JP2016163518A - 回転位置検出装置，モータ制御装置及び回転位置検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの低速回転時に位置推定精度の低下を防止できるモータ制御装置を提供する。
【解決手段】誘起電圧ゼロクロス検出部１２は、インバータ回路３を介してモータ６の３相の固定子巻線を短絡状態にした際に検出される２相の電流の変化量を比較して、残り１相の誘起電圧のゼロクロス点を取得する。そして、回転位置算出部１３は、前記ゼロクロス点に基づいてモータ６の回転角度を検出する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、３相モータの回転位置を検出する装置及び方法，並びにモータ制御装置に関する。

（第１の背景技術）
近年省電力化が進む中、例えば、３相のブラシレスＤＣモータを駆動するための電力変換装置は、正負の直流電源線間にハーフブリッジ回路が３相分並列に接続された構成（所謂インバータ回路）となっている。ハーフブリッジ回路は、直流電源線間に直列に接続された一対の半導体スイッチング素子と、それら半導体スイッチング素子のそれぞれに逆並列接続された還流ダイオードとからなる。上記構成の電力変換装置においては、各半導体スイッチング素子の駆動がＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御される。これにより、直流電源線から与えられる直流電力が３相の交流電力に変換され、モータの固定子巻線に電流が通電される。

ブラシレスＤＣモータを駆動する回路としては、特に始動トルクが必要な用途においては位置センサを使用するセンサ駆動方式が提案されている。しかしながら、低コスト化や小型化を実現するためには、位置センサを用いることなくモータを制御する装置が求められる。

例えば、ホール素子などの位置センサによりモータの回転位置を検出する代わりに、モータの固定子巻線に発生する誘起電圧を利用して回転位置を検出し、これに基づいてモータ電圧を出力する方法がある。例えば、１相の通電電気角が１２０°である矩形波状の電圧を出力する１２０°矩形波駆動方式では、電圧出力が停止する６０°区間において誘起電圧を検出できる。しかしながら、１２０°矩形波駆動方式は、正弦波状の電圧を出力する１８０°正弦波駆動方式と比較すると、騒音・振動がより大きくなるという問題がある。

また、位置センサを用いることなく正弦波駆動するため、モータ電圧方程式に基づいて誘起電圧を算出し、その誘起電圧を使って回転位置を推定する方法がある。この方法を実現するには、演算負荷が高いことから高価なマイコンを使用する必要があると共に、モータ定数等が必要となる。

さらに、特許文献１に示すように、インバータ回路の下側又は上側半導体スイッチング素子が全てオンとなるゼロ電圧ベクトル出力時に、モータ電流変化量のゼロクロス点を検出することで誘起電圧のゼロクロス点を検出して、回転位置を推定する方法がある。この方法によれば、演算負荷は低く、モータ定数が不要となる。

（第２の背景技術）
従来、永久磁石同期モータの回転位置を推定する方法の１つとして、特許文献１では、電圧印加中の電流微分値を用いることで、安価な構成で正弦波状の電流を通電可能な回転位置検出方式が提案されている。この方式は、モータの相電圧方程式に基づいてゼロ電圧ベクトル発生時の電流変化量を求め、その電流変化量に含まれているモータの回転位置情報を利用するものである。

特開２００７−３３６６４１号公報

（第１の課題）
しかしながら、特許文献１のような方法では、モータの低速回転時に誘起電圧が小さくなると誘起電圧のゼロクロス点が検出しにくくなるため、位置推定精度が低下するという問題がある。

（第２の課題）
しかしながら、特許文献１のような方法では、モータを高速で回転させる等して変調率が上昇すると、電流変化量を検出するゼロ電圧ベクトルの出力期間が短くなるため、位置推定精度が低下するという問題がある。

（第３の課題）
しかしながら、特許文献１のような方法では、モータを高速で回転させる等して変調率が上昇すると、図３５に示すように、図３４に示す場合と比較して電流変化量を検出するゼロ電圧ベクトルの出力期間が短くなるため、位置推定精度が低下するという問題がある。

（第１の目的）
そこで、モータの低速回転時に位置推定精度の低下を防止できる回転位置検出装置及び回転位置検出方法，並びに前記回転位置検出装置を備えてなるモータ制御装置を提供する。

（第２の目的）
そこで、変調率が高い制御領域においても、位置推定精度の低下を防止できる回転位置検出装置及び回転位置検出方法を提供する。

（第３の目的）
そこで、正弦波状の電流を通電しながら、安価な演算器で構成でき、磁気的突極性が無いモータにも適用可能で、高い変調率においても駆動可能な回転位置検出装置及び回転位置検出方法を提供する。

請求項１記載の回転位置検出装置によれば、位置検出点取得手段は、通電手段を介して３相の固定子巻線を短絡状態にした際に検出される２相の電流の変化量を比較することで、残り１相の誘起電圧のゼロクロス点を基準とする位置検出点を取得する。そして、位置検出手段は、前記位置検出点に基づいて３相モータの回転位置を検出する。

請求項２記載の回転位置検出装置によれば、位置検出点取得手段は、通電手段を介して３相の固定子巻線を短絡状態にした際に検出される２相の電流の変化量を比較することで、残り１相の誘起電圧のピーク点を基準とする位置検出点を取得する。そして、位置検出手段は、前記位置検出点に基づいて３相モータの回転位置を検出する。

請求項３記載のモータ制御装置によれば、請求項１又は２記載の回転位置検出装置を備え、制御手段は、前記回転位置検出装置により検出されたロータ回転位置に基づいて、３相モータを制御する。

請求項６記載の回転位置検出装置によれば、位置検出点取得手段は、通電手段を介して固定子巻線を短絡状態にした際に検出される電流の変化量から、誘起電圧のゼロクロス点を基準とする位置検出点を取得し、位置検出手段は、前記位置検出点に基づいて３相モータの回転位置を検出する。そして、短絡期間制御手段は、通電手段を介して固定子巻線を短絡状態にする期間が下限値を維持するように制御する。

