のように、インバータ回路の出力電流値（モータの電流検出値）の取得、言い換えれば、モータの相電流の検出が必要であった。さらに、特許文献１では、デッドタイム補償を行うにあたって、２相の電流指令値ｉｄ^＊、ｉｑ^＊を３相の電流指令値ｉｕ^＊、ｉｖ^＊、ｉｗ^＊に変換する複雑な座標変換処理が必要であった。このため、従来では、デッドタイム補償を簡単に行うことができなかった。

本発明は、上記の点に鑑み、モータの相電流の検出および複雑な座標変換処理を行うことなく、簡単にデッドタイム補償を行うことができるモータ駆動制御装置を提供することを目的とする。

本発明の例示的なモータ駆動制御装置は、電圧指令をＰＷＭパルスに変換し、前記ＰＷＭパルスによって直列接続された各スイッチング素子のオンオフを切り替えることにより、モータに電圧を出力するＰＷＭインバータを用いて前記モータを駆動制御するモータ駆動制御装置であって、前記ＰＷＭインバータにおいて前記直列接続された各スイッチング素子の同時オンを回避するためのデッドタイムを設けることによって生じる、前記ＰＷＭインバータの出力電圧の誤差を補償するための補償量を求め、前記補償量を加味した前記電圧指令を前記ＰＷＭインバータに出力するデッドタイム補償部を備え、前記デッドタイム補償部は、前記モータに流れる電流が追従すべき電流のベクトルを示す電流指令ベクトルの大きさに基づいて、前記補償量を求め、前記電流指令ベクトルは、前記モータの回転子に同期した座標系、または、それに準ずる座標系で定義されたベクトルである。

上記構成によれば、相電流の検出、および電流指令に関する複雑な座標変換処理を行うことなく、簡単にデッドタイム補償を行うことができる。

図１は、本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの全体の構成を示すブロック図である。 図２は、上記モータ駆動システムの一部の構成を示す回路図である。 図３は、上記モータ駆動システムのモータに印加される３相の交流電圧の波形の一例を示す説明図である。 図４は、ＰＷＭ制御における各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、および各スイッチング素子に与えられるＰＷＭパルスの波形を示す説明図である。 図５Ａは、図４のタイミングＴ０〜Ｔ１における電機子巻線周辺の等価回路である。 図５Ｂは、図４のタイミングＴ１〜Ｔ２における電機子巻線周辺の等価回路である。 図５Ｃは、図４のタイミングＴ２〜Ｔ３における電機子巻線周辺の等価回路である。 図５Ｄは、図４のタイミングＴ３〜Ｔ４における電機子巻線周辺の等価回路である。 図６Ａは、θを基準軸Ａに対するｄ軸の位相とした場合の上記モータの解析モデルを示す説明図である。 図６Ｂは、θを基準軸Ａに対するｑ軸の位相とした場合の上記モータの解析モデルを示す説明図である。 図７は、従来の一般的なデッドタイムの補償量の求め方の一例を示す説明図である。 図８は、本発明の実施形態での補償量の求め方を示す説明図である。 図９は、電流指令ベクトルを模式的に示す説明図である。 図１０は、ｄ軸電流指令を０〔Ａ〕としたときの電流指令ベクトルを示す説明図である。 図１１は、電流指令ベクトルの大きさが電流閾値以上である場合の補償量を示す説明図である。 図１２は、各相電流の波形、および上記モータの回転子の電気角位相の時間経過に対する変化を示す説明図である。 図１３は、上記回転子の電気角位相の値を用いてＵ相について補償量の極性を判定する手法を模式的に示す説明図である。 図１４は、上記回転子の電気角位相の値を用いてＶ相について補償量の極性を判定する手法を模式的に示す説明図である。 図１５は、上記回転子の電気角位相の値を用いてＷ相について補償量の極性を判定する手法を模式的に示す説明図である。 図１６は、上記回転子の回転速度が負の場合における、Ｕ相電流の波形と、上記回転子の電気角位相の時間経過に対する変化とを示す説明図である。

以下、本発明の例示的な実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本実施形態では、電圧指令の値（電圧指令値）を、単に電圧指令とも呼び、電流指令の値（電流指令値）を、単に電流指令とも呼ぶ。

＜モータ駆動システムの概略の構成＞
図１は、本発明の例示的な実施形態に係るモータ駆動システム１の全体の構成を示すブロック図であり、図２は、モータ駆動システム１の一部の構成を示す回路図である。モータ駆動システム１は、モータ２と、ＰＷＭインバータ３と、モータ駆動制御装置４と、直流電源５と、位置センサ６と、を備える。なお、モータ駆動制御装置４の詳細については後述する。直流電源５は、図２に示すように、負出力端子５ｂを低電圧側として、正出力端子５ａと負出力端子５ｂとの間に直流電圧を出力する。

モータ２は、例えば３相ブラシレスＤＣモータ（ＢＬＤＣモータ）で構成される。より具体的には、モータ２は、図２に示すように、永久磁石が設けられた回転子２１と、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の電機子巻線２２ｕ、２２ｖおよび２２ｗが設けられた固定子２２と、を備える。電機子巻線２２ｕ、２２ｖおよび２２ｗは、中性点２３を中心にＹ結線される。電機子巻線２２ｕ、２２ｖおよび２２ｗにおいて、中性点２３とは反対側の非結線端は、端子２４ｕ、２４ｖおよび２４ｗにそれぞれ接続される。

ＰＷＭインバータ３は、パワー部３１と、ＰＷＭ回路３２と、を備える。ＰＷＭ回路３２は、モータ駆動制御装置４から出力される電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’、Ｖｖ＿ｒｅｆ’およびＶｗ＿ｒｅｆ’に基づいて、パワー部３１をＰＷＭ制御する。なお、電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’、Ｖｖ＿ｒｅｆ’およびＶｗ＿ｒｅｆ’は、後述する手法で取得されるデッドタイムの補償量を加味した電圧指令である。

パワー部３１は、Ｕ相用のハーフブリッジ回路、Ｖ相用のハーフブリッジ回路およびＷ相用のハーフブリッジ回路を備える。各ハーフブリッジ回路は、一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、直流電源５の正出力端子５ａと負出力端子５ｂとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に直流電源５からの直流電圧が印加される。各スイッチング素子は、例えば電界効果トランジスタで構成されるが、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などの他のトランジスタで構成されてもよい。

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、互いに直列に接続される高電圧側のスイッチング素子３３ｕと、低電圧側のスイッチング素子３４ｕと、を備える。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、互いに直列に接続される高電圧側のスイッチング素子３３ｖと、低電圧側のスイッチング素子３４ｖと、を備える。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、互いに直列に接続される高電圧側のスイッチング素子３３ｗと、低電圧側のスイッチング素子３４ｗと、を備える。

高電圧側のスイッチング素子３３ｕ、３３ｖおよび３３ｗには、直流電源５の低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向としてダイオード３５ｕ、３５ｖおよび３５ｗがそれぞれ並列に接続される。同様に、低電圧側のスイッチング素子３４ｕ、３４ｖおよび３４ｗには、直流電源５の低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向としてダイオード３６ｕ、３６ｖおよび３６ｗがそれぞれ並列に接続される。各ダイオード３５ｕ、３５ｖ、３５ｗ、３６ｕ、３６ｖおよび３６ｗは、還流ダイオード（フリーホイールダイオード）として機能する。

直列接続されたスイッチング素子３３ｕとスイッチング素子３４ｕとの接続点は、端子２４ｕと接続される。同様に、直列接続されたスイッチング素子３３ｖとスイッチング素子３４ｖとの接続点は、端子２４ｖと接続され、直列接続されたスイッチング素子３３ｗとスイッチング素子３４ｗとの接続点は、端子２４ｗと接続される。

