JP2010268629A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高精度に入力電流を推定することができるインバータ装置を提供する。
【解決手段】シャント抵抗６３により、交流モータ５に流れる電流が検知される。モータ制御部４０において、ｕｖｗ／ｄｑ変換部４１と位置・速度推定部４２と減算器４３と速度制御部４４と減算器４５，４６と電流制御部４７とｄｑ／ｕｖｗ変換部４８とにより、シャント抵抗６３で検知した電流から得られた交流モータ５における励磁成分電流とトルク成分電流が目標値となるように交流モータ５の電流経路に設けられたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をＰＷＭ制御する。入力電流算出部４９は、シャント抵抗６３で検知した交流モータ５に流れる電流と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のＰＷＭ制御用デューティ比とから入力電流を推定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流モータをベクトル制御するインバータ装置に関する。

モータ駆動用インバータは、直流をスイッチング素子の高周波スイッチング動作により出力電流を制御してモータの回転速度を制御する。この種のインバータにおいて、特許文献１では、電源電圧変動が生じた場合でも入力電流を的確に推定するために、モータに流れる電流と直流電圧を検知し、検知した電流からモータの消費電力を算出し、算出した消費電力および検知した直流電圧からインバータ装置への入力電圧を推定し、算出した消費電力および推定した入力電圧からインバータ装置への入力電流を推定している。

特開２００８−１０９８４６号公報

ところが、特許文献１に開示の入力電流の推定方法では、誤差が大きくなってしまう。具体的には、インバータ装置への入力電圧を推定して入力電流の推定に使用しているために誤差が大きくなる。また、モータの消費電力からインバータ装置への入力電力を算出するためにインバータ効率を用いており、このハード誤差が入力電流の推定に反映されてしまい推定入力電流値の誤差が大きくなる。

本発明は、前記問題に鑑みてなされたものであって、その目的は、高精度に入力電流を推定することができるインバータ装置を提供することにある。

請求項１に記載の発明では、交流モータをベクトル制御するインバータ装置であって、前記交流モータに流れる電流を検知する電流検知手段と、前記電流検知手段で検知した電流から得られた前記交流モータにおける励磁成分電流とトルク成分電流が目標値となるように前記交流モータの電流経路に設けられたスイッチング素子をＰＷＭ制御するスイッチング素子制御部と、前記電流検知手段で検知した前記交流モータに流れる電流と、前記スイッチング素子のＰＷＭ制御用デューティ比とから入力電流を推定する入力電流推定手段と、を備えたことを要旨とする。

請求項１に記載の発明によれば、電流検知手段により、交流モータに流れる電流が検知される。スイッチング素子制御部により、電流検知手段で検知した電流から得られた交流モータにおける励磁成分電流とトルク成分電流が目標値となるように、交流モータの電流経路に設けられたスイッチング素子がＰＷＭ制御される。また、入力電流推定手段により、電流検知手段で検知した交流モータに流れる電流と、スイッチング素子のＰＷＭ制御用デューティ比とから入力電流が推定される。

このように、入力電力の推定を行なっておらず、インバータ効率を使用しないため、このハード誤差が入力電流の推定に反映されることはなく高精度に入力電流を推定することができる。

請求項２に記載のように、請求項１に記載のインバータ装置において、前記入力電流推定手段は、入力電流を、
（モータのＵ相電流）×（Ｕ相用のスイッチング素子のＰＷＭ制御用デューティ比）＋（モータのＶ相電流）×（Ｖ相用のスイッチング素子のＰＷＭ制御用デューティ比）＋（モータのＷ相電流）×（Ｗ相用のスイッチング素子のＰＷＭ制御用デューティ比）
により推定するとよい。

請求項３に記載のように、請求項１または２に記載のインバータ装置において、直流を入力して前記交流モータをベクトル制御するとよい。

本発明によれば、高精度に入力電流を推定することができる。

実施形態におけるインバータ装置の全体構成図。 三相交流波形図。 各種の波形図。 通電電流を説明するための回路構成図。 通電電流を説明するための回路構成図。 通電電流を説明するための回路構成図。 通電電流を説明するための回路構成図。 波形図。 波形図。 別例におけるインバータ装置の全体構成図。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１には、本実施形態におけるインバータ装置１０の回路構成を示す。図１に示すように、インバータ装置１０には、高圧バッテリ１と交流モータ５が接続されている。インバータ装置１０は、直流電源である高圧バッテリ１から電力を入力して交流モータ５を駆動制御する。交流モータ５は、三相同期モータであるとともに、本実施形態では自動車のエアコン用モータ（エアコンコンプレッサ用モータ）として使用している。