請求項１０記載の回転位置検出装置によれば、電流変化量検出部は、電流検出部が検出した相電流の変化量を検出する。回転位置検出部は、インバータ回路を構成する３相アームのうち、任意の２相の下側アームがオンしている期間に検出される当該２相の電流変化量の和から、前記２相のうち何れか１相の下側アームがオンしている期間に検出される当該１相の電流変化量を減じて、前記２相のうち残り１相の誘起電圧の情報が含まれている演算結果を求め、前記演算結果より前記永久磁石モータの回転位置を検出する。

第１実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す図 モータの等価回路を示す図 誘起電圧と電流の位相が一致した状態でのモータ回転位置と誘起電圧・電流との関係を示す図 モータの回転位置を特定するための条件を示す図 制御装置が実行する処理を示すフローチャート 第２実施形態であり、誘起電圧と電流の位相が一致した状態でのモータ回転位置と誘起電圧・電流との関係を示す図 誘起電圧のピーク点となるモータ回転位置を特定するための条件を示す図 モータ制御装置の構成を示す図 制御装置が実行する処理を示すフローチャート 第３実施形態であり、誘起電圧のゼロクロス点よりも早いタイミングを位置検出点とする場合の図３相当図 図１０に示す位置検出点となるモータ回転位置を特定するための条件を示す図 制御装置が実行する処理を示すフローチャート 第４実施形態であり、誘起電圧のピーク点よりも早いタイミングを位置検出点とする場合の図７相当図 図１３に示す位置検出点となるモータ回転位置を特定するための条件を示す図 第５実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す図 変調率が０．５のときモータ回転位置と指令電圧との関係を示す図 変調率が１．０のときモータ回転位置と指令電圧との関係を示す図 図１６に対応するゼロ電圧ベクトルの出力期間を示す図 図１７に対応するゼロ電圧ベクトルの出力期間を示す図 誘起電圧Ｅｕに対して電流ｉｕの位相が遅れている場合のＵ相指令電圧，Ｕ相誘起電圧，Ｕ相電流ｉｕ，ゼロ電圧ベクトル時のＵ相電流の変化を示す図 誘起電圧Ｅｕに対して電流ｉｕの位相が進んでいる場合の図２０相当図 誘起電圧Ｅｕと電流ｉｕとの位相が一致している場合の図２０相当図 ゼロ電圧ベクトルの出力期間を拡張した状態を示す図 制御装置が実行する処理を示すフローチャート 第６実施形態であり、ゼロ電圧ベクトルの出力期間を拡張した状態を示す図 制御装置が実行する処理を示すフローチャート 第７実施形態であり、モータ制御装置の構成を示す図 インバータ回路が発生する電圧を空間ベクトルで表す 各電圧ベクトルを出力した際のモータの各相電圧値を示す図 ＰＷＭ周期内で、電流変化量ｄＩｖ(100)，ｄｉｗ(100)，ｄＩｗ(110)を検出する状態を示すタイミングチャート モータの回転位置と誘起電圧との関係を時間軸で示す図 磁極位置演算部の構成の一例を示す図 磁極位置演算部が電圧ベクトルに応じてどの相の誘起電圧を用いるかを示す図 従来技術を説明する図３０相当図（その１） 従来技術を説明する図３０相当図（その２）

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１から図５を参照して説明する。図１は、モータ制御装置の構成を示している。直流電源１には、平滑コンデンサ２及びインバータ回路３（通電手段）が並列に接続されている。インバータ回路３は、６個の例えばＩＧＢＴ（スイッチング素子）４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ，４Ｘ，４Ｙ，４Ｚを３相ブリッジ接続して構成されている。各ＩＧＢＴ４（Ｕ〜Ｚ）のコレクタ，エミッタ間には、フリーホイールダイオード５（Ｕ〜Ｚ）が接続されている。インバータ回路３の各相出力端子は、３相のブラシレスＤＣモータ６（永久磁石型同期モータ，以下、単にモータと称す）の各相固定子巻線（図示せず）に接続されている。

インバータ回路３におけるＩＧＢＴ４Ｘ，４Ｙ，４Ｚのエミッタと負側電源線との間には、電流検出用の抵抗素子７Ｕ，７Ｖ，７Ｗ（電流検出手段）がそれぞれ挿入されている。そして、前記エミッタは、制御装置８の各入力端子にそれぞれ接続されている。制御装置８は、電流検出部１１（電流検出手段），誘起電圧ゼロクロス検出部１２（位置検出点取得手段），回転位置算出部１３（位置検出手段）及び通電信号生成部１４（制御手段）を備えている。電流検出部１１は、抵抗素子７Ｕ，７Ｖ，７Ｗの端子電圧をＡ／Ｄ変換して各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。

誘起電圧ゼロクロス検出部１２は、通電信号生成部１４がインバータ回路３の各ＩＧＢＴ４のゲートに出力する通電信号のパターンがゼロ電圧ベクトルを示す期間に、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち２相の電流変化量を比較する。そして、各相の固定子巻線に発生する誘起電圧のゼロクロス点（ゼロクロス点を基準とする位置検出点）を求める。回転位置算出部１３は、誘起電圧のゼロクロス点間隔（電気角６０°）からより詳細な回転位置を算出し、通電信号生成部１４に出力する。通電信号生成部１４は、前記回転位置に応じて前記通電信号を生成する。

図２は、モータ６の等価回路を示しており、Ｒは抵抗、Ｌはインダクタンス、ＥｕはＵ相誘起電圧である。ゼロ電圧ベクトル時には、下側のＩＧＢＴ４Ｘ〜４Ｚが全てオン、又は上側のＩＧＢＴ４Ｕ〜４Ｗが全てオンとなり、モータ６は直流電源１と切り離された状態となる。また、モータ６の各相巻線は、インバータ回路３を介して短絡された状態に成る。このとき、Ｕ相誘起電圧Ｅｕは次のように表わされる。
Ｅｕ＝−Ｒ・ｉｕ−Ｌ・ｄｉｕ／ｄｔ …（１）
また、Ｖ相誘起電圧Ｅｕは次のように表わされる。
Ｅｖ＝−Ｒ・ｉｖ−Ｌ・ｄｉｖ／ｄｔ …（２）