ＰＷＭ回路３２は、３相（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’、Ｖｖ＿ｒｅｆ’およびＶｗ＿ｒｅｆ’に基づいて、各相に対するＰＷＭパルス（パルス幅変調信号）を生成し、上記ＰＷＭパルスをパワー部３１の各スイッチング素子の制御端子（ゲートまたはベース）に与える。これにより、上記各スイッチング素子のオン（導通）とオフ（非導通）とを切り替えることができる。

したがって、直流電源５からの直流電圧は、ＰＷＭインバータ３において、上記ＰＷＭパルスに応じた各スイッチング素子のスイッチング動作によって、モータ２に電圧が印加されることにより、モータ２の各電機子巻線２２ｕ、２２ｖおよび２２ｗに、３相の電圧に応じた電流が流れてモータ２が駆動される。なお、上記各スイッチング素子のスイッチング動作と、モータ２に流れる電流（相電流）との関係については後述する。

以上のことから、本実施形態のＰＷＭインバータ３は、電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’、Ｖｖ＿ｒｅｆ’およびＶｗ＿ｒｅｆ’をＰＷＭパルスに変換し、ＰＷＭパルスによって直列接続された各スイッチング素子のオンオフを切り替えることにより、モータ２に電圧を出力する構成であるといえる。

図１で示した位置センサ６は、モータ２の回転子２１の回転位置に応じた信号を出力するセンサであり、例えばロータリーエンコーダやホール素子を用いる。位置センサ６から出力される信号は、後述するモータ駆動制御装置４に入力される。

＜各スイッチング素子のスイッチング動作と相電流との関係＞
次に、ＰＷＭインバータ３のパワー部３１内の各スイッチング素子のスイッチング動作と、モータ２の相電流との関係について説明する。なお、以下では説明の便宜上、パワー部３１内の低電圧側の各スイッチング素子３４ｕ、３４ｖおよび３４ｗと、直流電源５の負出力端子５ｂとを結ぶ線路を、母線Ｇと呼ぶ。そして、母線Ｇを流れる電流を、母線電流と呼ぶ。また、モータ２の電機子巻線２２ｕ、２２ｖおよび２２ｗに流れる電流を、それぞれＵ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流と呼び、それらのそれぞれを（またはそれらを総称して）、相電流と呼ぶ。相電流の極性については、端子２４ｕ、２４ｖまたは２４ｗから中性点２３に流れ込む方向の相電流の極性を正とし、中性点２３から流れ出す方向の相電流の極性を負とする。

図３は、モータ２に印加される３相の交流電圧の波形の一例を示す説明図である。図３において、２５ｕ、２５ｖおよび２５ｗは、それぞれ、モータ２に印加されるべきＵ相電圧、Ｖ相電圧およびＷ相電圧の波形を表す。なお、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧およびＷ相電圧のそれぞれを（またはそれらを総称して）、相電圧とも呼ぶ。モータ２に正弦波状の電流を流す場合、ＰＷＭインバータ３の出力電圧は、正弦波状とされる。

図３に示すように、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧およびＷ相電圧の間の電圧レベルの高低関係は、時間の経過とともに変化する。上記高低関係は、３相の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’、Ｖｖ＿ｒｅｆ’およびＶｗ＿ｒｅｆ’によって定まり、ＰＷＭインバータ３は、３相の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’、Ｖｖ＿ｒｅｆ’およびＶｗ＿ｒｅｆ’に基づいて、各相に対する通電パターンを決定する。

ここで、上記通電パターンには、以下の８通りがある。第１の通電パターンは、Ｕ、ＶおよびＷ相の低電圧側のスイッチング素子３４ｕ、３４ｖおよび３４ｗが全てオンとなる通電パターンである。第２の通電パターンは、Ｗ相の高電圧側のスイッチング素子３３ｗがオンとなり、かつ、Ｕ相およびＶ相の低電圧側のスイッチング素子３４ｕおよび３４ｖがオンとなる通電パターンである。第３の通電パターンは、Ｖ相の高電圧側のスイッチング素子３３ｖがオンとなり、かつ、Ｗ相およびＵ相の低電圧側のスイッチング素子３４ｗおよび３４ｕがオンとなる通電パターンである。第４の通電パターンは、Ｖ相およびＷ相の高電圧側のスイッチング素子３３ｖおよび３３ｗがオンとなり、かつ、Ｕ相の低電圧側のスイッチング素子３４ｕがオンとなる通電パターンである。第５の通電パターンは、Ｕ相の高電圧側のスイッチング素子３３ｕがオンとなり、かつ、Ｖ相およびＷ相の低電圧側のスイッチング素子３４ｖおよび３４ｗがオンとなる通電パターンである。第６の通電パターンは、Ｗ相およびＵ相の高電圧側のスイッチング素子３３ｗおよび３３ｕがオンとなり、かつ、Ｖ相の低電圧側のスイッチング素子３４ｖがオンとなる通電パターンである。第７の通電パターンは、Ｕ相およびＶ相の高電圧側のスイッチング素子３３ｕおよび３３ｖがオンとなり、かつ、Ｗ相の低電圧側のスイッチング素子３４ｗがオンとなる通電パターンである。第８の通電パターンは、Ｕ、ＶおよびＷ相の高電圧側のスイッチング素子３３ｕ、３３ｖおよび３３ｗが全てオンとなる通電パターンである。

なお、同一の相の（直列接続された）２つのスイッチング素子において、高電圧側のスイッチング素子と低電圧側のスイッチング素子との同時オンによる短絡を回避するためのデッドタイムを無視すると、高電圧側のスイッチング素子がオンである期間、低電圧側のスイッチング素子はオフであり、高電圧側のスイッチング素子がオフである期間、低電圧側のスイッチング素子はオンである。

実際には、各スイッチング素子のオンオフの切り替えの際に上記デッドタイムが設けられるが、デッドタイムの期間では、同一の相の高電圧側のスイッチング素子と低電圧側のスイッチング素子とは、同時にオフとなる。また、デッドタイムを設けることにより、ＰＷＭインバータ３からモータ２に出力される電圧に、出力させたい電圧（電圧指令）との間で誤差（出力電圧の誤差）が生じることは前述の通りである。本実施形態では、後述するデッドタイム補償部４４によって出力電圧の誤差が補償される。

図４は、３相分のＰＷＭ制御を行う場合の、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、および各スイッチング素子に与えられるＰＷＭパルスの波形を示す説明図である。なお、ここでは、説明を簡略化する目的で、上記のデッドタイムを無視している。また、図４中の「高電圧側ＳＷ」および「低電圧側ＳＷ」は、それぞれ、高電圧側のスイッチング素子および低電圧側のスイッチング素子を指す。各相電圧の電圧レベルの高低関係は様々に変化するが、説明の具体化のため、図４では、図３における任意のタイミング２６に着目している。すなわち、図４は、Ｕ相電圧の電圧レベルが最大で、かつ、Ｗ相電圧の電圧レベルが最小である場合を示している。

図４において、符号ＣＳは、各相電圧の電圧レベルと比較されるキャリア信号を表す。キャリア信号は、周期的な三角波信号となっており、その信号の周期をキャリア周期という。なお、キャリア周期は、図３に示す３相の交流電圧の周期よりも遥かに短いため、仮に図４に示すキャリア信号の三角波を図３上で表すと、その三角波は１本の線となって見える。