インバータ装置１０は、コンデンサ２０と、スイッチング回路３０と、モータ制御部４０を備えている。また、インバータ装置１０にはバッテリコントローラ７０が接続されている。

高圧バッテリ１の正極端子にコンデンサ２０の一方の端子が接続されているとともにスイッチング回路３０の正側配線が接続されている。また、高圧バッテリ１の負極端子にコンデンサ２０の他方の端子が接続されているとともにスイッチング回路３０の負側配線が接続されている。そして、高圧バッテリ１からコンデンサ２０を介してスイッチング回路３０に直流が供給される。

スイッチング回路３０は、６つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６と６つのダイオードＤ１〜Ｄ６を備えている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としてＩＧＢＴを用いている。正側配線と負側配線との間において、Ｕ相用のスイッチング素子Ｑ１とＱ２、Ｖ相用のスイッチング素子Ｑ３とＱ４、Ｗ相用のスイッチング素子Ｑ５とＱ６が、それぞれ直列に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には各ダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列接続されている。スイッチング素子Ｑ１とＱ２との間、スイッチング素子Ｑ３とＱ４との間、スイッチング素子Ｑ５とＱ６との間からモータ５の各相のコイル６，７，８が接続されている。各コイル６，７，８はＹ結線されている。

スイッチング回路３０の電源入力側において、正側配線と負側配線との間には抵抗６１，６２が直列接続されている。抵抗６１，６２間の電圧Ｖｄｃにより入力電圧を検知することができる。また、スイッチング回路３０の電源入力側において、負側配線にはシャント抵抗６３が接続されている。シャント抵抗６３によりモータ５に流れる電流を検知することができる。

モータ制御部４０は、交流モータ５をベクトル制御する機能を有し、ｕｖｗ／ｄｑ変換部４１と位置・速度推定部４２と減算器４３と速度制御部４４と減算器４５，４６と電流制御部４７とｄｑ／ｕｖｗ変換部４８と入力電流算出部４９とを備えている。

モータ制御部４０の減算器４３には外部からモータ５の指令速度が入力され、モータ制御部４０は指令速度に応じたベクトル制御によりスイッチング回路３０を駆動する。
スイッチング素子Ｑ１の制御端子（ＩＧＢＴのゲート端子）はモータ制御部４０のｄｑ／ｕｖｗ変換部４８と接続されるとともにスイッチング素子Ｑ２の制御端子（ＩＧＢＴのゲート端子）はインバータ５０を介してモータ制御部４０のｄｑ／ｕｖｗ変換部４８と接続されている。また、スイッチング素子Ｑ３の制御端子（ＩＧＢＴのゲート端子）はモータ制御部４０のｄｑ／ｕｖｗ変換部４８と接続されるとともにスイッチング素子Ｑ４の制御端子（ＩＧＢＴのゲート端子）はインバータ５１を介してモータ制御部４０のｄｑ／ｕｖｗ変換部４８と接続されている。さらに、スイッチング素子Ｑ５の制御端子（ＩＧＢＴのゲート端子）はモータ制御部４０のｄｑ／ｕｖｗ変換部４８と接続されるとともにスイッチング素子Ｑ６の制御端子（ＩＧＢＴのゲート端子）はインバータ５２を介してモータ制御部４０のｄｑ／ｕｖｗ変換部４８と接続されている。

抵抗６３による検知電流がｕｖｗ／ｄｑ変換部４１に供給され、ｕｖｗ／ｄｑ変換部４１は、抵抗６３による検知電流に基づきモータ５におけるロータ軸上のｄ軸座標およびｑ軸座標にそれぞれ換算された励磁成分電流Ｉｄおよびトルク成分電流Ｉｑを算出する。算出された励磁成分電流Ｉｄおよびトルク成分電流Ｉｑは、位置・速度推定部４２に供給される。また、算出された励磁成分電流Ｉｄは、減算器４５に供給される。さらに、算出されたトルク成分電流Ｉｑは、減算器４６に供給される。