図３は、誘起電圧と電流の位相を一致させたときのモータ回転位置（角度）と誘起電圧・電流の関係を示している。この図に示すように、各相誘起電圧の位相と各相電流の位相とを一致させることでモータ６を高い効率で運転できる。ここでは表示していないが、ゼロ電圧ベクトル時の電流変化は、誘起電圧の符号と反転することに注意が必要である。

２相の誘起電圧の合計がゼロになるとき、残り１相の誘起電圧のゼロクロス点となる。例えば、図中に丸を付して示すように、
Ｅｕ＋Ｅｖ＝０ → Ｅｗ＝０
となる。つまり、誘起電圧Ｅｗのゼロクロス点を検出するには、（１）、（２）式より（３）式が成立すればよい。ここで、ｉｕ＋ｉｖ＝０である。
ｄｉｕ／ｄｔ＋ｄｉｖ／ｄｔ＝０ …（３）

図４は、モータ６の回転位置（角度）を特定するための条件を示している。例えばゼロ電圧ベクトル出力時において（３）式が成立するとき、モータ６の回転位置は６０°又は２４０°の何れかである。この時、回転位置を特定するため、更に各相の電流変化の符号を確認する。（３）式が成立し、且つｄｉｕ／ｄｔ＜０又はｄｉｖ／ｄｔ＞０のとき、回転位置は６０°となる。一方、（３）式が成立し、且つｄｉｕ／ｄｔ＞０又はｄｉｖ／ｄｔ＜０のとき、回転位置は２４０°となる。
角度［deg] 条件（１） 条件（２）
０ div／dt＋diw／dt＝０ div／dt＞０ or diw／dt＜０
６０ diu／dt＋div／dt＝０ diu／dt＜０ or div／dt＞０
１２０ diu／dt＋diw／dt＝０ diu／dt＜０ or diw／dt＞０
１８０ div／dt＋diw／dt＝０ div／dt＜０ or diw／dt＞０
２４０ diu／dt＋div／dt＝０ diu／dt＞０ or div／dt＜０
３００ diu／dt＋diw／dt＝０ diu／dt＞０ or diw／dt＜０

次に、本実施形態の作用について図５を参照して説明する。図５は、制御装置８が上述した説明に応じて実行する処理の流れを示すフローチャートである。先ず電流検出部１１が、１回目の電流検出を行い（Ｓ１）、所定時間の経過後に２回目の電流検出を行なう（Ｓ２）。ここでは３相全ての電流を検出しても良いが、現在の回転位置に応じて検出可能となる２相だけを検出しても良い。続いて、誘起電圧ゼロクロス検出部１２は、各相電流の変化量を求めると（Ｓ３）、２相の電流変化量の加算値が「０」になるものがあるか否かを判断する（Ｓ４）。加算値が「０」になる組み合わせが無ければ（ＮＯ）ステップＳ１に戻る。

ステップＳ４において、加算値が「０」になる組み合わせがあれば（ＹＥＳ）、その組み合わせの２相について電流変化量の符号を確認することで（Ｓ５）、図４に従い検出角度を確定させる（Ｓ６）。そして、前回に検出角度を確定した時点からの経過時間に基づいて回転速度を算出する（Ｓ７）。すると、回転位置算出部１３が、検出された角度と算出された回転速度とに基づいてモータ６の詳細な回転角度（回転位置）を算出する。通電信号生成部１４は、入力される回転角度に基づいてモータ６を駆動制御するように、インバータ回路３を構成する各ＩＧＢＴ４のゲートにＰＷＭ信号を出力する。尚、本実施形態の内容は、マイコンやＩＣ（集積回路）への適用が可能である。

以上のように本実施形態によれば、誘起電圧ゼロクロス検出部１２は、インバータ回路３を介してモータ６の３相の固定子巻線を短絡状態にした際に検出される２相の電流の変化量を比較して、残り１相の誘起電圧のゼロクロス点を取得する。そして、回転位置算出部１３は、前記ゼロクロス点に基づいてモータ６の回転角度を検出するようにした。

このように構成すれば、モータ６の回転数が低い領域においても誘起電圧のゼロクロス点を確実に検出できるので、モータ６の回転角度を正確に把握できる。そして、通電信号生成部１４は、得られた回転角度に従いモータ６を駆動制御するので、制御精度を向上させることができる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図６は、図３相当図であるが、２相の誘起電圧が一致するときは、残り１相の誘起電圧のピーク点となっている。例えば、図中に丸を付して示しているように、Ｅｕ＝ＥＶとなるとき、Ｅｗは±最大となる。つまり、Ｗ相の誘起電圧のピーク点を検出するには、（１）、（２）式より（４）式が成立すればよい。ここで、ｉｕ＝ｉｖである。

ｄｉｕ／ｄｔ＝ｄｉｖ／ｄｔ …（４）
図７は、誘起電圧のピーク点となるモータ回転位置（角度）を特定するための条件を示している。ゼロ電圧ベクトルにおいて（４）式が成立するとき、モータ回転位置は１５０°又は３３０°の何れかである。回転位置を特定するため、更に、各相の電流変化の符号を確認する。（４）式が成立し、且つｄｉｕ／ｄｔ＜０又はｄｉｖ／ｄｔ＜０のとき、モータ回転位置は１５０°となる。一方、（４）式が成立し、且つｄｉｕ/ｄｔ＞０又はｄｉｖ／ｄｔ＞０のとき、モータ回転位置は３３０°となる。
角度[deg] 条件（１） 条件（２）
３０ diu／dt＝diw／dt diu／dt＜０ or diw／dt＜０
９０ div／dt＝diw／dt div／dt＞０ or diw／dt＞０
１５０ diu／dt＝div／dt diu／dt＜０ or div／dt＜０
２１０ diu／dt＝diw／dt diu／dt＞０ or diw／dt＞０
２７０ div／dt＝diw／dt div／dt＜０ or diw／dt＜０
３３０ diu／dt＝div／dt diu／dt＞０ or div／dt＞０