図５Ａ〜図５Ｄは、図４の各タイミングにおける、電機子巻線周辺の等価回路である。各キャリア周期の開始タイミング、つまり、キャリア信号が最低レベルにあるタイミングをＴ０とする。タイミングＴ０において、各相の高電圧側のスイッチング素子３３ｕ、３３ｖおよび３３ｗはオンとされる。

なお、キャリア周期からタイミングＴ１とＴ６との間の期間を除いた期間は、Ｗ相の高電圧側のスイッチング素子に対するＰＷＭパルスのパルス幅を表し、キャリア周期からタイミングＴ２とＴ５との間の期間を除いた期間は、Ｖ相の高電圧側のスイッチング素子に対するＰＷＭパルスのパルス幅を表し、キャリア周期からタイミングＴ３とＴ４との間の期間を除いた期間は、Ｕ相の高電圧側のスイッチング素子に対するＰＷＭパルスのパルス幅を表す。

以上では、電圧レベルの大小関係がU相電圧＞V相電圧＞W相電圧の順になる場合を例として説明したが、電圧レベルの大小関係が他の順となる場合でも、上記と同様のＰＷＭ制御により、モータ２の相電流を制御することができる。

＜電圧指令のカウンタ制御について＞
Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’、Ｖｖ＿ｒｅｆ’およびＶｗ＿ｒｅｆ’は、具体的には、ＰＷＭ回路３２内の不図示のカウンタ（タイマ）のカウント設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶおよびＣｎｔＷとして表される。そして、相電圧が高いほど、大きなカウント設定値が与えられる。例えば、図４の場合には、ＣｎｔＵ＞ＣｎｔＶ＞ＣｎｔＷ、が成立する。

上記のカウンタは、キャリア周期ごとに、タイミングＴ０を基準として、カウント値を０からアップカウントする。そして、上記カウント値がＣｎｔＷに達した時点で、Ｗ相の高電圧側のスイッチング素子３３ｗがオンの状態から、低電圧側のスイッチング素子３４ｗがオンの状態に切り替えられる。続いて、上記カウント値がＣｎｔＶに達した時点で、Ｖ相の高電圧側のスイッチング素子３３ｖがオンの状態から、低電圧側のスイッチング素子３４ｖがオンの状態に切り替えられる。その後、上記カウント値がＣｎｔＵに達した時点で、Ｕ相の高電圧側のスイッチング素子３３ｕがオンの状態から、低電圧側のスイッチング素子３４ｕがオンの状態に切り替えられる。キャリア信号が最大レベルに達した後は、上記カウント値はダウンカウントされ、逆の切り替え動作が行われる。

図４に示す三角波のキャリア信号を用いた場合、キャリア周期の半分の時点で、アップカウントからダウンカウントに折り返される。上記のアップカウントおよびダウンカウントは、所定のクロックに同期して行われる。

Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’、Ｖｖ＿ｒｅｆ’およびＶｗ＿ｒｅｆ’に相当するカウント設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶおよびＣｎｔＷにより、各相に対するＰＷＭパルスのパルス幅（およびデューティ）が生成される。

＜各種定義について＞
次に、上述したモータ駆動制御装置４の詳細について説明する前に、各種の定義を以下に示す。図６Ａおよび図６Ｂは、モータ２の解析モデルを示す説明図である。Ｕ相軸、Ｖ相軸およびＷ相軸は固定軸であり、電気角で互いに１２０°ずつずれている。２１ａは、モータ２の回転子２１に設けられた永久磁石である。永久磁石２１ａが作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石２１ａが作る磁束の方向をｄ軸にとり、ｄ軸から電気角で９０°進んだ位相にｑ軸をとる。ｄ軸およびｑ軸を持つ座標系をｄｑ座標系と呼び、ｄ軸およびｑ軸を座標軸に選んだ座標を、ｄｑ座標と呼ぶ。ｄｑ座標系は、モータ２の回転子２１に同期した座標系である。

回転するｄ軸およびｑ軸の任意の瞬間でのｄｑ座標において、ある基準軸Ａ（固定軸）に対するｄ軸もしくはｑ軸の位相を、θ（電気角位相）で表す。本実施形態では、ある基準軸ＡをＵ相軸とし、Ｕ相軸に対するｑ軸の位相を、θ（電気角位相）で表す。すなわち、基準軸Ａは、例えば回転子２１の電気角位相を−１８０°から＋１８０°の範囲で表したときに、電気角位相０°に対応する。なお、Ｕ相軸と基準軸Ａとの電気角でのズレをθａとすると、ズレθａは、モータ駆動システム１によって決まっており、本実施形態では、例えば電気角で０°である。このズレθａの情報は、例えばモータ駆動制御装置４の図示しないメモリに記憶されてもよい。

また、ＰＷＭインバータ３からモータ２に印加される全体のモータ電圧をＶａで表し、ＰＷＭインバータ３からモータ２に供給される全体のモータ電流をＩａで表す。そして、モータ電圧Ｖａのｄ軸成分およびｑ軸成分を、それぞれｄ軸電圧ｖｄおよびｑ軸電圧ｖｑで表し、モータ電流Ｉａのｄ軸成分およびｑ軸成分を、それぞれｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑで表す。

また、ｄ軸電圧ｖｄおよびｑ軸電圧ｖｑに対する指令値（電圧指令値）を、それぞれ、ｄ軸電圧指令ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令ｖｑ＿ｒｅｆで表す。ｄ軸電圧指令ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令ｖｑ＿ｒｅｆは、それぞれ、ｄ軸電圧ｖｄおよびｑ軸電圧ｖｑが追従すべき電圧（電圧値）を表し、モータ駆動システム１内において算出される。

さらに、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに対する指令値（電流指令値）を、それぞれ、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆで表す。ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆは、それぞれ、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑが追従すべき電流（電流値）を表し、モータ駆動システム１内において算出される。

＜モータ駆動制御装置の詳細について＞
以上の定義を踏まえて、モータ駆動制御装置４について説明する。図１で示したモータ駆動制御装置４は、ＰＷＭインバータ３を用いてモータ２を駆動制御する制御部であり、位置検出部４１と、電流制御器４２と、座標変換器４３と、デッドタイム補償部４４と、を備える。上記モータ駆動制御装置４は、例えば中央演算処理装置（ＣＰＵ；Central Processing Unit）を有するマイクロコンピュータなどで構成される。

位置検出部４１は、上述した位置センサ６からの出力信号に基づいて、回転子２１の電気角位相θを検出する。検出した電気角位相θの情報は、回転子２１の位置情報として、位置検出部４１から座標変換器４３およびデッドタイム補償部４４に出力される。

電流制御器４２は、入力されるｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆを、ｄ軸電圧指令ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令ｖｑ＿ｒｅｆに変換して座標変換器４３に出力する。

座標変換器４３は、電流制御器４２から入力されるｄ軸電圧指令ｖｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電圧指令ｖｑ＿ｒｅｆを、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆおよびＶｗ＿ｒｅｆにそれぞれ変換してデッドタイム補償部４４に出力する。位置検出部４１からは、回転子２１の電気角位相θの情報が座標変換器４３に入力され、また、Ｕ相軸と基準軸Ａとの電気角でのズレθａも予めわかっているため、座標変換器４３は、図６Ａおよび図６Ｂで示した関係から、回転子２１の電気角位相θおよびズレθａを用いて、ｄ軸方向およびｑ軸方向の各電圧指令（２相の電圧指令）を、Ｕ相軸、Ｖ相軸およびＷ相軸の各方向に座標変換して、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各電圧指令（３相の電圧指令）を求めることができる。