位置・速度推定部４２は、励磁成分電流Ｉｄ、トルク成分電流Ｉｑ、後記する励磁成分電圧Ｖｄおよびトルク成分電圧Ｖｑに基づいて、モータ５におけるロータ推定速度を算出するとともに、ロータ推定位置を算出する。算出されたロータ推定速度は、減算器４３に供給される。また、算出されたロータ推定位置は、ｄｑ／ｕｖｗ変換部４８に供給される。

減算器４３は指令速度からロータ推定速度を減算して速度制御部４４に供給する。速度制御部４４は、指令速度と推定速度との差分から、励磁成分電流Ｉｄに対する目標値Ｉｄｒｅｆ、および、トルク成分電流Ｉｑに対する目標値Ｉｑｒｅｆを算出する。励磁成分電流Ｉｄに対する目標値Ｉｄｒｅｆは減算器４５に供給される。また、トルク成分電流Ｉｑに対する目標値Ｉｑｒｅｆは減算器４６に供給される。

減算器４５は、目標値Ｉｄｒｅｆから励磁成分電流Ｉｄを減算する。この減算結果が電流制御部４７に供給される。また、減算器４６は、目標値Ｉｑｒｅｆからトルク成分電流Ｉｑを減算する。この減算結果が電流制御部４７に供給される。

電流制御部４７において、目標値Ｉｄｒｅｆと励磁成分電流Ｉｄとの差分に基づいてモータ５におけるロータ軸上のｄ軸座標に換算された励磁成分電圧Ｖｄを得る。この励磁成分電圧Ｖｄがｄｑ／ｕｖｗ変換部４８および位置・速度推定部４２に供給される。また、電流制御部４７において、目標値Ｉｑｒｅｆとトルク成分電流Ｉｑとの差分に基づいてモータ５におけるロータ軸上のｑ軸座標に換算されたトルク成分電圧Ｖｑを得る。このトルク成分電圧Ｖｑがｄｑ／ｕｖｗ変換部４８および位置・速度推定部４２に供給される。

抵抗６１，６２による入力電圧（Ｖｄｃ）がｄｑ／ｕｖｗ変換部４８に供給される。そして、ｄｑ／ｕｖｗ変換部４８は、入力されるロータ推定位置、励磁成分電圧Ｖｄ、トルク成分電圧Ｖｑ、および抵抗６１，６２による入力電圧（Ｖｄｃ）に基づいて、モータ５の各相のコイル６，７，８に対する駆動電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、その駆動電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを得るのに必要な駆動波形信号（ＰＷＭ信号）を生成する。この駆動波形信号により、上記スイッチング回路３０の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン，オフ駆動される。

このようにして、本実施形態においては、ｕｖｗ／ｄｑ変換部４１と位置・速度推定部４２と減算器４３と速度制御部４４と減算器４５，４６と電流制御部４７とｄｑ／ｕｖｗ変換部４８とによりスイッチング素子制御部が構成されている。そして、このスイッチング素子制御部（４１〜４８）は、電流検知手段としてのシャント抵抗６３で検知した電流から得られた交流モータ５における励磁成分電流とトルク成分電流が目標値となるように交流モータ５の電流経路に設けられたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をＰＷＭ制御する。

つまり、エアコン用交流モータ５の指令速度に基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を制御して直流電流が三相交流電流に変換され、スイッチング回路３０で変換された三相交流電流が交流モータ５の各相のコイル６，７，８に供給される。このスイッチング回路３０による交流モータ５の通電にてエアコン用交流モータ５が駆動される。

図２には、三相交流波形を示すとともに所定のタイミングｔ０におけるＵ相のモータ電流Ｉｕ、Ｖ相のモータ電流Ｉｖ、Ｗ相のモータ電流Ｉｗ、および、−Ｉｗを示す。図３には、Ｕ相のＰＷＭ信号、Ｖ相のＰＷＭ信号、Ｗ相のＰＷＭ信号、およびシャント抵抗６３に流れる電流（通電電流）Ｉｓを示す。この図３は、図２におけるｔ０付近での波形を示している。

図３において周期をＴとしている。Ｕ相のＰＷＭ信号について、ｔ１のタイミングで立ち下がり、ｔ２のタイミングで立ち上がり、ｔ７のタイミングで立ち下がっている。従って、ｔ２〜ｔ７の期間が、Ｕ相のスイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎとなり、周期Ｔに対するオン期間Ｔｏｎ（＝オンパルスＰｕ）がデューティ比Ｐｕ／Ｔとなっている。