図８は図１相当図であり、制御装置１５は、制御装置８の誘起電圧ゼロクロス検出部１２を、誘起電圧ピーク検出部１６（位置検出点取得手段）に置き換えた構成である。そして、図９は図５相当図であるが、ステップＳ４に替わるステップＳ８では、ステップＳ３で求めた何れか２相の電流変化量が一致するか否かを判断する。

以上のように第２実施形態によれば、誘起電圧ピーク検出部１６は、インバータ回路３を介してモータ６の３相の固定子巻線を短絡状態にした際に検出される２相の電流の変化量を比較して、残り１相の誘起電圧のピーク点を取得する。そして、回転位置算出部１３は、前記ピーク点に基づいてモータ６の回転角度を検出するようにした。このように構成すれば、第１実施形態と同様の効果が得られる。尚、第２実施形態を第１実施形態と併せて実施し、誘起電圧のゼロクロス点及びピーク点を検出しても良い。

（第３実施形態）
図１０から図１２は第３実施形態であり、第１実施形態と異なる部分について説明する。第１実施形態では、位置検出点として誘起電圧のゼロクロス点を検出したが、第３実施形態では、回路やソフトウェア処理による遅れ時間を考慮して、図１０に示すように、ゼロクロス点よりも若干進み側となる位相を（ゼロクロス点を基準とする）位置検出点として検出する。そのため、図１１に示すように、図４で示した条件（１）を以下のように置き換える。尚、αは進み位相角［deg]である。
角度［deg] 条件（１）
０ div／dt＋diw／dt＝−α
６０ diu／dt＋div／dt＝＋α
１２０ diu／dt＋diw／dt＝−α
１８０ div／dt＋diw／dt＝＋α
２４０ diu／dt＋div／dt＝−α
３００ diu／dt＋diw／dt＝＋α
そして、図１２に示す図５相当図では、ステップＳ４に替わるステップＳ９において、２相の電流変化量の加算値が「±α」になるものがあるか否かを判断する。

以上のように第３実施形態によれば、ゼロクロス点よりも進み角α側となる位相を位置検出点として検出するので、回路やソフトウェア処理による遅れ時間がある場合でも、モータ６の駆動制御を高い精度で行うことができる。

（第４実施形態）
図１３及び図１４は第４実施形態であり、第３実施形態を第２実施形態の誘起電圧のピーク点を検出する構成に適用したものである。この場合、図１４に示すように、図７で示した条件（１）を以下のように置き換える。
角度[deg] 条件（１）
３０ diu／dt＝diw／dt＋α
９０ div／dt＝diw／dt＋α
１５０ diu／dt＝div／dt−α
２１０ diu／dt＝diw／dt−α
２７０ div／dt＝diw／dt−α
３３０ diu／dt＝div／dt＋α
そして、ステップＳ９では、上記条件（１）が成立するか否かを判断すれば良い。以上のように第４実施形態によれば、ピーク点よりも進み角α側となる位相を位置検出点として検出するので、第３実施形態と同様の効果が得られる。

（第５実施形態）
以下、第５実施形態について図１５から図２２を参照して説明する。図１５は、モータ制御装置の構成を示している。直流電源２１には、平滑コンデンサ２２及びインバータ回路２３（通電手段）が並列に接続されている。インバータ回路２３は、６個の例えばＩＧＢＴ（スイッチング素子）２４Ｕ，２４Ｖ，２４Ｗ，２４Ｘ，２４Ｙ，２４Ｚを３相ブリッジ接続して構成されている。各ＩＧＢＴ２４（Ｕ〜Ｚ）のコレクタ，エミッタ間には、フリーホイールダイオード２５（Ｕ〜Ｚ）が接続されている。インバータ回路２３の各相出力端子は、３相のブラシレスＤＣモータ２６（永久磁石型同期モータ，以下、単にモータと称す）の各相固定子巻線（図示せず）に接続されている。

インバータ回路２３におけるＩＧＢＴ２４Ｘ，２４Ｙ，２４Ｚのエミッタと負側電源線との間には、電流検出用の抵抗素子２７Ｕ，２７Ｖ，２７Ｗ（電流検出手段）がそれぞれ挿入されている。そして、前記エミッタは、制御装置２８の各入力端子にそれぞれ接続されている。制御装置２８は、電流検出部３１（電流検出手段），誘起電圧ゼロクロス検出部３２（位置検出点取得手段），回転位置算出部３３（位置検出手段）及び通電信号生成部３４（短絡期間制御手段，制御手段）を備えている。電流検出部３１は、抵抗素子２７Ｕ，２７Ｖ，２７Ｗの端子電圧をＡ／Ｄ変換して各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。

誘起電圧ゼロクロス検出部３２は、通電信号生成部３４がインバータ回路２３の各ＩＧＢＴ２４のゲートに出力する通電信号のパターンがゼロ電圧ベクトルを示す期間に、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち２相の電流変化量を比較する。そして、各相の固定子巻線に発生する誘起電圧のゼロクロス点（ゼロクロス点を基準とする位置検出点）を求める。回転位置算出部３３は、誘起電圧のゼロクロス点間隔（電気角６０°）からより詳細な回転位置を算出し、通電信号生成部３４に出力する。通電信号生成部３４は、前記回転位置に応じて前記通電信号を生成する。

ここで、インバータ回路２３により２相変調を行う場合で、図１６に変調率が０．５のとき、図１７に変調率が１．０のときのモータ回転位置と指令電圧（インバータ回路２３の出力電圧）の関係を示す。変調率が０．５のときに、角度−１２０°における上側アーム；ＩＧＢＴ２４Ｕ，２４Ｖ，２４Ｗがオンする割合は、それぞれ５０％，０%，２５％であり、下側アームＩＧＢＴ２４Ｘ，２４Ｙ，２４Ｚが全てオンとなるゼロ電圧ベクトル発生割合は５０％である（図１８参照）。