デッドタイム補償部４４は、ＰＷＭインバータ３において直列接続された各スイッチング素子の同時オンを回避するためのデッドタイムを設けることによって生じる、ＰＷＭインバータ３の出力電圧の誤差を補償するための補償量ΔＶｄを求め、補償量ΔＶｄを加味した電圧指令をＰＷＭインバータ３に出力する。つまり、デッドタイム補償部４４は、座標変換器４３から入力されるＵ相、Ｖ相およびＷ相の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ、Ｖｖ＿ｒｅｆおよびＶｗ＿ｒｅｆに対して、各相ごとに補償量ΔＶｄを加算または減算して、各相の補償量ΔＶｄを加味した電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’、Ｖｖ＿ｒｅｆ’およびＶｗ＿ｒｅｆ’をそれぞれ生成し、ＰＷＭインバータ３に出力する。なお、デッドタイムを設けることによって生じる上記出力電圧の誤差を補償すること、つまり、各相の補償量ΔＶｄを加味した電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’、Ｖｖ＿ｒｅｆ’およびＶｗ＿ｒｅｆ’を生成することを、デッドタイム補償とも呼ぶ。

ここで、図７は、従来の一般的な補償量ΔＶｄの求め方を示す説明図である。例えばＵ相についての補償量ΔＶｄを考えた場合、従来は、Ｕ相電流の瞬時値（瞬間の値）を検出し、検出した電流が閾値以下では、検出した電流値に比例して補償量ΔＶｄを決定していた。そして、得られた補償量ΔＶｄをＵ相の電圧指令に加算または減算して、補償量ΔＶｄを加味した電圧指令を生成していた。一方、検出した電流が閾値を超える場合、補償量ΔＶｄは、一律に固定値ΔＶｄ’とされていた。このようなデッドタイム補償では、相電流（上記の例ではＵ相電流）の検出が必要であるため、デッドタイム補償を容易に行うことができなかった。なお、このような補償量ΔＶｄの設定の仕方は、前述の特許文献２でも開示されている（特許文献２の図８参照）。

一方、図８は、本実施形態での補償量ΔＶｄの求め方を示す説明図である。本実施形態では、デッドタイム補償部４４は、モータ２に流れる電流が追従すべき電流のベクトルを示す電流指令ベクトルＩ＿ｒｅｆの大きさに基づいて、補償量ΔＶｄを求める。これにより、上記した相電流を検出することなく、簡単にデッドタイム補償を行うことができる。以下、本実施形態のデッドタイム補償について、さらに詳細に説明する。なお、以下では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうち、いずれかの相（例えばＵ相）について補償量ΔＶｄを求める場合を例として説明するが、他の相についても同様の手法で補償量ΔＶｄを求めることができる。

図９は、電流指令ベクトルＩ＿ｒｅｆを模式的に示している。電流指令ベクトルＩ＿ｒｅｆは、前述したｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの各ベクトル成分の合成ベクトルである。電流指令ベクトルＩ＿ｒｅｆの大きさを、｜Ｉ＿ｒｅｆ｜とすると、｜Ｉ＿ｒｅｆ｜は、以下の（１）式で表される。
｜Ｉ＿ｒｅｆ｜＝√｛（ｉｄ＿ｒｅｆ）^２＋（ｉｑ＿ｒｅｆ）^２｝ ・・・（１）

ここでは、計算をより簡素化するため、図１０に示すように、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆを０〔Ａ〕として考える。つまり、デッドタイム補償部４４は、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆを０〔Ａ〕としたときの電流指令ベクトルＩ＿ｒｅｆの大きさに基づいて、補償量ΔＶｄを求める。この場合、電流指令ベクトルＩ＿ｒｅｆの大きさ（｜Ｉ＿ｒｅｆ｜）は、以下の（２）式で表され、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの大きさそのものとなる。
｜Ｉ＿ｒｅｆ｜＝｜ｉｑ＿ｒｅｆ｜ ・・・（２）

具体的に、本実施形態では、｜Ｉ＿ｒｅｆ｜（＝｜ｉｑ＿ｒｅｆ｜）を用いて以下のようにして補償量ΔＶｄを求める。図８において、相電流（例えばＵ相電流）に相当する電流波形を破線の正弦波で示す。なお、電流波形を破線で示したのは、本実施形態では、図７の場合とは異なり、相電流を検出していないためである。上記した｜Ｉ＿ｒｅｆ｜（＝｜ｉｑ＿ｒｅｆ｜）は、図８において、相電流の電流波形の振幅に相当する。そこで、本実施形態では、補償量の予め定められた固定値をΔＶｄ’とし、ｑ軸電流指令を、時間ｔを変数としてｉｑ＿ｒｅｆ（ｔ）〔Ａ〕とし、電流閾値をｉｔｈ〔Ａ〕としたとき、デッドタイム補償部４４は、以下の（３）式の演算によって得られるΔＶｄを、補償量として決める。ただし、｜Ｉ＿ｒｅｆ｜（＝｜ｉｑ＿ｒｅｆ｜）は、電流閾値ｉｔｈ未満であるとする。
ΔＶｄ＝ΔＶｄ’×｜ｉｑ＿ｒｅｆ（ｔ）｜／ｉｔｈ ・・・（３）

なお、図８に示すように、補償量ΔＶｄの極性は、相電流の極性が正である期間（例えばｔ０〜ｔ１の期間、ｔ２〜ｔ３の期間）では正となり、相電流の極性が負となる期間（例えばｔ１〜ｔ２の期間、ｔ３〜ｔ４の期間）では負となるようにする。このような補償量ΔＶｄの極性は、後述の手法で求めることとし、ここでは、（３）式により、補償量ΔＶｄの大きさ（絶対値）を先に求める。

なお、相電流の振幅に相当する｜Ｉ＿ｒｅｆ｜の値が一定の期間（図８では、ｔ０〜ｔ２の期間、ｔ２〜ｔ４の期間）では、補償量ΔＶｄ（絶対値）は、（３）式に従って一定値をとる。そして、｜Ｉ＿ｒｅｆ｜が電流閾値ｉｔｈ未満である場合において、例えば、｜Ｉ＿ｒｅｆ｜が、ｔ０〜ｔ２の期間での値よりも小さくなるｔ２〜ｔ４の期間では、補償量ΔＶｄは、ｔ０〜ｔ２の期間での値よりも小さくなる。逆に、｜Ｉ＿ｒｅｆ｜が、ｔ０〜ｔ２の期間での値よりも大きくなる期間では、補償量ΔＶｄは、ｔ０〜ｔ２の期間での値よりも大きくなる。

一方、図１１は、｜Ｉ＿ｒｅｆ｜（＝｜ｉｑ＿ｒｅｆ｜）が電流閾値ｉｔｈ以上である場合の補償量ΔＶｄを示す説明図である。デッドタイム補償部４４は、ｑ軸電流指令の絶対値｜ｉｑ＿ｒｅｆ（ｔ）｜が電流閾値ｉｔｈ以上である場合には、固定値ΔＶｄ’を補償量ΔＶｄとして決める。つまり、（３）式において、ｑ軸電流指令の絶対値｜ｉｑ＿ｒｅｆ（ｔ）｜の代わりに、電流閾値ｉｔｈを用いる。この結果、（３）式より、ΔＶｄ＝ΔＶｄ’となる。したがって、補償量ΔＶｄは、｜Ｉ＿ｒｅｆ｜（＝｜ｉｑ＿ｒｅｆ｜）が電流閾値ｉｔｈを超えて大きくなっても、固定値ΔＶｄ’を超えることはない。