また、図３のＶ相のＰＷＭ信号について、ｔ２後のｔ３のタイミングで立ち上がり、ｔ７の前のｔ６のタイミングで立ち下がっている。従って、ｔ３〜ｔ６の期間が、Ｖ相のスイッチング素子Ｑ３のオン期間Ｔｏｎとなり、周期Ｔに対するオン期間Ｔｏｎ（＝オンパルスＰｖ）がデューティ比Ｐｖ／Ｔとなっている。

さらに、図３のＷ相のＰＷＭ信号について、ｔ３後のｔ４のタイミングで立ち上がり、ｔ６の前のｔ５のタイミングで立ち下がっている。従って、ｔ４〜ｔ５の期間が、Ｗ相のスイッチング素子Ｑ５のオン期間Ｔｏｎとなり、周期Ｔに対するオン期間Ｔｏｎ（＝オンパルスＰｗ）がデューティ比Ｐｗ／Ｔとなっている。

この波形とすることにより次のように電流が流れる。ｔ２〜ｔ３の期間を第１期間Ｔ１とする。ｔ３〜ｔ４の期間を第２期間Ｔ２とする。ｔ４〜ｔ５の期間を第３期間Ｔ３とする。ｔ５〜ｔ６の期間を第２期間Ｔ２とする。ｔ６〜ｔ７の期間を第１期間Ｔ１とする。ｔ１〜ｔ２の期間を第４期間Ｔ４とする。

第１期間Ｔ１におけるスイッチング回路３０およびモータ５での電流の流れを、図４に示す。第２期間Ｔ２におけるスイッチング回路３０およびモータ５での電流の流れを、図５に示す。第３期間Ｔ３におけるスイッチング回路３０およびモータ５での電流の流れを、図６に示す。第４期間Ｔ４におけるスイッチング回路３０およびモータ５での電流の流れを、図７に示す。

図４に示すように第１期間Ｔ１においては、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッチング素子Ｑ３がオフ、スイッチング素子Ｑ４がオン、スイッチング素子Ｑ５がオフ、スイッチング素子Ｑ６がオンとなる。電流は、スイッチング素子Ｑ１→モータコイル６→モータコイル８→スイッチング素子Ｑ６→シャント抵抗６３（および、スイッチング素子Ｑ６→スイッチング素子Ｑ４およびダイオードＤ４→モータコイル７→中性点）に流れる。

図５に示すように第２期間Ｔ２においては、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッチング素子Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ４がオフ、スイッチング素子Ｑ５がオフ、スイッチング素子Ｑ６がオンとなる。電流は、スイッチング素子Ｑ１→モータコイル６→中性点（および、スイッチング素子Ｑ３→モータコイル７→中性点）→モータコイル８→スイッチング素子Ｑ６→シャント抵抗６３に流れる。

図６に示すように第３期間Ｔ３においては、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２がオフ、スイッチング素子Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ４がオフ、スイッチング素子Ｑ５がオン、スイッチング素子Ｑ６がオフとなる。電流は、スイッチング素子Ｑ１→モータコイル６→中性点（および、スイッチング素子Ｑ３→モータコイル７→中性点）→モータコイル８→スイッチング素子Ｑ５およびダイオードＤ５→スイッチング素子Ｑ３，Ｑ１に流れる。

図７に示すように第４期間Ｔ４においては、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチング素子Ｑ３がオフ、スイッチング素子Ｑ４がオン、スイッチング素子Ｑ５がオフ、スイッチング素子Ｑ６がオンとなる。電流は、スイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ２→モータコイル６→中性点（および、スイッチング素子Ｑ４およびダイオードＤ４→モータコイル７→中性点）→モータコイル８→スイッチング素子Ｑ６→スイッチング素子Ｑ４，Ｑ２およびダイオードＤ４，Ｄ２に流れる。

また、図２，３，４，５，６，７において、○の中の数字は電流の大きさを示しており、図２でＩｕ，Ｉｖ，−Ｉｗの大きさ、図３のシャント抵抗６３での電流Ｉｓの大きさ、図４〜図７の電流経路での電流の大きさを示している。

図４，５，６，７に示すように、図４において（図３の第１期間Ｔ１において）シャント抵抗６３に電流Ｉｓが流れ、Ｕ相電流（Ｉｕ）が検出されるとともに、図５において（図３の第２期間Ｔ２において）シャント抵抗６３に電流Ｉｓが流れ、Ｗ相電流（−Ｉｗ）が検出される。