また、変調率が１．０のとき、角度−１２０°における上側アームがオンする割合は、Ｕ相で１００％、Ｖ相で０％、Ｗ相で５０％であり、ゼロ電圧ベクトル発生割合は０％である（図１９参照）。そのため、ゼロ電圧ベクトル時の電流変化量を検出できず、第１〜第４実施形態のような回転位置推定が不可能となる。また、ゼロ電圧ベクトルが発生しても、その発生時間があまりにも短かければ電流変化量を精度良く検出できず、やはり回転位置推定が不可能となる。

図２０から図２２には、Ｕ相指令電圧Ｄｕ，Ｕ相誘起電圧Ｅｕ，Ｕ相電流ｉｕ，ゼロ電圧ベクトル時のＵ相電流の変化ｄｉｕ／ｄｔを示す。図２０は誘起電圧Ｅｕに対して電流ｉｕの位相が遅れている場合である。電流ｉｕのゼロクロス点を検出した際のゼロ電圧ベクトル発生時間が、電流変化ｄｉｕ／ｄｔを検出するには不十分であれば、ゼロ電圧ベクトルの発生時間を拡大するように調整して電流変化ｄｉｕ／ｄｔを検出する。

具体的には、電流ｉｕの符号が負から正に変化するゼロクロス点において、ゼロ電圧ベクトル時の電流変化ｄｉｕ／ｄｔが負であることを以て、誘起電圧Ｅｕに対して電流ｉｕの位相が遅れていることを検出し、電圧Ｄｕの位相を進ませる。または、電流ｉｕの符号が正から負に変化するゼロクロス点において、ゼロ電圧ベクトル時の電流変化ｄｉｕ／ｄｔが正であることを以て、誘起電圧Ｅｕに対して電流ｉｕ位相が遅れていることを検出し、電圧Ｄｕの位相を進ませる。

図２１は、誘起電圧Ｅｕに対して電流ｉｕの位相が進んでいる場合である。電流ｉｕの符号が負から正に変化するゼロクロス点において、ゼロ電圧ベクトル時の電流変化ｄｉｕ／ｄｔが正であることを以て、誘起電圧Ｅｕに対して電流ｉｕ位相が進んでいることを検出し、電圧位相を遅らせる。または、電流ｉｕの符号が正から負に変化するゼロクロス点において、ゼロ電圧ベクトル時の電流変化ｄｉｕ／ｄｔが負であることを以て、誘起電圧Ｅｕに対して電流ｉｕ位相が進んでいることを検出し、電圧位相を遅らせる。

図２２は、誘起電圧Ｅｕと電流ｉｕとの位相が一致している場合である。この場合、電流ｉｕのゼロクロス点でゼロ電圧ベクトル発生時間を拡大することは簡単ではあるが、出力が低下したり、騒音が発生したりと好ましくない現象を引き起こす可能性がある。

図２３は、ゼロ電圧ベクトル発生時間を拡大する方法を示す。通常、Ｕ相は破線で示される期間にオンされるが、電流ｉｕのゼロクロス点の検出後に実線で示しているようにＵ相をオフしてゼロ電圧ベクトルを発生させ、電流変化ｄｉｕ／ｄｔを検出するために十分な時間を確保する。

次に、第５実施形態の作用について図２４を参照して説明する。図２４は、制御装置２８が上述した説明に応じて実行する処理の流れを示すフローチャートである。先ず電流検出部３１が各相電流の極性を検出し（Ｓ１１）、前回検出した極性より反転したものがあるか否かにより電流のゼロクロス点を検出する（Ｓ１２）。ゼロクロス点を検出すると（ＹＥＳ）、その時点におけるゼロ電圧ベクトルの発生時間（短絡時間）が、電流変化を検出するのに必要な下限時間を下回っているか否かを判断する（Ｓ１３）。

ステップＳ１３において、ゼロ電圧ベクトルの発生時間が下限値以上であれば（ＮＯ）、ゼロクロス点を検出した相について１回目の電流検出を行い（Ｓ１４）、所定時間の経過後に２回目の電流検出を行なう（Ｓ１５）。それから、電流の変化量ｄｉ／ｄｔを求めると（Ｓ１６）変化量ｄｉ／ｄｔの極性を判定し（Ｓ１７）、「負」であれば電圧の位相を進ませ（Ｓ１８）、「正」であれば電圧の位相を遅らせる（Ｓ１９）ように制御する。

一方、ステップＳ１３において、ゼロ電圧ベクトルの発生時間が下限値を下回っていれば（ＹＥＳ）、通電信号生成部３４は、図２３に示したように発生時間を拡張するように処理する（Ｓ２０）。

以上のように第５実施形態によれば、誘起電圧ゼロクロス点検出部３２は、インバータ回路２３を介してゼロ電圧ベクトルを出力した際に検出される電流の変化量から誘起電圧のゼロクロス点を取得し、回転位置検出部３３は、そのゼロクロス点に基づいてモータ２６の回転位置を検出する。そして、通電信号生成部３４は、ゼロ電圧ベクトルの発生時間が下限値を維持するように制御する。したがって、相電流の変化量ｄｉ／ｄｔを確実に求めて、モータ２６の回転位置を検出することができる。

（第６実施形態）
以下、第５実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。第５実施形態では図２３に示したように、ゼロ電圧ベクトルの発生時間を拡大するため、本来Ｕ相をオンする期間にオフ期間を設けた。第６実施形態では、図２５に示すように、そのオフ期間を設けた後のＰＷＭキャリア周期において、その後にオフする予定であったＵ相をオンする期間を設ける（図２６，Ｓ２０Ａ参照）。すなわち、後の周期で発生する予定であったゼロ電圧ベクトルの発生を阻止する。これにより、モータ２６の平均出力は維持されるため、出力の低下や騒音の発生を防止可能となる。

以上のように第６実施形態によれば、通電信号生成部３４は、ゼロ電圧ベクトルの発生時間をモータ２６の駆動制御条件に応じた期間よりも拡張させた際には、その拡張させた期間に相当する分だけ、その後に到来する予定のゼロ電圧ベクトルの発生時間を削除するようにした。これにより、モータ２６の平均出力を維持して、出力の低下や騒音の発生を防止できる。尚、これらの実施形態の内容は、マイコンやＩＣ（集積回路）への適用が可能である。