以上のように、本実施形態では、デッドタイム補償部４４が、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの合成ベクトルである電流指令ベクトルＩ＿ｒｅｆに基づいて補償量ΔＶｄを求めるため、従来、デッドタイム補償の際に必要であった相電流の検出が不要となる。しかも、前述の特許文献１では、デッドタイム補償を行うにあたって、２相の電流指令（例えばｄ軸、ｑ軸の各電流指令）を３相の電流指令（例えばＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電流指令）に変換する複雑な座標変換処理が必要であったが、本実施形態の構成では、そのような２相−３相の電流指令の座標変換処理も不要となる。したがって、本実施形態の構成によれば、相電流の検出や電流指令の複雑な座標変換処理を行うことなく、簡単に補償量ΔＶｄを求めて、簡単にデッドタイム補償を行うことができる。

また、デッドタイム補償部４４は、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆを０〔Ａ〕としたときの電流指令ベクトルＩ＿ｒｅｆの大きさに基づいて、補償量ΔＶｄを求める。この場合、電流指令ベクトルＩ＿ｒｅｆの大きさは、（２）式より、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの大きさそのものとなるため、デッドタイム補償部４４は、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆのみに基づいて補償量ΔＶｄを演算できる。したがって、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆを両方用いて補償量ΔＶｄを演算する場合に比べて、補償量ΔＶｄの演算がより容易となり、補償量ΔＶｄを容易に取得できる。

また、デッドタイム補償部４４は、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆを０〔Ａ〕としたときに、上記した（３）式の演算によって得られるΔＶｄを、補償量として決める。固定値ΔＶｄ’および電流閾値ｉｔｈは予め決まっており、計算時には定数として扱える。また、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆ（ｔ）も、制御情報として存在する。したがって、デッドタイム補償部４４は、複雑な処理を行うことなく、ｑ軸電流指令の絶対値｜ｉｑ＿ｒｅｆ（ｔ）｜に比例した補償量ΔＶｄを求めて、デッドタイム補償を行うことができる。

また、デッドタイム補償部４４は、ｑ軸電流指令の絶対値｜ｉｑ＿ｒｅｆ（ｔ）｜を用いて補償量ΔＶｄを演算するため、極性を考慮することなく補償量ΔＶｄ（絶対値）を求めることができる。補償量ΔＶｄの極性は、相ごと（例えばＵ相、Ｖ相、Ｗ相ごと）に異なるが、上記極性を後述の方法で別途求めることにより、求めた極性と上記の補償量ΔＶｄ（絶対値）とに基づいて、デッドタイム補償を行うことができる。

また、デッドタイム補償部４４は、ｑ軸電流指令の絶対値｜ｉｑ＿ｒｅｆ（ｔ）｜が電流閾値ｉｔｈ以上である場合、固定値ΔＶｄ’を補償量ΔＶｄとして決める。ｑ軸電流指令の絶対値｜ｉｑ＿ｒｅｆ（ｔ）｜が電流閾値ｉｔｈ未満の場合、（３）式より、ΔＶｄ＜ΔＶｄ’となる。一方、ｑ軸電流指令の絶対値｜ｉｑ＿ｒｅｆ（ｔ）｜が電流閾値ｉｔｈ以上の場合、デッドタイム補償部４４は、固定値ΔＶｄ’を補償量ΔＶｄとするため、ΔＶｄ＝ΔＶｄ’である。したがって、ΔＶｄ≦ΔＶｄ’の関係が常に維持される。つまり、上限（ΔＶｄ’）を超えない範囲で補償量ΔＶｄを設定することができる。

以上では、電流指令ベクトルとして、ｄｑ座標系で定義したｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆおよびｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの各ベクトル成分の合成ベクトルを考えたが、電流指令ベクトルは、回転子２１に同期した座標系、または、それに準ずる座標系で定義されたベクトルであればよく、ｄ軸およびｑ軸を持つｄｑ座標系で定義されたベクトルには限定されない。

＜補償量ΔＶｄの極性（加算するか減算するか）を考慮したデッドタイム補償＞
次に、上述した手法で求めた補償量ΔＶｄを、補償前の電圧指令に対して加算するか、減算するかを決める手法も含めて、本実施形態のデッドタイム補償について説明する。なお、ここでは、前述の通り、回転子２１の電気角位相θを−１８０°から＋１８０°の範囲とし、電気角位相θの基準を０°とする。また、電気角位相θの値が増加する（０°から＋１８０°に向かう）回転子２１の回転方向を正とし、電気角位相θの値が減少する（０°から−１８０°に向かう）回転子２１の回転方向を負とする。また、回転速度≧０は、回転子２１が正方向に回転するか、停止状態であることを指し、回転速度＜０は、回転子２１が負方向（正方向とは逆方向）に回転することを指す。

まず、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆ≧０、回転速度≧０（正トルク）とした場合（条件１とする）を例として説明する。条件１では、Ｕ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流の各波形、および回転子２１の電気角位相の時間経過に対する変化は、図１２に示す通りとなる。なお、Ｕ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流を実際に検出するわけではないため、図１２では、各相の電流波形を破線で示している。ちなみに、Ｕ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流の位相は、電気角で１２０°ずつずれている。

ここで、モータ２の第１の相をＵ相とし、第２の相をＶ相とし、第３の相をＷ相とする。そして、Ｕ相電流（ただし本実施形態では求めていない）が０〔Ａ〕となるタイミングＴａと、回転子２１の電気角位相が０°になるタイミングＴｂとの電気角での位相差を、初期位相差θＡとする。本実施形態では、初期位相差θＡは、９０°となっている。この９０°の初期位相差θＡは、システムによって予め決まっている。

図１２において、回転子２１の電気角位相θは、時間経過に対してリニアに変化し、この変化を周期的に繰り返す。図１２で示した電気角位相θの変化を示す線をＬ０とする。そして、図１３に示すように、線Ｌ０を、初期位相差θＡに相当する量（９０°）だけ、電気角位相θが増大する方向にシフトさせて得られる線をＬ１とする。図１３より、線Ｌ１において、電気角位相θの値が０°よりも大きい期間（電気角位相θの値が正となる期間）は、Ｕ相電流の極性が正となる期間と一致し、電気角位相θの値が０°よりも小さい期間（電気角位相θの値が負となる期間）は、Ｕ相電流の極性が負となる期間と一致することがわかる。したがって、線Ｌ１を利用することにより、実際に相電流を検出しなくても、線Ｌ１が示す電気角位相θの値（極性）から、Ｕ相電流の極性を推測することが可能となる。そこで、本実施形態では、線Ｌ１に基づいて以下のようにデッドタイム補償を行う。

（Ｕ相についてのデッドタイム補償）
デッドタイム補償部４４は、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆと、位置検出部４１にて検出される回転子２１の電気角位相θとに基づいて、補償量ΔＶｄの極性を求め、これによってＵ相についてデッドタイム補償を行う。より具体的には、デッドタイム補償部４４は、位置検出部４１によって取得された回転子２１の電気角位相θの値に対して初期位相差θＡを加算または減算して（ここでは９０°を加算して）電気角位相θの値をシフトさせ、シフトさせた電気角位相θの値が正である場合には、デッドタイム補償部４４に入力される第１の相（Ｕ相）の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆに対して、補償量ΔＶｄにｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性を掛け合わせた値を加算して出力する一方、シフトさせた電気角位相θの値が負である場合には、第１の相（Ｕ相）の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆに対して、補償量ΔＶｄにｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性を掛け合わせた値を減算して出力する。

デッドタイム補償部４４での上記の演算の結果、Ｕ相に関して、補償後の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’は、
シフト後の電気角位相θの値が正の場合、
Ｖｕ＿ｒｅｆ’＝Ｖｕ＿ｒｅｆ＋ΔＶｄ×（ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性）
・・・（８ａ）
で表され、
シフト後の電気角位相θの値が負の場合、
Ｖｕ＿ｒｅｆ’＝Ｖｕ＿ｒｅｆ−ΔＶｄ×（ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性）
・・・（８ｂ）
で表される。