図１の入力電流算出部４９は、高圧バッテリ（直流電源）１からスイッチング回路３０に入力される入力電流Ｉｉｎを、交流モータ５に流れる電流とＰＷＭ制御用デューティ比（Ｐｕ／Ｔ、Ｐｖ／Ｔ、Ｐｗ／Ｔ）とから推定する。詳しくは、Ｉｕ値、Ｉｖ値、Ｉｗ値、Ｕ相のスイッチング素子Ｑ１のデューティ比Ｐｕ／Ｔ、Ｖ相のスイッチング素子Ｑ３のデューティ比Ｐｖ／Ｔ、Ｗ相のスイッチング素子Ｑ５のデューティ比Ｐｗ／Ｔから、次式により、入力電流Ｉｉｎを算出（推定）する。

Ｉｉｎ＝Ｉｕ×（Ｐｕ／Ｔ）＋Ｉｖ×（Ｐｖ／Ｔ）＋Ｉｗ×（Ｐｗ／Ｔ）
以下に、入力電流の推定について説明する。
図３の第１期間Ｔ１における電流値と時間との積、即ち、図８においてハッチングを付した領域の面積Ｓ１は、次式で表すことができる。

Ｓ１＝Ｉｕ×（Ｐｕ−Ｐｖ）
・・・（式１）
同様に、図３の第２期間Ｔ２における電流値と時間との積、即ち、図９においてハッチングを付した領域の面積Ｓ２は、次式で表すことができる。

Ｓ２＝−Ｉｗ×（Ｐｖ−Ｐｗ）
・・・（式２）
入力電流Ｉｉｎは、図３の周期Ｔにおけるシャント抵抗６３に流れる電流Ｉｓの平均値Ｉｓ（ａｖｅ）であり、
Ｉｉｎ＝Ｉｓ（ａｖｅ）
・・・（式３）
となる。

よって、面積の和（Ｓ１＋Ｓ２）を周期Ｔで割ると、入力電流Ｉｉｎが求められる。
Ｉｉｎ＝（Ｓ１＋Ｓ２）／Ｔ
・・・（式４）
この式４に対して、式１のＳ１と式２のＳ２を代入すると、
Ｉｉｎ＝｛Ｉｕ×（Ｐｕ−Ｐｖ）−Ｉｗ×（Ｐｖ−Ｐｗ）｝／Ｔ
・・・（式５）
となる。

さらに、式５を変形すると、
Ｉｉｎ＝｛Ｉｕ×Ｐｕ＋（−Ｉｕ−Ｉｗ）Ｐｖ＋Ｉｗ×Ｐｗ）｝／Ｔ
・・・（式６）
となる。

一方、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０であるから、式６は、
Ｉｉｎ＝｛Ｉｕ×Ｐｕ＋Ｉｖ×Ｐｖ＋Ｉｗ×Ｐｗ｝／Ｔ
Ｉｉｎ＝Ｉｕ×（Ｐｕ／Ｔ）＋Ｉｖ×（Ｐｖ／Ｔ）＋Ｉｗ×（Ｐｗ／Ｔ）
・・・（式７）
となる。

従って、Ｉｕ値、Ｉｖ値、Ｉｗ値、Ｐｕ／Ｔ値、Ｐｖ／Ｔ値、Ｐｗ／Ｔ値から、入力電流Ｉｉｎを推定することができる。
図１の入力電流算出部４９において算出された推定入力電流は、バッテリコントローラ７０に送られてバッテリ１の保護のために用いられる。具体的には、バッテリコントローラ７０は推定入力電流からバッテリ１の消費電力を算出して当該消費電力からバッテリ１の寿命をモニタしており、バッテリ１の寿命に応じたモータ５の回転数を決定する（寿命に応じた回転速度でモータ５を駆動制御する）。

上記実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（１）入力電流推定手段としての入力電流算出部４９において、電流検知手段としてのシャント抵抗６３で検知した交流モータ５に流れる電流と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のＰＷＭ制御用デューティ比とから入力電流を推定する。詳しくは、入力電流算出部４９は、入力電流を、
（モータのＵ相電流）×（Ｕ相用のスイッチング素子のＰＷＭ制御用デューティ比）＋（モータのＶ相電流）×（Ｖ相用のスイッチング素子のＰＷＭ制御用デューティ比）＋（モータのＷ相電流）×（Ｗ相用のスイッチング素子のＰＷＭ制御用デューティ比）
により推定する。