（第７実施形態）
以下、第７実施形態について図２７から図３３を参照して説明する。図２７は、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。直流電源４１は、回転子に永久磁石を備える永久磁石同期モータ（以下、単にモータと称す）４２を駆動する電力源である。直流電源４１は、交流電源を直流に変換したものでも良い。インバータ回路４３は、６個のスイッチング素子，例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４４Ｕ＋，４４Ｙ＋，４４Ｗ＋，４４Ｕ−，４４Ｙ−，４４Ｗ−を３相ブリッジ接続して構成されており、後述するＰＷＭ生成部４５で生成される３相分６つのスイッチング信号に基づいて、モータ４２を駆動する電圧を生成する。

電圧検出部４６は、直流電源１の電圧ＶDCを検出する。電流検出部４７は、一般にシャント抵抗やホールＣＴなどを用いた電流センサ及び信号処理回路で構成され、モータ４２に流れる電流Ｉｕ,Ｉｖ,Ｉｗを検出する。図２７ではインバータ回路４３の各相下側に３つ（４７Ｕ，４７Ｖ，４７Ｗ）配置した場合を例示しており、別の形態として，各相の上側に配置される場合、インバータ回路４３の各相出力線に配置される場合がある。

電流変化量検出部４８は、後述する検出タイミング信号生成部４９からの信号ｔ１,ｔ２,ｔ３,ｔ４に基づき３相電流値を検出し、それぞれの変化量ｄＩｕ,ｄＩｖ,ｄＩｗを算出する。検出タイミングは、４回の検出で２回毎の変化量を求めるため、変化量は３相につき２種類ずつ，合計で６つの信号となる。

誘起電圧演算部５０は、検出した３相の電流変化量ｄＩｕ,ｄＩｖ,ｄＩｗから３相の誘起電圧推定値Ｅｕ,Ｅｖ,Ｅｗを演算する。磁極位置演算部５１（回転位置検出部）は、演算した誘起電圧推定値Ｅｕ,Ｅｖ,Ｅｗからモータ４２の磁極位置検出値θｃを算出する。３相電圧指令値生成部５２は、指令値である電圧振幅指令値Ｖampと電圧位相指令値φｖとから、３相の電圧指令値Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを生成する。

デューティ生成部５３は、３相電圧指令値Ｖｕ,Ｖｖ,Ｖｗを直流電圧ＶDCで除することで各相の変調指令Ｄｕ,Ｄｖ,Ｄｗを演算する。ＰＷＭ生成部４５は、３相変調指令Ｄｕ,Ｄｖ,Ｄｗと三角波状のキャリアとを比較して各相のＰＷＭ信号パルスを生成する。１相当たりのパルスにはデッドタイムが付加され、それぞれ３相上下のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ４４に出力するスイッチング信号Ｕ＋,Ｕ−,Ｖ＋,Ｖ−,Ｗ＋，Ｗ−を生成する。

以上の構成において、モータ４２，インバータ回路４３及びＰＷＭ生成部４５を除いたものが、回転位置検出装置５４を構成している。そして、回転位置検出装置５４にＰＷＭ生成部４５を加えたものが、モータ制御装置５５を構成している。

次に、本実施形態における回転位置検出方法の概要を、図２８から図３２を参照して説明する。インバータ回路３が発生する電圧は、図２８に示すように空間ベクトルで表すと、６つの実電圧ベクトルと２つのゼロ電圧ベクトルとに区分される。ここで電圧ベクトルＶ１(100)とは、Ｕ相の上側スイッチ（ＦＥＴ４Ｕ＋）がオン、Ｖ相及びＷ相の下側スイッチ（ＦＥＴ４Ｙ−，４Ｗ−）がオンという状態で発生する電圧を示す。

ここで、ｖをモータ相電圧，ｉをモータ相電流，ｅを誘起電圧，Ｒを固定子巻線の抵抗，Ｌをインダクタンスとすると、モータ４２の電圧方程式は、（５）式となる。
ｖ＝Ｒｉ＋Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）＋ｅ …（５）
そして、ゼロ電圧ベクトルが印加されている期間のＵ相電圧Ｖｕ(000)は、（５）式より（６）式となる。
Ｖｕ(000)＝０＝ＲＩｕ＋Ｌ（ｄＩｕ(000)／ｄｔ）＋Ｅｕ …（６）
巻線抵抗Ｒの項が誘起電圧ｅの項に対して小さい場合、電流微分値ｄＩｕ(000)は、（７）式で表すことができる。尚、φ_ａは電機子鎖交磁束である。
ｄＩｕ(000)＝−（ｄｔ／Ｌ）Ｅｕ＝（ｄｔ／Ｌ）ωφ_ａsinθ …（７）
この（７）式には、モータ４２の回転位置（磁極位置）の情報（θ）が含まれているため、これを利用して位置検出を行う。

図２９は、各電圧ベクトルを出力した際のモータ４２の各相電圧値を示している。例えば電圧ベクトルＶ１(100)が印加されている状態のＶ,Ｗ相の相電圧方程式は、モータ４２の相電圧方程式である（５）式及び図２９から、（８）式で表せる。同様に、電圧ベクトルＶ２(110)が印加されている状態のＷ相の相電圧方程式は、（９）式で表せる。ここで（８）,（９）式の右辺第３項の誘起電圧は、（１０）式で表されるように回転位置θの情報を有している。

ただし、
Ｖｖ(100):電圧ベクトルＶ１印加時のＶ相電圧[V]
Ｖｗ(100):電圧ベクトルＶ１印加時のＷ相電圧[V]
Ｖｗ(110):電圧ベクトルＶ２印加時のＷ相電圧[V]
ｄＩｖ(100):電圧ベクトルＶ１印加時の時刻ｔ１−ｔ２間のＶ相電流変化量[A]
ｄＩｗ(100):電圧ベクトルＶ１印加時の時刻ｔ１−ｔ２間のＷ相電流変化量[A]
ｄＩｗ(110):電圧ベクトルＶ２印加時の時刻ｔ３−ｔ４間のＷ相電流変化量[A]
θ:モータ磁極位置[rad]
Ｒ:モータ巻線抵抗[Ω]
Ｌ:モータ相インダクタンス[H]
ω:モータ角速度[rad/s]
φa:電機子鎖交磁束[Wb]