条件１では、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性は正であるため、（８ａ）式および（８ｂ）式より、補償後の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’は、以下のように表される。つまり、補償後の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’は、
シフト後の電気角位相θの値が正の場合、
Ｖｕ＿ｒｅｆ’＝Ｖｕ＿ｒｅｆ＋ΔＶｄ ・・・（９ａ）
で表され、
シフト後の電気角位相θの値が負の場合、
Ｖｕ＿ｒｅｆ’＝Ｖｕ＿ｒｅｆ−ΔＶｄ ・・・（９ｂ）
で表される。（９ａ）式は、補償量ΔＶｄの極性が正であるため、補償前の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆに対して、補償量ΔＶｄが加算処理されることを意味する。一方、（９ｂ）式は、補償量ΔＶｄの極性が負であるため、補償前の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆに対して、補償量ΔＶｄが減算処理されることを意味する。

一方、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆ＜０、回転速度≧０（正トルク）の場合を条件２とする。条件２では、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの負の極性により、補償量ΔＶｄの加算処理および減算処理の関係が、条件１の場合とは逆になる。

すなわち、条件２では、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性は負であるため、（８ａ）式および（８ｂ）式より、補償後の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’は、以下のように表される。すなわち、補償後の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’は、シフト後の電気角位相θの値が正の場合、
Ｖｕ＿ｒｅｆ’＝Ｖｕ＿ｒｅｆ−ΔＶｄ ・・・（１０ａ）
で表される。つまり、（８ａ）式の右辺の第２項において、＋ΔＶｄと、ｑ軸電流の負の極性との掛け合わせにより、補償量ΔＶｄの極性は負となり、トータルとして補償量ΔＶｄは減算処理されることになる。一方、シフト後の電気角位相θの値が負の場合、補償後の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’は、
Ｖｕ＿ｒｅｆ’＝Ｖｕ＿ｒｅｆ＋ΔＶｄ ・・・（１０ｂ）
で表される。つまり、（８ｂ）式の右辺の第２項において、−ΔＶｄと、ｑ軸電流の負の極性との掛け合わせにより、補償量ΔＶｄの極性は正となり、トータルとして補償量ΔＶｄは加算処理されることになる。

上記のように、条件１と条件２とでは、補償量ΔＶｄのトータルでの加算処理と減算処理との関係が逆になる。しかし、シフトさせた電気角位相θの値が正である場合には、電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆに対して、補償量ΔＶｄにｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性を掛け合わせた値を加算し、シフトさせた電気角位相θの値が負である場合には、電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆに対して、補償量ΔＶｄにｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性を掛け合わせた値を減算する点では、条件１と条件２とで共通していると言える。

以上のように、本実施形態では、デッドタイム補償部４４が、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆ（特に極性）と、位置検出部４１にて検出される回転子２１の電気角位相θとに基づいて、補償量ΔＶｄの極性（ΔＶｄを加算するか減算するか）を求める。これにより、従来、デッドタイム補償の際に必要であった相電流の検出、および２相の電流指令を３相の電流指令に変換する複雑な座標変換処理を行うことなく、先で求めたデッドタイムの補償量ΔＶｄ（絶対値）に、上記極性を加味して電圧指令を補正して（電圧指令に対して補償量を加減算して）、デッドタイム補償を行うことができる。

また、デッドタイム補償を行うにあたっては、基本的に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相ごとに、補償前の電圧指令に対して、相電流≧０の場合は、補償量ΔＶｄを加算し、相電流＜０の場合は、補償量ΔＶｄを減算する処理が行われる。本実施形態では、相電流を検出しないため、相電流の極性を直接求めることはできない。しかし、図１３で示した線Ｌ１（シフト後の電気角位相θ）とＵ相電流の波形との関係より、実際にＵ相電流を検出しなくても、線Ｌ１が示す電気角位相θの極性と、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性とから、Ｕ相電流の極性を推測することができる。これにより、補償前の電圧指令に対して、補償量ΔＶｄを加算すべきか、減算すべきかを簡易的に判断することができる。

したがって、上記のように、デッドタイム補償部４４が、線Ｌ１が示す電気角位相θの値（９０°シフト後の電気角位相θの値）と、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆ（特に極性）とに基づいて補償量ΔＶｄの極性（加算するか減算するか）を求め、補償量ΔＶｄを加算または減算して補償後の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’を演算することにより、従来のようにＵ相電流の検出、および２相の電流指令から３相の電流指令への複雑な座標変換処理を行うことなく、Ｕ相について、補償量ΔＶｄを加味した補償後の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆ’を簡単に求めることができる。これにより、Ｕ相について、簡単にデッドタイム補償を行うことができる。

なお、図１２の例では、タイミングＴｂがタイミングＴａよりも時間的に後であるため、図１３の通り、位置検出部４１によって取得された回転子２１の電気角位相θの値に対して初期位相差θＡを加算して（ここでは９０°を加算して）電気角位相θの値をシフトさせている。例えば、タイミングＴｂがタイミングＴａよりも時間的に前である場合、位置検出部４１によって取得された回転子２１の電気角位相θの値に対して初期位相差θＡを減算して電気角位相θの値をシフトさせれば、図１３と同様の線Ｌ１を得ることができる。したがって、この場合も、デッドタイム補償部４４は、シフト後の電気角位相θの値に基づいて、補償前の電圧指令Ｖｕ＿ｒｅｆに対して、補償量ΔＶｄにｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性を掛け合わせた値を加算または減算して、デッドタイム補償を行うことができる。

（Ｖ相についてのデッドタイム補償）
図１４は、条件１におけるＶ相電流の波形と、回転子２１の電気角位相θの時間経過に対する変化とを併せて示した説明図である。ただし、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆ≧０、回転子２１の回転速度≧０（正トルク）とする。Ｖ相電流の位相は、Ｕ相電流の位相に対して電気角で１２０°だけ遅れているため、図１４に示すように、線Ｌ１を、電気角で１２０°に相当する量だけ、電気角位相θが減少する方向にシフトさせる。シフト後の線をＬ２とする。

図１４より、線Ｌ２において、電気角位相θの値が０°よりも大きい期間（電気角位相θの値が正となる期間）は、Ｖ相電流の極性が正となる期間と一致し、電気角位相θの値が０°よりも小さい期間（電気角位相θの値が負となる期間）は、Ｖ相電流の極性が負となる期間と一致することがわかる。したがって、線Ｌ２を利用することにより、実際に相電流を検出しなくても、線Ｌ２が示す電気角位相θの値（極性）から、Ｖ相電流の極性を推測することが可能となる。そこで、Ｖ相については、線Ｌ２に基づいて以下のようにデッドタイム補償を行う。

すなわち、デッドタイム補償部４４は、モータ２の第１の相（Ｕ相）に対して電気角で１２０°遅れている第２の相（Ｖ相）の電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆに対して補償量ΔＶｄを加算または減算する際に、上記でシフトさせた電気角位相θの値（線Ｌ１に相当）に対してさらに１２０°を減算し、１２０°減算後の電気角位相θの値が正である場合には、該デッドタイム補償部４４に入力される第２の相（Ｖ相）の電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆに対して、補償量ΔＶｄにｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性を掛け合わせた値を加算して出力する一方、１２０°減算後の電気角位相θの値が負である場合には、第２の相（Ｖ相）の電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆに対して、補償量ΔＶｄにｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性を掛け合わせた値を減算して出力する。