よって、本実施形態では特許文献１の方式に比べて高精度に入力電流を推定することができる。
詳しく説明する。

従来方式（特許文献１）では入力電流は、
入力電流＝[｛（励磁成分電圧×励磁成分電流）＋（トルク成分電圧×トルク成分電流）｝＋インバータ損失電力]／入力電圧
である。

このとき、励磁成分電圧およびトルク成分電圧は、励磁成分指令電圧およびトルク成分指令電圧より、デッドタイム、スイッチング速度、オン電圧、入力電圧等の補正を行なって求めた電圧である。また、励磁成分電流およびトルク成分電流は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相実測電流値および推定ロータ位置より三相／二相変換により求めた電流である。

この場合、デッドタイム、スイッチング速度、オン電圧、入力電圧について補正する際、および、励磁成分電流、トルク成分電流を得る際に誤差が生じる。
これに比べて本実施形態では入力電流は、上記の式７により求められる。

この場合には、スイッチング素子のＰＷＭ制御用デューティ比Ｐｕ／Ｔ，Ｐｖ／Ｔ，Ｐｗ／Ｔは、デッドタイム、スイッチング速度により誤差を生じる。
このようにして本実施形態では、従来方式での入力電力の推定を行なう必要がないため、インバータ損失電力（インバータ効率）を使用しておらず、このハード誤差（オン電圧、入力電圧）が入力電流の推定に反映されることはなく高精度に入力電流を推定することができる。

（２）インバータ装置１０は、直流を入力してモータ５をベクトル制御する。特許文献１では交流電源の入力電流を推定するために交流入力電圧の推定が必要であったが、本実施形態では直流電源の入力電流を推定するために交流入力電圧の推定は不要であり、直流電圧を検知しないインバータ装置でも、入力電流を推定することができる。

実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
・図１０に示すように、各相ごとにシャント抵抗８０，８１，８２を設けて、各相ごとのモータ電流を検出してもよい。あるいは、図１０において、直接、モータのコイル６，７，８への電流経路α、β、γにおいて電流を検出するようにしてもよい。

・図１では高圧バッテリ（直流電源）１に接続したが、これに代わり、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧をスイッチングにより交流電圧に変換して出力する場合に適用してもよい。

・電流検知手段としてのシャント抵抗６３を用いたが、シャント抵抗に代わりカレントトランスを用いてもよい。あるいは、カレントミラーを用いてもよい。
・交流モータ５として三相同期モータを用いたが、同期モータに代わり誘導モータに適用してもよい。

・図１ではロータ回転速度を位置・速度推定部４２において電流値から演算して推定したが、これに代わり、回転速度検出器を用いてロータの回転速度を検出してもよい。

５…交流モータ、３０…スイッチング回路、４０…モータ制御部、４１…ｕｖｗ／ｄｑ変換部、４２…位置・速度推定部、４３…減算器、４４…速度制御部、４５…減算器、４６…減算器、４７…電流制御部、４８…ｄｑ／ｕｖｗ変換部、４９…入力電流算出部、６３…シャント抵抗、Ｑ１…スイッチング素子、Ｑ２…スイッチング素子、Ｑ３…スイッチング素子、Ｑ４…スイッチング素子、Ｑ５…スイッチング素子、Ｑ６…スイッチング素子。

Claims (3)

1. 交流モータをベクトル制御するインバータ装置であって、
   前記交流モータに流れる電流を検知する電流検知手段と、
   前記電流検知手段で検知した電流から得られた前記交流モータにおける励磁成分電流とトルク成分電流が目標値となるように前記交流モータの電流経路に設けられたスイッチング素子をＰＷＭ制御するスイッチング素子制御部と、
   前記電流検知手段で検知した前記交流モータに流れる電流と、前記スイッチング素子のＰＷＭ制御用デューティ比とから入力電流を推定する入力電流推定手段と、
   を備えたことを特徴とするインバータ装置。
2. 前記入力電流推定手段は、
   入力電流を、
   （モータのＵ相電流）×（Ｕ相用のスイッチング素子のＰＷＭ制御用デューティ比）＋（モータのＶ相電流）×（Ｖ相用のスイッチング素子のＰＷＭ制御用デューティ比）＋（モータのＷ相電流）×（Ｗ相用のスイッチング素子のＰＷＭ制御用デューティ比）
   により推定することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 直流を入力して前記交流モータをベクトル制御することを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ装置。

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