ここで、モータ角速度ωが十分に高く、且つ（８），（９）式の右辺第１項の巻線抵抗Ｒによる電圧降下よりも右辺第３項の誘起電圧項が十分に大きい場合には、ＲＩ＝０として近似できる。また、（８）,（９）式において、変化量の測定時間が均等、すなわちｔ２−ｔ１＝ｔ４−ｔ３＝ｔになるとき、各相電流変化量ｄＩを用いるとＶ相誘起電圧Ｅｖに比例する値が（１１）式で演算できる。（１１）式は、磁極位置θから−２／３π遅れた信号であることが分かる。

（１１）式は、電圧ベクトルＶ１,Ｖ２を用いた場合に検出した値であるが、他の組み合わせを用いた場合全てを示すと（１２）式となる。

このように、発生する電圧ベクトルに応じて（１２）式の何れかを用いることで、誘起電圧相当値である電流変化量を検出できる。

図３０は、（１１）式に対応する電流変化量ｄＩｖ(100)，ｄＩｗ(100)及びｄＩｗ(110)を検出する期間を示している。電圧ベクトルＶ１が出力される期間である検出タイミング信号ｔ１−ｔ２間に電流変化量ｄＩｖ(100)及びｄＩｗ(100)を求め、電圧ベクトルＶ２が出力される期間である検出タイミング信号ｔ３−ｔ４間に電流変化量ｄＩｗ(110)を求めるようにする。

図３１は、モータの回転位置と誘起電圧（図中の点線）との関係を時間軸で示している。ここで、（１２）式で得られる電流変化量は、振幅が異なるだけで位相関係は図３１に示す誘起電圧と同じであるが、特定の電圧ベクトル期間中のみ検出する信号となるため、図中に実線で示すように、各相誘起電圧の一部を切り取ったような信号となる。

ここで、本実施形態における各部の動作について再度説明する。電流変化量検出部４８は、電流検出部４７で検出した電流から、所定のタイミングで各相の電流変化量を検出する。電流変化量を検出するタイミングｔ１〜ｔ４は、（８）,（９）式及び図３０で示したように、ゼロ電圧ベクトル以外の各電圧ベクトルが発生している期間である。したがって、検出タイミング信号生成部４９からの検出タイミング信号ｔ１〜ｔ４は、各相のデューティＤｕ,Ｄｖ,Ｄｗがデューティ生成部５２で決定された後、電流変化量検出部４８に出力される。誘起電圧演算部４９は、（１２）式左辺の処理により誘起電圧に比例する数値を演算する。

ここで図３２に、磁極位置演算部５１の構成の一例を示す。コンパレータ５３ｕ，５３ｖ，５３ｗは、演算された誘起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを閾値と比較し、パルス状の信号を生成する。各誘起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗに応じて得られたパルス信号は、図３３に示すように、電圧ベクトルに応じてどの相の誘起電圧を用いるかで変化する回転位置が異なる。このため、θｃ’演算部５４は、各相のデューティＤｕ,Ｄｖ,Ｄｗを用いて、適宜用いるパルスを切り替えることで、同図に示すθｃ’のような電気角π／６毎に変化する信号を生成する。

次に、得られた信号θｃ’を速度演算５５及び磁極位置補正部５６に入力する。速度演算部５５は、信号θｃ’が変化するタイミングで、その変化量からモータ速度検出値θｃを（１３）式にて演算する。さらに、磁極位置補正部５６は、モータ速度検出値θｃと信号θｃ’を用いて、信号θｃ’が変化してから次に変化するまでの間の変化量を（１４）式にて補正する。信号θｃ’ｚ^−１は、信号θｃ’が変化した際の前回値であり、ｔは信号θｃ’が変化してからの経過時間であり、信号θｃ’が変化するとゼロにクリアされる。これらの処理により、モータの回転位置θに対応する位置検出値θｃが得られる。

図２７に示す３相電圧指令値生成部５１は、得られた回転位置θｃに基づき、３相の電圧指令値を例えば（１５）式のように演算する。電圧振幅指令値Ｖampは印加する電圧の大きさであり、φｖは、誘起電圧位相に対する各相電圧の位相差である。

生成された３相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、（１６）式に示すようにデューティ生成部５２において直流電源電圧ＶDCで除されて正規化され、変調指令（デューティ）Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗとなる。さらに、これらのディーティＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗは三角波キャリアと比較されて各相ＰＷＭ信号へと変換され、インバータ回路４３の各ＦＥＴ４に入力され、モータ４２を駆動する電圧を発生させる。

以上のように本実施形態によれば、電流変化量検出部４８は、電流検出部４７が検出した相電流の変化量を検出する。磁極位置演算部５１は、インバータ回路４３を構成する３相アームのうち、任意の２相の下側アームがオンしている期間に検出される当該２相の電流変化量の和から、前記２相のうち何れか１相の下側アームがオンしている期間に検出される当該１相の電流変化量を減じて、前記２相のうち残り１相の誘起電圧の情報が含まれている演算結果を求め、前記演算結果よりモータ４２の回転位置を検出する。

これにより、安価な演算器で構成でき、磁気的突極性が無いモータ４２にも適用可能で、変調率が高い領域においても駆動可能な回転位置検出装置５４を提供できる。そして、回転位置検出装置５４を備えたモータ制御装置５５により、正弦波状の電流をモータ４２に通電できる。
また、電流検出部４７ｕ，４７ｖ，４７ｗを、インバータ回路４３を構成する３相の下側アームと負側電源線との間にそれぞれ配置したので、下側のＦＥＴ４４Ｕ−，４４Ｖ−４４Ｗ−がオンした期間に各相電流を検出できる。