デッドタイム補償部４４での上記の演算の結果、Ｖ相に関して、補償後の電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆ’は、
１２０°減算後の電気角位相θの値が正の場合、
Ｖｖ＿ｒｅｆ’＝Ｖｖ＿ｒｅｆ＋ΔＶｄ×（ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性）
で表され、
１２０°減算後の電気角位相θの値が負の場合、
Ｖｖ＿ｒｅｆ’＝Ｖｖ＿ｒｅｆ−ΔＶｄ×（ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性）
で表される。

なお、条件２（ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆ＜０、回転速度≧０（正トルク））の場合、補償量ΔＶｄの加算処理および減算処理の関係が、条件１の場合とは逆になる点は、Ｕ相についてのデッドタイム補償の場合と全く同様である。

以上のように、Ｖ相のデッドタイム補償においては、デッドタイム補償部４４が、線Ｌ２が示す電気角位相θの値（１２０°減算後の電気角位相θの値）と、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆ（特に極性）とに基づいて、補償量ΔＶｄの極性（加算するか減算するか）を求めて、補償後の電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆ’を演算する。これにより、従来のようにＶ相電流の検出、および２相の電流指令から３相の電流指令への複雑な座標変換処理を行うことなく、Ｖ相について、補償量ΔＶｄを加味した補償後の電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆ’を簡単に求めることができる。これにより、Ｖ相について、簡単にデッドタイム補償を行うことができる。

なお、以上では、線Ｌ２を求めるにあたって、線Ｌ１を電気角位相θが減少する方向にシフトさせて（１２０°減算して）求めたが、前述の線Ｌ０を電気角位相θが減少する方向にシフトさせても（３０°減算しても）、線Ｌ２は求まる。したがって、デッドタイム補償部４４は、位置検出部４１によって取得された回転子２１の電気角位相θの値に対して初期位相差θＡを加算または減算して（ここでは９０°を加算して）さらに３０°減算した後、３０°減算後の電気角位相θの値が正である場合には、該デッドタイム補償部４４に入力されるＶ相の電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆに対して、補償量ΔＶｄにｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性を掛け合わせた値を加算して出力する一方、３０°減算後の電気角位相θの値が負である場合には、Ｖ相の電圧指令Ｖｖ＿ｒｅｆに対して、補償量ΔＶｄにｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性を掛け合わせた値を減算して出力してもよいと言うこともできる。

（Ｗ相についてのデッドタイム補償）
図１５は、条件１におけるＷ相電流の波形と、回転子２１の電気角位相θの時間経過に対する変化とを併せて示した説明図である。ただし、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆ≧０、回転子２１の回転速度≧０（正トルク）とする。Ｗ相電流の位相は、Ｕ相電流の位相に対して電気角で１２０°だけ進んでいるため、図１５に示すように、線Ｌ１を、電気角で１２０°に相当する量だけ、電気角位相θが増加する方向にシフトさせる。シフト後の線をＬ３とする。

図１５より、線Ｌ３において、電気角位相θの値が０°よりも大きい期間（電気角位相θの値が正となる期間）は、Ｗ相電流の極性が正となる期間と一致し、電気角位相θの値が０°よりも小さい期間（電気角位相θの値が負となる期間）は、Ｗ相電流の極性が負となる期間と一致することがわかる。したがって、線Ｌ３を利用することにより、実際に相電流を検出しなくても、線Ｌ３が示す電気角位相θの値（極性）から、Ｗ相電流の極性を推測することが可能となる。そこで、Ｗ相については、線Ｌ３に基づいて以下のようにデッドタイム補償を行う。

すなわち、デッドタイム補償部４４は、モータ２の第１の相（Ｕ相）に対して電気角で１２０°進んでいる第３の相（Ｗ相）の電圧指令Ｖｗ＿ｒｅｆに対して補償量ΔＶｄを加算または減算する際に、上記でシフトさせた電気角位相θの値（線Ｌ１に相当）に対してさらに１２０°を加算し、１２０°加算後の電気角位相θの値が正である場合には、該デッドタイム補償部４４に入力される第３の相（Ｗ相）の電圧指令Ｖｗ＿ｒｅｆに対して、補償量ΔＶｄにｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性を掛け合わせた値を加算して出力する一方、１２０°加算後の電気角位相θの値が負である場合には、第３の相（Ｗ相）の電圧指令Ｖｗ＿ｒｅｆに対して、補償量ΔＶｄにｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性を掛け合わせた値を減算して出力する。

デッドタイム補償部４４での上記の演算の結果、Ｗ相に関して、補償後の電圧指令Ｖｗ＿ｒｅｆ’は、
１２０°加算後の電気角位相θの値が正の場合、
Ｖｗ＿ｒｅｆ’＝Ｖｗ＿ｒｅｆ＋ΔＶｄ×（ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性）
で表され、
１２０°加算後の電気角位相θの値が負の場合、
Ｖｗ＿ｒｅｆ’＝Ｖｗ＿ｒｅｆ−ΔＶｄ×（ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性）
で表される。

なお、条件２（ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆ＜０、回転速度≧０（正トルク））の場合、補償量ΔＶｄの加算処理および減算処理の関係が、条件１の場合とは逆になる点は、Ｕ相についてのデッドタイム補償の場合と全く同様である。

以上のように、Ｗ相のデッドタイム補償においては、デッドタイム補償部４４が、線Ｌ３が示す電気角位相θの値（１２０°加算後の電気角位相θの値）と、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆ（特に極性）とに基づいて、補償量ΔＶｄの極性（加算するか減算するか）を求めて、補償後の電圧指令Ｖｗ＿ｒｅｆ’を演算する。これにより、従来のようにＷ相電流の検出、および２相の電流指令から３相の電流指令への複雑な座標変換処理を行うことなく、Ｗ相について、補償量ΔＶｄを加味した補償後の電圧指令Ｖｗ＿ｒｅｆ’を簡単に求めることができる。これにより、Ｗ相について簡単にデッドタイム補償を行うことができる。

なお、以上では、線Ｌ３を求めるにあたって、線Ｌ１を電気角位相θが増加する方向にシフトさせて（１２０°加算して）求めたが、前述の線Ｌ０を電気角位相θが減少する方向にシフトさせても（１５０°減算しても）、線Ｌ３は求まる。したがって、デッドタイム補償部４４は、位置検出部４１によって取得された回転子２１の電気角位相θの値に対して初期位相差θＡを加算または減算して（ここでは９０°を加算して）さらに１５０°減算した後、１５０°減算後の電気角位相θの値が正である場合には、該デッドタイム補償部４４に入力されるＷ相の電圧指令Ｖｗ＿ｒｅｆに対して、補償量ΔＶｄにｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性を掛け合わせた値を加算して出力する一方、１５０°減算後の電気角位相θの値が負である場合には、Ｗ相の電圧指令Ｖｗ＿ｒｅｆに対して、補償量ΔＶｄにｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの極性を掛け合わせた値を減算して出力してもよいと言うこともできる。

（回転角度＜０の場合）
図１６は、回転速度＜０の場合（正トルク）の場合における、Ｕ相電流の波形と、回転子２１の電気角位相θの時間経過に対する変化とを併せて示した説明図である。ただし、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆ≧０とする。回転速度＜０の場合、電気角位相θの時間経過に対する変化は、回転速度≧０の場合と逆になり、電気角位相θが時間経過に対して減少していく推移を示す。しかし、この場合であっても、デッドタイム補償に関する処理は、回転速度≧０の場合と同様である。

（補足）
以上では、第１の相、第２の相および第３の相を、それぞれＵ相、Ｖ相およびＷ相として説明したが、例えば、第１の相、第２の相、第３の相の順に、Ｖ相、Ｗ相、Ｕ相であってもよく、Ｗ相、Ｕ相、Ｖ相であってもよい。

以上では、回転子２１の電気角位相θを、−１８０°から＋１８０°の範囲として説明したが、０°から＋３６０°の範囲としてもよい。この場合、＋１８０°を基準とし、＋１８０°以上＋３６０°未満の範囲を正に対応させ、０°以上＋１８０°未満の範囲を負に対応させることで、本実施形態と同様のデッドタイム補償を行うことができる。

以上では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相でモータ２を駆動する場合の補償量ΔＶｄの演算およびデッドタイム補償について説明したが、本実施形態の手法は、３相式のモータに限らず、４相以上でモータを駆動する場合にも適用することができ、この場合も、本実施形態と同様の効果を得ることができる。

本実施形態で説明した補償量ΔＶｄの演算およびデッドタイム補償は、デッドタイムを設けることによってモータへの出力電圧に誤差が生じ、この誤差を補償する必要があるシステムに適用することができる。したがって、駆動制御の対象となるモータは、ＢＬＤＣモータ以外のモータであってもよい。例えば誘導機（誘導モータ）の駆動制御にも、本実施形態で説明した補償量ΔＶｄの演算およびデッドタイム補償を適用することができる。

なお、本実施形態で説明したモータ駆動システム１は、以下のように表現することもできる。すなわち、モータ駆動システム１は、モータ２と、電圧指令をＰＷＭパルスに変換し、前記ＰＷＭパルスによって直列接続された各スイッチング素子（３３ｕ、３４ｕ等）のオンオフを切り替えることにより、モータ２に電圧を出力するＰＷＭインバータ３と、ＰＷＭインバータ３を用いてモータ２を駆動制御するモータ駆動制御装置４とを備え、モータ駆動制御装置４は、本実施形態のデッドタイム補償部４４を備える構成である。

以上、本発明の実施形態につき説明したが、本発明の範囲はこれに限定されず、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えて実施することができる。また、上記実施形態やその変形例は適宜任意に組み合わせることができる。

本発明は、モータの駆動制御において、デッドタイムを設けることによって生じる出力電圧に誤差を補償するモータ駆動制御装置に利用可能である。

２ モータ
３ ＰＷＭインバータ
４ モータ駆動制御装置
６ 位置センサ
２１ 回転子
３３ｕ、３３ｖ、３３ｗ スイッチング素子
３４ｕ、３４ｖ、３４ｗ スイッチング素子
４１ 位置検出部
４４ デッドタイム補償部

Claims (9)

1. 電圧指令をＰＷＭパルスに変換し、前記ＰＷＭパルスによって直列接続された各スイッチング素子のオンオフを切り替えることにより、モータに電圧を出力するＰＷＭインバータを用いて前記モータを駆動制御するモータ駆動制御装置であって、
   前記ＰＷＭインバータにおいて前記直列接続された各スイッチング素子の同時オンを回避するためのデッドタイムを設けることによって生じる、前記ＰＷＭインバータの出力電圧の誤差を補償するための補償量を求め、前記補償量を加味した前記電圧指令を前記ＰＷＭインバータに出力するデッドタイム補償部を備え、
   前記デッドタイム補償部は、前記モータに流れる電流が追従すべき電流のベクトルを示す電流指令ベクトルの大きさに基づいて、前記補償量を求め、
   前記電流指令ベクトルは、前記モータの回転子に同期した座標系、または、それに準ずる座標系で定義されたベクトルである、モータ駆動制御装置。
2. 前記電流指令ベクトルは、ｄ軸およびｑ軸を持つｄｑ座標系におけるｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令の各ベクトル成分の合成ベクトルである、請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
3. 前記デッドタイム補償部は、前記ｄ軸電流指令を０〔Ａ〕としたときの前記電流指令ベクトルの大きさに基づいて、前記補償量を求める、請求項２に記載のモータ駆動制御装置。
4. 前記補償量の予め定められた固定値をΔＶｄ’とし、前記ｑ軸電流指令を、時間ｔを変数としてｉｑ＿ｒｅｆ（ｔ）〔Ａ〕とし、電流閾値をｉｔｈ〔Ａ〕としたとき、
   前記デッドタイム補償部は、
   ΔＶｄ＝ΔＶｄ’×｜ｉｑ＿ｒｅｆ（ｔ）｜／ｉｔｈ
   の演算によって得られるΔＶｄを、前記補償量として決める、請求項３に記載のモータ駆動制御装置。
5. 前記デッドタイム補償部は、前記ｑ軸電流指令の絶対値｜ｉｑ＿ｒｅｆ（ｔ）｜が前記電流閾値ｉｔｈ以上である場合に、前記固定値ΔＶｄ’を前記補償量ΔＶｄとして決める、請求項４に記載のモータ駆動制御装置。
6. 前記モータの前記回転子の回転位置に応じた信号を出力する位置センサからの出力信号に基づいて、前記回転子の電気角位相を検出する位置検出部をさらに備え、
   前記デッドタイム補償部は、前記ｑ軸電流指令と、前記回転子の前記電気角位相とに基づいて、前記補償量の極性を求める、請求項３から５のいずれかに記載のモータ駆動制御装置。
7. 前記位置検出部は、−１８０°から＋１８０°の範囲で前記電気角位相を検出し、
   前記モータの第１の相についての電流指令が０〔Ａ〕となるタイミングと、前記回転子の前記電気角位相が０°になるタイミングとの電気角での位相差を初期位相差としたとき、
   前記デッドタイム補償部は、前記位置検出部によって取得された前記回転子の前記電気角位相の値に対して前記初期位相差を加算または減算して前記電気角位相の値をシフトさせ、シフトさせた前記電気角位相の値が正である場合には、該デッドタイム補償部に入力される前記第１の相の電圧指令に対して、前記補償量に前記ｑ軸電流指令の極性を掛け合わせた値を加算して出力する一方、シフトさせた前記電気角位相の値が負である場合には、前記第１の相の電圧指令に対して、前記補償量に前記ｑ軸電流指令の極性を掛け合わせた値を減算して出力する、請求項６に記載のモータ駆動制御装置。
8. 前記デッドタイム補償部は、前記モータの前記第１の相に対して電気角で１２０°遅れている第２の相の電圧指令に対して前記補償量を加算または減算する際に、シフトさせた前記電気角位相の値に対してさらに１２０°を減算し、１２０°減算後の前記電気角位相の値が正である場合には、該デッドタイム補償部に入力される前記第２の相の電圧指令に対して、前記補償量に前記ｑ軸電流指令の極性を掛け合わせた値を加算して出力する一方、１２０°減算後の前記電気角位相の値が負である場合には、前記第２の相の電圧指令に対して、前記補償量に前記ｑ軸電流指令の極性を掛け合わせた値を減算して出力する、請求項７に記載のモータ駆動制御装置。
9. 前記デッドタイム補償部は、前記モータの前記第１の相に対して電気角で１２０°進んでいる第３の相の電圧指令に対して前記補償量を加算または減算する際に、シフトさせた前記電気角位相の値に対してさらに１２０°を加算し、１２０°加算後の前記電気角位相の値が正である場合には、該デッドタイム補償部に入力される前記第３の相の電圧指令に対して、前記補償量に前記ｑ軸電流指令の極性を掛け合わせた値を加算して出力する一方、１２０°加算後の前記電気角位相の値が負である場合には、前記第３の相の電圧指令に対して、前記補償量に前記ｑ軸電流指令の極性を掛け合わせた値を減算して出力する、請求項７または８に記載のモータ駆動制御装置。