（その他の実施形態）
第７実施形態において、電流検出タイミング信号は、デューティから得られた信号そのものである必要はなく、別個のタイマで生成した信号であっても良い。
電流検出部はシャント抵抗でなくＣＴ（Current Trans）でも良い。
スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴ以外にＩＧＢＴやパワートランジスタさらにはＳｉＣ,ＧａＮ等のワイドギャップ半導体等を使用しても良い。
磁極位置演算部５１は、閾値との比較によるパルスを用いたが、直接演算によって回転位置を求めても良い。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、３はインバータ回路（通電手段）、６はブラシレスＤＣモータ（３相モータ）、７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは抵抗素子（電流検出手段）、８は制御装置、１１は電流検出部（電流検出手段）、１２は誘起電圧ゼロクロス検出部（位置検出点取得手段）、１３は回転位置算出部（位置検出手段）、１４は通電信号生成部（制御手段）、１６は誘起電圧ピーク検出部（位置検出点取得手段）、２３はインバータ回路（通電手段）、２６はブラシレスＤＣモータ（３相モータ）、２７Ｕ，２７Ｖ，２７Ｗは抵抗素子（電流検出手段）、２８は制御装置、３１は電流検出部（電流検出手段）、３２は誘起電圧ゼロクロス検出部（位置検出点取得手段）、３３は回転位置算出部（位置検出手段）、１３４は通電信号生成部（短絡期間制御手段，制御手段）、４２は永久磁石同期モータ、４３はインバータ回路、４７は電流検出部、４８は電流変化量検出部、４９は検出タイミング信号生成部、５０は誘起電圧演算部、５１は磁極位置演算部（回転位置検出部）、５２は３相電圧指令値生成部、５３はデューティ生成部を示す。

Claims (12)

1. ３相モータの固定子巻線に通電を行うための通電手段と、
   前記固定子巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記通電手段を介して前記３相の固定子巻線を短絡状態にした際に検出される２相の電流の変化量を比較することで、残り１相の誘起電圧のゼロクロス点を基準とする位置検出点を取得する位置検出点取得手段と、
   前記位置検出点に基づいて前記３相モータの回転位置を検出する位置検出手段とを備える回転位置検出装置。
2. ３相モータの固定子巻線に通電を行うための通電手段と、
   前記固定子巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記通電手段を介して前記３相の固定子巻線を短絡状態にした際に検出される２相の電流の変化量を比較することで、残り１相の誘起電圧のピーク点を基準とする位置検出点を取得する位置検出点取得手段と、
   前記位置検出点に基づいて前記３相モータの回転位置を検出する位置検出手段とを備える回転位置検出装置。
3. 請求項１又は２記載の回転位置検出装置と、
   前記回転位置検出装置により検出されたロータ回転位置に基づいて、前記３相モータを制御する制御手段とをそなえるモータ制御装置。
4. ３相モータの固定子巻線を短絡状態にした際に検出される２相の電流の変化量を比較することで、残り１相の誘起電圧のゼロクロス点を基準とする位置検出点を取得し、
   前記位置検出点に基づいて前記３相モータの回転位置を検出する回転位置検出方法。
5. ３相モータの固定子巻線を短絡状態にした際に検出される２相の電流の変化量を比較することで、残り１相の誘起電圧のピーク点を基準とする位置検出点を取得し、
   前記位置検出点に基づいて前記３相モータの回転位置を検出する回転位置検出方法。
6. ３相モータの固定子巻線に通電を行うための通電手段と、
   前記固定子巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記通電手段を介して前記固定子巻線を短絡状態にした際に検出される電流の変化量から誘起電圧のゼロクロス点を基準とする位置検出点を取得する位置検出点取得手段と、
   前記位置検出点に基づいて前記３相モータの回転位置を検出する位置検出手段と、
   前記通電手段を介して前記固定子巻線を短絡状態にする期間（以下、短絡期間と称す）が下限値を維持するように制御する短絡期間制御手段とを備える回転位置検出装置。
7. 前記短絡期間制御手段は、前記短絡期間を、前記３相モータの駆動制御条件に応じた期間よりも拡張させた際には、その拡張させた期間に相当する分だけ、その後に到来する予定の短絡期間を削除する請求項６記載の回転位置検出装置。
8. ３相モータの固定子巻線を短絡状態にした際に検出される電流の変化量から誘起電圧のゼロクロス点を基準とする位置検出点を取得し、
   前記位置検出点に基づいて前記３相モータの回転位置を検出する際に、
   前記通電手段を介して前記固定子巻線を短絡状態にする期間（以下、短絡期間と称す）が下限値を維持するように制御する回転位置検出方法。
9. 前記短絡期間を、前記３相モータの駆動制御条件に応じた期間よりも拡張させた際に、その拡張させた期間に相当する分だけ、その後に到来する予定の短絡期間を削除する請求項８記載の回転位置検出方法。
10. ３相の永久磁石モータを駆動するインバータ回路と、
    このインバータ回路より出力される各相電流を検出する電流検出部と、
    前記相電流の変化量を検出する電流変化量検出部と、
    前記インバータ回路を構成する３相アームのうち、任意の２相の下側アームがオンしている期間に検出される当該２相の電流変化量の和から、前記２相のうち何れか１相の下側アームがオンしている期間に検出される当該１相の電流変化量を減じて、前記２相のうち残り１相の誘起電圧の情報が含まれている演算結果を求め、前記演算結果より前記永久磁石モータの回転位置を検出する回転位置検出部とを備える回転位置検出装置。
11. 前記電流検出部は、前記インバータ回路を構成する３相の下側アームと、負側電源線との間にそれぞれ配置されている請求項１０記載の回転位置検出装置。
12. ３相の永久磁石モータを駆動するインバータ回路を構成する３相アームのうち、任意の２相の下側アームがオンしている期間に検出される当該２相の電流変化量の和から、前記２相のうち何れか１相の下側アームがオンしている期間に検出される当該１相の電流変化量を減じて、前記２相のうち残り１相の誘起電圧の情報が含まれている演算結果を求め、前記演算結果より前記永久磁石モータの回転位置を検出する回転位置検出方法。

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